JPH08228186A - 多搬送波伝送装置 - Google Patents

Abstract

(57)【要約】 【目的】 本発明は、多搬送波伝送装置に関し、伝送品
質の低下を抑えつつ伝送路に送出される信号の極大値を
効率的に抑圧することを目的とする。 【構成】 自己相関特性が急峻であって相互相関特性と
論理値の分布とがなだらかな複数のビット列に同じ伝送
情報を並行して乗じ、その伝送情報のビットパターンを
ランダム化してランダム伝送情報を生成するランダム化
手段１１₁〜１１_Nと、ランダム化手段１１₁〜１１_Nが個
別に生成したランダム伝送情報と、複数のランダム伝送
情報の生成に適用されたビット列の識別情報とを組み合
わせて逆ＦＦＴし、これらの情報を示す離散時間信号を
得る逆ＦＦＴ手段１３₁〜１３_Nと、逆ＦＦＴ手段１３₁
〜１３_Nが個別に得た時間離散信号の振幅を求め、これ
らの信号の内、その振幅について最大値またはその最大
値と分散とが最小の離散時間信号を伝送路に送出する送
信手段１５とを備えて構成される。

Description

【発明の詳細な説明】

【０００１】

【産業上の利用分野】本発明は、多搬送波伝送方式に基
づいて伝送情報を送信する多搬送波伝送装置に関する。

【０００２】

【従来の技術】近年、ディジタルテレビ伝送やディジタ
ル音声放送の分野では、ＱＡＭ(Quad-rature Amplitude
Modulation）その他の既存のディジタルデータ伝送方
式に代えて、多搬送波伝送方式((ＯＦＤＭ(Orthogonal
Frequency Division Multiplex）またはＤＭＴ(Discret
e Multi-tone)と称される。)が適用されつつある。

【０００３】図６は、多搬送波伝送方式に適応した従来
の送信機の構成例を示す図である。図において、スクラ
ンブラ７１の入力には伝送情報が与えられ、そのスクラ
ンブラの出力は従属接続された直並列変換部７２、逆Ｆ
ＦＴ部７３、並直列変換部７４およびＤ／Ａ変換器（Ｄ
／Ａ）７５を介して低域フィルタ（ＬＰＦ）７６の入力
に接続される。低域フィルタ７６の出力は、伝送路に接
続される。

【０００４】このような構成の送信機では、スクランブ
ラ７１は、外部から与えられる伝送情報のビットパター
ンに所定のアルゴリズムに基づく演算を施すことにより
そのビットパターンをランダム化し、かつ所定長（ここ
では、簡単のため、1536(＝256ビット×3×2)とする。)
のフレーム単位に分割して図示されないバッファメモリ
に一旦蓄積する。

【０００５】直並列変換部７２はこのようにしてランダ
ム化された伝送情報を上述したフレーム毎に並列のビッ
ト列に変換し、かつそのビット列をさらに小さな単位
（ここでは、簡単のため３ビット毎に５１２個のブロッ
クとする。）に分割する。逆ＦＦＴ部７３は、このよう
にして分割されたブロックを周波数軸上で等間隔に配置
された２５６（＝５１２／２）個の搬送波信号の直交す
る２波（余弦波成分と正弦波成分）の合成波の振幅を離
散的に示すビット列と見なし、かつそのビット列に逆高
速フーリエ変換の処理を施す。

【０００６】したがって、逆ＦＦＴ部７２の出力には、
時間軸上で等間隔に配置された５１２（＝２５６×２）
個のビット列を並列に示すディジタル信号が得られる。
なお、以下では、このような２５６個の搬送波信号によ
って形成されるチャネルをサブチャネルと称し、かつ上
述した振幅の値を単に「振幅値」と称するものとする。

【０００７】並直列変換部７４はこのようなディジタル
信号として与えられるビット列を並直列変換し、Ｄ／Ａ
変換器７５はこのような並直列変換によって直列に得ら
れたビット列をアナログ信号に変換する。低域フィルタ
７６は、このように逆ＦＦＴ部７３ないしＤ／Ａ変換器
７５において施されるディジタル演算に伴ってそのアナ
ログ信号に付加された高調波成分その他の不要な周波数
成分を抑圧し、図示されない変調器あるいは伝送装置を
介して有線伝送路あるいは無線伝送路に送出する。

【０００８】また、直並列変換部７２ないしＤ／Ａ変換
器７５は、上述したフレーム毎に同様の処理を反復する
が、時系列の順に隣接する２つのフレームについては、
これらのフレームの先行するフレームの処理が終了した
時点と、後続のフレームの処理が起動される時点との間
に「ガードバンド」と称する待機時間を設けることによ
り、上述した伝送路の非直線歪みが後続フレームに重畳
されることに起因する伝送品質の劣化を抑圧する。

【０００９】図７は、多搬送波伝送方式に適応した従来
の受信機の構成例を示す図である。図において、低域フ
ィルタ（ＬＰＦ）８１の入力には伝送路が接続され、そ
の出力は従属接続されたＡ／Ｄ変換器（Ａ／Ｄ）８２、
直並列変換部８３、ＦＦＴ部８４および並直列変換部８
５を介してディスクランブラ８６の入力に接続される。
ディスクランブラ８６の出力には、復調された伝送情報
が得られる。

【００１０】このような構成の受信機の動作について
は、各部が図６に示す送信機の各構成要素と反対の処理
を順次行うので、ここではその詳細な説明を省略する。
このように多搬送波伝送方式では、周波数が同じであっ
て位相が互いに直交する搬送波信号が共通の伝送路を介
して個別に伝送され、かつ送信端と受信端とでそれぞれ
ＦＦＴと逆ＦＦＴとを対向して行うことにより、このよ
うな伝送が複数の搬送波信号について並行して可能であ
ることを利用して多量の伝送情報が効率的に伝送され
る。

【００１１】なお、これらの従来例では、上述したフレ
ーム単位の同期にかかわる記載が省略されているが、こ
のような同期については、本願に直接的な関係がなく、
かつ公知の完成された何れの技術も適用可能であるか
ら、ここではその説明を省略する。また、これらの従来
例では、伝送路の歪み等に起因した伝送品質の劣化に対
する処理が示されていないが、このような処理について
は、本願に直接的な関係がなく、公知の信号識別器等を
搭載することにより比較的容易に離散的な伝送情報を確
度よく複号化可能であるから、ここではその説明を省略
する。

【００１２】

【発明が解決しようとする課題】ところで、このような
従来例では、２５６個のサブチャネルで個別に伝送され
るべき６ビットの情報が±７、±５、±３、±１の何れ
かの振幅値を有するシンボルで与えられ、かつスクラン
ブラ７１の出力端において伝送情報が十分にランダム化
されている条件におけるコンピュータシミュレーション
によると、これらのサブチャネルの振幅値の和について
は、その平均値が約「８５」となり、極大値は「１７９
２」となる。なお、このような極大値は、全てのシンボ
ルの振幅値が「＋７」である場合において、これらのシ
ンボルの余弦成分が時間軸上で重なる時点における値
「１７９２(＝7×256)」である。したがって、伝送路に
送出される信号の振幅値のピーク値対平均値（以下、単
に「Ｐ／Ａ」という。）は、約「２１（≒1792/85)」と
なる。

【００１３】しかし、このようなＰ／Ａの値はシンボル
長が６ビットである６４値ＱＡＭ方式における値「1.5
3」に比較して大幅に大きな値であることから明らかで
あるように、多搬送波伝送方式では、搬送波（サブチャ
ネル）の数が大きいほど大きなダイナミックレンジが必
要であった。さらに、送信機や受信機を構成する増幅
器、変復調器には極めて性能が高いものが要求され、か
つＤ／Ａ変換器やＡ／Ｄ変換器として語長が大きなもの
が要求されるために、ハードウエアの構成が複雑となり
コスト高であった。

【００１４】また、図６に示す送信機では、Ｄ／Ａ変換
器７５は、上述した振幅値の上限を設定するクリップ機
能を有するが、その振幅値が過小な値に制限された場合
には伝送品質が大幅に劣化する。したがって、その伝送
品質の劣化に起因するビット誤りを抑圧するには、例え
ば、リードソロモン誤り訂正符号化方式等を適用しなけ
ればならないために、その誤り訂正符号化方式に適応し
た回路が搭載されてハードウエアの構成が複雑なものと
なっていた。

【００１５】さらに、例えば、Ｐ／Ａが「２１」に達す
るようなフレームのＰ／Ａが「４」に制限された場合に
は、大半のサブチャネルにおいてビット誤りが生じて伝
送品質が著しく劣化する。従来、このような伝送品質の
劣化を抑圧する方法としては、一般に上述した振幅値の
制限が行われるフレームが連続して発生し難いことを利
用してフレーム単位に伝送情報の入れ替えを行うインタ
リーブが適用されていた。

【００１６】しかし、このようなインタリーブが適用さ
れた場合には、上述した入れ替えが例えば６４フレーム
に渡って行われる場合には、送信機および受信機に６４
フレーム分の伝送情報を蓄積可能な大きなサイズのメモ
リを搭載しなければならないために、ハードウエアの構
成が複雑となって高価であるばかりでなく、その入れ替
えを行うために大きな伝送遅延が生じた。また、振幅値
が制限される頻度が高い場合にはインタリーブを適用し
てもビット誤りを訂正できる可能性が大幅に減少し、か
つ実際には振幅値の制限が行われる確率を「1×10^-5」以
下に抑えなければならないためにＰ／Ａを「4.4」以下と
することはできなかった。

【００１７】本発明は、伝送品質の低下を抑えつつ伝送
路に送出される信号の極大値を効率的に抑圧できる多搬
送波伝送装置を提供することを目的とする。

【００１８】

【課題を解決するための手段】図１、請求項１〜３に記
載の発明の原理ブロック図である。

【００１９】請求項１に記載の発明は、自己相関特性が
急峻であって相互相関特性と論理値の分布とがなだらか
である複数のビット列に同じ伝送情報を個別に並行して
乗じ、その伝送情報のビットパターンをランダム化して
ランダム伝送情報を生成する複数のランダム化手段１１
₁〜１１_Nと、複数のランダム化手段１１₁〜１１_Nによっ
て個別に生成されたランダム伝送情報と、複数のビット
列のランダム伝送情報の生成に適用されたビット列の識
別情報とを組み合わせてＦＦＴし、これらの情報を示す
離散時間信号を得る複数の逆ＦＦＴ手段１３₁〜１３
_Nと、複数の逆ＦＦＴ手段１３₁〜１３_Nによって個別に
得られた時間離散信号の振幅を求め、これらの信号の
内、その振幅について最大値またはその最大値と分散と
が最小である離散時間信号を選択して伝送路に送出する
送信手段１５とを備えたことを特徴とする。

【００２０】請求項２に記載の発明は、請求項１に記載
の多搬送波伝送装置において、複数の逆ＦＦＴ手段１３
₁〜１３_Nには、逆ＦＦＴに先行して識別情報を冗長化す
る手段を含むことを特徴とする。請求項３に記載の発明
は、請求項１に記載の多搬送波伝送装置において、複数
の逆ＦＦＴ手段１３₁〜１３_Nには、逆ＦＦＴに先行し
て、その逆ＦＦＴの演算対象となる識別情報を強調する
手段を含むことを特徴とする。

【００２１】

【作用】請求項１に記載の発明にかかわる多搬送波伝送
装置では、ランダム化手段１１ ₁〜１１_Nが異なる複数の
ビット列を伝送情報に並行して乗じることによりその伝
送情報のビットパターンをランダム化する。このような
ランダム化により得られるビットパターンは、上述した
ビット列の自己相関特性が急峻であり、かつこれらのビ
ット列の相互相関特性と論理値の分布とがなだらかであ
るために、符号空間上で互いに大きく隔たったものとな
る。

【００２２】また、逆ＦＦＴ手段１３₁〜１３_Nは、この
ようなランダム化によって個別に生成されたランダム伝
送情報と、上述した複数のビット列の内、そのランダム
伝送情報の生成に適用されたビット列の識別情報とを並
行して個別に逆ＦＦＴしてこれらの情報を示す離散時間
信号を得る。送信手段１５は、このようにして得られた
離散時間信号の振幅を比較し、これらの信号の内でその
振幅が最小であるものあるいはその振幅の最大値および
分散が最小であるものを選択して伝送路に送出する。

【００２３】すなわち、ランダム化手段１１₁〜１１_Nと
逆ＦＦＴ手段１３₁〜１３_Nとの組み合わせからなる複数
の系列で並行して離散時間信号に変換された伝送情報
は、これらの離散時間信号の内、最大振幅が最小であっ
たり、その最大振幅が同じであっても振幅が大きな値に
偏って分布する程度が最小であるものが順次切り換えら
れて伝送路に送出され、かつその離散時間信号にはその
復号に必要な識別情報が上述した逆ＦＦＴの過程で多重
化される。

【００２４】したがって、伝送路に送出される離散時間
信号の振幅分布は、上述したランダム化が単一のランダ
ム化手段によって行われていた従来例に比較して大幅に
小さな値に偏り、かつ伝送路を介して対向する受信端で
は識別情報に基づいて伝送情報を復元することができ
る。請求項２に記載の発明にかかわる多搬送波伝送装置
では、逆ＦＦＴ手段１３₁〜１３_N が逆ＦＦＴに先行し
て識別情報を冗長化するので、その識別情報は伝送路に
も冗長化されて離散時間信号として送出される。

【００２５】したがって、伝送路において生じる混信そ
の他に起因して受信端で識別情報が得られない状態とな
る確率が低減され、伝送路の伝送特性の変動に対して伝
送品質が高く維持される。請求項３に記載の発明にかか
わる多搬送波伝送装置では、逆ＦＦＴ手段１３₁〜１３
_N が逆ＦＦＴに先行してその逆ＦＦＴの演算対象となる
識別情報を強調するので、その識別情報を伝送するチャ
ネルのＳＮ比は伝送路上で高く保持される。

【００２６】したがって、伝送路において生じる混信そ
の他に起因して受信端で識別情報が得られない状態とな
る確率が低減され、伝送路の伝送特性の変動に対して伝
送品質が高く維持される。

【００２７】

【実施例】以下、図面に基づいて本発明の実施例につい
て詳細に説明する。

【００２８】図２は、請求項１〜３に記載の発明に対応
した実施例を示す図である。図において、図６に示すも
のと機能および構成が同じものについては、同じ参照番
号を付与して示し、ここではその説明を省略する。本実
施例と図６に示す従来例との構成の相異点は、スクラン
ブラ７１、直並列変換部７２、逆ＦＦＴ部７３および並
直列変換部７４が個別に二重化されてスクランブラ３１
₁、直並列変換部３２₁、逆ＦＦＴ部３３₁ および並直列
変換部３４ ₁からなる第一の系列と、スクランブラ３
１₂、直並列変換部３２₂ 、逆ＦＦＴ部３３₂および並直
列変換部３４₂からなる第二の系列とに分割され、これ
らの系列の最終段である並直列変換部３４₁、３４₂の出
力が比較選択部３５の対応する入力に接続されてその出
力がＤ／Ａ変換器７５の入力に接続され、逆ＦＦＴ部３
３ ₁、３３₂の特定の入力にそれぞれスクランブラ識別情
報１（以下、単に「識別情報１」という。）およびスク
ランブラ識別情報２（以下、単に「識別情報２」とい
う。）が与えられた点にある。

【００２９】なお、本実施例と図１に示すブロック図と
の対応関係については、スクランブ等３１₁、３１₂およ
び直並列変換部３２₁、３２₂はランダム化手段１１₁〜
１１_Nに対応し、逆ＦＦＴ部３３₁、３３₂は逆ＦＦＴ手
段１３₁〜１３_Nに対応し、並直列変換部３４₁、３４₂、
比較選択部３５、Ｄ／Ａ変換器７５および低域フィルタ
７６は送信手段１５に対応する。

【００３０】図３は、本実施例に適応した受信機の構成
例を示す図である。図において、図７に示す従来例と機
能および構成が同じものについては、同じ参照番号を付
与して示し、ここではその説明を省略する。

【００３１】本受信機と図７に示す受信機との構成の相
異点は、ディスクランブラ８６が２つのディスクランブ
ラ４１₁、４１₂によって冗長化され、これらのディスク
ランブラの後段に選択部４２が配置されてその出力に伝
送情報が得られ、選択部４２の選択入力にＦＦＴ部８４
の特定の出力（または、並直列変換部８５の特定の出
力）が接続された点にある。

【００３２】以下、図２および図３を参照して請求項１
に記載の発明に対応した本実施例の動作を説明する。ス
クランブラ３１₁、３１₂はそれぞれ異なる生成多項式に
基づいて並行して伝送情報をランダム化し、直並列変換
部３２₁、３２₂はこのようにしてランダム化された伝送
情報を並行して直並列変換する。逆ＦＦＴ部３３₁、３
３₂は、このようにして直並列変換された伝送情報と識
別情報１および識別情報２とにそれぞれ逆ＦＦＴの処理
を施し、並直列変換部３４₁、３４₂を介して並直列変換
する。

【００３３】比較選択部３５は、このような直並列変換
の下で上述した２つの系列から得られたビット列を取り
込み、そのビット列で構成されるフレーム単位に最大値
の値を比較して両フレームの内、その最大値の値が小さ
い方を順次選択する。このようにして選択されたフレー
ムは、Ｄ／Ａ変換器７５および低域フィルタ７６を介し
て伝送路に送出される。

【００３４】なお、本実施例では、スクランブラから並
直列変換部に至るラインアップが二重化されているが、
これらの二重化された系列、上述したＤ／Ａ変換器７５
および低域フィルタ７６の動作とフレーム構成について
は、図６に示す従来例と同じでから、ここではその説明
を省略する。一方、伝送路を介して対向する受信機で
は、低域フィルタ８１、Ａ／Ｄ変換器８２、直並列変換
部８３、ＦＦＴ部８４および並直列変換器８５は、その
伝送路を介して対向する送信機と反対の処理を行うこと
により、スクランブラ３１₁ 、３１₂ の何れか一方の出
力端に対応するビット列と上述した識別情報（識別情報
１あるいは識別情報２の何れか）とを復元する。ディス
クランブラ４１₁、４１₂は、それぞれ上述した送信機に
搭載されたスクランブ等３１₁、３１₂に適用された生成
多項式に基づいて並行して伝送情報の復元に必要な処理
を行う。

【００３５】選択部４２は、ＦＦＴ部８４および直並列
変換部８５によって復元された識別情報を取り込んでそ
の識別情報が識別情報１と識別情報２との何れであるか
を判別し、上述した処理の結果の内、その判別の結果に
対応する一方を選択して出力する。ところで、このよう
にして形成される多搬送波方式の伝送系では、低域フィ
ルタ７６の出力に得られる信号は、その振幅値が伝送情
報に応じて個別に変調された複数（ここでは、従来例と
同様に「２５６」とする。）のサブチャネルの信号の和
として与えられるために、その伝送情報の内容に応じて
大幅に振幅が増減する。

【００３６】ここに、このようにして増減する振幅値の
分布を正規分布と仮定すると、一般に、その分布の分散
は上述した信号の平均電力に相当する。さらに、このよ
うな分布の下で確率密度の最大値がその分散の４倍以下
となる確率は「0.99993」となり、その確率は、２５６個
のサブチャネル（２つの直交するチャネルからなる。）
を構成して５１２ポイントのデータからなる単一フレー
ムでは、「0.965(≒0.99993⁵¹²）」となるので、大半の
フレームについて振幅値が制限されるものと判断され
る。

【００３７】しかし、一般に、Ｐ／Ａの値が「６」以下
であるフレームにおいてその値が「４」以下に制限され
た場合におけるビット誤り率は、誤り訂正復号化の過程
で訂正可能な程度に小さい。また、そのＰ／Ａの値が
「６」以上となる確率は「1.97×10^-9」であってフレー
ム単位におけるその確率は「1.01×10^-6(＝(1-1.97×10
^-9)⁵¹²）と小さい値となる。

【００３８】さらに、本実施例では、上述したように２
つの系列によって個別に生成された信号の内、Ｐ／Ａの
値が小さい方が選択されて送信されるので、このような
選択によって得られる信号のＰ／Ａの値が「６」を上回
る確率は1.02×10^-12(＝(1.01×10^-6)²)と著しく小さい
値となる。したがって、本実施例によれば、ビット誤り
率を例えば「1×10^-8 」未満に抑えることが要求される
システムにおいても、従来例のようにインタリーブを適
用することなく高い伝送品質が実現される。

【００３９】なお、本実施例では、並直列変換部３
４₁、３４₂の後段でＰ／Ａの値の大小関係が判別されて
いるが、本発明はこのような構成に限定されず、例え
ば、これらの並直列変換部の前段で２つの系列から得ら
れる信号のＰ／Ａの値を求め、これらの信号の内、その
Ｐ／Ａの値が小さい方を選択して並直列変換を行う構成
とすることもできる。

【００４０】また、本実施例では、識別情報に基づいて
２つのスクランブラの出力の一方が選択されているが、
スクランブラを選択することにより、片方のスクランブ
ラのみに信号を入力する構成としてもよい。さらに、本
実施例では、比較選択部３５は、フレーム単位に各系列
から得られる最大値を比較してその最大値が最小である
系列のビット列を選択しているが、本発明はこのような
構成に限定されず、例えば、最大値が同じである複数の
系列が存在する場合には、各系列の分散が小さい方を選
択する構成としてもよい。

【００４１】図４は、請求項１に記載の発明に対応した
他の実施例を示す図である。図において、図２に示すも
のと機能および構成が同じものについては、同じ参照番
号を付与して示し、ここではその説明を省略する。本実
施例と図２に示す実施例との構成の相異点は、逆ＦＦＴ
部３３₁、３３₂に代えて逆ＦＦＴ部５１₁、５１₂が備え
られ、これらの逆ＦＦＴ部の出力に比較選択部３５に代
わる比較選択部５２が直結されてその出力が逆ＦＦＴ部
５３と、並直列変換部３４₁、３４₂に代わる並直列変換
部５４とを介してＤ／Ａ変換器６５の入力に接続され、
かつ比較選択部５２のモニタ出力が識別情報生成部５５
を介して逆ＦＦＴ部５３の特定の入力に接続された点に
ある。

【００４２】なお、本実施例と図１に示すブロック図と
の対応関係については、スクランブ等３１₁、３１₂およ
び直並列変換部３２₁、３２₂はランダム化手段１１₁〜
１１_Nに対応し、逆ＦＦＴ部５１₁、５１₂、５３および
識別情報生成部５５は逆ＦＦＴ手段１３₁〜１３_Nに対応
し、比較選択部５２、並直列変換部５４、Ｄ／Ａ変換器
７５および低域フィルタ７６は送信手段１５に対応す
る。

【００４３】以下、本実施例の動作を説明する。一般
に、ＦＦＴは、偶数(＝Ｎ)個の数値からなるＮ点数列を
二分して個別にＤＦＴ（離散フーリエ変換）を施す演算
をその演算の対象となる数列が２点数列となるまで反復
することにより行われ、逆ＦＦＴはこのような一連の演
算を逆の手順で実行することにより実現される。

【００４４】逆ＦＦＴ部５１₁、５１₂は、このようにし
て多段に分割して行われる逆ＦＦＴ（請求項１に記載の
発明に対応した実施例では、逆ＦＦＴ部３３₁、３３₂に
よって行われる。）において、定数である正弦値および
余弦値として語長の短いものを用い、乗算、加算の演算
語長も短くした処理を行う。比較部５２は、このような
演算の結果として与えられる２つのビット列についてＰ
／Ａの値を求めて比較し、その比較の結果を識別情報生
成部５５に与えると共に、このような結果に基づいてＰ
／Ａの値が小さい方のビット列を逆ＦＦＴ部５３に与え
る。

【００４５】識別情報生成部５５は、上述した比較の結
果に応じてスクランブラ３１₁ 、３１₂ に適用された生
成多項式を示す識別情報（識別情報１、識別情報２の何
れか）を生成する。逆ＦＦＴ部５３は、このようにして
生成された識別情報と比較選択部５２によって与えられ
るビット列とを取り込んで、例えば、定数である正弦
値、余弦値として１６ビットを与え、乗算、加算も１６
ビット長で行うことにより高い演算精度の逆ＦＦＴ演算
を行う。並直列変換部５４はこのような後半の演算の結
果に対して図２に示す並直列変換部３４₁、３４₂と同じ
並直列変換を行い、その並直列変換によって得られるビ
ット列はＤ／Ａ変換器７５および低域フィルタ７６を介
して伝送路に送出される。

【００４６】このように本実施例によれば、図２に示す
実施例に比較して逆ＦＦＴ部３３₁、３３₂ が逆ＦＦＴ
部５１₁、５１₂および逆ＦＦＴ部５３に分散して配置さ
れ、上述した後半の演算が比較選択部５２の後段で行わ
れるので、Ｐ／Ａの値の比較にかかわる精度が若干低下
するが逆ＦＦＴ部が冗長化されたことに起因するハード
ウエア規模の増大が抑圧され、かつインタリーブを適用
することなく高い伝送品質が実現される。

【００４７】なお、Ｐ／Ａの値の比較にかかわる精度に
ついては、極大値が大幅に異なる状態を確度よく検出す
ることを目的としてその比較が行われるために、例え
ば、その極大値が「６」以上となることを精度よく検出
することが要求される場合には、４ビット長ないし６ビ
ット長の算術演算を行えば十分である。また、逆ＦＦＴ
の演算精度については、実用的な伝送品質を確保するた
めには、一般に、１６ビット長の演算が必要である。

【００４８】さらに、上述した実施例では、逆ＦＦＴ部
５１₁、５１₂が別体のハードウエアととして構成されて
いるが、本発明はこのような構成に限定されず、例え
ば、逆ＦＦＴ演算が高速化されたり、その演算にかかわ
る処理量が少ない場合にはこれらの逆ＦＦＴ部を一体化
して構成し、所望の演算を直列に時分割多重方式により
行ってもよい。

【００４９】さらに、逆ＦＦＴ部５３については、上述
したように逆ＦＦＴ演算が高速されたり、その演算にか
かわる処理量が少ない場合には、逆ＦＦＴ部５１₁、５
１₂の何れか一方あるいは双方と一体化して構成するこ
ともできる。以下、図２を参照して請求項２に記載の発
明に対応した実施例の動作を説明する。

【００５０】本実施例の特徴は、識別情報を伝送するた
めに割り付けられる（図２に示す実施例では逆ＦＦＴ部
３３₁、３３₂によって割り付けられる。）サブチャネル
の利用方法にあり、これらの逆ＦＦＴ部以外の各部の動
作については、既述の実施例に示した通りであるから、
ここではその説明を省略する。本実施例では、識別情報
の伝送チャネルとして単一のサブチャネルが割り付けら
れるが、その識別情報はこのようなサブチャネルを構成
する２つの直交チャネルの振幅値を共に最大とする変調
処理を施すことにより伝送される。

【００５１】したがって、このような識別情報は、伝送
路上で重畳される雑音に対して高いＳＮ比を確保して伝
送され、かつ受信端では、上述した２つの直交チャネル
のベクトル和をとることにより雑音成分がさらに抑圧さ
れるので、高い伝送品質で確度高く受信される。このよ
うに本実施例によれば、識別情報が冗長化されて安定に
受信端に伝送されるので、伝送容量の低下を最小限度に
抑えつつ回線の信頼性が高められる。

【００５２】なお、本実施例では、２つ直交するチャネ
ルに振幅値を正の最大値とする変調処理が並行して施さ
れているが、本発明はこのような構成に限定されず、例
えば、識別情報１についてはこれらのチャネルの振幅値
を共に正の最大値とする変調を施し、反対に識別情報２
についてはこれらの振幅値を共に負の最大値とする変調
を施し、かつ受信端において両振幅値の和が正負の何れ
の値をとるか判定することにより同様に信頼性高く識別
情報の伝送が行われる。

【００５３】以下、図２および図４を参照して請求項３
に記載の発明に対応した実施例の動作を説明する。本実
施例の特徴は、識別情報を伝送するために割り付けられ
る（図２に示す実施例では逆ＦＦＴ部３３₁、３３₂によ
って割り付けられ、図４に示す実施例では逆ＦＦＴ部５
３によって割り付けられる。）サブチャネルの数にあ
り、これらの逆ＦＦＴ部以外の各部の動作について、既
述の実施例に示した通りであるから、ここではその説明
を省略する。

【００５４】本実施例では、識別情報の伝送チャネルと
して複数のサブチャネルが割り付けられる。このような
サブチャネルの数が例えば「２」である場合には、サブ
チャネルの総数が従来例と同様に「２５６」である場合
には、伝送情報の伝送チャネルとして割り付け可能なサ
ブチャネルの数の減少に伴う伝送容量の減少分は高々１
パーセント（≒2／256）となる。

【００５５】また、このような識別情報は、上述した複
数のサブチャネルを介して冗長化されて伝送される。し
たがって、本実施例によれば、識別情報が高い信頼性の
下で安定に受信端に伝送され、回線の信頼性が高められ
る。なお、上述した各実施例では、送信機および受信機
にそれぞれ２つの系列が形成されているが、本発明はこ
のような構成に限定されず、識別情報が対向する受信機
に所望の確度で伝達されるならば、３つ以上の系列を形
成してもよい。

【００５６】また、上述した各実施例では、スクランブ
ラ３１₁、３１₂は異なる生成多項式に基づいて伝送情報
を個別にランダム化している。しかし、本発明は、例え
ば、これらのスクランブラが図６に示すようにシフトレ
ジスタ６１と、その任意の段に出力されるビット列にビ
ット演算を施して初段に帰還する排他的論理和ゲート６
２と、このようなシフトレジスタの最終段あるいは任意
の段に得られるビット列と伝送情報とのモジュロ２によ
る乗算を施して出力する排他的論理和ゲート６３とから
構成される場合には、そのシフトレジスタの段数と排他
的論理和ゲート６２の入力に接続されるシフトレジスタ
の段の組み合わせとを共通とし、かつフレームの開始時
点でそのシフトレジスタに異なるビットパターンのビッ
ト列を設定することにより構成可能であり、このような
構成の下でハードウエアの標準化とその標準化に応じた
低廉化とをはかることもできる。

【００５７】さらに、スクランブラ３１₁、３１₂につい
ては、このような構成の他に、例えば、上述した段数、
段の組み合わせを異なったものに設定すると共に、フレ
ームの開始時点でシフトレジスタに設定されるビット列
のビットパターンを同じものに設定したり、一方のスク
ランブラのみフレームの開始時点毎に所定のビットパタ
ーンを設定する構成としてもよい。

【００５８】また、上述した各実施例では、振幅値の比
較がディジタル領域で行われているが、本発明はこのよ
うな構成に限定されず、識別情報を多重化することが確
実にできるならば、例えば、アナログ領域で同様の比較
およびその結果に応じた選択を行ってもよい。さらに、
上述した各実施例では、Ｄ／Ａ変換器７５および低域フ
ィルタ７６を介して得られるアナログ信号が伝送路に伝
送されているが、並直列変換部５４の入力あるいは出力
に得られるディジタル信号をアナログ変換せずに伝送路
に送出する場合にも本発明は適用可能である。

【００５９】

【発明の効果】上述したように請求項１に記載の発明で
は、伝送情報が複数の系列で並行してランダム化されて
離散時間信号に変換され、これらの離散時間信号の内、
振幅の最小であるものあるいはその振幅が大きな値に偏
って分布する程度が最小であるものが順次選択されて伝
送路に送出され、さらに、その離散時間信号にはその復
号に必要な識別情報が上述した逆ＦＦＴの過程で多重化
される。 したがって、伝送路に送出される時間離散信
号の振幅分布は、上述したランダム化が単一のランダム
化手段によって行われていた従来例に比較して大幅に小
さな値に偏り、かつ伝送路を介して対向する受信端では
識別情報に基づいて伝送情報を復元することができる。

【００６０】また、請求項２に記載の発明にかかわる発
明では、逆ＦＦＴに先行して識別情報が冗長化されるの
で、このような識別情報は伝送路にも冗長化されて離散
時間信号として送出され、その伝送路において生じる混
信その他に起因して受信端で識別情報が得られない可能
性が低減され、伝送路の伝送特性の変動に対して伝送品
質が高く維持される。

【００６１】請求項３に記載の発明では、伝送路上で高
いＳＮ比を確保しつつ識別情報が伝送されるので、その
伝送路において生じる混信その他に起因して受信端で識
別情報が得られない可能性が低減され、伝送路の伝送特
性の変動に対して伝送品質が高く維持される。すなわ
ち、これらの発明が適用された伝送システムや通信シス
テムでは、伝送路に送出される信号の極大値と平均値と
の比が従来例に比較して大幅に小さな値に分布し、振幅
値が制限される頻度が低減される。

【００６２】したがって、従来、伝送品質を確保するた
めに必要であった高性能の変復調器、語長が長いＤ／Ａ
変換器、上述した振幅の制限に起因するビット誤りを訂
正する誤り訂正回路およびインタリーブに不可欠のメモ
リその他を搭載することなく送信機や受信機が実現可能
となり、ハードウエアの構成の簡略化と低廉化とをはか
りつつ伝送効率と伝送の実時間性が高められる。

【図面の簡単な説明】

【図１】請求項１〜３に記載の発明の原理ブロック図で
ある。

【図２】請求項１〜３に記載の発明に対応した実施例を
示す図である。

【図３】本実施例に適応した受信機の構成を示す図であ
る。

【図４】請求項１に記載の発明に対応した他の実施例を
示す図である。

【図５】スクランブラの構成例を示す図である。

【図６】多搬送波伝送方式に適応した従来の送信機の構
成例を示す図である。

【図７】多搬送波伝送方式に適応した従来の受信機の構
成例を示す図である。

【符号の説明】

１１ ランダム化手段 １３ 逆ＦＦＴ手段 １５ 送信手段 ３１，７１ スクランブラ ３２，７２，８３ 直並列変換部 ３３，５１，５３，７３ 逆ＦＦＴ部 ３４，５４，７４，８５ 並直列変換部 ３５，５２ 比較選択部 ４１，８６ ディスクランブラ ４２ 選択部 ５５ 識別情報生成部 ７１ シフトレジスタ ７２，７３ 排他的論理和ゲート ７５ Ｄ／Ａ変換器（Ｄ／Ａ） ７６，８１ 低域フィルタ（ＬＰＦ） ８２ Ａ／Ｄ変換器（Ａ／Ｄ） ８４ ＦＦＴ部

Claims (3)

【特許請求の範囲】
1. 【請求項１】 自己相関特性が急峻であって相互相関特
   性と論理値の分布とがなだらかである複数のビット列に
   同じ伝送情報を個別に並行して乗じ、その伝送情報のビ
   ットパターンをランダム化してランダム伝送情報を生成
   する複数のランダム化手段と、 前記複数のランダム化手段によって個別に生成されたラ
   ンダム伝送情報と、前記複数のランダム伝送情報の生成
   に適用されたビット列の識別情報とを組み合わせて逆Ｆ
   ＦＴし、これらの情報を示す離散時間信号を得る複数の
   逆ＦＦＴ手段と、 前記複数の逆ＦＦＴ手段によって個別に得られた時間離
   散信号の振幅を求め、これらの信号の内、その振幅につ
   いて最大値またはその最大値と分散とが最小である離散
   時間信号を選択して伝送路に送出する送信手段とを備え
   たことを特徴とする多搬送波伝送装置。
2. 【請求項２】 請求項１に記載の多搬送波伝送装置にお
   いて、 複数の逆ＦＦＴ手段には、 逆ＦＦＴに先行して識別情報を冗長化する手段を含むこ
   とを特徴とする多搬送波伝送装置。
3. 【請求項３】 請求項１に記載の多搬送波伝送装置にお
   いて、 複数の逆ＦＦＴ手段には、 逆ＦＦＴに先行して、その逆ＦＦＴの演算対象である識
   別情報を強調する手段を含むことを特徴とする多搬送波
   伝送装置。