JP5004974B2 - 送信方法、受信方法、伝送方法、送信装置及び受信装置 - Google Patents

Description

本発明は、送信方法、受信方法、伝送方法、送信装置及び受信装置に係り、特に、Ｎ次元のＤＦＴ行列のＮ個の行ベクトルのそれぞれと長さＭのデータとのクロネッカ積をとることによって生成された長さＭ×Ｎの信号を伝送信する送信方法、受信方法、伝送方法、送信装置及び受信装置に関する。
なお、本発明の適用される無線通信システムは、移動通信システム、無線ＬＡＮ通信システム等の無線通信システムである。

末広らは、ＤＦＴ（Ｄｉｓｃｒｅｔｅ Ｆｏｕｒｉｅｒ Ｔｒａｎｓｆｏｒｍ）行列の行ベクトルとデータベクトル間のクロネッカ積を利用した新しい情報伝送方式である、Ｓｕｅｈｉｒｏ‘ｓ ＤＦＴ方式（ＳＤ方式）を考案した（非特許文献１、２参照）。
この方式は、現在様々な通信に利用されているＯＦＤＭ（Ｏｒｔｈｏｇｏｎａｌ Ｆｒｅｑｕｅｎｃｙ Ｄｉｖｉｓｉｏｎ Ｍｕｌｔｉｐｌｅｘ）方式と比べ、無線周波数利用効率が約２．５倍になることが確認されている（非特許文献３参照）。
次に、Ｎ次元のＤＦＴ行列のＮ個（Ｎは、４以上の自然数）の行ベクトルのそれぞれと長さＭ（Ｍは、２以上の自然数）のデータとのクロネッカ積をとることによって生成された長さＭ×Ｎの信号を送受信する伝送方法であるＳＤ方式について説明する。
（ＤＦＴ行列と送信信号）
先ず、Ｎ次のＤＦＴ（Ｄｉｓｃｒｅｔｅ Ｆｏｕｒｉｅｒ Ｔｒａｎｓｆｏｒｍ）行列について説明する。
Ｎ次のＤＦＴ行列Ｆ_Ｎを、

とする。なお、Ｎ次逆ＤＦＴ行列Ｆ_Ｎをも同じである。
ここで、ｉは、行番号で、０≦ｉ≦Ｎ−１であり、ｊは、列番号で、０≦ｊ≦Ｎ−１であある。

ある。
また、単位円をＮ分割した点に相当する変数Ｗ_Ｎを、図１に示すように、次のように定義する。

このＷ_Ｎを用いると、ＤＦＴ行列Ｆ_Ｎは、図２に示すようになる。
なお、Ｗ_Ｎは回転子であり、以下の関係が成立する。

図２に示すように、Ｎ次のＤＦＴ行列Ｆ_Ｎは、ベクトルｆ_Ｎ、０、ベクトルｆ_Ｎ、１・・・ベクトルｆ_{Ｎ、Ｎ−１}のＮ個の行ベクトルを有している。この行ベクトル同士は、周期相互相関が全てのシフト（ゼロシフトを除く）において、ゼロである。
したがって、図３に示すように、送信装置＃０、送信装置＃１・・・送信装置＃（Ｎ−１）のＮ個の長さＭの送信データ：データＸ_Ｏ、データＸ_１・・・データＸ_{（Ｎ−１）}を、それぞれ、行ベクトルｆ_Ｎ、０、行ベクトルｆ_Ｎ、１・・・行ベクトルｆ_{Ｎ、Ｎ−１}を用いて、次のようにして生成された信号Ｓ_０、Ｓ_１・・・Ｓ_Ｎ−１を送信する。

として、信号Ｓ_０、Ｓ_１・・・Ｓ_Ｎ−１を送信することにより、複数の送信部から、相関なく、データを送信することができる。なお、送信される信号の長さは、Ｎ×Ｍの長さとなる。
つまり、信号Ｓ_０、Ｓ_１・・・Ｓ_Ｎ−１を任意の二つの信号の周期相互相関が全てのシフトで０（ゼロ）となるので、適切なマッチドフィルタを設計すればこれらの信号を足し合わせて送信しても、受信時にそれぞれのデータ列を分離することが可能になる。
（整合フィルタ）
長さＭのベクトルＩ_Ｍ（１、０、・・・・、０）を定義する。
ここでベクトルｆ_ｋ（０≦ｋ≦Ｎ−１）とＩ_Ｍのクロネッカ積

を整合する信号とする整合フィルタを用意する。
このマッチドフィルタにＳ_ｋ（０≦ｋ≦Ｎ−１）を入力すると、出力の中央からＭ個の部分は、データＸ_ｋになる。

の整合フィルタへ入力すると、出力信号の中央からＭ個の部分は常に０となる。

ルタを通せばＸ_ｋのみが得られることを意味している。
（擬周期信号）
Ｓ_０からＳ_Ｎ−１までを足し合わせた信号をＳ_ｓｕｍとする。Ｓ_ｓｕｍは長さＭＮの有限長系列であるため、マルチパスチャネル通過の際に、ＤＦＴ行列によって得られた周期性を失ってしまう。すると、マッチドフィルタ出力からＸ_ｋ（０≦ｋ≦Ｎ−１）を得ることができなくなる。
周期的な無限長の信号である場合、マルチパスチャネルは信号の周期性に影響を与えない。しかし、無限長の系列を送信することは実用的ではない。そこで、無限長の周期系列から必要な長さを切り出す擬周期信号を導入する。
まず、想定されるマルチパス遅延時間よりも大きな値Ｌ_２を与える。
また、直接経路信号が存在しなかったり極めて小さな電力レベルである場合、遅延時間がマイナスであることがある。その時間を考慮した値をＬ_１とする。
このＬ_１、Ｌ_２を使って図４のような擬周期信号を作り送信する。
ここでＬ_２にあたる部分をサイクリックプレフィックス、Ｌ_１にあたる部分をサイクリックポストフィックスと呼ぶ。受信時にはマッチドフィルタ入力前に両者を取り除く必要がある。
（パイロット信号）
データ列Ｘ_０の長さをＭとして以下のように決める。

部分は、

となる。
次にＳ_０を擬周期化した後にマルチパスチャネルを通過させる。サイクリック（プ

出力の中央部分からＭ個の部分は以下のようになる。

ただし、（ｐ_０，ｐ_１，ｐ_２，ｐ_３，．．．，ｐ_ｋ，．．．，ｐ_{（Ｌ２−１）}）は、時間ｋだけ遅れて到達したパスに乗算される複素係数である。
このｐ_ｋは一般に、振幅係数ｒ_ｋと位相回転θ_ｋを用いて、

と表される。
（連立方程式）
パイロット信号の挿入によってマルチパス特性を知ることができることを示した。パイロット以外のデータ信号部分Ｘｋ（１＜ｋ＜Ｎ−１）の、それぞれのマッチドフィルタ出力の中心からＭ個の部分（ｄｋ０〜ｄｋ（Ｍ−１））は、データとマルチパス特性が以下の式のような関係を示す。

これを行列を用いて表現すると次の数１のようになる。

ここで、

とすると、

（最尤判定）
式（１７）をＸ_ｋについて解くことで、受信側では送信データを得ることができる。
この連立方程式を簡単に解くためには、式（１７）の両辺左からＰの逆行列を掛ければよい。

しかし、Ｐ及びＤ_ｋには通信路上の雑音が加わっており、ＳＮＲ（信号対雑音比）の大きな通信環境では、誤り特性が悪化することが知られている。
そこで、日熊（非特許文献３参照。）や橋本（非特許文献４参照。）によって誤り特性の劣化を抑えるデータ判定法が提案された。それが、ＭＭＳＥ（ＭｉｎｉｍｕｍＭｅａｎＳｑｕａｒｅＥｒｒｏｒ：最小二乗平均誤差）線形等化を用いた最尤判定である。
今、受信側での送信データ推定値をＸ^推定 _ｋ＝（ｘ^推定 _ｋ０，ｘ^推定 _ｋ１，．．．，ｘ^推定 _{ｋ（Ｍ−１）}）とする。

るＸ^推定 _ｋを求める。

（計算量）
ＭＭＳＥによるデータ推定では、送信データとして考えうる全てのパターンについて式（１９）を計算する必要がある。ＳＤ方式でも、１［シンボル］をβ［ビット］とする多値変調を行うものとする。
このとき、ＭＭＳＥによって送信データＸ_ｋを確定するために必要な式式（１９）の計算回数は、

となる。これに、今回想定しているパラメータＱＰＳＫ（β＝２），Ｍ＝２１を代入すると、２４２（回）となり、計算量として現実的ではない。
Ｎ．Ｓｕｅｈｉｒｏ，Ｃ．Ｈａｎ，Ｔ．Ｉｍｏｔｏ，ａｎｄＮ．Ｋｕｒｏｙａｎａｇｉ，"ＡｎｉｎｆｏｒｍａｔｉｏｎｔｒａｎｓｍｉｓｓｉｏｎｍｅｔｈｏｄｕｓｉｎｇＫｒｏｎｅｃｋｅｒｐｒｏｄｕｃｔ"，ＰｒｏｃｅｅｄｉｎｇｓｏｆｔｈｅＩＡＳＴＥＤＩｎｔｅｒｎａｔｉｏｎａｌＣｏｎｆｅｒｅｎｃｅＣｏｍｍｕｎｉｃａｔｉｏｎＳｙｓｔｅｍｓａｎｄＮｅｔｗｏｒｋｓ，ｐｐ．２０６−２０９，Ｓｅｐｔ．２００２． Ｎ．Ｓｕｅｈｉｒｏ，Ｃ．Ｈａｎ，ａｎｄＴ．Ｉｍｏｔｏ，"ＶｅｒｙＥｆｆｉｃｉｅｎｔｗｉｒｅｌｅｓｓｕｓａｇｅｂａｓｅｄｏｎｐｓｅｕｄｏ−ｃｏｈｅｒｅｎｔａｄｄｉｔｉｏｎｏｆｍｕｌｔｉｐａｔｈｓｉｇｎａｌｓｕｓｉｎｇＫｒｏｎｅｃｋｅｒｐｒｏｄｕｃｔｗｉｔｈｒｏｗｓｏｆＤＦＴｍａｔｒｉｘ"，ＰｒｏｃｅｅｄｉｎｇｓｏｆＩｎｔｅｒｎａｔｉｏｎａｌＳｉｍｐｏｓｉｕｍｏｎＩｎｆｏｒｍａｔｉｏｎＴｈｅｏｒｙ，ｐｐ．３８５，Ｊｕｎｅ２００３． ＮａｏｋｉＳｕｅｈｉｒｏ，ＲｏｎｇｚｈｅｎＪｉｎ，ＣｈｅｎｇｇａｏＨａｎ，ＴａｋｅｓｈｉＨａｓｈｉｍｏｔｏ，"ＰｅｒｆｏｒｍａｎｃｅｏｆＶｅｒｙＥｆｆｉｃｉｅｎｔＷｉｒｅｌｅｓｓＦｒｅｑｕｅｎｃｙＵｓａｇｅＳｙｓｔｅｍＵｓｉｎｇＫｒｏｎｅｃｋｅｒＰｒｏｄｕｃｔｗｉｔｈＲｏｗｓｏｆＤＦＴＭａｔｒｉｘ"，Ｐｒｏｃｅｅｄｉｎｇｓｏｆ２００６ＩＥＥＥＩｎｆｏｒｍａｔｉｏｎＴｈｅｏｒｙＷｏｒｋｓｈｏｐ（ＩＴＷ’０６），ｐｐ．５２６−５２９，Ｏｃｔ．２００６． 日熊啓介，「マルチパス推定移動通信方式」，筑波大学大学院修士課程理工学研究科修士論文，Ｍａｒ．，２００２ 橋本猛，「末広方式ＣＤＭＡにおけるビット判定に関する研究」，ＳＩＴＡ２００２，Ｉｋａｈｏ，Ｇｕｎｍａ，Ｊａｐａｎ，Ｄｅｃ．１０−１３，２００２

しかしながら、従来のＳＤ方式は、ＯＦＤＭ方式に対して、無線周波数利用効率が約２．５倍になるものの、更なる無線周波数利用効率を挙げることが課題となっている。
本発明は、上記課題に鑑みなされたものであり、より無線周波数利用効率を挙げた送信方法、受信方法、伝送方法、送信装置及び受信装置を提供することを目的とするものである。

上記課題を解決するために、本件発明の送信方法は、Ｎ次元のＤＦＴ行列又はＺＣＣＺ行列のＮ個（Ｎは、４以上の自然数）の行ベクトルのそれぞれと長さＭ（Ｍは、２以上の自然数）のパイロット信号及び／又は送信データとのクロネッカ積をとることによって生成された長さＭ×Ｎの信号を送信する送信方法において、
前記Ｎ個の行ベクトルをｆ_０、ｆ_１、ｆ_２、・・・ｆ_Ｎ−１としたとき、
この行ベクトルの内、行ベクトルｆ_０、ｆ_１をパイロット信号の送信用とし、行ベクトルｆ_２、・・・ｆ_Ｎ−１を送信データの送信用とし、
送信信号を水平偏波アンテナ（以下、「送信側水平偏波アンテナ」と言う。）及び垂直偏波アンテナ（以下、「送信側垂直偏波アンテナ」と言う。）を用いて送信し、
前記送信側水平偏波アンテナからは、上記行ベクトルｆ_０と水平偏波用パイロット信号とのクロネッカ積の信号を送信し、前記送信側垂直偏波アンテナからは、上記行ベクトルｆ_１と垂直偏波用パイロット信号とのクロネッカ積の信号を送信し、
更に、前記送信側水平偏波アンテナから、行ベクトルｆ_２、・・・ｆ_Ｎ−１とＮ−２個の長さＭの水平偏波用の送信データとのクロネッカ積の信号を送信し、前記送信側垂直偏波アンテナから、行ベクトルｆ_２、・・・ｆ_Ｎ−１とＮ−２個の長さＭの垂直偏波用の送信データとのクロネッカ積の信号を送信するように構成することができる。
また、上記目的を達成するために、本発明の送信方法は、前記水平偏波用パイロット信号と前記垂直偏波用パイロット信号とは、長さＭのベクトルＩ_Ｍ（１、０、・・・０）であるように構成することができる。
また、上記目的を達成するために、本発明の送信方法は、前記送信側水平偏波アンテナ及び前記送信側垂直偏波アンテナの少なくとも一方を、複数のアンテナとするように構成することができる。
また、上記目的を達成するために、本発明の送信方法は、前記水平偏波用パイロット信号と前記垂直偏波用パイロット信号は、送信データが送信される送信データ送信期間の全期間に亘って送信されるものではなく、送信データ送信期間の一部の期間は、送信されないように構成することができる。
また、上記目的を達成するために、本発明の送信装置は、垂直偏波用送信部、水平偏波用送信部、垂直偏波及び水平偏偏波共用部、送信側垂直偏波アンテナ及び送信側水平偏波アンテナを有するように構成することができる。
また、上記目的を達成するために、本発明の受信方法は、Ｎ次元のＤＦＴ行列又はＺＣＣＺ行列のＮ個の行ベクトル（ｆ_０、ｆ_１、ｆ_２、・・・ｆ_Ｎ−１、なお、Ｎは、４以上の自然数であり、ｆ_０、ｆ_１は、パイロット信号の伝送用であり、ｆ_２、・・・ｆ_Ｎ−１は、送信データの伝送用である。）のそれぞれと長さＭ（Ｍは、２以上の自然数）のデータとのクロネッカ積をとることによって生成された長さＭ×Ｎの送信信号を、水平偏波アンテナ（以下、「受信側水平偏波アンテナ」と言う。）及び垂直偏波アンテナ（以下、「受信側垂直偏波アンテナ」と言う。）を用いて、受信する受信方法において、
長さＭのベクトルＩ_Ｍ（１、０、・・・・０）としたとき、

を整合する信号とする整合フィルタを、前記受信側水平偏波アンテナ及び前記受信側垂直偏波アンテナ毎に、予め設けておき、
前記受信側水平偏波アンテナ及び前記受信側垂直偏波アンテナで受信した水平偏波用パイロット信号と垂直偏波用パイロット信号とに基づいて、送信側水平偏波アンテナ及び送信側垂直偏波アンテナと、受信側水平偏波アンテナ及び受信側垂直偏波アンテナ間の、漏波成分を含む伝送特性を求め、
更に、前記受信側水平偏波アンテナ及び前記受信側垂直偏波アンテナ毎に、
行ベクトルｆ_２、・・・ｆ_Ｎ−１に係る上記整合フィルタの各出力と、求められた伝送特性とに基づいて、送信側水平偏波アンテナ及び送信側垂直偏波アンテナのそれぞれから送信された信号を推定するように構成することができる。
また、上記目的を達成するために、本発明の受信方法は、受信側水平偏波アンテナ及び受信側垂直偏波アンテナの少なくとも一方を、複数のアンテナとするように構成することができる。
また、上記目的を達成するために、本発明の受信装置は、水平偏波用受信部、垂直偏波用受信部、垂直偏波及び水平偏偏波共用部、伝送路特性測定部、受信側垂直偏波アンテナ及び受信側水平偏波アンテナを有するように構成することができる。
また、上記目的を達成するために、本発明の伝送方法は、Ｎ次元のＤＦＴ行列のＮ個（Ｎは、４以上の自然数）の行ベクトルのそれぞれと長さＭ（Ｍは、２以上の自然数）のデータとのクロネッカ積をとることによって生成された長さＭ×Ｎの信号を送受信する伝送方法において、
前記Ｎ個の行ベクトルをｆ_０、ｆ_１、ｆ_２、・・・ｆ_Ｎ−１としたとき、
この行ベクトルの内、行ベクトルｆ_０、ｆ_１をパイロット信号伝送用とし、行ベクトルｆ_２、・・・ｆ_Ｎ−１をデータ伝送用とし、
送信側で送信信号を水平偏波アンテナ（以下、「送信側水平偏波アンテナ」と言う。）及び垂直偏波アンテナ（以下、「送信側垂直偏波アンテナ」と言う。）を用いて送信し、受信側で、受信信号を水平偏波アンテナ（以下、「受信側水平偏波アンテナ」と言う。）及び垂直偏波アンテナ（以下、「受信側垂直偏波アンテナ」と言う。）を用いて受信し、
送信側で、前記送信側水平偏波アンテナからは、上記行ベクトルｆ_０と水平偏波用パイロット信号とのクロネッカ積の信号を送信し、前記送信側垂直偏波アンテナからは、上記行ベクトルｆ_１と垂直偏波用パイロット信号とのクロネッカ積の信号を送信し、
更に、前記送信側水平偏波アンテナから、行ベクトルｆ_２、・・・ｆ_Ｎ−１とＮ−２個の長さＭの水平偏波用の送信データとのクロネッカ積の信号を送信し、前記送信側垂直偏波アンテナから、行ベクトルｆ_２、・・・ｆ_Ｎ−１とＮ−２個の長さＭの垂直偏波用の送信データとのクロネッカ積の信号を送信し、
受信側では、長さＭのベクトルＩ_Ｍ（１、０、・・・・０）としたとき、

但し、０≦ｋ≦Ｎ−１
を整合する信号とする整合フィルタを、受信側水平偏波アンテナ及び受信側垂直偏波アンテナ毎に、予め設けておき、
受信側で、受信側水平偏波アンテナ及び受信側垂直偏波アンテナで受信した水平偏波用パイロット信号と垂直偏波用パイロット信号とに基づいて、送信側水平偏波アンテナ及び送信側垂直偏波アンテナと、受信側水平偏波アンテナ及び受信側垂直偏波アンテナ間の、漏波成分を含む伝送特性を求め、
更に、受信側水平偏波アンテナ及び受信側垂直偏波アンテナ毎に、
行ベクトルｆ_２、・・・ｆ_Ｎ−１に係る上記整合フィルタの各出力と、求められた伝送特性とに基づいて、送信側水平偏波アンテナ及び送信側垂直偏波アンテナから送信された信号を推定するように構成することができる。

本発明によれば、より無線周波数利用効率を挙げた送信方法、受信方法、伝送方法、送信装置及び受信装置を提供することができる。

Ｗ_Ｎを説明するための図である。 Ｎ次のＤＦＴ行列を説明するための図である。 ＤＦＴ行列Ｆ_Ｎの行ベクトルを用いた信号の送信を説明するための図である。 擬周期信号を説明するための図である。 信号構成を説明するための図である。 マルチパスを経過したパイロット信号のシミュレーションの結果である。 送信装置を説明するための図である。 受信装置を説明するための図である。 本発明の効果を説明するための図である。

符号の説明

１０ 送信装置
１１ 垂直偏波用送信部
１２ 水平偏波用送信部
１３、２３ 垂直偏波及び水平偏偏波共用部
１５、２５ 垂直偏波アンテナ
１６、２６ 水平偏波アンテナ
２０ 受信装置
２１ 水平偏波用受信部
２２ 垂直偏波用受信部
２３１ 特性測定部

本発明は、Ｎ次元のＤＦＴ行列のＮ個（Ｎは、４以上の自然数）の行ベクトルのそれぞれと長さＭ（Ｍは、２以上の自然数）のデータとのクロネッカ積をとることによって生成された長さＭ×Ｎの信号を送受信する伝送方法であって、
前記Ｎ個の行ベクトルをｆ_０、ｆ_１、ｆ_２、・・・ｆ_Ｎ−１としたとき、
この行ベクトルの内、ベクトルｆ_０、ｆ_１をパイロット信号伝送用とし、行ベクトルｆ_２、・・・ｆ_Ｎ−１をデータ伝送用とし、
送信側で送信信号を水平偏波アンテナ及び垂直偏波アンテナを用いて送信し、受信側で、受信信号を水平偏波アンテナ及び垂直偏波アンテナを用いて受信し、
送信側で、水平偏波アンテナからは、上記行ベクトルをｆ_０と水平偏波用パイロット信号とのクロネッカ積の信号を送信し、垂直偏波アンテナからは、上記行ベクトルｆ_１と垂直偏波用パイロット信号とのクロネッカ積の信号を送信し、
更に、水平偏波アンテナから、Ｎ−２個の長さＭの水平偏波用データと行ベクトルｆ_２、・・・ｆ_Ｎ−１とのクロネッカ積の信号を送信し、垂直偏波アンテナから、Ｎ−２個の長さＭの垂直偏波用データと行ベクトルｆ_２、・・・ｆ_Ｎ−１とのクロネッカ積の信号を送信し、
受信側では、長さＭのベクトルＩ_Ｍ（１、０、・・・・０）としたとき、

を整合する信号とする整合フィルタを、水平偏波アンテナ及び垂直偏波アンテナ毎に、予め設けておき、
受信側で、水平偏波アンテナ及び垂直偏波アンテナで受信した水平偏波用パイロット信号と垂直偏波用パイロット信号とに基づいて、送信側水平偏波アンテナ及び垂直偏波アンテナと、受信側水平偏波アンテナ及び垂直偏波アンテナ間の、漏波成分を含む伝送特性を求め、
更に、水平偏波アンテナ及び垂直偏波アンテナ毎に、
行ベクトルｆ_２、・・・ｆ_Ｎ−１に係る上記整合フィルタの各出力と、求められた伝送特性とに基づいて、送信側の水平偏波アンテナ及び垂直偏波アンテナから送信された信号を推定するようにした発明である。
先ず、本発明の信号構成について説明する。
（信号構成）
直交性を失って受信された両偏波を分離するための信号構成について述べる。水平・垂直の両偏波に異なる情報を乗せて送信する場合に考えなければならない問題として
（１）両偏波は、電気回路上異なるアンテナから送信されるため、異なるマルチパス環境を通過して受信アンテナに到達する。
（２）通信路において、それぞれの偏波面が傾くことが考えられる。つまり、垂直偏波用のアンテナに水平偏波成分が、水平偏波用のアンテナに垂直偏波成分がそれぞれ干渉する可能性がある。
の２点が挙げられる。
先ず、水平偏波、垂直偏波を用いて送信するデータＸ，Ｙを、それぞれ

とする。

ンによって写像した、複素数で表わされるディジットである。）
通常のＳＤ方式であれば、一行目のデータにパイロット信号を挿入する。しかし、偏波間の干渉が生じる通信路では、それぞれ同じ行位置にパイロット信号を挿入してしまうと、干渉によって足しあわされた信号から各成分を分離することができない。
そこで、パイロット信号をそれぞれ同じ行位置の二行を用いて以下のように決める。

Ｘ０，Ｙ１では水平、垂直それぞれの偏波のマルチパス特性を知ることができる。またＸ１，Ｙ０では、それぞれ他方の偏波からの干渉成分を知ることができる。これは、ゼロベクトル行はいくらマルチパスによる時間遅れが生じて足しあわされてもゼロベクトルであり、同行の他方の偏波に干渉を与えないことを利用したものである。この信号構成を図５に示す。中央の矢印は干渉を与える向きを意味しており、ゼロベクトル行からは干渉しないので×印をつけた。
これらパイロット行を含むデータ信号Ｘ，ＹはＤＦＴ行列の各行とクロネッカ積を取り、各偏波ごとに行成分を全て足し合わせ、サイクリック（プレ／ポスト）フィックスを付加して送信する。
実際にシミュレーションを行って得られたマルチパスを経過した信号の各パイロット部分の出力を図６に示す。
（受信側での送信データの推定）
マルチパス通信路を経過した両偏波は、それぞれ独立した別のアンテナによって受信される。各偏波成分が他方の偏波成分へ足しあわされることを考慮した、マッチドフィルタ出力の中心からＭ個の部分を以下のように置く。

−１）の間には、次の式（３１）の関係が成り立つ。

Ｎ−１）の間には、次の式（３２）の関係が成り立つ。

（送信データの推定）
式（３１）及び式（３２）式から、送信されたＸ_ｋ，Ｙ_ｋの推定値Ｘ^推定 _ｋ，Ｙ^推定 _ｋを求める。
ここで、前述のＭＭＳＥを用いた最尤判定を行いると、β［ビット］＝１［シンボル］と

ると、２１６４となり現実的ではない計算量となる。
計算量を減らすべく、非特許文献５の論文に紹介されている片側ＤＦＥ法を基本とし、更にＭＭＳＥを用いて応用を加えた方法を考案した。
先ず、改良したＭＭＳＥを用いた片側ＤＦＥ判定法について説明する。
（改良したＭＭＳＥを用いた片側ＤＦＥ判定法）
以下に考案した推定法の手順を示す。
（１）Ｘ^推定ｋ＝（０，０，０，．．．，０）と初期化する。
（２）Ｘ^推定ｋの一列目のみを送信候補の要素内で変化させ式（１７）に代入し、式（１９）を満たすｘ^推定ｋ_０を求める。
（３）（２）で確定したｘ^推定ｋ_０をＸ_ｋに代入し、今度は二列目ｘ_ｋ１のみを送信候補の要素内で変化させて式（１９）を満たすｘ^推定ｋ_１を求める。
（４）以下同様にｌ＝２，３，４，．．．，（Ｍ−１）について順次最適解ｘ^推定 _ｋｌを求めていく。
こうすることで計算回数はＭ・２^βにすることができる。
先のパラメータβ＝２，Ｍ＝２１を代入すると、計算量は、８４（回）と、大幅に削減されていることがわかる。
しかしこの判定法は、ｘ＾ｋの最適解を求める際、それ以前に求めた最適解ｘ^推定１，ｘ^推定２，．．．，ｘ^推定ｋ−１を信用する。つまり、ｘ^推定ｋ以前の推定に誤りがあった場合、その誤りを蓄積させる欠点を持つ。そのため、完全なＭＭＳＥを用いた最尤判定に比べ、復号誤り確率が悪くなることも考えられる。
そこで、更に、この「ＭＭＳＥを用いた片側ＤＦＥ判定法」に手を加えた方法を用いるものとする。
（更に改良したＭＭＳＥを用いた片側ＤＦＥ判定法）
ＭＭＳＥを用いた片側ＤＦＥ判定法の変更点
今回は送信系列が二つ（Ｘ_ｋ，Ｙ_ｋ）ある。そこで、平均二乗誤差の計算式を

とする。このとき以下の手順によって、最適解（Ｘ^推定ｋ，Ｙ^推定ｋ）を推定する。
（１）Ｘ^推定ｋ＝（０，０，０，．．．，０），Ｙ＾ｋ＝（０，０，０，．．．，０）と初期化する。
（２）ｘ^推定ｋ０の要素ひとつに対し、式（３３）で表される平均二乗誤差を最小にするｙ^推定 _ｋ０を決める。
（３）（２）をｘ^推定 _ｋ０の全ての要素で行い、その中で平均二乗誤差を最も小さくする（ｘ^推定 _ｋ０，ｙ^推定 _ｋ０）の組を採用する。
（４）以下同様にｌ＝２，３，４，．．．，（Ｍ−１）について（２）、（３）．を行い、順次最適解（ｘ^推定 _ｋｌ，ｙ^推定 _ｋｌ）の組を求めていく。

と、実用の範囲内に収まる。
（送信装置）
図７に本発明に適した送信装置を示す。
図７の送信装置１０は、垂直偏波用送信部１１、水平偏波用送信部１２、垂直偏波及び水平偏偏波共用部１３、垂直偏波アンテナ１５及び水平偏波アンテナ１６から構成されている。
垂直偏波用送信部１１は、Ｎ次元のＤＦＴ行列のＮ個の行ベクトル（ｆ_０、ｆ_１、ｆ_２、・・・ｆ_Ｎ−１；Ｎは、４以上の自然数、ｆ_１をパイロット信号の送信用とし、行ベクトルｆ_２、・・・ｆ_Ｎ−１を送信データの送信用とし、ｆ_０は使用しない。）のそれぞれと長さＭ（Ｍは、２以上の自然数）の水平偏波用パイロット信号及び垂直偏波用送信データとのクロネッカ積をとり、垂直偏波アンテナ１５から送信する。
同様に、水平偏波用送信部１２は、Ｎ次元のＤＦＴ行列のＮ個の行ベクトル（ｆ_０、ｆ_１、ｆ_２、・・・ｆ_Ｎ−１；Ｎは、４以上の自然数、ｆ_０をパイロット信号の送信用とし、行ベクトルｆ_２、・・・ｆ_Ｎ−１を送信データの送信用とし、ｆ_１は使用しない。）のそれぞれと長さＭ（Ｍは、２以上の自然数）の水平偏波用パイロット信号及び水平偏波用送信データとのクロネッカ積をとり、水平偏波アンテナ１６から送信する。
なお、垂直偏波用パイロット信号及び水平偏波用パイロット信号としては、任意のパイロット信号を使用することができる。
垂直偏波及び水平偏偏波共用部１３は、垂直偏波用送信部１１及び水平偏波用送信部１２が共有する部である。
（受信装置）
図８に本発明に適した受信装置を示す。
図８の受信装置２０は、水平偏波用受信部２１、垂直偏波用受信部２２、垂直偏波及び水平偏偏波共用部２３、伝送路特性測定部２３１、垂直偏波アンテナ２５及び水平偏波アンテナ２６から構成されている。
水平偏波用受信部２１は、送信装置１０から送信された信号の内、水平偏波の信号を受信する。
水平偏波用受信部２２は、送信装置１０から送信された信号の内、垂直偏波の信号を受信する。
伝送路で、偏波間干渉によって、送信信号はそのまま受信することはできない、そこで、水平偏波用受信部２１及び垂直偏波用受信部２２は、伝送路特性測定部２３１によって、測定された伝送路特性に基づいて、送信装置が送信した送信データを推定する。
伝送路特性測定部２３１は、行ベクトルｆ_０及び行ベクトルｆ_１を使用して送信されたパイロット信号に基づいて、送信側水平偏波アンテナ１６及び送信側垂直偏波アンテナ１５と、受信側水平偏波アンテナ２６及び受信側垂直偏波アンテナ２５間の、漏波成分を含む伝送特性を求める。
垂直偏波及び水平偏偏波共用部２３１は、垂直偏波用受信部２２及び水平偏波用受信部２１が共有する部である。
（変形例）
上記説明では、パイロット信号として、（１，０，０，０，．．．，０）の場合で説明した。しかしながら、本願発明は、パイロット信号として、ＺＣＺ（ｚｅｒｏ Ｃｏｒｒｅｌａｔｉｏｎ Ｚｏｎｅ Ｓｅｑｕｅｎｃｅ）信号を用いることができる。

Ｉ_Ｍの整合フィルタを通過させた後に、当該ＺＣＺ信号の整合フィルタを通過させる必要がある。
上記説明では、Ｎ次元のＤＦＴ行列の行ベクトルを用いた。しかしながら、Ｎ次元のＤＦＴ行列の列ベクトルでも、行ベクトルと同じく、列ベクトル同士は、周期相互相関が全てのシフト（ゼロシフトを除く）において、ゼロである。
したがって、本願発明において、Ｎ次元のＤＦＴ行列の行ベクトルは、Ｎ次元のＤＦＴ行列の列ベクトルを含む意味で、この明細書及び特許請求の範囲は記載されている。
また、Ｎ次元のＤＦＴ行列の行ベクトルに代えて、長さＮのＺＣＣＺ（ｚｅｒｏ Ｃｒｏｓｓｃｏｒｒｅｌａｔｉｏｎ Ｚｏｎｅ Ｓｅｑｕｅｎｃｅ）系列の信号を用いることができる。
本願発明では、Ｎ次元のＤＦＴ行列の代わりに、長さＮのＺＣＣＺ行列のＮ個（Ｎは、４以上の自然数）のセットを、ＺＣＣＺ行列セットと称し、ＺＣＣＺ行列セットのそれぞれを、ＺＣＣＺ行列の行ベクトルと称する。
（効果）
従来のＳＤ方式と、本発明の直交偏波を用いたＳＤ方式（以下、ＳＤ偏波方式と呼ぶことにする）に対して、シミュレーションモデルを作成した。その結果を図９に示す。これによれば、ＳＤ偏波方式が、ビット誤り率において、優れていることが分かる。
本発明は、具体的に開示された実施例に限定されるものではなく、特許請求した本発明の範囲から逸脱することなく、種々の変形例や実施例が考えられる。そのため、上述の実施例は、あらゆる点で単なる例示に過ぎず限定的に解釈してはならない。本発明の範囲は請求の範囲によって示すものであり、明細書の本文にはなんら拘束されない。
本件国際出願は、２００７年２月５日に出願した日本国特許出願２００７−２６１８７号に基づく優先権を主張するものであり、日本国特許出願２００７−２６１８７号の全内容を本国際出願に援用する。

Claims (9)

1. Ｎ次元のＤＦＴ行列又はＺＣＣＺ行列のＮ個（Ｎは、４以上の自然数）の行ベクトルのそれぞれと長さＭ（Ｍは、２以上の自然数）のパイロット信号及び／又は送信データとのクロネッカ積をとることによって生成された長さＭ×Ｎの信号を送信する送信方法において、
   前記Ｎ個の行ベクトルをｆ_０、ｆ_１、ｆ_２、・・・ｆ_Ｎ−１としたとき、
   この行ベクトルの内、行ベクトルｆ_０、ｆ_１をパイロット信号の送信用とし、行ベクトルｆ_２、・・・ｆ_Ｎ−１を送信データの送信用とし、
   送信信号を水平偏波アンテナ（以下、「送信側水平偏波アンテナ」と言う。）及び垂直偏波アンテナ（以下、「送信側垂直偏波アンテナ」と言う。）を用いて送信し、
   前記送信側水平偏波アンテナからは、上記行ベクトルｆ_０と水平偏波用パイロット信号とのクロネッカ積の信号を送信し、前記送信側垂直偏波アンテナからは、上記行ベクトルｆ_１と垂直偏波用パイロット信号とのクロネッカ積の信号を送信し、
   更に、前記送信側水平偏波アンテナから、行ベクトルｆ_２、・・・ｆ_Ｎ−１とＮ−２個の長さＭの水平偏波用の送信データとのクロネッカ積の信号を送信し、前記送信側垂直偏波アンテナから、行ベクトルｆ_２、・・・ｆ_Ｎ−１とＮ−２個の長さＭの垂直偏波用の送信データとのクロネッカ積の信号を送信することを特徴とする送信方法。
2. 前記水平偏波用パイロット信号と前記垂直偏波用パイロット信号とは、長さＭのベクトルＩ_Ｍ（１、０、・・・・０）であることを特徴とする請求項１記載の送信方法。
3. 前記送信側水平偏波アンテナ及び前記送信側垂直偏波アンテナの少なくとも一方を、複数のアンテナとしたことを特徴とする請求項１又は２記載の送信方法。
4. 前記水平偏波用パイロット信号と前記垂直偏波用パイロット信号は、送信データが送信される送信データ送信期間の全期間に亘って送信されるものではなく、送信データ送信期間の一部の期間は、送信されないことを特徴とする請求項１ないし３いずれか一項に記載の送信方法。
5. 垂直偏波用送信部、水平偏波用送信部、垂直偏波及び水平偏偏波共用部、送信側垂直偏波アンテナ及び送信側水平偏波アンテナを有する請求項１ないし３いずれか一項に記載の送信方法に用いられる送信装置。
6. Ｎ次元のＤＦＴ行列又はＺＣＣＺ行列のＮ個の行ベクトル（ｆ_０、ｆ_１、ｆ_２、・・・ｆ_Ｎ−１、なお、Ｎは、４以上の自然数であり、ｆ_０、ｆ_１は、パイロット信号の伝送用であり、ｆ_２、・・・ｆ_Ｎ−１は、送信データの伝送用である。）のそれぞれと長さＭ（Ｍは、２以上の自然数）のデータとのクロネッカ積をとることによって生成された長さＭ×Ｎの送信信号を、水平偏波アンテナ（以下、「受信側水平偏波アンテナ」と言う。）及び垂直偏波アンテナ（以下、「受信側垂直偏波アンテナ」と言う。）を用いて、受信する受信方法において、
   長さＭのベクトルＩ_Ｍ（１、０、・・・・０）としたとき、
   

   

   を整合する信号とする整合フィルタを、前記受信側水平偏波アンテナ及び前記受信側垂直偏波アンテナ毎に、予め設けておき、
   前記受信側水平偏波アンテナ及び前記受信側垂直偏波アンテナで受信した水平偏波用パイロット信号と垂直偏波用パイロット信号とに基づいて、送信側水平偏波アンテナ及び送信側垂直偏波アンテナと、受信側水平偏波アンテナ及び受信側垂直偏波アンテナ間の、漏波成分を含む伝送特性を求め、
   更に、前記受信側水平偏波アンテナ及び前記受信側垂直偏波アンテナ毎に、
   行ベクトルｆ_２、・・・ｆ_Ｎ−１に係る上記整合フィルタの各出力と、求められた伝送特性とに基づいて、送信側水平偏波アンテナ及び送信側垂直偏波アンテナのそれぞれから送信された信号を推定することを特徴とする受信方法。
7. 受信側水平偏波アンテナ及び受信側垂直偏波アンテナの少なくとも一方を、複数のアンテナとしたことを特徴とする請求項５記載の受信方法。
8. 水平偏波用受信部、垂直偏波用受信部、垂直偏波及び水平偏偏波共用部、伝送路特性測定部、受信側垂直偏波アンテナ及び受信側水平偏波アンテナを有する請求項５又は６記載の受信方法に用いられる受信装置。
9. Ｎ次元のＤＦＴ行列又はＺＣＣＺ行列のＮ個（Ｎは、４以上の自然数）の行ベクトルのそれぞれと長さＭ（Ｍは、２以上の自然数）のデータとのクロネッカ積をとることによって生成された長さＭ×Ｎの信号を送受信する伝送方法において、
   前記Ｎ個の行ベクトルをｆ_０、ｆ_１、ｆ_２、・・・ｆ_Ｎ−１としたとき、
   この行ベクトルの内、行ベクトルｆ_０、ｆ_１をパイロット信号伝送用とし、行ベクトルｆ_２、・・・ｆ_Ｎ−１をデータ伝送用とし、
   送信側で送信信号を水平偏波アンテナ（以下、「送信側水平偏波アンテナ」と言う。）及び垂直偏波アンテナ（以下、「送信側垂直偏波アンテナ」と言う。）を用いて送信し、受信側で、受信信号を水平偏波アンテナ（以下、「受信側水平偏波アンテナ」と言う。）及び垂直偏波アンテナ（以下、「受信側垂直偏波アンテナ」と言う。）を用いて受信し、
   送信側で、前記送信側水平偏波アンテナからは、上記行ベクトルｆ_０と水平偏波用パイロット信号とのクロネッカ積の信号を送信し、前記送信側垂直偏波アンテナからは、上記行ベクトルｆ_１と垂直偏波用パイロット信号とのクロネッカ積の信号を送信し、
   更に、前記送信側水平偏波アンテナから、行ベクトルｆ_２、・・・ｆ_Ｎ−１とＮ−２個の長さＭの水平偏波用の送信データとのクロネッカ積の信号を送信し、前記送信側垂直偏波アンテナから、行ベクトルｆ_２、・・・ｆ_Ｎ−１とＮ−２個の長さＭの垂直偏波用の送信データとのクロネッカ積の信号を送信し、
   受信側では、長さＭのベクトルＩ_Ｍ（１、０、・・・・０）としたとき、
   

   

   但し、０≦ｋ≦Ｎ−１
   を整合する信号とする整合フィルタを、受信側水平偏波アンテナ及び受信側垂直偏波アンテナ毎に、予め設けておき、
   受信側で、受信側水平偏波アンテナ及び受信側垂直偏波アンテナで受信した水平偏波用パイロット信号と垂直偏波用パイロット信号とに基づいて、送信側水平偏波アンテナ及び送信側垂直偏波アンテナと、受信側水平偏波アンテナ及び受信側垂直偏波アンテナ間の、漏波成分を含む伝送特性を求め、
   更に、受信側水平偏波アンテナ及び受信側垂直偏波アンテナ毎に、
   行ベクトルｆ_２、・・・ｆ_Ｎ−１に係る上記整合フィルタの各出力と、求められた伝送特性とに基づいて、送信側水平偏波アンテナ及び送信側垂直偏波アンテナから送信された信号を推定することを特徴とする伝送方法。

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