CN109314687B - 频分多路复用广播系统中信令数据的接收 - Google Patents

Abstract

传输帧包括帧同步OFDM符号，其后跟随主信令OFDM符号，然后是辅助信令OFDM符号，其后跟随有效载荷OFDM符号。帧同步OFDM符号和主信令OFDM符号已经用特征序列调制。主信令OFDM符号以连续符号之间该序列的相对循环移位承载信令数据。接收器将频率同步OFDM符号和主信令OFDM符号中的每一个的有用部分转换为频域，并且将当前主信令OFDM符号的每个样本与帧同步OFDM符号之一或紧接在前的主信令OFDM符号的对应样本的共轭相乘，并将结果转换为时域。循环移位检测器根据时域样本的峰值检测每个主信令OFDM符号中的特征序列的循环移位，以估计由每个主信令OFDM符号传送的主信令数据。

Description

频分多路复用广播系统中信令数据的接收

技术领域

本公开涉及使用正交频分多路复用(OFDM)符号接收有效载荷数据的接收器和方法。

本公开要求UK1611072.8的巴黎公约优先权，其内容通过引用并入本文。

背景技术

存在许多无线电通信系统的例子，其中使用正交频分多路复用(OFDM)来传送数据。已经被布置成根据数字视频广播(DVB)标准操作的电视系统使用OFDM用于地面和有线传输。OFDM通常可被描述为提供并行调制的K个窄带子载波(其中K是整数)，每个子载波传送调制数据符号，诸如，例如正交幅度调制(QAM)符号或四相相移键控(QPSK)符号。子载波的调制在频域中形成并且被转换到时域以进行传输。由于数据符号在子载波上并行传送，因此可以在每个子载波上传送相同的调制符号持续一段延长的时间。同时并行调制子载波，使得调制的载波组合形成OFDM符号。因此，OFDM符号包括多个子载波，每个子载波已经以不同的调制符号同时调制。在传输期间，由OFDM符号的循环前缀填充的保护间隔先于每个OFDM符号。当存在时，保护间隔的大小被设计为吸收可能由多径传播引起的发射信号的任何回波。

在名称为ATSC 3.0工作草案系统发现和信令[1]的出版物中已经提出称为高级电视系统委员会(ATSC)3.0的电视系统，其包括在传输的电视信号中的前导码，其承载广播数字电视节目。前导码包括所谓的“自举(bootstrap)”信号，该信号旨在向接收器提供发射信号的一部分，该部分可以具有更大的检测可能性，因此可以用作初始检测的信号。这是因为除了广播电视之外，广播公司预期在广播信号内提供多种服务。

然而，在ISDB-T中，采用OFDM的广播网络的当前标准，其中服务在单个信道中被时分多路复用(TDM)在一起，存在的问题是，一旦设置了调谐器，移动服务的容量就受到限制。鉴于对移动电视的需求不断增加，这种问题变得越来越相关。

对于下一个标准ISDB-T3，提出设计一种帧结构，其可以被配置用于频分多路复用(FDM)或TDM。本文提出了此种帧结构，并且关于本技术的实施方案进行了限定。

发明内容

在所附权利要求中提供了本发明的各种其他方面和实施方案，包括发射器和发射方法。

根据本发明的实施方案，提供了一种用于根据接收信号检测和恢复有效载荷数据的接收器。接收器包括射频解调电路，被配置为检测和恢复接收的信号，接收的信号已经由发射器形成并发射，以承载来自多个不同信道的有效载荷数据，作为多个传输帧中的一个或多个中的正交频分多路复用(OFDM)符号，每个传输帧包括帧同步OFDM符号，其后跟随一个或多个主信令OFDM符号，然后是一个或多个辅助信令OFDM符号，其后跟随一个或多个有效载荷OFDM符号。一个或多个有效载荷OFDM符号承载有效载荷数据，该有效载荷数据来自多个不同信道中的每个信道的多个时间帧之一。帧同步OFDM符号和一个或多个主信令OFDM符号已经用特征序列调制，一个或多个主信令OFDM符号的特征序列已经相对于前面一个频率同步OFDM符号或一个或多个主信令OFDM符号中的每一个循环移位，循环移位主信令数据承载在一个或多个主信令OFDM符号中。接收器还包括：傅里叶变换器，被配置为将频率同步OFDM符号和一个或多个主信令OFDM符号中的每一个的有用部分的时间长度连续地转换到频域；乘法器，被配置为接收主信令OFDM符号的当前一个的每个频域样本，以及将每个样本与帧同步OFDM符号之一或紧接在主信令OFDM符号的当前一个之前的一个或多个主信令OFDM符号之一的对应样本的共轭相乘，以为每个子载波样本产生中间样本；逆傅里叶变换器，被配置为将由主OFDM符号的当前一个得到的中间样本转换到时域；和循环移位检测器，被配置为根据时域中间样本的峰值检测一个或多个主信令OFDM符号中的每一个中存在的特征序列的循环移位，以估计由一个或多个主信令OFDM符号中的每一个传送的主信令数据。

在一些实施例中，已经以等于射频传输带宽的带宽发送帧同步OFDM符号以及一个或多个主信令OFDM符号，并且已经以射频传输带宽发送一个或多个辅助信令OFDM符号以及一个或多个有效载荷OFDM符号，一个或多个辅助信令OFDM符号以及一个或多个有效载荷OFDM符号中的每一个在频率上被划分以提供多个频率分段，频率分段的每一个承载来自不同信道的有效载荷数据。每个频率分段中的一个或多个辅助OFDM符号承载多个物理层信令实例的一个实例，用于根据一个或多个有效载荷OFDM符号的对应分段检测和恢复在频率分段中发射的每个信道的有效载荷数据，并且一个或多个主信令OFDM符号承载用于检测辅助信令OFDM符号的主信令数据。

本公开由我们的共同未决专利申请号PCT/GB2014/050869、GB1305805.2、PCT/GB2014/050868、GB1305797.1、GB1305799.7、14/226937、PCT/GB2014/050870、GB1305795.5、PCT/GB2014/050954、GB1312048.0、GB103121570、PCT/GB2014/051679、GB13170706.9、PCT/EP2014/061467、GB1403392.2、GB1405037.1、GB103121568和PCT/GB2014/051922、GB1420117.2支持，其全部内容通过引用并入本文。

在所附权利要求中限定了本公开的各种其它方面和特征，所附权利要求还包括发射有效载荷数据的方法。

附图说明

现在将仅通过示例的方式参考附图来描述本公开的实施方案，在附图中，相同的部件具有相应的附图标记，并且其中：

图1提供了说明广播传输网络的布置的示意图；

图2提供了说明用于通过图1的传输网络传输广播数据的示例传输链的示意性框图；

图3提供了时域中OFDM符号的示意图，其包括保护间隔；

图4提供了用于接收由图1的广播传输网络使用OFDM广播的数据的典型接收器的示意性框图；

图5提供了用于同时发射有效载荷数据的传输帧的示意图，该有效载荷数据包括根据本技术在频域中分离的多个分段中的多个服务；

图6提供了图2所示用于根据本技术发射帧同步OFDM符号的发射器的一部分的示意性框图；

图7提供了根据本技术在生成帧同步OFDM符号中使用的伪噪声序列生成电路的示意图；

图8提供了根据本技术的频域中帧同步OFDM符号的示意图；

图9是表示根据本技术通过循环移位时域符号序列来生成一个或多个帧同步OFDM符号的发射器的示例操作的说明性流程图；

图10提供了根据本技术的帧同步OFDM符号的时域结构的示意图；

图11提供了根据本技术的主信令OFDM符号的第二时域结构的示意图；

图12是根据本技术的用于根据一个或多个帧同步OFDM符号来检测和恢复信令的示例接收器的示意框图；

图13是根据本技术的用于检测帧同步OFDM符号的接收器的示意性框图，该帧同步OFDM符号包括识别用于对OFDM符号执行正向傅里叶变换的触发时间；

图14是根据本技术的被配置为检测帧同步OFDM符号的相关器的示意性框图表示；

图15是说明根据本技术在帧同步OFDM符号和主信令OFDM符号的生成中在接收器处检测所使用的序列和频率偏移的流程图；

图16是根据本技术的在接收器处相对循环移位的频域解码的第一方法的示意性框图表示；

图17是根据本技术的在接收器处相对循环移位的频域解码的第二方法的示意性框图表示；

图18是块误码率与符号-噪声比的曲线图，示出了使用除法的频域解码算法与根据本技术的使用如图16和图17所示的共轭乘法的方法相比的性能差异；

图19提供了根据本技术的分段OFDM接收的图示；和

图20是根据本技术的窄带接收器的一部分的示意性框图，该窄带接收器被配置为检测特征序列的相对循环移位。

具体实施方式

本公开的实施方案可以被布置为形成用于发射表示数据(包括视频数据和音频数据)的信号的传输网络，使得传输网络可以例如形成用于将电视信号发射到电视接收设备的广播网络。在一些实施例中，用于接收电视信号的音频/视频的设备可以是移动设备，其中在移动时接收电视信号。在其它实施例中，音频/视频数据可以由传统电视接收器接收，传统电视接收器可以是固定的并且可以连接到固定天线或多根天线。

电视接收器可以包括或可以不包括用于电视图像的集成显示器，并且可以是包括多个调谐器和解调器的记录器设备。天线可以内置于电视接收器设备中。连接的或内置的天线可用于有助于不同信号以及电视信号的接收。因此，本公开的实施方案被配置为有助于将表示电视节目的音频/视频数据接收到不同环境中的不同类型的设备。

将可以理解，在移动时用移动设备接收电视信号可能更困难，因为无线电接收条件将与输入来自固定天线的传统电视接收器的无线电接收条件有很大差异。

图1中示出了电视广播系统的实施例说明。在图1中，示出了广播电视基站1连接到广播发射器2。广播发射器2从广播网络的覆盖区域内的基站1发送信号。图1中所示的电视广播网络可以作为所谓的多频网络运行，其中每个电视广播基站1以与其他相邻电视广播基站1不同的频率发射其信号。图1中所示的电视广播网络还可以作为所谓的单频网络运行，其中每个电视广播基站1同时发射传送音频/视频数据的无线电信号，使得这些信号可以被广播网络覆盖区域内的电视接收器4以及移动设备6接收。对于图1中所示的实施例，由广播基站1发射的信号使用正交频分多路复用(OFDM)发射，该正交频分多路复用可以提供用于发射来自每个广播站2的相同信号的布置，其可以由电视接收器组合，即使这些信号是从不同的基站1发射的。假设广播基站1的间隔使得不同广播基站1发射的信号之间的传播时间小于或基本上不超过保护间隔，该保护间隔在每个OFDM符号的传输之前，那么接收器设备4、6可以以组合从不同广播基站1发射的信号的方式接收OFDM符号并根据OFDM符号恢复数据。以这种方式采用OFDM的广播网络的标准的实施例包括DVB-T、DVB-T2和ISDB-T。

在图2中示出了形成用于从音频/视频源发送数据的电视广播基站1的一部分的发射器的实施例框图。在图2中，不同的音频/视频信道20、22、24生成表示电视节目或内容的不同音频/视频数据。音频/视频数据在被馈送到帧构建器26之前被编码和调制。帧构建器26被布置为将待发射的数据形成为与时分单元或时间帧相对应的有效载荷数据帧以进行传输。对于每个有效载荷数据帧，物理层信令数据由物理层数据块28提供，并且被添加到每个有效载荷数据帧以进行传输。也就是说，对于每个信道20、22、24，音频/视频数据被形成为多个有效载荷数据帧，用于对应于在被发射信号中生成的多个传输帧的多个时间帧中的每一个。该帧可包括时分部分或频分部分，其具有发射物理层信令的前导码以及发射由音频/视频源20、22、24生成的音频/视频数据的一个或多个数据传输部分。在被馈送到OFDM调制器30之前，数据可以被交织并形成符号。OFDM调制器30的输出被传递到保护插入单元32，保护插入单元插入保护间隔，并且得到的信号被馈送到发射单元40，其从发射单元通过天线42发射。保护插入单元32还可以具有信令以及由信令及同步生成单元34生成的同步信息。在信令信息单元36中生成要与帧同步信号以及主信令符号一起发送的信令信息，并将其馈送到同步信号生成器单元38。信令生成器单元38生成帧同步信号和主信令符号。如下所述，信令信息可以表示为特征序列，其关于帧同步OFDM符号的特征序列将主信令OFDM符号调制为时域中的帧同步OFDM符号的相对循环移位。

与传统布置一样，OFDM被布置为在频域中生成符号，其中要发射的数据符号被映射到子载波上，然后使用可以包括OFDM调制器30的一部分的逆傅里叶变换将其转换到时域。因此，要发射的数据在频域中形成并在时域中发射。如图3所示，生成每个时域符号，其具有持续时间Tu秒的有用部分和持续时间Tg秒的保护间隔。通过在时域中复制具有持续时间Tg的符号的有用部分的一部分来生成保护间隔，其中复制的部分可以来自符号的末尾部分。通过将时域符号的有用部分与保护间隔相关联，可以布置接收器以检测OFDM符号的有用部分的开始，其可以用于触发快速傅里叶变换以将时域符号样本转换到频域，之后可以根据频域恢复传输数据。此种接收器如图4中所示。

在图4中，接收器天线50被布置成检测RF信号，该RF信号通过调谐器52传递并在保护间隔移除单元56移除保护间隔之前使用模数转换器54转换成数字信号。在检测用于执行快速傅里叶变换(FFT)以将时域样本转换到频域的最佳位置之后，FFT单元58变换时域样本以形成被馈送到信道估计及校正单元60的频域样本。信道估计及校正单元60例如通过使用已嵌入OFDM符号中的导频子载波来估计用于均衡的传输信道。在排除导频子载波之后，将所有承载数据的子载波馈送到解映射器单元62，解映射器单元从OFDM符号的子载波中提取数据比特。然后将这些数据比特馈送到解交织器64，解交织器对子载波符号进行解交织。数据比特现在被馈送到比特解交织器66，比特解交织器执行解交织，使得纠错解码器可以根据纠错操作来纠正错误，例如通过使用前向纠错编码过程中包括的冗余数据。

框架结构

图5示出了根据本技术的实施例实施方案的帧的帧结构的示意图，该帧可以在参考图1至图4描述的系统中发射和接收。图5示出了所提出的承载来自不同频道的数据的被发射的信号的一般传输结构。例如，该结构可用于例如在ISDB-T3帧中承载不同的电视信道。如图5中所示，传输帧包括：

·接收器使用帧同步OFDM符号501用于：

a.检测帧的开始。

b.估算载波频率偏移

·包括一个或多个(m)特殊OFDM符号的主前导码，其可以被称为主信令OFDM符号502(P1)，其承载关于辅助前导码的结构的初始信令信息。

·包括一个或多个OFDM符号的辅助前导码，其可以被称为辅助信令OFDM符号504、505(P2)，其承载物理层(层1)参数，该参数描述在前导码后波形中用于帧所有分段的承载有效载荷的方式。在提交日期，例如DVB标准和草案ATSC3.0物理层标准中描述了适当的参数。在一些实施方案中，帧内的一个或多个辅助信令OFDM符号中的每一个承载的信令数据是相同的。在一个实施例中，这可以以循环构造以承载每个分段的数据。也就是说，P2辅助信令OFDM符号504、505的不同频率分段507.1、507.2、507.3中的每一个提供频带信息的实例，其定义用于每个频率分段507.1、507.2、507.3的有效载荷OFDM符号506的结构。

·前导码后部分，包括多个有效载荷OFDM符号506，其承载有效载荷并包括由不同信道生成的音频/视频数据形成的服务，并划分为PLP(物理层管道)。有效载荷OFDM符号506的数量可以在辅助信令OFDM符号504、505中表示。术语物理层管道(PLP)用于识别可根据传输帧恢复的音频/视频数据的信道。

·由有效载荷OFDM符号的频率分段507.1、507.2、507.3提供的每个信道在下一个频率同步OFDM符号511和主(P1)信令OFDM符号512之前由帧闭合符号(FCS)508终止。

在一些实施方案中，帧频率同步OFDM符号501、511之后在时间上紧接着一个或多个主信令OFDM符号502。在一些实施方案中，帧中的一个或多个主信令OFDM符号502中的最后一个之后紧接着一个或多个辅助信令OFDM符号504、505。在一些实施方案中，帧中的一个或多个辅助信令OFDM符号504、505中的最后一个之后在时间上紧接着有效载荷OFDM符号506。

如上所述，传输帧进一步划分为M个频率分段505.1、507.2、507.3，由此，帧的每个OFDM符号被如此划分。每个帧的分段数量M是可配置的，并且在主信令OFDM符号中表示。

帧同步和主信令OFDM符号被构造为跨越信道带宽，因此本质上是宽带，但是可以由宽带接收器(带宽跨越整个信道)或窄带接收器(带宽与其中一个M分段的带宽相同)来检测和解码。辅助信令OFDM和有效载荷OFDM符号的每个分段被单独地调制，然后在由IDFT转换到时域之前在频域中以分段顺序连接。因此，当使用频率分段时，每个辅助信令OFDM符号和有效载荷OFDM符号必须按分段解码。

在一些实施方案中，图5的发射信号的射频传输带宽514表示帧的带宽约为6Mhz或约8Mhz。然而，应当理解，这些仅仅是实施例，并且可以使用其它射频传输带宽，使得本发明的实施方案不限于这些带宽。

以下段落描述了如何在发射器处构造并在接收器处检测帧同步OFDM符号，除了如何构造主信令OFDM符号，还有它们如何承载信令信息以及它们承载的信息可以在接收器处如何解码。

同步信号

图6中示出了被配置为发射帧同步信号的图2中所示的发射器的一部分的示意性框图。在图6中，特征序列生成器600被布置为生成映射到OFDM符号的子载波上的特征序列，通过子载波映射及零填充单元602形成帧同步OFDM符号。然后通过逆傅里叶变换604将频域信号变换到时域。将与帧同步信号一起发送的信令信息在第一输入端605上馈送到循环移位单元606。循环移位单元606还在第二输入端607上接收表示帧同步OFDM符号的时域OFDM符号。在本技术的实施方案中，循环移位单元606结合其各自输入端的操作可以等同于图2的信令及同步生成单元34的操作。如下所述，信令信息表示为特征序列，其相对于由帧同步OFDM符号承载的特征序列调制主信令OFDM符号，作为时域中帧同步OFDM符号的相对循环移位。然后将主信令OFDM符号馈送到保护间隔插入单元608，其以帧同步OFDM符号的OFDM符号形成将由发射器单元609发射的形式将保护间隔添加到帧同步OFDM符号。

帧同步OFDM符号具有与第一ATSC 3.0自举(bootstrap)符号类似的结构，如A/321[2]中所述。帧同步OFDM符号是2048p FFT大小的OFDM符号。p的值可以是{0.25，0.5，1，2，4}中的任何一个，从而使帧同步OFDM符号分别为{512，1K，2K，4K，8K}FFT大小的OFDM符号。

如图6中所示，特征序列生成器600包括伪随机序列生成器610和Zadoff-Chu序列生成器612，它们用于生成特征序列。在通过子载波映射及零填充单元602将组合序列映射到OFDM符号的子载波上之前，这两个序列由乘法器614相乘。如图6中所示，伪随机数生成器610的种子值在第一输入端620上馈送，并且第二输入端622指定Zadoff-Chu(ZC)序列生成器612的根。使用等式生成ZC序列：

其中q被定义为ZC序列的根。

如参考图6所述，通过将Zadoff-Chou(ZC)序列的系数乘以从伪噪声(PN)序列生成器生成的双极系数(如图7所示)映射到其子载波，在频域中构造帧同步OFDM符号。因此，组合序列的实施方案被描述为(ZC*PN)序列

图7提供了伪噪声生成电路610的示意图，该伪噪声生成电路形成如图6中所示的特征序列生成器600的一部分，并且用于根据本技术生成帧同步OFDM符号。使用多项式生成PN序列：

p(x)＝x¹⁶+x¹⁵+x¹⁴+x+1

使用如图7中所示的生成电路。在每帧的开始处，使用所选择的16位种子g来初始化元素r₁ 701、702、704、706中的每一个。该种子采用以下形式：

g＝{g₁₆，...，g₀}＝{1，1，1，0，0，0，0，0，0，0，0，0，0，0，0，1，1}

其中每比特g_i 711、712、714、716、718、719具有0或1的二进制值。这些由多个加法元素721、722、724、726组合以便形成16位种子g。

图8中示出了以对称方式将(ZC*PN)序列映射到OFDM符号上以形成特征序列。

如图8中所示，在频域中，帧同步信号可以被视为包括对称Zadoff-Chu(ZC)序列的两个半部810。布置Zadoff-Chu序列中的每个符号以调制有效载波812。相应地，布置PN序列以调制子载波，如线814所示。不使用帧同步信号的其它子载波，因此该其它子载波设置为零，如在例如帧同步信号820、822的任一端所示。

(ZC*PN)序列的长度是N_a可配置参数，称为每帧同步OFDM符号的有用子载波的数量。这意味着(ZC*PN)系数仅映射到帧同步OFDM符号的中心N_a个子载波，而其它子载波(在符号的低和高频带边缘)被设置为零。(ZC*PN)序列在其构造中具有镜像对称性，中心系数设置为零。

如图8中所示，以产生关于OFDM符号的中心DC子载波的反射对称的方式，将ZC序列和PN序列映射到OFDM子载波。帧同步的第n个符号(0≤n<N_B)的子载波值可以如下式计算，其中N_H＝(N_ZC-1)/2，N_B是符号的数量且p(k)是PN序列的元素。ZC序列由其根q确定，对于每个符号可以是相同的，而PN序列应随每个符号前进。

c(k)＝1-2×p(k)，其中c(k)具有值+1或-1。

最终符号以该特定符号的子载波值的相位反转(即，旋转180°)。这指定了帧同步和前导信号的明确结束。在存在其它符号的情况下提供，在该情况中向接收器明确指示最后的OFDM符号。也就是说，可以使用任何数量的同步和信令OFDM符号。因此，接收器可以检测相位反转，从而检测帧同步信号的结束

在一个实施例中，可以通过在时域中执行帧同步OFDM符号的数据确定的循环移位，在主信令符号中传送信令数据。这由图6中所示的循环移位块执行。在图9中总结了用于传送信令比特的过程。

在图9中，在步骤S900中，由序列生成器700在频域中形成频域序列。在步骤S902中，IFFT模块704执行逆傅里叶变换，以将频域信号转换到时域。因此，在步骤S904中，在时域中形成序列。如步骤S906所示，形成信令比特，然后在步骤S908中将其解释为相对循环移位值，并且在步骤S910中，将相对移位值转换为绝对移位值。如箭头S912所示，然后根据在步骤S910中确定的绝对循环移位，移位在步骤S904中形成的时域序列。最后，在步骤S914中，产生要发射的时域序列。

时域结构

在一个实施例中，每个帧同步OFDM符号由发射器从称为A、B和C的三个部分形成。如上所述，OFDM符号通常形成有保护间隔，通过复制时域中的OFDM符号的一部分作为OFDM符号的前导码，来生成该保护间隔，以便考虑接收器处的多路径接收。每个帧同步OFDM符号以两种方式之一形成。图10和图11示出了时域中帧同步OFDM符号和主信令符号的不同形成。如图10和图11所示，承载部分符号的数据是添加保护间隔之前OFDM符号的初始形式，表示为部分A1001、1101。因此，部分A1001、1101被推导为频域结构的2048p点IFFT，具有或不具有上述循环移位，以表示由帧同步OFDM符号传送的信令比特，其中部分A1001、1101是由来自IFFT的2048p样本组成的符号的有用部分。部分B1002、1102和C1004、1104由从A1001、1101的末端取得的样本组成，其频移为±f_Δ，其等于由发射器引入B 1002、1102样本中并在接收器处相应地移除的子载波间隔。每个帧同步的OFDM符号和主信令符号始终由3072p的样本构成，其中A 1001、1101由2048p样本构成，C 1004、1104由A1001、1101的最后520P样本1006和1008、1106和1108由构成，且B 1002、1102由C 1004、1104的最后504p样本1006、1106构成，其中应用了频移±f_Δ。

帧同步OFDM符号用于同步检测其承载的特定(ZC*PN)序列，并采用如图10中所示的C-A-B结构，并将频移±f_Δ应用于部分B 1002。(ZC*PN)的选择可用于表示诸如正在使用的标准的主要版本和次要版本、可用于提供紧急警告状态的警报状态、发射器识别或发射器位置等。

一个或多个主信令符号承载信令信息并使用如图11中所示的B-C-A结构，包括具有相位反转的最终符号，其提供如上所述的前导信号的终止并且将频移-f_Δ应用于部分B1102。

如[2]中所述，信息应通过主信令OFDM符号通过使用

时域序列的时域中的循环移位来表示。该序列的长度为N_FFT＝2048p，因此可能有2048p个不同的循环移位(从0到2047p，包括0和2047p)。

通过2048p个可能的循环移位，可以表示最多log₂(2048p)个比特。实际上，并非所有这些比特都会被实际使用。令

指定用于第n个主信令OFDM符号(1≤n＜N_S)的有效信令比特的数量，并令

表示那些比特的值。每个有效信令比特

的值应为0或1。每个剩余信令比特

应设为0。

当取决于p时，一个或多个特定主信令OFDM符号的

可以至多增加到log₂(2048p)。以下表I示出了针对p的值集合的每个主信令OFDM符号的最大可能比特数

表I：每FFT大小可被表示的比特的最大数量。

令

表示相对于前一符号的循环移位的第n个主信令OFDM符号(1≤n＜N_S)的循环移位。应使用根据以下等式创建的格雷(Gray)码，根据第n个主信令OFDM符号的有效信令比特值计算

令

以二进制形式表示为一组比特

的每个比特应如下计算，其中合计信令比特，随后进行模2操作，其有效地对所讨论的信令比特执行逻辑异或(OR)运算。

上述等式确保计算相对循环移位

以在估计接收到的主信令OFDM符号的相对循环移位时为接收器处的任何误差提供最大容限。如果针对特定主信令OFDM符号的有效信令比特数

在相同主要版本内的未来次要版本中增加，则该等式还确保将以这样的方式来计算该未来次要版本主信令OFDM符号的相对循环移位，即使得其仍然允许为较早的次要版本提供的接收器正确地解码它被提供用以解码的信令位值，因此将保持向后兼容性。通常，如果i<k，则信令比特

的预期稳固性将大于

的预期稳固性。

帧同步OFDM符号被用于初始时间同步还可以通过选择ZC根和/或PN种子参数来表示系统的其它方面。该符号不表示任何附加信息，并且始终具有0的循环移位。

应通过对符号n-1的绝对循环移位和符号n的相对循环移位求和来计算应用于第n个主信令OFDM符号的差分编码绝对循环移位M_n(0≤M_n＜N_FFT)，对时域序列的长度进行模运算。

然后应用绝对循环移位，以根据IFFT操作的输出获得移位的时域序列。

因此，总之，要在主信令OFDM符号n中发射的信令参数被形成为

-比特值。对比特进行格雷编码以导出11比特值

其被添加到在主信令OFDM符号(n-1)取模N_FFT中发射的11比特值中。出于这些目的，在帧同步(n＝0)符号中发射的值被认为是零。该新值M_n表示将应用于主信令OFDM符号n的相对循环移位。

接收器处的帧同步：宽带

接收器必须检测帧同步OFDM符号的存在，作为帧开始的标记。接收器将预先配置有p、N_a和Δf的正确值。可以在时域中检测帧同步OFDM符号，但是例如用于找到任何载波频率偏移，和/或确认使用过哪个(ZC*PN)序列的其它处理必须在频域中完成。首先，帧同步OFDM符号检测等同于帧起始的检测。

图12中示出了当操作以检测帧同步OFDM符号的存在时图4中所示的接收器的适配的示意性框图。如图4中所示，由天线50检测的信号被馈送到RF调谐器，然后馈送到A至D转换器54。然后将接收的数字采样信号馈送到正向傅里叶变换处理器58，并且还馈送到开关1201的第一输入，该开关由控制器1202控制，以在帧同步检测器1204与两个帧同步处理器1206、1210中的第二个之间切换接收的数字采样信号。帧同步检测器1204生成在信道1208上馈送到FFT处理器58的触发信号，以便识别接收的信号的最有用部分，其将从时域转换到频域以验证帧同步信号并恢复信令数据。FFT处理器58的输出端向帧同步处理器1210中的第一个提供接收的信号的频域版本。第一帧同步处理器1210被配置为在输出通道1212生成信道传递函数(CTF)H(z))的第一估计。

图13中提供了前导码信号的帧同步OFDM符号的实施例检测器。如上所述，仅第一帧同步OFDM符号具有C-A-B结构，其被发射以提供初始同步。图13提供了用于帧同步OFDM符号的检测器的实施例框图。如图13所示，接收的离散时间信号r(n)被馈送到延迟单元1301和C-A-B结构检测器1302。C-A-B结构检测器1302在第一输出端1304上生成精细频率偏移(FFO)的估计，这是一种小于OFDM符号子载波间隔的频移，并且可能在帧同步OFDM符号的传输期间发生。从第二信道1306输出的还有定时触发的指示，用于指示由FFT处理器58变换的接收的OFDM符号的周期，以便尽可能地捕获所接收的OFDM帧同步OFDM符号的最大能量。然而，在将接收的帧同步OFDM符号变换到频域之前，乘法器1308去除总频率偏移。乘法器1308在第一输入端上接收来自延迟单元1301的延迟的接收信号，并且在第二输入端上接收由加法器1310和音调生成器1312形成的反向的总频率偏移。根据由C-A-B检测器1302估计的一个或两个精细频率偏移(FFO)(其被馈送到第一输入端)以及由帧同步信号处理器1310估计的整数频率偏移(IFO)，由加法器1310形成总频率偏移。该总频率偏移被输入到音调生成器1310，使其生成频率等于总频率偏移的正弦音调。通过将频域子载波与根据以PN序列调制的ZC序列的组合生成的特征序列的重新生成版本相关，帧同步信号处理器1210生成IFO。然后使用相关输出的峰值的位置来估计IFO，IFO是相对于帧同步信号的频带内的频率参考的、多个子载波的频域中的移位。因此，根据由CAB结构检测器1302估计的FFO以及由帧同步信号处理器1210估计的IFO，由乘法器1308和音调生成器1210估计和消除总频率偏移。

如上所述，图13中所示的用于检测帧同步OFDM符号的检测器1302用于生成FFO并指示用于正向傅里叶变换(FFT)的输入信号脉冲的有用部分。

图14是被配置为根据本技术检测帧同步OFDM符号的相关器的示意性框图表示。该检测表示可以在其上执行FFT的帧同步OFDM符号的A部分的开始。该过程的其余部分包括检测在帧同步OFDM符号上使用的(ZC*PN)序列，随后解码在随后的主信令OFDM符号中承载的信令参数。随后的主信令OFDM符号中的每一个使用与帧同步OFDM符号相同的ZC序列以及PN序列的已知段。因此，第一阶段是检测使用哪个ZC(序列的根)和PN(序列的种子)序列。

如图14中所示，接收的离散时间信号r(n)被馈送到延迟单元1402并进入乘法器1408，在乘法器中，它对应于音调生成器1401的频率调整e^j2πfT进行频移。乘法器1408的输出被馈送到另外两个延迟单元1404和1406，它们用于将接收的信号延迟多个样本，这些样本分别等于帧同步OFDM符号的A、A_B和B部分中的数量。每个延迟单元输出被传递到另外的乘法器1410、1412和1414，其中它们乘以所接收的离散时间信号r(n)的复共轭，并且被馈送到移动平均滤波器1416、1418和1420，以形成在延迟A、A+B和B之后的接收的信号相对于t本身的相关。移动平均滤波器1416、1418、1420的输出被延迟元件1422延迟并且分别由缩放元件1424、1426放大，其中两个缩放元件1424和1426的输出由加法器1428求和。然后乘法器1430将该加法器的输出乘以延迟元件1422的输出，以通过将接收的信号的C、A、B部分的每一个与它们各自的副本关联来生成峰值组合样本，以识别峰值，在该峰值处检测输出端1432的FFT触发点。相应地，峰值的相位确定在输出端1434上提供的FFO。

使用的(ZC*PN)序列被映射到帧同步OFDM符号的子载波。对于ATSC 3.0，使用的序列应由乘法形成：

·根q＝137的ZC序列以及

·具有从以下表II选取的生成器种子的PN序列。

表II：用于PN序列生成器的可能的种子

可以定义和使用其他PN序列种子以及可能的另一个生成器多项式。因此，对于ATSC 3.0，发射器可以使用可能的8个(ZC*PN)序列。在本技术的实施方案中，所有8个序列都是预先生成的并存储在接收器中。当试图检测8个序列中的哪个被使用时，接收器可以依次将每个存储的序列与帧同步OFDM符号的A部分的FFT结果相关。提供最高峰值相关的序列是在发射器处使用的(ZC*PN)序列。频率偏移是在-F_max与F_max之间的该峰值相关的相对二进制位置，其中F_max是FFT二进制位中的最大目标整数频率偏移。

该过程的流程图如图15所示，其中R₁(k)是帧同步OFDM符号的FFT，C_i(k)是第i个(ZC*PN)序列。利用检测到的整数频率偏移和(ZC*PN)序列，接收器可以在频率偏移校正之后继续进行主信令OFDM符号的解码。

图15中示出的图可以总结如下：

开始：在过程开始时，接收的符号处于频域中，如图15中所示。在一些实施方案中，符号频谱可以是根据大于2048p频谱输出分量的FFT导出的过采样。

S1501：在循环开始时，将参考特征序列索引变量初始化为i＝1。

S1502：因此在接收的频域OFDM符号与第i个特征序列之间执行循环相关。

S1504和S1506：如果参考特征序列i与发射器处使用的相同，则会在IFO范围内的互相关的输出中检测到明显峰值。如果未检测到明显峰值，则处理进行到步骤S1508，并且参考特征序列索引变量i增加，并且在互相关中尝试下一个参考特征序列。候选参考特征序列可以预先存储在接收器中，其中索引基于Zadoff-Chu的根与用于生成特定序列的PN生成器的种子的组合。

S1510：如果检测到互相关的明显峰值，则i的当前值是所需参考特征序列的索引；如果频谱被过采样，则互相关输出中峰值的相对位置被用来确定整数频率偏移(IFO)和精细频率偏移(FFO)。

在“终止”处，过程结束。

检测主信令数据

在每个主信令OFDM符号中承载信令。信令参数被编码为主信令OFDM符号的A部分上的相对循环移位。相对循环移位也从符号到符号进行差分编码。在一个实施例中，解码过程可以检测给定符号上的相对循环移位，然后利用先前符号的循环移位对其进行差分解码。在一个实施例中，差分循环移位被确定为解码过程本身的一部分。这具有以下优点：可以避免计算相当密集的显式信道估计和校正。

令R_n(k)、H_n(k)、P_n(k)、Z_n(k)分别为第n个符号的接收的频谱序列、信道传递函数、使用的PN序列和使用的ZC序列，其中k是子载波索引。此外，令M_n-1为符号n-1上的绝对循环移位，而相对于对符号n中承载的信令参数进行编码的符号n-1的增量循环移位为m。然后，对于主信令OFDM符号n-1和n并且记得(recall)对于给定帧，

Z(k)＝Z_n-1(k)＝Z_n(k)

即，相同的ZC序列被用于帧同步OFDM符号和给定帧的所有主前导码符号，并将符号n中的噪声指定为N_n(k)，可以写成：

记得对于n-1＝0，M_n-1＝0，即在帧的帧同步OFDM符号上没有循环移位。解码算法需要将R_n(k)除以R_n-1(k)并找到表示两个符号之间的相对m样本循环移位的残差信号的相位斜率。因此可以执行：

给定每个帧同步OFDM符号或主前导码符号的短持续时间，可以合理地假设对于给定的中心频率f₀和相对接收器速度v＝c/f₀，其中c是光速，该信道将有效地在两个连续符号之间保持不变，即

H(k)＝H_n-1(k)＝H_n(k)

例如，对于f₀＝690MHz，其处于用于电视的UHF频带的顶部范围，v必须超过约1564km/h，以使信道在符号之间显著改变。

在上面的等式中，噪声变得倍增，从而导致分析难以处理以及性能差。然而，由于希望被解码的相对循环移位处于相位斜率中，因此上述等式的任何分量结果的幅度不是特别重要。因此，可以将除以R_n-1(k)改为乘以它的共轭。这避免了难以处理的数学运算并产生其中所有噪声都是主相位信号的附加值的结果。就相位斜率而言，除法的结果等于与共轭相乘的结果：

因此，忽略指数k，左侧可以扩展为如下：

扩展：

其中β＝2π(M_n-1+m)/N_FFT且α＝2πM_n-1/N_FFT。用p_n和p_n-1除(或乘——因为两者都是双极的)

右侧的第二项和第三项是调制噪声，而最后一项只是纯白噪声——记得p_n和p_n-1是双极序列。由于所有噪声都是相加的，这些项的组合放大率(power)取决于接收的信号的SNR。因此可以预期，在合理的SNR水平下，结果的论证或相位轨迹将由右边的第一项支配。因此，通过检测结果的相位斜率，可以检测两个符号之间的相对循环移位m。此外，还可以通过对结果执行IFFT并获取峰值幅度的样本位置来检测循环移位，因为：

该算法在图16中示出。根据图16中所示的接收器，在输入端1600处接收由RF调谐器52下转换的信号，并且在保护移除单元56之后，输入信号已经去除了所有前缀和后缀。接收到的信号被馈送入两个分支。在第一分支上，延迟单元1601将接收的信号延迟等于OFDM符号的有用部分的样本数量，使得先前接收的频谱序列R_n-1由第一FFT单元1604变换。接收的信号还通过第二分支馈送，使得所接收的每个符号也由第二FFT单元1602变换，其中第一FFT单元1604的输出的共轭1606乘以1608FFT单元1602的输出。然后，乘法器1608的结果被分成1610用于当前和在前符号1620的PN序列的倍数，并被馈送到IFFT单元1612。在IFFT1612之后，IFFT变换后的信号在被从2048p光谱输出分量中减去1618之前被输入到峰值检测器1614中。

相反，如果R_n-1(k)除以R_n(k)，则可以避免在峰值检测器的输出处的峰值位置的其它处理，即从2048p减去。在这种情况下，使用共轭而不是除法的相关方程变为：

该方法如图17中所示。

图17与图16基本相同，因此仅描述不同之处。与图16相比，图17中所示的接收器形成当前接收的频谱序列R_n的共轭，其被共轭1606并乘以1608FFT变换的先前接收的频谱序列R_n-1的输出。然后乘法器1608的结果被用于当前和先前符号1720的PN序列的倍数相除1610。这里不需要从2048p减去，因此从峰值检测器1614接收最终输出。

如图16和图17提供的实施例所表示的，本技术的实施方案可以提供一种布置，其中通过检测由频率同步OFDM符号和一个主信令OFDM符号承载的特征序列的循环移位，来估计主信令数据。如图16中提供的实施例所表示的，FFT单元1602、1604被配置为将频率同步OFDM符号和一个或多个主信令OFDM符号中的每一个的有用部分的时间长度连续地转换到频域。如将理解的，在其它实施例中，可以使用单个FFT单元并且顺序操作以代替两个FFT单元1602、1604。乘法器1608被配置为接收主信令OFDM符号的当前一个的每个频域样本，并将每个样本与帧同步OFDM符号之一或紧接在主信令OFDM符号的当前一个之前的一个或多个主信令OFDM符号之一的对应样本的共轭1606相乘，以为每个子载波样本产生中间样本。IFFT单元1612被配置为将从当前一个主OFDM符号得到的中间样本转换到时域。由峰值检测器1614形成的循环移位检测器被配置为通过根据时域中间样本的峰值检测在一个或多个主信令OFDM中的每一个中存在的特征序列的循环移位，从而估计由一个或多个主信令OFDM符号中的每一个传送的主信令数据。

因此，根据本技术的实施例实施方案，接收器可以被配置为通过检测频率同步OFDM符号与主信令OFDM符号之间的相对循环移位来检测主信令数据，这导致在检测过程中仅存在加性噪声。因此，通过使用如图16和图17中所示的共轭乘法提供了优势，因为可以通过在较低信号噪声比下检测特征序列的循环移位来正确地估计信令数据。

图18是块误码率与符号-噪声比的曲线图，示出了使用除法的频域解码算法与根据本技术使用如图16和图17所示的共轭乘法的方法相比的性能差异。

该图用于加性高斯白噪声(AWGN)信道，并且可以清楚地看出，本技术的实施方案所采用的共轭乘法算法在SNR方面远优于使用实际除法的算法。当存在多径时，比较更加明显。

通过相对循环移位

可以按以下步骤解码传输的参数：

-

–主信令OFDM符号n中承载的比特数是已知的

-将

转换为比特向量

-期望的解码比特向量

-使用以下方程从d中提取b：

接收器处的帧同步：窄带

当使用FDM的发射器将信道划分为每个带宽为ω_s的频率分段时，可以使用窄带或分段接收。在分段接收中，接收器使用仅ω_s的调谐器带宽，因此仅看到

其中γ＝W/ω_s是发射器配置的分段数，W是信道的有用带宽。表3示出了对于γ＝32的情况，表I中的帧同步OFDM符号FFT大小的实施例数量。

表III：FDM中每个分段的帧同步OFDM符号的子载波的实施例数量

在窄带接收中，接收器仅调谐到相关的分段。这通过图19中的根据本技术的实施方案的发射器利用该结构发送的信号的表示来说明，图19示出了在γ＝7的情况下用于承载辅助信令和有效载荷数据的频分段OFDM符号的频率相对于信号功率的曲线图，其具有图20所示的实施例接收器。图20中所示的接收器对应于图16中所示的实施例，因此将仅描述图16和图19之间的差异。如将理解的，还可以为图17中所示的实施例实现实施例窄带接收器，并进行相应的改变。

对于窄带接收器的例子，如图20中所示，接收的信号可以以较低的速率被采样，因为射频检测器/调谐器52和接收器单元仅接收图19的窄带频率分段3内的信号，因此接收器输入采样率可以减少因子γ。等效地，相对于图16和图17中所示的实施例，对图20中所示的实施例接收器进行以下调整：

·输入端的延迟单元1601将减小到N_u/γ

·因此，FFT单元1602 1604的大小减小了N_u/γ

由于以低于全频带射频传输带宽信号的速率对信号进行采样，所以时域符号的每个CAB区域的长度减少γ。因此，图14中的所有延迟和移动平均滤波器长度也将减小因子γ。缩放单元1622还被配置为将具有P_n*P_n-1的PN序列的一部分除以(或乘以)来自在乘法器1608的输出端产生的作为中间结果的、接收的窄带信号的样本。

只有在特定分段(例如分段3)的子载波上调制的(ZC*PN)序列的分段必须与(ZC*PN)相关以进行频率偏移检测。这意味着如果关注的分段编号为l∈0，1，2，...γ-1，则只有子载波集[Z(k)P_n(k)]，其中

应该与图15的流程图中的接收的R(k)相关。

在检测相对循环移位时，将使用图16或17的方案处理如上所述的所有相关子载波。在执行最终IFFT之前，根据缩放单元1622由除以(或者乘以，因为两者都是双极的)P_n*P_n-1所产生的相关子载波的分段被馈送到IFFT单元1612，其中其右侧位置中的每个字载波及所有其它子载波被设置为零。也就是说，上采样单元2001被配置为将零采样附加到在除法单元1610的输出端提供的频域采样。然后应用由IFFT单元1612应用的IFFT大小，就像正在使用全频带接收器一样。然后，输出将以与图16和图17相对应的方式提供相位斜率。IFFT单元1612的输出的峰值高度受到处理的分段中的子载波的绝对数量的影响。这意味着对于使用低FFT大小的主信令OFDM符号，峰值明显更低，因此与更大的FFT大小相比增加了块误码的风险。

因此，根据本技术的实施例实施方案，接收器的射频解调电路被配置为在与一个或多个辅助信令OFDM符号的频率分段之一及一个或多个有效载荷OFDM符号对应的带宽内检测和恢复无线电信号。逆傅里叶变换被配置为变换中间样本，通过将当前一个主信令OFDM符号的频域样本乘以前一个频率同步OFDM符号的共轭而产生该中间样本(其中每个样本对应于每个检测到的OFDM符号的分段的子载波的复数样本)。中间样本被变换到时域并且表示根据一个或多个主OFDM符号的当前一个获得的结果，但是根据对应于射频传输带宽的带宽进行上采样。由此，循环移位检测器可以根据针对中间样本生成的时域中间样本检测特征序列的循环移位，该中间样本的带宽增加到射频传输带宽。

因此，根据一个实施例，上采样器2001被配置为在频域中接收中间样本并且将零样本附加到中间样本，其对应于射频传输带宽的频域中的等效物。

从以上说明可以理解，本技术的实施方案可以提供一种允许在相同射频信道内进行服务的时分复用和频分复用的装置。这是通过采用图5所提出的帧结构并且根据本技术的实施方案来实现的，其允许更大的移动服务容量。

以下编号的段落定义了本技术的进一步实施例方面和特征：

第1段.一种用于根据接收的信号检测和恢复有效载荷数据的接收器，该接收器包括：

射频解调电路，被配置为检测和恢复接收的信号，接收的信号已经由发射机形成并发射，以承载来自多个不同信道的有效载荷数据，作为多个传输帧中的一个或多个中的正交频分多路复用(OFDM)符号，每个传输帧包括帧同步OFDM符号，其后跟随一个或多个主信令OFDM符号，然后是一个或多个辅助信令OFDM符号，其后跟随一个或多个有效载荷OFDM符号，一个或多个有效载荷OFDM符号承载来自多个不同信道中的每一个的多个时间帧之一的有效载荷数据，帧同步OFDM符号以及一个或多个主信令OFDM符号已经在等于射频传输带宽的带宽中发射，并且一个或多个辅助信令OFDM符号以及一个或多个有效载荷OFDM符号已经在射频传输带宽中发射，其中一个或多个辅助信令OFDM符号中的每一个以及一个或多个有效载荷OFDM符号被划分为多个频率分段，每个频率分段承载来自不同信道的有效载荷数据，并且每个频率分段中的一个或多个辅助信令OFDM符号承载多个物理层信令实例的一个实例，用于根据一个或多个有效载荷OFDM符号的相应分段检测和恢复在频率分段中发射的每个信道的有效载荷数据，并且一个或多个主信令OFDM符号承载主信令数据，用于检测已经用特征序列调制的辅助信令OFDM符号、帧同步OFDM符号和一个或多个主信令OFDM符号，一个或多个主信令OFDM符号的特征序列相对于前面一个频率同步OFDM符号或一个或多个主信令OFDM符号中的每一个循环移位，其中循环移位主信令数据承载在一个或多个主信令OFDM符号中，

傅里叶变换器，被配置为将频率同步OFDM符号和一个或多个主信令OFDM符号中的每一个的有用部分的时间长度连续地转换到频域中，

乘法器，被配置为接收主信令OFDM符号的当前一个的每个频域样本，并将每个样本与帧同步OFDM符号之一或紧接在主信令OFDM符号的当前一个之前的一个或多个主信令OFDM符号之一的对应样本的共轭相乘，以为每个子载波样本产生中间样本，

逆傅里叶变换器，被配置为将由主OFDM符号的当前一个得到的中间样本转换到时域，和

循环移位检测器，被配置为根据时域中间样本的峰值检测一个或多个主信令OFDM符号中的每一个中存在的特征序列的循环移位，从而估计由一个或多个主信令OFDM符号中的每一个传送的主信令数据。

段落2.根据段落1的接收器，其中

射频解调电路被配置为在与一个或多个辅助信令OFDM符号以及一个或多个有效载波OFDM符号的频率分段之一对应的带宽内检测和恢复接收的信号，和

逆傅里叶变换被配置为根据对应于射频传输带宽的带宽将由一个或多个主OFDM符号中的当前一个得到的中间样本变换到时域，由此循环移位检测器可以根据针对中间样本生成的时域中间样本检测特征序列的循环移位，其中该中间样本的带宽增加到射频传输带宽。

段落3.根据段落2的接收器，包括上采样器，被配置为在频域中接收中间样本并将零样本附加到中间样本，其对应于射频传输带宽的频域中的等效物。

段落4.根据段落1至3中任一段的接收器，包括

缩放单元，被配置为通过将主信令OFDM符号的当前一个中存在的特征序列与紧接在前的OFDM符号的特征序列的每个对应系数组合，并用该组合缩放每个中间样本，根据由一个或多个主OFDM符号中的当前一个得到的中间样本，减少频域中的特征序列的影响。

段落5.根据段落1至3中任一段落的接收器，其中特征序列由双极二进制数字的伪随机二进制序列形成，并且接收器包括：

缩放单元，被配置为通过将主信令OFDM符号的当前一个的对应分段中存在的伪随机二进制序列的每个对应双极二进制数字与紧接在前的OFDM符号的对应频率分段中存在的伪随机二进制序列的二进制数字组合，并用该组合缩放每个中间样本，根据由对应于一个或多个主OFDM符号中的当前一个的频率分段得到的中间样本，减少频域中的特征序列的影响。

段落6.根据段落5的接收器，其中缩放单元包括除法器，被配置为将每个中间样本除以一个或多个主OFDM符号的当前一个的特征序列的伪随机序列的双极二进制数字与紧接在前的OFDM符号中存在的伪随机二进制序列的组合。

段落7.根据段落1的接收器，其中特征序列包括Zadoff-chu序列和伪随机噪声序列的组合。

段落8.一种从接收信号中检测和恢复有效载荷数据的方法，该方法包括：

检测和恢复接收信号，接收的信号已经由发射器形成并发射，以承载来自多个不同信道的有效载荷数据，作为多个传输帧中的一个或多个中的正交频分多路复用(OFDM)符号，每个传输帧包括帧同步OFDM符号，其后跟随一个或多个主信令OFDM符号，然后是一个或多个辅助信令OFDM符号，其后跟随一个或多个有效载荷OFDM符号，一个或多个有效载荷OFDM符号承载来自多个不同信道中的每一个的多个时间帧之一的有效载荷数据，帧同步OFDM符号以及一个或多个主信令OFDM符号已经在等于射频传输带宽的带宽中发射，并且一个或多个辅助信令OFDM符号以及一个或多个有效载荷OFDM符号已经在射频传输带宽中发射，其中一个或多个辅助信令OFDM符号中的每一个以及一个或多个有效载荷OFDM符号被划分为多个频率分段，每个频率分段承载来自不同信道的有效载荷数据，并且每个频率分段中的一个或多个辅助信令OFDM符号承载多个物理层信令实例的一个实例，用于根据一个或多个有效载荷OFDM符号的相应分段检测和恢复在频率分段中发射的每个信道的有效载荷数据，并且一个或多个主信令OFDM符号承载主信令数据，用于检测已经用特征序列调制的辅助信令OFDM符号、帧同步OFDM符号和一个或多个主信令OFDM符号，一个或多个主信令OFDM符号的特征序列相对于前面一个频率同步OFDM符号或一个或多个主信令OFDM符号中的每一个已经循环移位，其中循环移位主信令数据承载在一个或多个主信令OFDM符号中，

使用傅里叶变换将频率同步OFDM符号和一个或多个主信令OFDM符号中的每一个的有用部分的时间长度连续地转换到频域，

将后续主信令OFDM符号的当前一个的频域样本的每一个与帧同步OFDM符号之一或紧接在主信令OFDM符号的当前一个之前的一个或多个主信令OFDM符号之一的对应样本的共轭相乘，以为每个子载波样本产生中间样本，

使用逆傅里叶变换将由后续主OFDM符号的当前一个产生的中间样本转换为时域，和

通过根据时域中间样本的峰值检测一个或多个主信令OFDM符号中的每一个中存在的特征序列的循环移位，从而估计由一个或多个主信令OFDM符号中的每一个传送的主信令数据。

段落9.根据段落8的方法，其中

检测和恢复无线电信号包括：从对应于一个或多个辅助信令OFDM符号以及一个或多个有效载荷OFDM符号的频率分段之一的带宽内检测和恢复无线电信号，并且使用逆傅里叶变换将由后续主OFDM符号中的当前一个得到的中间样本转换到时域包括：根据对应于射频传输带宽的带宽将由一个或多个主OFDM符号中的当前一个得到的中间样本变换到时域，由此循环移位检测器可以根据针对中间样本生成的时域中间样本检测特征序列的循环移位，其中该中间样本的带宽增加到射频传输带宽。

段落10.根据段落9的方法，其中根据对应于射频传输带宽的带宽将由一个或多个主要OFDM符号中的当前一个得到的中间样本变换到时域包括：在频域中接收中间样本并将零样本附加到中间样本，其对应于射频传输带宽的频域中的等效物。

段落11.根据段落8、9或10中任一段的方法，其包括

通过将对应于频率分段的主信令OFDM符号的当前一个中存在的特征序列与对应于频率分段的紧接在前的OFDM符号的特征序列的每个对应系数组合，并用该组合缩放每个中间样本，根据由一个或多个主OFDM符号中的当前一个得到的中间样本，减少频域中的特征序列的影响。

段落12.根据段落8、9或10中任一段的方法，其中特征序列由双极二进制数字的伪随机二进制序列形成，并且该方法包括

通过将主信令OFDM符号的当前一个的对应段中存在的伪随机二进制序列的每个对应双极二进制数字与紧接在前的OFDM符号的对应频率分段中存在的伪随机二进制序列的二进制数字组合，并用该组合缩放每个中间样本，根据由对应于一个或多个主OFDM符号中的当前一个的频率分段得到的中间样本，减少频域中的特征序列的影响。

段落13.根据段落12的方法，其中用组合缩放每个中间样本包括：将每个中间样本除以一个或多个主OFDM符号的当前一个的特征序列的伪随机序列的双极二进制数字与紧接在前的OFDM符号中存在的所述伪随机二进制序列的组合。

段落14.根据段落8的方法，其中特征序列包括Zadoff-chu序列和伪随机噪声序列的组合。

在所附权利要求中限定了本技术的各种其它方面和特征，并且从属权利要求的特征的各种组合可以与独立权利要求的那些不同，而不是针对权利要求依赖性所述的特定组合。在不脱离本技术的范围的情况下，还可以对上文描述的实施方案进行修改。例如，实施方案的处理元件可以用硬件、软件和逻辑或模拟电路来实现。此外，尽管可能看起来结合特定实施方案描述了特征，但是本领域技术人员将认识到，可以根据本技术组合所描述的实施方案的各种特征。

[1]ATSC标准：A/321，系统发现和信令文件A/321：2016 2016年3月23日

[2]ATSC候选标准：系统发现和信令(文件A/321第1部分)，高级电视系统委员会，2015年7月15日。

Claims (14)

1.一种用于从接收的信号中检测和恢复有效载荷数据的接收器，所述接收器包括：

射频解调电路，被配置为检测和恢复所述接收的信号，所述接收的信号已由发射器形成并发射，以承载来自多个不同信道的有效载荷数据，作为多个传输帧中的一个或多个中的正交频分复用(OFDM)符号，每个所述传输帧包括帧同步OFDM符号，所述帧同步OFDM符号后在时间上跟随一个或多个主信令OFDM符号，然后是一个或多个辅助信令OFDM符号，所述辅助信令OFDM符号后在时间上跟随一个或多个有效载荷OFDM符号，所述一个或多个有效载荷OFDM符号承载来自所述多个不同信道中的每一个的多个时间帧之一的有效载荷数据，并且所述一个或多个主信令OFDM符号承载主信令数据以检测已经用特征序列调制的所述辅助信令OFDM符号、所述帧同步OFDM符号和所述一个或多个主信令OFDM符号，所述一个或多个主信令OFDM符号的所述特征序列相对于前面一个频率同步OFDM符号或所述一个或多个主信令OFDM符号中的每一个已经循环移位，其中循环移位主信令数据承载在所述一个或多个主信令OFDM符号中，

傅里叶变换器，被配置为将所述频率同步OFDM符号和所述一个或多个主信令OFDM符号中的每一个的有用部分的时间长度连续地转换到频域，

乘法器，被配置为接收所述主信令OFDM符号的当前一个的每个频域样本，并将每个样本与所述帧同步OFDM符号之一或紧接在所述主信令OFDM符号的当前一个之前的一个或多个主信令OFDM符号之一的对应样本的共轭相乘，以为每个子载波样本产生中间样本，

逆傅里叶变换器，被配置为将由主OFDM符号的当前一个得到的所述中间样本转换到时域，和

循环移位检测器，被配置为根据时域中间样本的峰值来检测所述一个或多个主信令OFDM符号中的每一个中存在的所述特征序列的循环移位，从而估计由所述一个或多个主信令OFDM符号中的每一个传送的所述主信令数据。

2.根据权利要求1所述的接收器，其中

所述帧同步OFDM符号以及所述一个或多个主信令OFDM符号已经在等于射频传输带宽的带宽中发射，并且所述一个或多个辅助信令OFDM符号以及所述一个或多个有效载荷OFDM符号已经在所述射频传输带宽中发射，其中所述一个或多个辅助信令OFDM符号以及所述一个或多个有效载荷OFDM符号中的每一个被划分为多个频率分段，所述频率分段的每一个承载来自不同信道的有效载荷数据，并且每个频率分段中的所述一个或多个辅助信令OFDM符号承载多个物理层信令实例的一个实例，用于根据所述一个或多个有效载荷OFDM符号的对应分段来检测和恢复在所述频率分段中发射的每个信道的所述有效载荷数据，和

所述射频解调电路被配置为在与所述一个或多个辅助信令OFDM符号以及所述一个或多个有效载荷OFDM符号的频率分段之一对应的带宽内检测和恢复所述接收的信号，和

所述逆傅里叶变换被配置为根据对应于所述射频传输带宽的带宽将由一个或多个所述主OFDM符号中的当前一个得到的所述中间样本变换到所述时域，由此所述循环移位检测器能够根据针对中间样本生成的时域中间样本来检测所述特征序列的循环移位，所述中间样本的带宽增加到所述射频传输带宽。

3.根据权利要求2所述的接收器，包括：上采样器，被配置为在所述频域中接收所述中间样本并将零样本附加到所述中间样本，所述中间样本对应于所述射频传输带宽的频域中的等效物。

4.根据权利要求1至3中任一项所述的接收器，包括：

缩放单元，被配置为通过将所述主信令OFDM符号的当前一个中存在的特征序列与紧接在前的OFDM符号中存在的特征序列的每个对应系数组合，并用所述组合缩放每个中间样本，根据由一个或多个主OFDM符号中的当前一个得到的所述中间样本，减少频域中的特征序列的影响。

5.根据权利要求1至3中任一项所述的接收器，其中所述特征序列由双极二进制数字的伪随机二进制序列形成，并且所述接收器包括：

缩放单元，被配置为通过将所述主信令OFDM符号的当前一个的对应分段中存在的所述伪随机二进制序列的每个对应双极二进制数字与紧接在前的OFDM符号的对应频率分段中存在的伪随机二进制序列的二进制数字组合，并用所述组合缩放每个中间样本，根据由对应于一个或多个主OFDM符号中的当前一个的频率分段得到的中间样本，减少频域中的特征序列的影响。

6.根据权利要求5所述的接收器，其中所述缩放单元包括除法器，所述除法器被配置为将每个中间样本除以一个或多个所述主OFDM符号的当前一个的特征序列的伪随机序列的双极二进制数字与紧接在前的OFDM符号中存在的伪随机二进制序列的组合。

7.根据权利要求1所述的接收器，其中所述特征序列包括Zadoff-chu序列和伪随机噪声序列的组合。

8.一种根据接收的信号检测和恢复有效载荷数据的方法，所述方法包括：

检测和恢复所述接收的信号，所述接收的信号已由发射器形成并发射，以承载来自多个不同信道的有效载荷数据，作为多个传输帧中的一个或多个中的正交频分复用(OFDM)符号，每个所述传输帧包括帧同步OFDM符号，所述帧同步OFDM符号后在时间上跟随一个或多个主信令OFDM符号，然后是一个或多个辅助信令OFDM符号，所述辅助信令OFDM符号后在时间上跟随一个或多个有效载荷OFDM符号，所述一个或多个有效载荷OFDM符号承载来自所述多个不同信道中的每一个的多个时间帧之一的有效载荷数据，并且每个频率分段中的所述一个或多个辅助信令OFDM符号承载多个物理层信令实例的一个实例，用于根据所述一个或多个有效载荷OFDM符号的对应分段来检测和恢复所述频率分段中发射的每个信道的有效载荷数据，并且所述一个或多个主信令OFDM符号承载主信令数据，用于检测已经用特征序列调制的所述辅助信令OFDM符号、所述帧同步OFDM符号和所述一个或多个主信令OFDM符号，所述一个或多个主信令OFDM符号的特征序列相对于前面一个频率同步OFDM符号或所述一个或多个主信令OFDM符号中的每一个已经循环移位，其中循环移位主信令数据承载在所述一个或多个主信令OFDM符号中，

使用傅里叶变换将所述频率同步OFDM符号和所述一个或多个主信令OFDM符号中的每一个的有用部分的时间长度连续地转换到频域，

将后续主信令OFDM符号的当前一个的频域样本的每一个与所述帧同步OFDM符号之一或紧接在所述主信令OFDM符号的当前一个之前的一个或多个主信令OFDM符号之一的对应样本的共轭相乘，以为每个子载波样本产生中间样本，

使用逆傅里叶变换将由后续主OFDM符号的当前一个得到的中间样本转换到时域，和

根据时域中间样本的峰值检测所述一个或多个主信令OFDM符号中的每一个中存在的特征序列的循环移位，从而估计由所述一个或多个主信令OFDM符号中的每一个传送的主信令数据。

9.根据权利要求8所述的方法，其中所述帧同步OFDM符号以及所述一个或多个主信令OFDM符号已经在等于射频传输带宽的带宽中发射，并且所述一个或多个辅助信令OFDM符号以及所述一个或多个有效载荷OFDM符号已经在所述射频传输带宽中发射，其中所述一个或多个辅助信令OFDM符号以及所述一个或多个有效载荷OFDM符号中的每一个被划分为多个频率分段，所述频率分段的每一个承载来自不同信道的有效载荷数据，并且检测和恢复无线电信号包括：从对应于所述一个或多个辅助信令OFDM符号以及所述一个或多个有效载荷OFDM符号的频率分段之一的带宽内，检测和恢复接收的电信号，并且使用逆傅里叶变换将由所述后续主OFDM符号中的当前一个得到的中间样本转换到时域包括：根据对应于所述射频传输带宽的带宽，将由一个或多个所述主OFDM符号中的当前一个得到的中间样本变换到所述时域，由此根据针对中间样本生成的时域中间样本能够检测特征序列的循环移位，所述中间样本的带宽增加到所述射频传输带宽。

10.根据权利要求9所述的方法，其中根据对应于所述射频传输带宽的带宽，将由一个或多个所述主OFDM符号中的当前一个得到的中间样本变换到所述时域包括：接收频域中的中间样本，并将零样本附加到所述中间样本，所述中间样本对应于所述射频传输带宽的频域中的等效物。

11.根据权利要求8、9或10中任一项所述的方法，包括：

通过将对应于所述频率分段的所述主信令OFDM符号的当前一个中存在的特征序列与对应于所述频率分段的紧接在前的OFDM符号中存在的特征序列的每个对应系数组合，并用所述组合缩放每个中间样本，根据由一个或多个所述主OFDM符号中的当前一个的频率分段得到的中间样本，减少频域中的特征序列的影响。

12.根据权利要求8、9或10中任一项所述的方法，其中特征序列由双极二进制数字的伪随机二进制序列形成，并且所述方法包括：

通过将对应频率分段的所述主信令OFDM符号的当前一个中存在的伪随机二进制序列的每个对应双极二进制数字与对应频率分段的紧接在前的OFDM符号中存在的伪随机二进制序列的二进制数字组合，并用所述组合缩放每个中间样本，根据由一个或多个主OFDM符号的当前一个的频率分段得到的中间样本，减少频域中的特征序列的影响。

13.根据权利要求12所述的方法，其中用所述组合缩放每个中间样本包括：以一个或多个所述主OFDM符号的当前一个的特征序列的伪随机序列的双极二进制数字与紧接在前的OFDM符号中存在的伪随机二进制序列的组合来除每个中间样本。

14.根据权利要求8所述的方法，其中所述特征序列包括Zadoff-chu序列和伪随机噪声序列的组合。

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