KR20070113349A - 방송 신호 복조 장치 및 방송 신호 송수신 방법 - Google Patents

방송 신호 복조 장치 및 방송 신호 송수신 방법 Download PDF

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Abstract

본 발명은 방송 신호 복조 장치 및 방송 신호 복조 방법에 관한 것이다. 본 발명은 주파수 영역에서 스크램블(scramble)한 데이터를 포함하는 방송 신호를 복조하는 방법에 있어서, 상기 스크램블된 데이터를 포함하는 방송 신호를 수신하는 단계; 수신한 방송 신호의 프레임을 동기화하는 단계; 및 상기 동기화된 프레임에 속하는 데이터를 푸리에 변환하면서, 상기 데이터를 디스크램블(descramble)하는 신호영역 변환단계를 포함하는 것을 특징으로 하는 방송 신호 복조 방법을 제공한다. 본 발명에 따른 방송 신호 복조 장치 및 방송 신호 복조 방법에 의하면 신호의 시간영역 및 주파수 영역의 변환과, 스크램블 및 디스크램블 과정을 효율적으로 처리할 수 있다.
WFT, 푸리에변환, FFT, 방송, SQNR, 스크램블, 디스크램블

Description

방송 신호 복조 장치 및 방송 신호 송수신 방법{apparatus for demodulating broadcasting signal and method for transmitting and receiving broadcasting signal}
도 1은 TDS-OFDM의 신호의 프레임 구조의 일 예를 나타낸 도면
도 2은 TDS-OFDM의 신호를 전송할 수 있는 전송 장치의 일 실시예의 구성도
도 3은 본 발명을 사상을 용이하게 설명하기 위해 전송단의 변조과정과 수신단의 변조과정을 개념적으로 나타낸 도면
도 4은 방송 신호 복조 장치의 일 실시예를 나타낸 도면
도 5는 본 발명에 따른 방송 신호 복조 장치 중 푸리에변환부의 일 실시예를 나타낸 구조도
도 6는 본 발명에 따른 방송 신호 복조 장치 중 푸리에변환부의 일 실시예 중 WFT 블럭을 상세히 나타낸 도면
도 7(a)는 신호전송단에서 3780개의 데이터를 스크램블(scramble)할 수 있는 경우의 예를 나타낸 도면
도 7(b)은 도 7(a) 중 하나의 스크램블(scramble) 방법에 대한 알고리즘을 나타낸 도면
도 8(a)는 본 발명에 따른 방송 신호 복조 장치의 다른 일 실시예를 나타낸 구성도
도 8(b)는 도 8(a)에 의해 디스크램블(descramble)되는 과정을 알고리즘으로 나타낸 도면
<도면 주요부분의 부호의 설명>
10 : 시스템정보생성부 10 : 채널코딩부
14 : 다중화부 16 : 스크램블부
18 : 역푸리에변환부 20 : 헤더 생성부
22 : 프레임신호생성부 24 : 펄스변조부
30 : 신호전송단 31 : 스크램블부
33 : 역푸리에변환부 40 : 신호수신단
41 : 푸리에변환부 43 : 재정렬부
45 : 디스크램블부
110 : 튜너 120 : 자동이득제어기
130 : A/D 컨버터(Analog to digital converter)
140 : 위상분리기 145 : 곱셈기
160 : 필터부 171 : PN 상관기
172 : 신호포착부 174 : 신호추적부
177 : AFC부 180, 182 : DFT부
190 : 등화기
210, 230, 250, 270, 290 : 신호연산부
212, 232, 252, 272, 292, 400 : 임시메모리부
215, 235, 255, 275, 295, 500, 610, 620, 630, 640, 650, 660, 670 : WFT 블럭
220, 240, 260, 280, 600 : 곱셈부
300 : 재정렬부 505 : 데이터정렬부
510 : 매트릭스연산부 530 : 신호제어부
540 : 연산자생성부 551, 552, 553 : 신호선택부
본 발명은 방송 신호 복조 장치 및 방송 신호 송수신 방법에 관한 것으로서, 보다 상세하게는 신호대 양자화 잡음비(signal-to-quantization noise ratio; SQNR)와 전력효율이 우수한 방송 신호 복조 장치 및 방송 신호 송수신 방법에 관한 것이다.
신호 송수신 방법 중 대역폭당 전송 속도의 향상과 멀티패스 간섭 등의 방지를 위해 OFDM(orthogonal frequency division multiplexing) 변조 기법이 사용되고 있다.
OFDM 기법을 사용하는 일 예로 최근 청화 대학은 중국향 지상파 디지털 텔레비전(이하, 지상파 DTV) 방송을 위한 새로운 표준안을 제안하였는데, 이는 지상파 디지털 멀티미디어/텔레비전 방송(Terrestrial Digital Multimedia/Television Broadcasting; 이하, DMB-T)라고 불리는 방송 규격에 관한 것이다. DMB-T는 타임 도메인 신크로너스 OFDM (Time Domain Synchronous OFDM; 이하 TDS-OFDM)이라는 변조 기법(modulation scheme)을 사용한다.
TDS-OFDM의 송신단에서 변조된 후 전송되는 신호는 사이클릭 프리픽스 OFDM(cyclic prefix OFDM ; 이하 CP-OFDM) 방식에서 사용되는 방식처럼 IDFT(Inverse Discrete Fourier Transform ; 이하 IDFT)를 적용한다. 하지만, 보호구간(guard interval)에 CP 대신 의사잡음(pseudonoise;이하 PN)을 삽입하여 훈련신호로써 사용한다.
OFDM 변조 방식을 이용할 경우 전송단은 주파수 영역에서 데이터를 싣고 시간 영역에서 신호를 전송하고, 수신단은 시간 영역의 신호를 수신하여 주파수 영역으로 신호를 복조한다. 이와 같은 방식에서는 푸리에 변환(fourier transform) 또는 역푸리에 변환이 2번 이상 사용될 수 있다.
신호 전송단에서 신호를 복조하기 위해서는 데이터를 푸리에 변환(fourier transform)하는데, 변환 기법으로 고속 푸리에 변환(fast fourier transform; FFT)이 사용될 수 있다. FFT는 2의 n 제곱(power)의 데이터 개수를 가지는 데이터들에 대해 수행된다.
그런데, 데이터 개수가 2의 n 제곱(power) 개수가 아닌 전송 데이터에 푸리에 변환을 수행하면 전송신호의 왜곡이 나타날 수 있을 뿐만 아니라, 수신 장치의 전력도 많이 소모될 수 있는 문제점이 있다.
그리고, 푸리에 변환시 입력 데이터의 순서와 출력 데이터의 순서가 달라질 수 있기 때문에, 출력 데이터의 순서를 입력 데이터의 순서로 재정렬해야 얻고자 하는 신호 복호 과정을 거칠 수 있다. 따라서, 푸리에 변환 과정이 많아질 경우 푸리에 변환 과정을 위한 데이터 정렬에 추가적인 하드웨어와 신호 처리 시간이 필요한 문제점이 있다.
본 발명은 상기와 같은 문제점을 해결하기 위한 것으로서, 본 발명의 목적은 OFDM 변조 방식 신호를 효율적으로 처리할 수 있는 방송 신호 복조 장치 및 방송 신호 송수신 방법을 제공하는 것이다.
본 발명의 다른 목적은 신호 왜곡을 방지하고, 신호대 양자화 잡음비(signal-to-quantization noise ratio; SQNR) 특성이 우수한 방송 신호 복조 장치 및 방송 신호 송수신 방법을 제공하는 것이다.
본 발명의 또 다른 목적은 신호 수신 과정에서 하드웨어 사용을 줄일 수 있는 방송 신호 복조 장치 및 방송 신호 수신 방법을 제공하는 것이다.
본 발명의 또 다른 목적은 신호의 시간영역 및 주파수 영역의 변환과, 스크램블 및 디스크램블 과정을 효율적으로 처리할 수 있는 방송 신호 복조 장치 및 방송 신호 송수신 방법을 제공하는 것이다.
상기 목적을 달성하기 위하여 본 발명은 주파수 영역에서 채널 코딩된 전송 데이터와 시스템 정보를 다중화한 방송 데이터를 형성하는 단계; 상기 다중화된 방송 데이터를 일련의 인수의 순서에 따라 스크램블링하는 단계; 상기 스크램블링된 데이터를 시간영역으로 변환하는 단계 ; 및 상기 시간 영역으로 변환된 데이터를 전송하는 단계를 포함하는 것을 특징으로 하는 방송 신호 송신 방법을 제공한다.
상기 스크램블링하는 단계는 7, 5, 2, 2, 3, 3, 3의 일련의 순서를 가지는 인수의 계층적인 순서에 따라 방송 데이터를 스크램블링할 수 있다.
다른 관점에서 본 발명은 주파수 영역에서 스크램블된 데이터를 포함하는 방송 신호를 수신하는 단계; 수신한 방송 신호의 프레임을 동기화하는 단계; 및 상기 동기화된 프레임에 속하는 데이터를 푸리에 변환하면서, 상기 데이터를 디스크램블(descramling)하는 신호영역 변환단계를 포함하는 것을 특징으로 하는 방송 신호 수신 방법을 제공한다.
상기 신호영역 변환단계는 상기 일련의 인수의 순서의 역순의 인수로 상기 스크램블된 데이터들을 디스크램블(descrambling)할 수 있다.
상기 신호영역 변환단계는, 푸리에 변환을 WFT(Winograd fourier transform) 방법으로 수행할 수 있다.
상기 신호영역 변환단계는, 상기 프레임에 속하는 데이터들을 상기 인수의 순서의 역순의 인수에 따라 연속하여 WFT(Winograd fourier transform) 수행할 수 있다.
상기 신호영역 변환단계는, 3, 3, 3, 2, 2, 5, 7의 순서로 데이터들에 대한 WFT(Winograd fourier transform)를 수행할 수 있다.
또 다른 관점에서 본 발명은 주파수 영역에서 스크램블된 데이터를 포함하는 방송 신호를 수신하는 방송신호수신부; 상기 방송 신호 수신부가 수신한 방송 신호 의 프레임을 동기화하는 프레임동기부; 및 상기 프레임동기부가 동기화한 방송 신호를 주파수 영역으로 변환시키면서, 상기 스크램블된 데이터를 디스크램블(descrambling)시키는 푸리에변환부를 포함하는 것을 특징으로 하는 방송 신호 복조 장치를 제공한다.
상기 푸리에변환부는 3, 3, 3, 2, 2, 5, 7의 순서로 데이터들에 대한 WFT(Winograd fourier transform)를 수행하는 WFT 블럭을 포함할 수 있다.
상기 푸리에변환부는 프레임 동기화된 데이터를 임시저장하는 임시메모리부; 상기 임시메모리부에 저장된 데이터와 새로 수신하는 데이터에 대한 WFT(Winograd fourier transform)을 수행하는 WFT 블럭; 및 상기 WFT 블럭이 출력하는 데이터에 삼각함수를 가지는 연산자를 곱하는 곱셈부를 포함할 수 있다.
상기 푸리에변환부는 입력되는 데이터를 지수와 밑으로 정렬하는 데이터정렬부; 상기 데이터정렬부가 정렬하여 출력하는 데이터를 임시저장하는 임시메모리부; 상기 임시메모리부가 출력하는 데이터와 새로 수신한 데이터를 이용하여 WFT(Winograd fourier transform)을 수행하는 매트릭스연산부; 상기 데이터정렬부가 출력하는 데이터가 상기 임시메모리부로 입력되어야 하는지 또는 상기 매트릭스연산부로 입력되어야 하는지 여부를 제어하는 신호제어부; 상기 신호제어부의 신호에 따라 삼각함수를 가지는 연산자를 생성하는 연산자생성부 ; 및 상기 연산자생성부가 출력하는 연산자와 상기 WFT 연산된 데이터를 곱하는 곱셈부를 포함할 수 있다.
상기 목적을 구체적으로 달성할 수 있는 본 발명에 따른 바람직한 실시예를 첨부한 도면을 참조하여 설명한다. 이하에서 본 발명을 용이하게 설명하기 위하여 TDS-OFDM 방식의 신호를 송수신할 경우를 일 예로 설명하지만 본 발명의 사상이 TDS-OFDM 방식의 신호를 송수신할 경우에만 국한되는 것은 아니다.
먼저 본 발명의 실시예를 용이하게 설명하기 위해 TDS-OFDM의 신호의 프레임 구조를 설명한다. 도 1은 TDS-OFDM의 신호의 프레임 구조의 일 예를 나타낸 도면이다. 도 1을 참조하여 TDS-OFDM의 신호의 프레임 구조의 일 예를 설명하면 다음과 같다. 도 1의 프레임의 구조는 보호구간이 1/9인 경우를 나타낸다.
전송 신호는 프레임 싱크(frame sync)와 프레임 바디(frame body)를 포함한다. 프레임 바디는 전송하려는 데이터가 실린 구간으로서, 이산 푸리에 변환(discrete fourier transform)이 적용되는 구간이고, 프레임 바디는 일반적으로 3780개의 스트림 데이터를 포함한다.
프레임 싱크는 PN 시퀀스로 구성되는데, 상기 프레임 싱크에 사용되는 PN 시퀀스는 오더(order) 가 8(m = 8)인 시퀀스를 사용할 수 있다. m = 8일 경우에는 255개의 서로 다른 시퀀스가 생성될 수 있는데, 상기 시퀀스는 보호구간(guard interval)에 사용되기 위해서, 프리엠블(preamble)과 포스트엠블(postamble)로 확장될 수 있다.
따라서, 상기 프리엠블(preamble)과 상기 포스트엠블(postamble)은 PN 시퀀스의 사이클릭 익스텐션(cyclic extension; 주기적 확장)을 위한 PN 시퀀스의 반복 구간이 될 수 있다.
프레임 싱크의 255개의 PN 시퀀스 중 상기 PN 시퀀스의 처음 115개의 PN 시 퀀스는 포스트엠블로서 상기 255개의 PN 시퀀스의 끝에 부가되고, 상기 PN 시퀀스의 마지막 50개의 PN들은 프리엠블로서 상기 255개의 PN 시퀀스의 앞에 부가되어 확장될 수 있다.
상기 PN 시퀀스의 폴리노미얼(polynomial)은 P(x) = x8 + x6 + x5 + x + 1이고, PN 시퀀스의 초기상태에 따라 생성되는 위상이 0에서 254로 변화한다.
보호구간이 1/9일 경우 255개의 PN 시퀀스들에 상기 프리엠블과 상기 포스트엠블이 전후에 추가되어 프레임 싱크는 420개의 데이터를 포함할 수 있다. 환언하면, DFT 구간의 데이터 3780개의 1/9인 420개의 데이터가 프레임 싱크의 데이터로 사용될 수 있다.
상기 데이터 프레임의 구조는 보호구간에 따라 달라질 수도 있으며, 각 프레임 내 분포하는 데이터의 개수도 다르게 분포하도록 할 수도 있다.
또한, 보호구간은 1/4 또는 1/9이 규정될 수 있으며, 그 이외에 1/6 보호구간이 사용될 수도 있고 따라서, 보호구간의 길이도 시스템을 형성하는 규격에 따라 다르게 형성될 수 있다.
도 2는 TDS-OFDM 신호를 전송할 수 있는 전송 장치의 일 예를 나타낸다. 도 2를 참조하여 TDS-OFDM 신호를 전송할 수 있는 전송 장치의 일 예를 동작을 설명하면 다음과 같다.
채널코딩부(10)는 전송하고자 하는 데이터를 채널부호화하여 출력한다. 채널부호화의 방법으로 인너코더(inner coder), 아웃터코더(outer coder), 스크램 블(interleaving), 심벌 매핑(symbol mapping) 등의 과정이 수행될 수 있다.
인너코드로서 LDPC(low density parity check), 터보코드(turbo code), TCM(Trellis coded modulation), 컨볼루션 코드(convolution code) 등이 사용될 수 있다. 그리고, 아웃터코드로서 리드솔로몬(Reed Solomon) 코드, Bose-Chaudhuri-Hocquenhem Code 등이 사용될 수 있다.
시스템정보생성부(system information)(12)는 채널 코딩에 대한 정보를 생성할 수 있다. 일 예로 시스템정보생성부(12)가 생성하는 정보로 인너 코드 레잇(inner code rate), 스크램블 모드(scramble mode), 모듈레이션 타입(modulation type) 등이 정의될 수 있다.
다중화부(14)는 채널 코드와 시스템 정보를 다중화하여 출력할 수 있다. 스크램블부(16)는 주파수 영역의 신호를 전송단이 정하는 원칙으로 스크램블링(scrambling)하여 출력할 수 있다. TDS-OFDM 방식에서 스크램블링 원칙은 도 7a 및 도 7b을 참조하여 상세히 설명한다.
역푸리에변환부(18)는 주파수 영역에서 스크램블된 신호를 시간 영역의 신호로 변환시킬 수 있다. 헤더생성부(20) 전송할 신호의 헤더를 생성하여 출력할 수 있다.
프레임신호생성부(22)는 시간영역의 데이터 신호와 헤더 신호를 역푸리에변환부(18)와 헤더생성부(20)로부터 각각 수신하여 전송 규격에 해당하는 프레임 신호로 생성하여 출력할 수 있다.
펄스변조부(24)는 프레임 신호의 펄스를 변조하여 출력하면, 전송부(26)는 변조된 신호를 반송파에 실어 전송할 수 있다.
도 3은 본 발명에 따른 방송 신호 송수신 방법을 개념적으로 나타낸 도면이다.
신호전송단(30)에서는 OFDM 방식의 신호를 변조하기 위해 주파수 영역의 신호를 스크램블하는 과정을 수행하는 스크램블부(31)를 포함할 수 있다.
스크램블부(31)는 주파수 영역에서 데이터를 일정한 원칙으로 스크램블링하여 출력할 수 있다. 그리고, 역푸리에변환부(33)는 스크램블링된 주파수 영역의 데이터를 시간영역으로 변환하여 출력할 수 있다.
신호수신단(40)은 OFDM 방식의 신호를 복조하기 위한 신호 복조 장치를 포함한다. 신호 복조 장치의 푸리에변환부(41)는 시간 영역의 신호를 주파수 영역의 신호로 변환한다. 푸리에변환은 주로 고속 푸리에 변환(fast fourier transformation)에 의한 알고리즘을 사용하는데, 이 알고리즘에 의해 출력되는 데이터의 순서는 입력되는 데이터의 순서와 일치하기 않는다.
그리고, 고속 푸리에 변환 알고리즘은 2의 n 제곱(power)의 개수를 가진 데이터에 대해서만 수행될 수 있다. 만약 2의 n 제곱의 개수를 가지지 않은 데이터를 2의 n 제곱의 데이터로 만들기 위해 0과 같은 임의의 데이터를 삽입하여 푸리에 변환을 수행하면 신호대 양자화잡음비(signal-to-quantization noise ratio; SQNR)에 대한 특성이 떨어지므로 수신 성능이 떨어질 수 있다.
재정렬부(43)는 입력되는 데이터의 순서와 동일한 순서로 푸리에변환부(41)가 출력하는 데이터의 순서를 바꾼다. 데이터의 순서를 바꾸는 과정은 임시저장장 치를 필요로 한다.
그리고, 디스크램블부(45)는 신호전송단(30)의 스크램블부(31)가 데이터를 스크램블링하는 원칙에 따라 재정렬부(43)가 출력하는 데이터를 디스크램블(descrambling)하여 출력할 수 있다. 그리고 디스크램블과정도 데이터를 저장하는 임시저장장치를 필요로 한다.
위에서 설명한 바와 같이 푸리에변환과 스크램블은 몇 가지 제약조건과 임시저장장치를 포함하는 하드웨어 자원을 필요로 한다.
본 발명에 따른 방송 신호 복조 장치 및 방송 신호 송수신 방법은 OFDM 방식으로 변조된 신호에 대한 처리과정에서 위와 같은 제약조건을 극복하고 효율적으로 신호를 처리할 수 있다.
먼저 방송 신호 복조 장치 및 방송 신호 송수신 방법이 푸리에 변환 알고리즘을 수행하는 푸리에 변환부를 설명하면 다음과 같다.
본 발명을 용이하게 설명하기 위해 먼저 TDS-OFDM 변조 방식을 예로 설명한다. TDS-OFDM 변조 방식에서 데이터 구간은 3780 개의 데이터를 포함한다.
3780은 9×7×5×4×3 또는 3×3×3×2×2×5×7 등을 포함하는 다양한 정수로 인수분해될 수 있기 때문에 그 인수에 따른 WFT(Winograd fourier transform)를 사용하여 DFT(discrete fourier transform)를 수행할 수 있다.
WFT(Winograd fourier transform)을 설명하면 다음과 같다. N 개의 DFT는 다음과 같이 정의할 수 있다.
Figure 112006035919995-PAT00001
여기서 k ∈ [0, N-1]이고, WN ≡ e (- j2 π/N) 이다.
x와 X는 N개의 컬럼(column) 벡터로 정의할 수 있다.
Figure 112006035919995-PAT00002
이고,
Figure 112006035919995-PAT00003
로 정의할 경우, N×N 변환 매트릭스 DN은 수학식 4로 정의할 수 있다.
Figure 112006035919995-PAT00004
커나니컬 디컴퍼지션(canonical decomposition)에 따라 변환 매트릭스 DN은 다음과 같이 쓸 수 있다.
Figure 112006035919995-PAT00005
TN은 0, -1, 1만을 원소로 가지는 J×N 인시던스 매트릭스(incidence matrix), CN은 J×J 다이어거널 매트릭스(diagonal matrix), SN은 N×J 인시던스 매트릭스이다.
이하에서는 TN을 제 1 인시던스 매트릭스, CN은 대각 매트릭스(diagonal matrix), SN을 제 2 인시던스 매트릭스, DN을 변환 매트릭스로 호칭한다.
예를 들어 N = 3인 경우 DN은 다음과 같이 나타낼 수 있다.
Figure 112006035919995-PAT00006
여기서 CN은 수학식 7과 같다.
Figure 112006035919995-PAT00007
그리고, N이 N'과 N''으로 인수분해될 수 있는 수라면 DN은 각각 그 인수분해되는 N'에 대한 DN'과 N''에 대한 DN''로 분해될 수 있다. 예를 들어 N이 12(= 3 ×4)라면, D3과 D4로 분해될 수 있다.
Figure 112006035919995-PAT00008
따라서, 상기한 일련의 식을 사용하여 N이 제곱 수가 아니라도 수학식 DN을 연산하여 시간 영역의 신호를 주파수 영역으로 상호 변환할 수 있다.
위와 같은 WFT 방식의 변환은 곱과 합 연산의 회수가 적기 때문에 유리하다. 입력데이터가 x0, x1, x2,···이고, 변환된 출력데이터가 X0. X1, X2,···라면, 다음과 같은 순서에 따라 변환된 값을 구할 수 있다.
N = 3일 경우, u = 2π/3
t1 = x1 + x2
m0 = 1 ·(x0 + t1), m1 = (cosu - 1)·t1, m2 = i sinu·(x1 - x 2)
s = m0 + m1
X0 = m0
X1 = s1 + m2
X2 = s1 - m2
u는 N에 값에 따라 2π/N으로 정해지고, t1, s1, m1, m2는 각각 임시적인 매개 변환 계수가 된다. 위의 계산에서 합 연산은 6회, 곱 연산은 3회가 소요된다.
따라서, 2의 배수가 아닌 수의 푸리에 변환을 FFT가 아닌 WFT으로 변환하여 계산하면 신호의 복조과정에서 임의의 신호로서 0을 채우기 때문에 발생할 수 있는 신호대 양자화 잡음비(signal-to-quantization noise ratio; SQNR)에 대한 특성이 개선될 수 있다. 그리고, 신호 변환시 필요없는 연산을 줄일 수 있어 복조 장치의 전력효율이 높아질 수 있다.
도 4은 TDS-OFDM 방식의 방송 신호를 수신할 수 있는 방송 신호 복조 장치의 일 실시예를 나타낸다.
방송 신호 복조 장치의 튜너(110)는 RF 전송 대역의 신호를 기저대역(base band) 신호로 전환하여 출력한다.
자동이득제어기(AGC)(120)는 상기 출력된 신호의 파워를 표준화(Power normalization)하여 출력할 수 있다.
A/D 컨버터(Analog to digital converter)(130)는 상기 출력된 신호를 아날로그 신호를 디지털 신호로 변환하여 출력한다.
상기 위상분리기(phase splitter)(140)는 상기 A/D 컨버터(130)가 출력하는 신호로부터 동위(inphase) 성분신호(이하, I 신호)와 직교(quadrature) 성분신호(이하, Q 신호)를 분리하여 출력한다.
상기 자동주파수제어(automatic frequency control ; 이하 AFC)부(177)는 상기 분리된 I 신호와 Q 신호의 추정된 주파수 오차를 보상하고, 필터부(160)는 송신장치에서와 같이 수신된 신호의 대역폭을 제한하는 필터역할을 수행할 수 있다.
이하에서는 상기 튜너(110), 자동이득제어기(120), A/D컨버터(130), 위상분리기(140)를 방송 신호 수신부라고 호칭한다.
방송 신호 수신부가 방송 신호를 수신하면 프레임동기부는 수신한 방송 신호의 프레임을 동기화하여 출력할 수 있다.
프레임동기부는 크게 3부분으로 구분될 수 있는데, 먼저 AFC부(177)는 상기와 같이 수신신호의 주파수 오차를 산출하고, 상기 곱셈기(145)를 통해 수신신호와 주파수 오차가 산출된 신호의 곱을 산출하게 하여 수신신호의 주파수 오차를 보상할 수 있다.
그리고, 신호포착(acquisition)부(172)는 송신장치에서 보낸 PN 시퀀스를 동기화한다. 마지막으로 신호추적(tracking)부(174)는 상기 포착된 PN 시퀀스를 사용하여 심벌 오차를 보상한다.
상기 수신신호의 프레임동기부는 PN 상관기(171)에서 수신신호와 PN 시퀀스의 상관한 결과를 사용할 수 있다.
프레임동기부의 결과로 출력되는 데이터는 DFT부(180,182)에서 FFT(Fast Fourier Transform) 과정을 통해 주파수영역으로 변환되고, 상기 등화기(190)를 거쳐 채널이 보상되어 출력된다.
본 발명은 도 4에 나타낸 방송 수신 장치 중 푸리에 변환이 수행되는 상기 DFT부(180, 182) 및 주파수 영역에서 디 스크램블 과정이 수행되는 블럭과 관련된다.
도 5는 본 발명에 따른 방송 신호 복조 장치 중 푸리에변환부의 일 실시예를 나타낸 구조도이다. 도 5을 참조하여 본 발명에 따른 방송 신호 복조 장치의 일 실시예의 동작을 설명하면 다음과 같다. 도 5에서는 푸리에변환부를 신호연산부로 호칭한다. 일 실시예는 데이터구간의 3780 데이터를 9×7×5×4×3으로 나누어 각각 WFT 수행할 수 있다.
이를 위해서 일 실시예는 제 1 신호연산부(210), 제 2 신호연산부(230), 제 3 신호연산부(250), 제 4 신호연산부(270), 제 5 신호연산부(290)와 각 신호연산부 들 사이에 위치한 제 1 곱셈부(220), 제 2 곱셈부(240), 제 3 곱셈부(260), 제 4 곱셈부(280)를 포함할 수 있다. 그리고, 본 발명에 따른 방송 신호 복조 장치의 일 실시예는 제 5 신호연산부(290)로부터 출력되는 데이터를 순서대로 재정렬하는 재정렬부(300)를 포함할 수 있다.
제 1 신호연산부(210)는 각각 제 1 임시메모리부(212)를 포함할 수 있으며, 제 2 신호연산부(230)는 각각 제 2 임시메모리부(232)를 포함할 수 있다. 또한, 제 3 내지 5 신호연산부(250, 270, 290)는 제 3 임시메모리부(252), 제 4 임시메모리부(272), 제 5 임시메모리부(292)를 각각 포함할 수 있다.
본 발명에 따른 방송 신호 복조 장치의 일 실시예 중 제 1 신호연산부(210)는 9 포인트(point)에 대한 WFT 연산을 수행하는 제 1 WFT 블럭(215)을, 제 2 신호연산부(230)는 4 포인트(point)에 대한 WFT 연산을 수행하는 제 2 WFT 블럭(235)을 각각 포함할 수 있다. 여기에서 포인트는 데이터의 각 개체를 의미한다.
마찬가지로 제 3 신호연산부(250), 제 4 신호연산부(270), 제 5 신호연산부(290)는 각각 3 포인트 WFT 연산을 수행하는 제 3 WFT 블럭(255), 5 포인트 WFT 연산을 수행하는 제 4 WFT 블럭(275), 제 7 포인트 WFT 연산을 수행하는 제 5 WFT 블럭(295)을 각각 포함할 수 있다.
제 1 신호연산부(210)는 WFT에 필요한 데이터가 입력될 때까지 입력된 데이터를 제 1 임시메모리부(212)에 저장한다. 그리고, 9 포인트 WFT 연산에 필요한 데이터가 모두 입력될 경우 제 1 WFT 블럭(215)는 입력된 데이터와 임시메모리부(212)에 저장된 데이터로부터 9 포인트 WFT 연산을 수행하여 출력한다.
제 1 곱셈부(220)는 제 1 신호연산부(210)가 출력하는 데이터를 제 1 연산자(R3780)을 곱한다.
연산자는 다음과 같은 식으로 표현할 수 있다.
Figure 112006035919995-PAT00009
여기서
Figure 112006035919995-PAT00010
의 값을 갖는다.
3780의 데이터를 변환할 경우 kk는 3780이고, 제 1 연산자의 Nl의 값은 9가 될 수 있다.
마찬가지로 제 2 신호연산부(230)는 제 1 곱셈부(220)가 출력하는 신호를 제 2 임시메모리부(232)에 저장하고, WFT 연산이 가능한 데이터가 입력될 때 임시메모리부(232)에 저장한 데이터와 새로 입력된 데이터로 WFT 연산을 출력할 수 있다.
일 실시예의 동작을 용이하게 설명하기 위해 제 2 WFT 블럭(235)가 4 포인트 WFT 연산을 수행하는 과정은 다음과 같다.
제 2 신호연산부(230)로 입력되는 데이터가 x0, x1, x2,···이고, 출력되는 데이터가 X0. X1, X2,···라면, 다음과 같은 순서에 따라 변환된 값을 구할 수 있다.
N = 4일 경우
t1 = x0 + x2 t2 = x1 + x3
m0 = 1 ·(t1 + t2), m1 = 1 ·(t1 - t2)
m2 = 1 ·(x0 - x2) m3 = i ·(x1 - x3)
X0 = m0
X1 = m2 + m3
X2 = m1
X3 = m2 - m3
제 2 WFT 블럭(235)는 매개 변환 계수 t1을 산출하기 위해서 x2가 입력될 때까지 순차적으로 입력되는 데이터를 제 2 임시메모리부(232)에 저장한다. 그리고, 제 2 WFT 블럭(235)는 x2가 입력될 경우 t1을 산출하여 다시 제 2 임시메모리부(232)에 저장한다.
유사하게 제 2 WFT 블럭(235)는 산출한 매개 변환 계수 등(t1, t2)을 저장하였다가 저장한 매개 변환 계수 등을 이용하여 m0, m1 등의 매개 변환 계수를 산출한 후, 최종 WFT 연산된 데이터들을 출력한다.
제 2 곱셈부(235)는 연산자 R420를 제 2 신호연산부(230)가 출력하는 데이터들에 곱하여 출력한다.
유사하게 제 3 신호연산부(250)가 3 포인트 WFT 연산을 수행하여 출력하면, 제 3 곱셈부(255)는 연산자 R105를 3 포인트 WFT 연산된 데이터에 곱하여 출력할 수 있다.
그리고, 제 4 신호연산부(270)가 5 포인트 WFT 연산을 수행한 데이터들을 출력하면, 제 4 곱셈부(275)는 연산자 R35를 제 4 신호연산부(270)가 출력하는 데이 터들에 곱하여 출력할 수 있다.
제 5 신호연산부(290)는 제 4 곱셈부(275)가 연산한 데이터들을 7 포인트 WFT 연산하여 출력할 수 있다.
재정렬부(300)는 제 5 신호연산부(290)가 출력하는 데이터들의 순서를 재정렬하여 출력할 수 있다. 즉, 재정렬부(300)는 WFT 연산이 수행된 후의 데이터 순서를 WFT 연산이 수행되기 전의 데이터 순서로 바꿀 수 있고, 데이터가 3780개인 경우 재정렬부(300)는 3780개의 데이터를 재정렬할 수 있다.
만약 3780개의 데이터가 N1, N2 ,N3, N4, N5의 인수로 분해되어 WFT 연산이 수행된다면, 각 WFT 블럭에 의해 출력되는 데이터의 순서 I는 다음의 식으로 표현할 수 있다.
Figure 112006035919995-PAT00011
Figure 112006035919995-PAT00012
도 5의 실시예의 경우 N1 = 9, N2 = 4, N3 = 3, N4 = 5, N5 = 7이고, 3780 데이터들은 각 WFT 블럭을 통과할 경우 수학식 10의 원칙에 의해 섞이게 된다.
수학식 10의 원칙에서 제 5 인수(i5)가 0 내지 N5까지 변할 경우, 나머지 인수들(i1, i2, i3, i4)은 고정된 값을 가진다.
그리고, 제 4 인수(i4)가 0 내지 N4까지 변할 경우, 제 4 인수의 각 변화 값에서 제 5인수가 변화하고, 나머지 인수들(i1, i2, i3)은 고정된 값을 가진다.
제 3 인수(i3)가 0 내지 N3까지 변할 경우, 제 3 인수의 각 변화 값에서 제 4인수가 변화하고, 제 4 인수의 각 변화 값에서 제 5 인수가 변화하고, 나머지 인수들은 고정된 값을 가진다.
제 2 인수(i2)가 0 내지 N2까지 변할 경우, 제 2 인수의 각 변화 값에서 제 3 인수가 변화하고, 제 3 인수의 각 변화 값에서 제 4 인수가 변화하고, 제 4 인수의 각 변화 값에서 제 5 인수가 변화하고, 제 1 인수의 값은 고정된 값을 가진다.
위의 과정은 제 1 인수가 0 내지 N1까지 변화할 경우 각 변화 값에서 상기 인수가 변화되는 과정이 반복된다. 즉, 각 인수에 대한 루프(loop)가 계층적으로 수행될 수있다.
만약 3780개의 데이터의 역 WFT 연산의 수행된다면, 재정렬부(300)가 출력하는 데이터 순서 J는 다음과 같다.
Figure 112006035919995-PAT00013
Figure 112006035919995-PAT00014
마찬가지로 각 인덱스에 대한 범위는 수학식 11과 같다. 즉, 재정렬부(300)는 수학식 11에 의해 수신한 데이터를 재정렬하여 출력한다.
수학식 11은 수학식 10의 역과정이다. 따라서, 수학식 10에 의해 섞인 데이터를 수학식 11에 따르면 수학식 10을 적용하기 이전의 데이터 순서로 데이터들을 재정렬할 수 있다.
또는 수학식 11에 의해 섞인 데이터를 수학식 10에 따르면 수학식 11을 적용하기 이전의 데이터 순서로 데이터들을 재정렬할 수 있다.
도 6는 본 발명에 따른 방송 신호 복조 장치 중 푸리에변환부의 일 실시예를 나타낸 도면이다. 본 발명을 용이하게 설명하기 위해 도 6를 참조하여 푸리에변환부 중 3 포인트 WFT 연산을 수행하는 제 3 신호연산부와 제 3 곱셈부의 동작을 설명하면 다음과 같다.
도 6의 푸리에변환부는 임시메모리부(400)와 WFT 블럭(500)을 포함할 수 있다. WFT 블럭(500)은 데이터정렬부(505), 매트릭스연산부(510), 신호제어부(530) 연산자생성부(540) 및 다수의 신호선택부(551, 552, 553)를 포함할 수 있다.
데이터정렬부(505)는 신호연산부가 입력받는 데이터를 익스포넌트와 만타사로 구분하여 정렬할 수 있다. 즉, 도 6의 실시예는 데이터를 플로팅 포인트(floating-point) 연산할 경우 그 연산 결과의 SQNR가 향상될 수 있도록 플로팅 포인트의 수를 익스포넌트(exponent)와 만티사(mantisa)로 구분하여 연산하는 것이 바람직히다.
예를 들어 입력 데이터가 1×101과 3 ×102라면 익스포넌트(지수)를 맞추어 1×101와 30 ×101로 연산하는 것이 연산 결과의 에러가 적어질 수 있다.
데이터정렬부(505)는 상기한 예와 같이 입력되는 데이터들이 동일한 지수로 정렬되도록 익스포넌트(exponent; 지수)와 만티사(mantisa; 밑)를 각각 정렬할 수 있다.
데이터정렬부(505)에 입력되는 데이터는 임시메모리부(400)에 저장되었다가, WFT 연산이 함께 수행되어야 하는 데이터가 데이터정렬부(505)에 입력될 경우 임시메모리부(400)로부터 출력되어 상기 입력 데이터와 함께 매트릭스연산부(510)로 출력된다.
매트릭스연산부(510)는 입력된 데이터에 대한 매트릭스 연산을 수행할 수 있다. 매트릭스연산부(510)는 수학식 5에 따른 매트릭스 DN을 산출하여 입력된 데이터들과 위의 매트릭스 DN을 연산하여 그 결과를 출력할 수 있다.
매트릭스연산부(510)는 DN값을 SNCNTN의 곱으로 산출할 수 있다. 그리고, 매트릭스연산부(510)는 입력된 데이터와 임시메모리부(400)로부터 출력되는 데이터를 상기 산출된 매트릭스와 연산하여 출력한다.
신호선택부(551, 552, 553)는 신호제어부(530)의 신호에 따라 매트릭스연산부(510) 또는 데이터정렬부(505)가 출력하는 데이터를 곱셈부(600)로 출력하거나, 임시메모리부(400)로 출력할 수 있다.
신호제어부(530)는 입력되는 데이터가 임시메모리부(400)로 저장되어야 하는 데이터인지 또는 상기 매트릭스연산부(510)에서 WFT 연산되어야 하는 데이터인지 판단하여 입력된 데이터의 제어신호를 신호선택부(551, 552, 553)에 각각 출력할 수 있다. 그리고, 신호제어부(530)는 연산자생성부(540)가 연산자를 산출하도록 제어할 수 있다.
연산자생성부(540)는 WFT 블럭(500)에 따른 연산자를 수학식 9와 같이 계산 하여 출력할 수 있다. 곱셈부(600)는 WFT 블럭(500)이 출력하는 데이터와 연산자생성부(440)가 출력하는 sin 또는 cos을 포함하는 연산자를 곱하여 출력할 수 있다.
도 6의 실시예는 3 포인트에 대한 WFT 연산을 수행할 수 있고, 따라서, 수학식 9에서 설명한 바와 같이 연산자 R105의 값을 산출하여 곱셈 연산을 수행할 수 있다. 도 6의 하단의 연산자는 R105을 나타낸다.
9 포인트 신호연산부, 4 포인트 신호연산부, 5 포인트 신호연산부, 7 포인트 신호연산부도 도 5의 실시예에서 설명한 3 포인트 신호연산부와 유사한 구조를 가질 수 있다.
또한, 위와 다르게 3780개의 데이터를 인수분해할 수 있는 수로 분해하여 각각 WFT 연산하면 용이하게 주파수 영역의 신호로 변환시킬 수 있다.
반면 도 7(a) 및 도 7(b)은 각각 신호전송단에서 3780개의 데이터가 스크램블할 수 있는 경우를 정리한 도면과 스크램블 방법을 나타낸 도면이다.
도 7(a)에서 I=1은 3780개의 데이터가 스크램블되지 않을 경우를 나타낸다. I = 2는 3780개의 데이터가 63과 60의 단위로, 또는 126과 30의 단위로, 20과 489의 단위로 스크램블되는 경우를 나타낸다.
유사하게 I=7인 경우 3780의 데이터가 3, 3, 3, 2, 2, 5, 7의 단위 또는 2, 3, 3, 3, 2, 5, 7의 단위 또는 7, 5, 2, 2, 2, 3, 3의 단위로 각각 스크램블되는 경우를 나타낸다.
위에서 인수가 되는 수와 각각 곱셈이 되는 수의 순서를 달리하면, 다른 스크램블 방법이 되기 때문에 3780의 데이터를 스크램블하는 방법은 도 7(a)가 제시 한 이외에 아주 많은 스크램블 방법이 있을 수 있음을 당업자는 쉽게 이해할 수 있다.
여기서 예로 하는 수인 3780은 2, 3, 5, 7의 프라임 넘버(prime number)를 가질 수 있는데, 수학식 10은 3780에 대한 인수를 간략하게 나타낸 식이다.
Figure 112006035919995-PAT00015
ai는 2, 3, 5, 7이거나 이들의 곱 중 하나이고, i는 1부터 7 사이의 정수로서 인수의 개수를 나타낸다.
도 7(b)는 3780의 데이터를 도 7(a)의 방법 중 7×5×2×2×3×3×3의 인수로 스크램블하는 방법을 알고리즘 형태로 나타낸 것이다.
Z는 스크램블되기 전의 데이터를, Y는 스크램블된 후의 데이터를 각각 나타낸다. 그리고, 인수 인덱스 i, j, k, l, m, n, o의 7개의 변수 값의 범위가 0부터 각각 7, 5, 2, 2, 3, 3, 3의 범위를 가지면서 변화할 경우 Z는 Y에 일대일로 대응될 수 있다. 따라서, Z값의 순서로 나열되는 3780개의 데이터는 Y 값의 순서로 스크램블된다.
스크램블된 데이터들이 역푸리에 변환되어 전송되면, 본 발명에 따른 방송 신호 복조 장치는 그 전송된 신호를 푸리에변환하고 스크램블된 원칙을 이용해 푸리에변환하면서 디스크램블할 수 있다.
즉, 본 발명에 따른 방송 신호 복조 장치 및 방송 신호 복조 방법은 푸리에 변환시 섞인 데이터의 순서를 따로 재정렬한 후 디스크램블할 필요없이, 푸리에 변환된 데이터들의 재정렬과정과 디스크램블과정을 하나의 과정에서 처리할 수 있다. 따라서, 본 발명에 따른 방송 신호 복조 장치 및 방송 신호 복조 방법은 신호의 푸리에변환만으로 디스크램블과정을 수행할 수 있다.
이와 같은 과정을 도 8(a) 및 도 8(b)를 참조하여 설명한다. 도 8(a)는 본 발명에 따른 방송 신호 복조 장치의 다른 일 실시예를 나타낸 구성도이다. 도 8(a)을 참조하여 본 발명에 따른 방송 신호 복조 장치의 일 실시예의 동작을 설명하면 다음과 같다.
본 발명에 따른 방송 신호 복조 장치는 수신한 데이터를 WFT 변환하는 푸리에변환부를 포함한다. 푸리에변환부는 스크램블된 각 인수와 동일한 수의 WFT를 수행하는 하나 이상의 WFT 블럭을 포함할 수 있다.
만약 전송된 데이터가 도 7(b)의 원칙에 의해 스크램블된 후 역푸리에변환되어 전송되었다고 가정하면, 방송 신호 복조 장치의 일 실시예는 도 7(b)의 인수의 역순으로 데이터들의 WFT를 각각 수행하는 블럭들을 포함한다.
도 7(b)의 스크램블 과정에 대한 디스크램블 과정은 도 8(b)에 나타내었는데, 스크램블에 사용된 인수의 순서와 역순의 인수로 데이터들을 디스크램블(descramble)해야 한다.
도 7(b)는 7×5×2×2×3×3×3의 인수로 스크램블하는 알고리즘으로서, 인덱스 i, j, k, l, m, n, o가 각각 7, 5, 2, 2, 3, 3, 3 이하의 범위를 가지면서 Z 데이터를 Y 데이터로 대응시킨다.
도 8(b)는 스크램블 인수의 역순의 순서인 3×3×3×2×2×5×7의 인수로 Y 데이터를 Z 데이터로 대응시키는 디스크램블과정의 알고리즘을 나타낸다.
다시 도 8(a)를 참조하면 도 8(a)의 방송 신호 복조 장치 중 푸리에변환부의 일 실시예는 신호 입력 순서대로 각각 3 포인트 WFT 블럭(610), 3 포인트 WFT 블럭(620), 3 포인트 WFT 블럭(630), 2 포인트 WFT 블럭(640), 2 포인트 WFT 블럭(650), 5 포인트 WFT 블럭(660), 7 포인트 WFT 블럭(670)을 포함한다.
수학식 10과 수학식 11을 고려하면, 도 8(a)의 푸리에변환부의 각 WFT 블럭(610 내지 670)을 통과하면 디-스크램블과정인 도 8(b)가 수행되어 데이터가 재정렬될 수 있다.
따라서, 본 발명에 따른 방송 신호 복조 장치와 방송 신호 복호 방법을 사용하면 디스크램블과정과 푸리에변환된 데이터들의 재정렬 과정을 하나의 과정으로 수행하여 신호를 효율적으로 처리할 수 있다.
또한, 디스크램블과정과 푸리에변환된 데이터들의 재정렬과정에 필요한 하드웨어를 줄일 수 있다. 그리고, 본 발명에 따르면 입력 신호의 개수가 2의 파워가 아닌 수라도 푸리에 변환이 가능하고, 그 결과는 신호대 양자화 잡음비(signal-to-quantization noise ratio; SQNR) 특성이 우수하여 수신 성능을 높일 수 있다.
동일한 기술분야의 당업자가 본 특허명세서로부터 본 발명을 변경하거나 변형하는 것은 용이한 것이다. 따라서, 본 발명의 일 실시예가 상기 명확하게 기재되었더라도, 그것을 여러 가지로 변경하는 것은 본 발명의 사상과 관점으로부터 이탈하는 것이 아니며 본 발명의 사상과 관점 내에 있다고 해야 할 것이다.
상기에서 설명한 본 발명에 따른 방송 신호 복조 장치 및 방송 신호 송수신 방법의 효과를 설명하면 다음과 같다.
첫째, 본 발명에 따른 방송 신호 복조 장치 및 방송 신호 송수신 방법에 의하면 수신 신호의 복조과정에서 신호대 양자화 잡음비(signal-to-quantization noise ratio; SQNR)이 우수하다.
둘째, 본 발명에 따른 방송 신호 복조 장치 및 방송 신호 송수신 방법에 의하면 2의 파워 개수보다 적은 개수의 데이터를 저장하기 때문에 하드웨어를 더 적게 사용할 수 있다.
셋째, 본 발명에 따른 방송 신호 복조 장치 및 방송 신호 송수신 방법에 의하면 OFDM 변조 방식 신호를 효율적으로 처리할 수 있다.
넷째, 본 발명에 따른 방송 신호 복조 장치 및 방송 신호 송수신 방법에 의하면 신호의 시간영역 및 주파수 영역의 변환과, 스크램블 및 디스크램블 과정을 효율적으로 처리할 수 있다.

Claims (15)

  1. 주파수 영역에서 채널 코딩된 전송 데이터와 시스템 정보를 다중화한 방송 데이터를 형성하는 단계;
    상기 다중화된 방송 데이터를 일련의 인수의 순서에 따라 스크램블링하는 단계;
    상기 스크램블링된 데이터를 시간영역으로 변환하는 단계 ; 및
    상기 시간 영역으로 변환된 데이터를 전송하는 단계를 포함하는 것을 특징으로 하는 방송 신호 송신 방법.
  2. 제 1항에 있어서,
    상기 스크램블링하는 단계는 7, 5, 2, 2, 3, 3, 3의 일련의 순서를 가지는 인수의 계층적인 순서에 따라 방송 데이터를 스크램블링하는 것을 특징으로 하는 방송 신호 송신 방법.
  3. 주파수 영역에서 스크램블된 데이터를 포함하는 방송 신호를 수신하는 단계;
    수신한 방송 신호의 프레임을 동기화하는 단계; 및
    상기 동기화된 프레임에 속하는 데이터를 푸리에 변환하면서, 상기 데이터를 디스크램블(descramble)하는 신호영역 변환단계를 포함하는 것을 특징으로 하는 방송 신호 수신 방법.
  4. 제 3항에 있어서,
    상기 스크램블 데이터들은 일련의 인수의 순서에 따라 데이터들을 스크램블링(scrambling)한 것을 특징으로 하는 방송 신호 수신 방법.
  5. 제 4항에 있어서,
    상기 신호영역 변환단계는 상기 일련의 인수의 순서의 역순의 인수로 상기 스크램블된 데이터들을 디스크램블(descrambling)하는 것을 특징으로 하는 방송 신호 수신 방법.
  6. 제 3항에 있어서,
    상기 신호영역 변환단계는, 푸리에 변환을 WFT(Winograd fourier transform) 방법으로 수행하는 것을 특징으로 하는 방송 신호 수신 방법.
  7. 제 3 항에 있어서,
    상기 신호영역 변환단계는, 상기 프레임에 속하는 데이터들을 상기 인수의 순서의 역순의 인수에 따라 연속하여 WFT(Winograd fourier transform) 수행하는 것을 특징으로 하는 방송 신호 수신 방법.
  8. 제 3 항에 있어서,
    상기 신호영역 변환단계는, 3, 3, 3, 2, 2, 5, 7의 순서로 데이터들에 대한 WFT(Winograd fourier transform)를 수행하는 것을 특징으로 하는 방송 신호 수신 방법.
  9. 주파수 영역에서 스크램블된 데이터를 포함하는 방송 신호를 수신하는 방송신호수신부;
    상기 방송 신호 수신부가 수신한 방송 신호의 프레임을 동기화하는 프레임동기부; 및
    상기 프레임동기부가 동기화한 방송 신호를 주파수 영역으로 변환시키면서, 상기 스크램블된 데이터를 디스크램블(descramble)시키는 푸리에변환부를 포함하는 것을 특징으로 하는 방송 신호 복조 장치.
  10. 제 9항에 있어서,
    상기 스크램블 데이터들은 일련의 인수의 순서에 따라 데이터들을 스크램블링(scrambling)된 데이터들인 것을 특징으로 하는 방송 신호 복조 장치.
  11. 제 9항에 있어서,
    상기 푸리에변환부는 상기 일련의 인수의 순서의 역순의 인수로 상기 스크램블된 데이터들을 디스크램블(descrambling)하는 것을 특징으로 하는 방송 신호 복조 장치.
  12. 제 9항에 있어서,
    상기 푸리에변환부는 상기 프레임에 속하는 데이터들을 상기 인수의 순서의 역순의 인수에 따라 연속하여 WFT(Winograd fourier transform) 수행하는 것을 특징으로 하는 방송 신호 복조 장치.
  13. 제 9항에 있어서,
    상기 푸리에변환부는 3, 3, 3, 2, 2, 5, 7의 순서로 데이터들에 대한 WFT(Winograd fourier transform)를 수행하는 WFT 블럭을 포함하는 것을 특징으로 하는 방송 신호 복조 장치.
  14. 제 9항에 있어서,
    상기 푸리에변환부는 프레임 동기화된 데이터를 임시저장하는 임시메모리부;
    상기 임시메모리부에 저장된 데이터와 새로 수신하는 데이터에 대한 WFT(Winograd fourier transform)을 수행하는 WFT 블럭; 및
    상기 WFT 블럭이 출력하는 데이터에 삼각함수를 가지는 연산자를 곱하는 곱셈부를 포함하는 것을 특징으로 하는 방송 신호 복조 장치.
  15. 제 9항에 있어서,
    상기 푸리에변환부는 입력되는 데이터를 지수와 밑으로 정렬하는 데이터정렬 부;
    상기 데이터정렬부가 정렬하여 출력하는 데이터를 임시저장하는 임시메모리부;
    상기 임시메모리부가 출력하는 데이터와 새로 수신한 데이터를 이용하여 WFT(Winograd fourier transform)을 수행하는 매트릭스연산부;
    상기 데이터정렬부가 출력하는 데이터가 상기 임시메모리부로 입력되어야 하는지 또는 상기 매트릭스연산부로 입력되어야 하는지 여부를 제어하는 신호제어부;
    상기 신호제어부의 신호에 따라 삼각함수를 가지는 연산자를 생성하는 연산자생성부 ; 및
    상기 연산자생성부가 출력하는 연산자와 상기 WFT 연산된 데이터를 곱하는 곱셈부를 포함하는 것을 특징으로 하는 방송 신호 복조 장치.
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