CN1407801A - 同步多载波扩频地面数字电视传输系统 - Google Patents

Abstract

本发明提供了一种数字电视地面传输系统，该系统的信道传输采用同步多载波扩频(SynchronizedMulti－Carrier CDMA)技术，包括多载波、时－频并行扩频、周期连续导频、传输流的定秒精确同步四个部分。其中用多载波技术(4K模式OFDM)克服多径效应和建立单频网(SFN)体制。采用时－频并行扩频技术(CDMA)带来的快速OFDM符号同步克服在遮蔽间穿行接收时信号重入/再同步困难，采用周期连续导频技术解决高速移动时的多普勒频移跟踪问题和运动衰落。采用系统传输流的定秒精确同步技术解决在建立蜂窝单频网(Cellular SFN)传输体制的困难，用以解决城市楼群遮蔽下的覆盖问题，并为数据回传所需的同步、定时、定位提供技术手段。

Description

同步多载波扩频地面数字电视传输系统

技术领域：

本发明属于数字电视地面传输领域，尤其涉及一种采用同步多载波扩频的数字电视地面传输系统及由此组建的同步蜂窝单频网体制。

背景技术：

电视信号的数字化传输技术，在卫星和有线电视等信道中的数字传输方法已经得到解决。而在其最重要的地面无线传输方面，其传输质量、可靠性和覆盖范围受到如下一些因素的影响和限制：多径(城市楼群、丘陵、山区)传输的干扰；地面传播受地形阻挡、高楼遮蔽以及海面反射波的影响；受模拟/数字同频信道和邻频信道的干扰；受地面突发脉冲噪声干扰，特别是在超高频(VHF)波段更为严重；在移动接收时，受多普勒频移、运动(空间/时间)衰落、阴影遮蔽的严重影响；

为克服上述地面传输的诸多困难，特别在克服多径干扰、采用单频网解决频道分配以及解决移动接收等方面，各个国家研究提出了不同的系统方案。国内外的地面数字电视传输标准/方案现有：

1)美国地面数字电视传输标准               ATSC(自1996年起实施)

2)欧洲地面数字电视传输标准               DVB-T(自1998年起实施)

3)日本地面数字电视传输标准               ISDB-T(待实施)

4)清华大学的地面数字电视传输方案DMB-T(专利申请号：00123597.4)

在国内外现有的数字电视地面无线传输方法中，美国的ATSC方案出现最早，采用8VSB调制技术，属于单载波调制，未能解决移动接收问题。欧洲的DVB-T方案稍晚出现，采用COFDM调制，属于多载波调制，解决了移动接收的问题，但在高速移动和在城市楼群的遮蔽中穿行时的信号重入/再同步问题解决不佳，且难于构建蜂窝单频网(Cellular SFN)。日本的ISDB-T方案与欧洲的方案类似，其调制方法为(BST)OFDM，由一组共同的称为BST段的基本频率块组成，也属于多载波调制。我国清华大学的DMB-T方案力图解决上述问题，采用了时—频串行的时域同步mQAM/QPSK的OFDM调制技术，但存在着在时间域与频率域中利用不佳和时域均衡不足的问题。

发明内容：

针对以上四个地面数字电视系统存在的问题，我们采用新的技术手段，根据我国国情，充分考虑中国地形地貌、行政区划和农村城市的覆盖和广播电视事业的现状，着眼于长远、稳定、持续的发展，提出一种新颖的、高效率、高可靠性的地面数字电视传输系统。

本发明的目的是提供一种数字电视地面无线传输系统，它采用多载波技术(Multi-Carrier)克服多径效应和建立单频网(SFN)体制(分布化)。采用扩频技术(CDMA)带来的快速OFDM符号同步克服在遮蔽间穿行时的信号重入/再同步困难。采用连续导频技术解决高速移动的多普勒频移跟踪问题和运动(时—空)衰落。

本发明的另一个目的是提供一种同步蜂窝单频网(Cellular SFN)传输体制(基站化)，采用系统传输流精确同步技术解决城市楼群遮蔽的覆盖问题，并为数据回传(双向化)所需的同步、定时、定位提供技术手段。

按照本发明的目的，本发明提供了一种地面数字电视无线传输系统，包括：

采用多载波扩频数字电视地面传输信道适配器，所说适配器包括：Part A：频域多载波处理(COFDM)部分；Part B：时域CDMA部分；Part C：单频网(SFN)码流同步部分。其中Part A包括能量扩散、外编码器、外交织器、内编码器、内交织器、映射调制器、帧自适应、OFDM、保护间隔插入/时间插入、D/A、通道滤波、前端、分散导频及TPS信号；Part B包括秒时钟PLL定时器、授时符号信息形成、时域CDMA同步/时域连续导频；Part C包括：码流时延调整、授时包检出及码流时延控制。

按照上述的地面数字电视传输方法，其特征在于：在所述的多载波扩频数字电视地面传输信道适配器中，Part A、Part B、Part C三部分协同工作、紧密联系，是一个完整的整体。从信源编码器及复用器来的TS复用流经过Part C中的码流时延调整，进入Part A中，依次经过能量扩散、外编码器、外交织器、内编码器、内交织器、映射调制器、帧自适应、OFDM、保护间隔插入/时间插入、D/A、通道滤波、前端，由此形成射频信号并发射出去。

按照上述的地面数字电视传输方法，其特征在于：在所述的多载波扩频数字电视地面传输信道适配器中，Part A中帧自适应插入有分散导频及TPS信号。

按照上述的地面数字电视传输方法，其特征在于：在所述的多载波扩频数字电视地面传输信道适配器中，外来的GPS时钟信号进入Part B中的秒时钟PLL定时器，再经过授时符号信息形成，输出信号给Part A中的内交织器，同时送至时域CDMA同步时域连续导频，产生连续导频信号，再送至Part A中的保护间隔插入/时间插入。

按照上述的地面数字电视传输方法，其特征在于：在所述的多载波扩频数字电视地面传输信道适配器中，Part C中设置有授时包检出及码流时延控制，它通过接收TS复用流和Part B中的秒时钟PLL输出信号，产生控制信息，再分别输出给Part C中的码流时延调整和Part B中的授时符号形成。

按照上述的地面数字电视传输方法，其特征进一步包括：在所述的Part A多载波扩频(COFDM)部分中，采用新的3648点(标称4K点)的多载波技术取代DVB-T 6817点即标称8K点的SFN多载波技术。子载波频率间隔为2.10375KHz，有用频带宽度为7.67488MHz，其中信息子载波数为3280个，分为16节，每节205个。

按照上述的地面数字电视传输方法，其特征进一步包括：在所述的Part A多载波扩频(COFDM)部分中，采用新的OFDM帧结构，使之可以插入周期性的连续导频，其周期为57倍子载波间隔。连续导频间的频率间隔为119.91375KHz，连续导频个数为65个。

按照上述的地面数字电视传输方法，其特征进一步包括：在所述的Part A多载波扩频(COFDM)部分中，在每个符号内传送整数个TS传输流包，其包数为2i，i＝{1，2，3，4，5，6，7，8}为每个有效子载波所荷载的净信息比特数。

按照上述的地面数字电视传输方法，其特征进一步包括：在所述的Part A多载波扩频(COFDM)部分中，FEC外码采用了RS(188，206)码型。

按照上述的地面数字电视传输方法，其特征进一步包括：在所述的Part A多载波扩频(COFDM)部分中，FEC内码采用可变码率的卷积码/TCM/Turbo-TCM码的保护。

按照上述的地面数字电视传输方法，其特征进一步包括：在所述的Part A多载波扩频(COFDM)部分中，在每个OFDM符号内，TPS(传输参数信令)均安排在连续导频子载波的前一个子载波上，TPS子载波共15个。

按照上述的地面数字电视传输方法，其特征进一步包括：在所述的Part A多载波扩频(COFDM)部分中，时间交织(外交织)的深度为51～306个误码保护RS数据包的长度，依J＝{1，2，4，6}而定。

按照上述的地面数字电视传输方法，其特征进一步包括：在所述的Part B时域CDMA部分中，与OFDM符号并行地引入了时域2047码元M序列扩频信号，在接收端以其高相关能量积累效应达到准确的同步检测。

按照上述的地面数字电视传输方法，其特征进一步包括：在所述的Part B时域CDMA部分中，引入了TS流内按秒规整化的授时包，以向各接收机精确授时。

按照上述的地面数字电视传输方法，其特征进一步包括：多基站的CDMA授时码以各基站不同的CDMA码相区分，因此接收机可以鉴别各基站的无线电波到达接收机的时间差，据以计算接收机的地理位置。

按照本发明的另一目的，本发明提供了一种地面数字电视传输系统中使用的同步蜂窝单频网(Cellular SFN)传输体制，其特征在于：本蜂窝单频网是一个全同步网。其载波、时钟、系统码流均工作在全同步状态下，其时钟频率/符号频率在接收端经时域/频域的同步/频率跟踪後均可得到完全的复现。

按照上述的一种地面数字电视传输系统中使用的蜂窝单频网传输体制，其特征进一步包括：蜂窝单频网在系统码流级/OFDM符号级/时钟级上达到同步。

按照上述的一种地面数字电视传输系统中使用的蜂窝单频网传输体制，其特征进一步包括：对所有的五种不同的TGI长度的单频网工作模式，均安排在每秒内具有整数个OFDM符号。

按照上述的一种地面数字电视传输系统中使用的蜂窝单频网传输体制，其特征进一步包括：在绝对时间，例如GPS秒时间，每秒的第一个OFDM符号即授时符号内，各基站同时进行精确的授时/码流时间同步。

本发明的系统目标是一个灵活的地面数字电视无线传输系统。它的传输目标首先是数字视/音频广播，包括MPEG2 TS流，MPEG4视/音流，而针对数据应用则传输IP包和TS私有数据流。

数字电视地面传输信道适配器采用多载波扩频的总体方案如图1方框图所示。该方案包括多载波(Multi-Carrier，Part.A)和扩频(CDMA，Part.B)、单频网码流同步(SFN Stream Sync.，Part.C)三大部分。其中，多载波(Multi-Carrier，频域处理)部分与通常的COFDM部分的结构相同，其工作原理可参考相应的国际标准，但本发明对其工作参数做了多方面的优化。扩频(CDMA，时域处理)和单频网码流同步部分体现了本发明的创新特点，也是下面描述的重点。该三部分协同工作以克服数字电视地面传输中的诸多困难。该三部分的技术因素的实现是密切相关，互相依存的。故如图1所示的总体方案是一个完整的系统，而非该三部分技术因素之简单组合。

附图说明：

图1是按照本发明的采用多载波扩频数字电视地面传输信道适配器的功能

   构成框图

图2是按照本发明的时—频并行方式CDMA符号m序列加入位置示意图

图3是按照本发明的2047码元的CDMA符号的功率谱

图4是按照本发明的连续导频和TPS导频分布图

图5是按照本发明的能量扩散框图

图6是本发明采用的同步字节保留和随机化数据字节的TS包随机化结构

   图

图7是本发明采用的RS(206，188)误码保护包结构图

图8是本发明采用的外交织与解外交织原理图

图9是基本的Turbo编码框图

图10是本发明采用的递归系统编码器结构框图

图11是Turbo码译码器框图

图12是本发明采用的内码比特交织mod164循环移位框图

图13是按照本发明的m序列同步算法在多径信道下帧同步位置估计

图14是按照本发明的CDMA/TGI融合同步算法在多径信道下帧同步位置

    估计

具体实施方式：

下面结合附图从本发明所采用创新技术的四个方面详细介绍本发明的原理及特点。一、具有优化参数的4K多载波(Multi-Carrier)技术

如图1所示，从信源编码器及复用器来的TS复用流经过Part C中的码流时延调整，进入Part A频域多载波处理部分中，依次经过能量扩散、外编码器、外交织器、内编码器、内交织器、映射调制器、帧自适应、OFDM、保护间隔插入/时间插入、D/A、通道滤波、前端，由此形成射频信号并发射出去。其技术特点描述如下：

(1)多载波调制COFDM方案以4K模式为传输模式，主要针对实现小区单频网的需求。在采用了3648点的多载波体制的基础上，可以构建各种类型的单频覆盖网，特别适宜构建分布式的“蜂窝单频网”(Cellular SFN)。本发明设计主要针对实现小区蜂窝单频网的需求。但同时还为实现大区单频网的需要，配置了较长的保护时隙长度(3/8 OFDM符号长，178.3us)的传输模式。比之于欧洲的8K点的DVB-T单频网构造模式，对频率源的频稳/相位噪声要求都有显著的降低。4K点的多载波体制还更有利于在高速移动接收时抵抗“多普勒频移”的干扰。

(2)信道编码采用级联编码方式，外码采用RS(206，188，t＝9)的分组编码。内码采用可变码率的卷积码/TCM/Turbo-TCM编码。为抵抗突发干扰，在RS编码后采用同步卷积深度外交织方案。在内码之后采用了二级交织。首先采用块bit交织器完成bit交织以对付突发噪声和分散Viterbi译码后的误码会聚，然后采用随机符号交织器完成符号交织以对付信道的频率选择性衰落。因而系统之设置具有中/上等的信道编码增益。

(3)信号的传输以分帧方式传输。利用OFDM的时/频二维特性，在每帧插入连续导频(65个)、分布导频(每隔12点1个)、传输参数信令导频(15个)等参考信号。连续导频和分布导频采用BPSK方式调制且以比数据载波平均电平高2.5dB的电平发射。而TPS(传输参数信令)导频则以频率分集的方式传输，TPS均安排在连续导频子载波的前一个子载波上，在接收端立即可解，并通过并合判决获得约12dB的增益，增强了传输信令参数解调的可靠性。

(4)信号调制采用可变的映射星座的方式，包括均匀和多分辨率的星座图，以适应不同数据率的码流传输。为在码率与抗扰能力间平衡，系统可在不同的QAM调制分级下和不同的内码率使用。二、时—频并行的扩频(CDMA)技术

本发明采用了时—频并行扩频(CDMA)技术，以克服在移动接收时多普勒频移、运动(空间/时间)衰落、穿越阴影遮蔽等情况对同步的严重影响。引入了(时域)M序列扩频信号的高相关能量积累效应和准确的同步检测，增加了(时域)连续导频频率跟踪能力/同步检测能力。有效地解决了地面数字电视传输在移动接收的恶劣环境下的快速同步问题和交错穿越阴影遮蔽的问题。同时，它既不占用(时域)资源，也不影响(频域)星座检测的C/N值.

时/频域并行处理的时间安排如图2所示，在每个OFDM符号上叠加时域低功率m序列，利用m序列的良好自相关特性在接收端直接对其进行相关检测来获得符号的帧同步。m序列参数设计如表1。

m序列码元长度	M序列时间长度	功率电平	CDMA码结构形式
				2047chips/DFT块	475.341651us(同DFT块长度)	-18.5db(信息符号)-12.5db(授时符号)	PN序列Gold序列

               表1       m序列参数(1)叠加的m序列的功率设置为低于OFDM系统信道信噪比门限，所以不会对系统的传输性能有所影响。采用基于m序列的帧同步算法，在慢衰落信道中有良好的性能。再加上基于保护时隙重复性的优化检测算法，可获得更好的时域同步性能。时—频并行CDMA技术与DMB-T不同，无需特别的时域同步帧，所以对系统传输速率没有影响。(2)由于时域扩频CDMA同步信号的严格周期性，它的频谱也是严格周期的。因此在後FFT精细处理的时候，将它在各个频谱分量上的影响加以补偿。即因CDMA信号的存在导致每一个子载波在QAM星座的基点有一个相应于CDMA符号固定的频谱偏移量。在对子载波做高星座QAM解调时，需要照顾这一个固定″偏移″，在星座解码时将该值减去。因此，除了-18.5db(约1.5％)的附加功率以外，时域CDMA同步信号的存在对本系统的OFDM信噪比、码率和检测性能无影响。(3)总长为475.34us，2047码元的CDMA同步信号的功率谱分布如图3所

示。图中频率点2048相当频率为8.61696MHz，频率点1824相当频

率为7.67448MHz。该信号的功率谱本身即为余弦滚降型，与本系统的

工作带宽7.67448MHz相匹配，信道输出滤波非常简单。三、周期化的时域连续导频技术

在DVB-T标准及ISDB-T标准中，连续导频的频率选择是极为随机的，无法形成“统一”的有意义的时域连续导频信号。本发明中采用新的OFDM帧结构，将连续导频的频率分布均匀化，使之可以容纳周期性的(为57倍子载波间隔)的连续导频。周期性连续导频转换为简单的时域处理，连续导频的精确跟踪大幅度地提高了接收机的锁相跟踪性能。信号带内的周期性连续导频的存在还为数字发射机三阶互调的改善提供了自有的本征基准信号。OFDM的帧结构中子载波的分配如图4所示。连续导频子载波进一步描述如下：

(1)为形成时域连续导频，定义了以下述公式φ(n，m，Gi)表述的“以57个OFDM符号为周期的逐帧相位级进补偿”，形成了周期为119.91375KHz的时域连续导频参考信号，为时域同步和高精度快速多普勒跟踪创造了条件。57个OFDM符号为周期也就形成了本发明的TPS信令周期。

φ(n，m，Gi)＝{(840/19)×(n+1)×m×Gi+R(m)}mod360度

n：一个TPS帧中OFDM符号的序数   n＝{0，1，---，56}

m： 一个DFT块中连续导频的的序数 m＝{0，1，---，64}

Gi：一个OFDM符号中时间保护间隔的长度(7.4272133us)的倍数

R(m)：可能的伪随机相位调制(0度，180度)

同时，由于时域连续导频在时域上的表现极为简单，它也可直接在时域上方便地生成。

(2)时域连续导频在接收端采用“微弱信号检测”领域的高性能“同步滤波”方式(称之为“循环CDMA同步滤波”)的专有技术提取，用于同步及多普勒频移跟踪的目的。

本发明所提出的上述两种时域处理性能(时域连续导频信号的循环同步滤波和时域扩频信号的快速同步检测)，完善地解决了高速移动条件下的稳定接收问题。本发明的传输模式因而形成了一个“全同步网”。其时钟频率/符号频率在接收端经时域/频域的同步/频率跟踪後均可得到完全的复现，保证了系统在复杂的接收环境下工作的稳健性。但同时其CDMA的精确同步性能又保证了一旦截获信号即可正常工作。四、系统TS传输流的整秒精确同步技术

在准备“多基站SFN网”同播所用的TS复用流时，应按该网播出规定的码流速率(每秒规定的TS包数)严格控制。在DVB-T或DMB-T SFN中，由于该数非为整数，控制很困难，需专用设备。本发明则将该数优化置整，使“Cellular SFN网”同步高度简化。具体而言，对授时符号的处理采取了以下方法。

(1)本发明不仅在每个OFDM符号中纳入了整数个TS传输流包，并且在每一秒时段中，对保护时隙所有五种不同情况均完全精确地纳入了整数个OFDM符号(见表2)。因此，对授时符号的定秒插入就成为可能。

	TGI比例	OFDM符号长度		每秒内OFDM符号数
					时间保护间隔	1/32(～4.5km)	490.19608us		2040
1/16(～8.9km)	505.0505lus		1980
				1/8(～17.8km)		534.75936us		1870
1/4(～35.6km)	594.17706us		1683
				3/8(～53.3km)		653.59477us		1530
DFT块长度			475.341651us＝3648×0.130301987us＝4096×0.116050208us

        OFDM符号长度：(＝DFT块长度+时间保护间隔长度)

             表2.OFDM符号长度和每秒内OFDM符号数

(2)源TS流内每秒加入2个“源授时包”。源授时包(其数据结构不必与基站授时包全同)具有绝不混淆且易于检出的特征字段，以便于各基站据以进行信号流的“流经发送瞬刻”的精确同步控制。源授时包在基站实时编码为授时符号单独处理，不经过“时间交织”，以使授时符号在接收端具有“立即可解性”。在绝对时间(例如GPS的秒时间)的每秒(对MFN为每13/16秒)的第一个OFDM符号定为授时符号。授时符号内，多基站的CDMA授时码以各基站的CDMA码相区分，以便接收端提取/鉴别授时符号。其定时基准为DFT块的第一个脉冲，该脉冲离开发射台天线的准确绝对时间信息和基站信息含于该授时符号的信息段中。授时符号中，原有的CDMA扩频同步信号功率提高6db发送以增加授时精度。所有的连续导频、分散导频、TPS信令均按原有的格式和设置进行发送。

(3)授时符号的数据结构不同于其他符号。授时符号的各信息子载波采用BPSK调制，共计有2×205＝410个信息字节(2TS包)。授时包信息段中包含有基站名、精确的时间信息及其它各种辅助信息。在TPS信令中尚未包含扩展信息，也将包含在该信息段内。

(4)授时包的信息保护采用特殊的误码保护方式，即采用汉明码、Golay码、BCH码、伽罗华域(2⁴)的RS(15，9)等高强度的短FEC保护码。

下面对本发明多载波扩频系统的技术细节和参数作出介绍和说明。1.TS包的数据随机化

为了避免特定的码流样式频繁出现，需要对TS包的数据进行随机化，即能量扩散。对码流的随机化处理由伪随机二进制序列与码流数据“异或”完成。伪随机二进制序列由下列生成多项式产生：

                           g(x)＝1+x¹⁴+x¹⁵

图5所示为能量扩散电路示意框图。从图中可以看出，伪随机序列发生器中寄存的初始化序列为100101000000，对每个OFDM符号(含2i个传送包)进行初始化。为了便于接收端的解扰，对2i个传送包的第一个包的同步字节进行求反处理。即由sync＝47H到 sync＝B8H，伪随机化是从2i个数据包的同步字节sync后的第一个bit开始进行，但在随后的2i-1个数据包的同步字节，伪随机序列发生器输出禁止，让同步字节通过。这样，伪随机序列发生器的周期为(2i×188)-1 byte，如图6所示。当输入码流中断或不是MPEG-2码流格式时，伪随机序列发生继续进行，只要插入同步字节即可完成加空包处理，而在接收端可识别全零的空包并将其删除。2.外码和外交织

外码和外交织应根据输入的数据包结构进行设计。如图7所示，外信道编码采用由原体系的RS(255，239，t＝8)码衍生的缩短的RS(204，188，t＝8)码，加到每一个随机化的传送包上，以产生一个误码保护包，RS编码同样加到非倒相(47H)或倒相(B8H)的包同步字节上。在RS(255，239，t＝8)码编码器输入端前信息字节前，可增加51个0字节来实现收缩的RS码。经RS编码程序之后，再将这些无用字节删除而产生N＝204字节的RS码字。

码生成多项式：

         g(x)＝(x+λ⁰)(x+λ¹)(x+λ²)...(x+λ¹⁵)

域生成多项式：

         p(x)＝x⁸+x⁴+x³+x²+1

其中λ＝02_HEX

在RS(206，188)后设置了一个I＝103路移位寄存器构成的同步字节卷积交织器。第i路深度为i×J，J＝{1，2，4，6}。为便于解交织同步，同步字节 sync或syncs设计成从0路送出(即对应零延时)，因而不会破坏误码保护数据包的同步周期结构。交织块大小{I×(I-1)×J}/2为51～306个误码保护数据包的长度，即输入的任意相邻数据交织后都不会在一个相同数据包中出现。交织与解交织如图8所示。3.内码和内交织3.1内码方式—Turbo码

Turbo码的编码器的结构如图9所示，它由两个递归系统码编码器(RSC)通过交织器并联而成。图中所示为经并/串转换为二进制码输出的情况。

本Turbo码的RSC使用存贮长度等于3的简单分组码，具有解码简单的特点。RSC的结构如图10所示。存贮长度等于3的RSC的参数为：前向连接使用17(前馈多项式为1+D+D²+D³)，后向连接使用13(反馈多项式为1+D²+D³)。

本Turbo码编码器使用了1/3的基本Turbo码。两个RSC编码器接收同样的输入序列{d_k}，RSC1直接接收{d_k}，产生编码输出Y_1k，而RSC2则接收的是经过交织器后的序列{d_n}，产生编码输出Y_2k。若某一时刻的输入比特是d_k，则Turbo码编码器的输出码字为{d_k，Y_1k，Y_2k}，此时Turbo码编码器的码率为1/3。其它码率(1/2，2/3，3/4，5/6，7/8)可由率1/3的基本Turbo码通过删除而得到，换句话说，某些位预先定义为不被传送。为了获得更高的编码率，可用增信删余的方法来匹配需要的输出码率。

如图11所示，Turbo码译码器由两个相同称为基本译码单元的软输入软输出译码器、Turbo码交织器和相应的解交织器组成。基本译码器完成Turbo码RSC码的译码。在每一时刻k，基本译码器有三个不同的软输入，即未编码信息x_k，RSC1校验信息Y_1k和反映信息比特的先验分布信息z_k(也称为外信息)。软输入软输出译码单元根据上述三个输入，生成软输出，同时该软输出经交织后也作为下一级软输入软输出译码单元的外信息输入。下一级软输入软输出译码单元的其它两个输入分别是经交织后的未编码信息x_n和RSC2校验信息Y_2k。同样的译码过程在进行判决之前可进行多次，直到达到所要求的误码率。大多数情况下，Turbo码的迭代解码至多只需要4次迭代。3.2内交织

内编码的数据比特流根据不同的调制首先通过一个串/并转换多路器，产生v个子流送入各自的bit交织器。其中v＝{1，2，3，4，5，6，7，8}分别对应{BPSK，QPSK，8PSK，16QAM，32QAM，64QAM，128QAM，256QAM}调制方式。如图12所示，对上述情况分别采用含有1～8个比特输入的“164比特同余循环交织器”，即可将一个输入码流分为1～8个子码流。

多路器定义为对输入的码流x_di映射为b_e’do。

        x_di＝b_{di mod v，di v}其中，“//”表示整商，对于每一个bit交织器，输入的bit向量定义为：

    B(e)＝(b_e，0，b_e，1，b_e，2，......b_e，125)，e∈[0，v-1]交织后的输出向量A(e)＝(a_e，0，a_e，1，a_e，2，......，a_e，163)定义为： $a_{e,w}=b_{e,H_e\left(w\right)}$ w＝0，1，2，......，163

其中He(w)为一置换函数，且对应于不同的交织器置换函数He(w)也不同。对每一个交织器，He(w)具有以下形式：

          H_e(W)＝(W+x)mod 164

x的取值在图12中表示。Mod 164的运算保证了一个OFDM符号内的各子载波诸比特不致于交织到另一个OFDM符号中。这对于独立的、需快速可解的授时符号是十分必要的。

按本发明以上所述方法，本发明的传输(净荷)每秒码率R的精确值(精确到比特，规整化到每秒整数个TS包和OFDM符号)为：R＝(188x8bit/RS块)x2i(RS块/OFDM符号)x(N-1)(OFDM符号/秒)。

其中，N为每秒钟所含的OFDM符号数，其中的1个授时符号应予扣除。

i＝{1，2，3，4，5，6，7，8}为每个有效子载波所荷载的净信息比特数。

            对MFN：R＝ix6.230724923 Mbps(1/64 Guard Interval)

            对SFN：R＝ix6.136320    Mbps(1/32 Guard Interval)

                      ix5.955840    Mbps(1/16 Guard Interval)

                      ix5.624960    Mbps(1/8  Guard Interval)

                      ix5.062464    Mbps(1/4  Guard Interval)

                      ix4.602240    Mbps(3/8  Guard Interval)综上所述，可以本发明具有以下诸多优良特性：(1)采用了3648点(标称4K点)的多载波体制。在此基础上，可以构建各种类型的单频覆盖网，特别适宜构建分布式的“蜂窝单频网”。比之于欧洲的8K点的DVB-T单频网构造模式，对频率源的频稳/相位噪声要求都有显著的降低。4K点的多载波体制还更有利于在高速移动接收时抵抗“多普勒频移”的干扰；(2)借鉴美国ATSC标准的安排，在每个OFDM符号内传送整数个TS传输流包。这不仅加强了本标准的码率规整性，并且在传送时可以不传TS流的同步字节，在接收端按包补回以节省码率。同时也为码流传输的超高精度同步、简化SFN打下了基础；(3)FEC外码采用了RS(188，206)码型。比之于DVB-T，增加了外码的误码纠正能力；(4)FEC内码增加Turbo-TCM码的保护，其保护强度大，接收端的解码也较快；(5)增加时间交织(外交织)的深度，以便更好地克服VHF波段的突发干扰和运动时穿越阴影遮蔽等问题；(6)引入了(时域)长序列扩频信号的高相关能量积累效应和准确的同步检测，有效地解决了地面数字电视传输在移动接收的恶劣环境下的快速同步问题和交错穿越阴影遮蔽的问题。同时，它既不占用(时域)资源，也不影响(频域)星座检测的C/N值；(7)增加了(时域)连续导频频率跟踪能力/同步检测能力，改进了DVB-T方案中必须在FFT以后再处理精同步问题，解决了COFDM抗触发干扰差，易于失步的问题；(8)在每个OFDM符号内，TPS(传输参数信令)均安排在连续导频子载波的後一个子载波上，因而具有立即可解(毋需等待信道均衡全面完成之后)性；(9)对所有的单频网工作模式，均安排在每秒内具有整数个OFDM符号。这就保证了能够在绝对时间(例如GPS秒时间)每秒的第一个OFDM符号内，进行精确的授时/码流时间同步；(10)本方案提供了高精度“授时(定台、定位)”能力，解决了单频网内各发射基站同步发射问题、接收机定时控制等问题，并为双向传输的上行同步、上行功率控制提供了技术手段储备；(11)本方案的传输模式是一个“全同步网”。其时钟频率/符号频率在接收端经时域/频域的同步/频率跟踪後均可得到完全的复现，保证了系统在复杂的接收环境下工作的稳健性。但同时它又可在同步未臻完善的情况下，如开机/穿越阴影时，一旦截获信号，即可正常工作；(12)有效地增加了传输码率，在多种传输模式下，能够达到传输E3，即34Mbps的水平，便于与通信系统接口。

本发明中用4K体制优化多载波技术(Multi-Carrier，3648点子载波)克服多径效应和建立单频网(SFN)体制(分布化)。采用时频并行的扩频技术(CDMA，2047Chips M序列)带来的快速OFDM符号同步以克服在遮蔽间穿行时的信号重入/再同步困难。采用周期为57子载波间隔的连续导频技术解决高速移动的多普勒频移跟踪问题和运动衰落。采用按秒规整化的系统传输流精确同步技术解决在建立蜂窝单频网(Cellular SFN)传输体制(基站化)的困难以达成城市楼群遮蔽的互补覆盖，并为数据回传(双向化)所需的同步、定时、定位提供技术手段。

本发明专利的技术实现复杂度与DVB-T相近，但具有远为优越的系统潜力。其在接收端的技术实现可由厂家针对应用需求，分级实施。全面实施则有助于快速同步、高速移动下的频率跟踪和提高系统同步/锁相的稳健性，充分发挥系统潜力。

基于本发明专利技术的数字电视地面无线传输网构建了国内外现有技术所难以达到的分布化、基站化、双向化数字电视地面无线传输的新体制，是对现有数字电视地面无线传输方法的根本性变革，以达到长期造福于现代社会的信息化事业的高尚目标。

对上述本发明的地面数字电视无线传输系统进行计算机仿真，仿真试验的结果如下：1   2047 Chips时—频并行CDMA的同步性能仿真结果

在严酷的传输条件下，如表3所示M序列仿真技术条件下，对所设计的m序列进行了大量仿真(每次仿真取≥10000个OFDM符号)，证明对所选的m序列的参数，其性能完全满足使用要求。

传输条件/项目名称		参数值/范围	备注
				1	m序列长度	2047	倍长(重复一次)使用，频谱见图3.
2	FFT点数	4096	参与带宽为8.61696MHz
				3	实有子载波数	3648	有效带宽为7.67448MHz
4	时间保护间隔	256点	1/16 OFDM块长
				5	AWGN电平	-13db	相当于5％OFDM信号功率
6	m序列电平	-18.5db	相当于1.41％OFDM信号功率
				7	OFDM信号	每帧独立数据，经随机化10,000帧/每次仿真	随机星座，平均功率为参考基准(0.0db)
8	星座形式	16QAM	Gray编码的16QAM信号映射
				9	多径信道干扰	4多径，不同时延	ETSI推荐的城市信道模型
10	检测电平值	15db	OFDM峰平比约为9.5db
				11	载波频率	300MHz	UHF
12	Doppler偏移频率	+/-70Hz	相当于250km/h车速，UHF接收
				13	主振频率稳定度	5×10-8
14	衰落	慢衰落	百ms级

                     表3. M序列检测仿真技术条件

本仿真算法在两种条件下进行，一种是单纯的CDMA相关检测(m序列帧同步算法)，另一种是CDMA与“保护时隙相关”相融合的联合算法，即m序列/TGI融合算法)，在多径信道下的仿真结果分别如图13和图14所示。比较图13和图14可以看出，CDMA/TGI融合算法比单纯的m序列帧同步算法帧位置估计准确度有明显提高。2 周期连续导频的计算机仿真

由于时域连续导频在时域上的表现极为简单，它也可直接在时域上方便地生成。

时域连续导频在接收端可采用“微弱信号检测”领域的高性能“同步滤波”方式提取。在本发明中即采用了“循环CDMA同步滤波”的专有提取技术。计算机仿真表明，在接收端只须作短时间(500ms)的时间积累，即可提取纯净的(C/N＞＝35db)时域连续导频信号，用于同步及多普勒频移跟踪的目的。3 QAM/TCM与QAM/Turbo-TCM仿真结果

经计算机仿真，QAM/TCM与QAM/T-TCM的编码增益比较如表4所示。

星座	RATE	QAM/TCM所需C/N(db)，当output BER＝2×10-4	QAM/T-TCM所需C/N(db)，当output BER＝2×10-4	QAM/T-TCM相对于QAM/TCM的改进量
					BPSK	1/2	N/A	1.2db	N/A
2/3	..	2.2db	..
				3/4		..	2.8db	..
5/6	..	3.5db	..
				QPSK		1/2	3.1db	2.3db	+0.8db
2/3	4.9db	3.1db	+1.8db
					3/4	5.9db	4.4db	+1.2db
5/6	6.9db	5.6db	+1.4db
					8PSK	2/3	N/A	3.5db	N/A
16QAM	1/2	8.8db	7.1db	+1.7db
					2/3	11.1db	9.7db	+1.4db
	3/4	12.5db	10.9db	+1.6db
					5/6	13.5db	11.6db	+1.9db
	64QAM	1/2	14.4db	13.2db					+1.2db
2/3					16.5db	15.5db	+1.0db
		3/4	18.0db	16.9db				+1.1db
5/6					19.3db	18.2db	+1.1db
		256QAM	1/2	N/A				20.8db	N/A
2/3	..				22.6db	..
			3/4	..			23.7db	..
5/6	..				25.1db	..

              表4 QAM/TCM与QAM/T-TCM的编码增益比较

由表4可以看出，QAM/T-TCM相对于QAM/TCM编码增益有明显提高。4 按秒规整化的系统传输流精确同步技术试验

用于Cellular SFN的系统传输流精确同步技术由开路试验进行。

通过上述的计算机仿真和开路实验，证明本系统所提供的专利技术是完全可行的。基于本发明专利技术的数字电视地面无线传输网构建了国内外现有技术所难以达到的分布化、基站化、双向化数字电视地面无线传输的新体制，是对现有数字电视地面无线传输方法的根本性变革。

Claims (20)

1.一种数字电视地面数字电视传输方法，其特征在于：它采用同步多载波扩频数字电视地面传输信道适配器，所说适配器包括：Part A：频域多载波处理(COFDM)部分；Part B：时域CDMA部分；Part C：单频网(SFN)码流同步部分。其中Part A包括能量扩散(3)、外编码器(4)、外交织器(5)、内编码器(6)、内交织器(7)、映射调制器(8)、帧自适应(9)、OFDM(11)、保护间隔插入/时间插入(12)、D/A(13)、通道滤波(14)、前端(15)、分散导频及TPS信号(10)；Part B包括秒时钟PLL定时器(16)、授时符号信息形成(17)、时域CDMA同步/时域连续导频(18)；Part C包括：码流时延调整(1)、授时包检出及码流时延控制(2)。

2.按照权利要求1所述的地面数字电视传输方法，其特征在于：在所述的多载波扩频数字电视地面传输信道适配器中，Part A、Part B、Part C三部分协同工作、紧密联系，是一个完整的整体。从信源编码器及复用器来的TS复用流经过Part C中的码流时延调整(1)，进入Part A中，依次经过能量扩散(3)、外编码器(4)、外交织器(5)、内编码器(6)、内交织器(7)、映射调制器(8)、帧自适应(9)、OFDM(11)、保护间隔插入/时间插入(12)、D/A(13)、通道滤波(14)、前端(15)，由此形成射频信号并发射出去。

3.按照权利要求1所述的地面数字电视传输方法，其特征在于：在所述的多载波扩频数字电视地面传输信道适配器中，Part A中帧自适应(9)插入有分散导频及TPS信号(10)。

4.按照权利要求1所述的地面数字电视传输方法，其特征在于：在所述的多载波扩频数字电视地面传输信道适配器中，外来的GPS秒时钟信号进入Part B中的秒时钟PLL定时器(16)，再经过授时符号信息形成(17)，输出信号给Part A中的内交织器(7)，同时送至时域CDMA同步时域连续导频(18)，产生连续导频信号，再送至Part A中的保护间隔插入/时间插入(12)。

5.按照权利要求1所述的地面数字电视传输方法，其特征在于：在所述的多载波扩频数字电视地面传输信道适配器中，Part C中设置有授时包检出及码流时延控制(2)，它通过接收TS复用流和Part B中的秒时钟PLL输出信号，产生控制信息，再分别输出给Part C中的码流时延调整(1)和Part B中的授时符号形成(17)。

6.按照权利要求1所述的地面数字电视传输方法，其特征进一步包括：在所述的Part A多载波扩频COFDM部分，在8MHz频带中，采用新的3648点即标称4K点的多载波技术取代DVB-T 6817点即标称8K点的SFN多载波技术，子载波频率间隔为2.10375KHz，有用频带宽度为7.67488MHz，其中信息子载波数为3280个，分为16节，每节205个。

7.按照权利要求1所述的地面数字电视传输方法，其特征进一步包括：在所述的Part A多载波扩频(COFDM)部分中，采用新的OFDM帧结构，使之可以插入周期性的的连续导频，其周期为57倍子载波间隔。连续导频间的频率间隔为119.91375KHz，连续导频个数为65个。

8.按照权利要求1所述的地面数字电视传输方法，其特征进一步包括：在所述的Part A多载波扩频COFDM部分中，在每个OFDM符号内传送整数个TS传输流包，其包数为2i，i＝{1，2，3，4，5，6，7，8}为每个有效子载波所荷载的净信息比特数。

9.按照权利要求1所述的地面数字电视传输方法，其特征进一步包括：在所述的Part A多载波扩频COFDM部分中，FEC外码采用了RS(188，206)码型。

10.按照权利要求1所述的地面数字电视传输方法，其特征进一步包括：在所述的Part A多载波扩频COFDM部分中，FEC内码采用可变码率的卷积码/TCM/Turbo-TCM码的保护。

11.按照权利要求1所述的地面数字电视传输方法，其特征进一步包括：在所述的Part A多载波扩频COFDM部分中，在每个OFDM符号内，TPS即传输参数信令均安排在连续导频子载波的前一个子载波上，TPS子载波共15个。

12.按照权利要求1所述的地面数字电视传输方法，其特征进一步包括：在所述的Part A多载波扩频COFDM部分中，时间交织即外交织的深度为51～306个误码保护RS数据包的长度，依J＝{1，2，4，6}而定。

13.按照权利要求1所述的地面数字电视传输方法，其特征进一步包括：在所述的Part B时域CDMA部分中，与OFDM符号并行地引入了时域2047码元M序列扩频信号，在接收端以其高相关能量积累效应达到准确的同步检测。

14.按照权利要求1的地面数字电视传输方法，其特征进一步包括：在所述的PartB时域CDMA部分中，用时域57个OFDM符号为周期的逐帧相位级进补偿方法处理周期性连续导频，增加了时域连续导频频率跟踪能力/同步检测能力。

15.按照权利要求1所述的地面数字电视传输方法，其特征进一步包括：在所述的Part B时域CDMA部分中，引入了TS流内按秒规整化的授时包，以向各接收机精确授时。

16.按照权利要求1或15所述的地面数字电视传输方法，其特征进一步包括：多基站的CDMA授时码以各基站不同的CDMA码相区分，因此接收机可以鉴别各基站的无线电波到达接收机的时间差，据以计算接收机的地理位置。

17.按照权利1所述的一种地面数字电视传输系统，其特征在于该系统中使用的蜂窝单频网是一个全同步网，其载波、时钟、系统码流均工作在全同步状态下，其时钟频率/符号频率在接收端经时域/频域的同步/频率跟踪後均可得到完全的复现。

18.按照权利要求1或17所述的一种地面数字电视传输系统，其特征是：蜂窝单频网在系统码流级/0FDM符号级/时钟级上达到同步。

19.按照权利要求1或17所述的一种地面数字电视传输系统，其特征是对于所有五种不同的TGI长度的单频网工作模式，均安排在每秒内具有整数个OFDM符号。

20.按照权利要求1或17所述的一种地面数字电视传输系统，其特征是：在绝对时间，例如GPS的秒时间每秒的第一个OFDM符号即授时符号内，各基站同时进行糖确的授时/码流时间同步。

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