JP4046728B2

JP4046728B2 - 直交周波数分割多重化移動通信システムでピーク電力対平均電力の比を減少するための送／受信装置及び方法

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Publication number: JP4046728B2
Application number: JP2004533826A
Authority: JP
Inventors: キ−ホ・ジュン; ヘウン−ギョン・リュ; スン−リュル・ユン; ビョウン−イル・ジン; イン−ベ・キム
Original assignee: Samsung Electronics Co Ltd
Current assignee: Samsung Electronics Co Ltd
Priority date: 2002-07-30
Filing date: 2003-07-29
Publication date: 2008-02-13
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Description

本発明は、直交周波数分割多重化(Orthogonal Frequency Division Multiplexing
：以下、“ＯＦＤＭ”とする)方式の移動通信システムにおいてブロックコーディングを用いる送/受信装置及び方法に関して、特に、多重副搬送波による高いピーク電力対平均電力の比(Peak-to-Average Power Ratio：以下、“ＰＡＰＲ”とする)を減少させるブロックコーディングを用いる送/受信装置及び方法に関するものである。

一般に、ＯＦＤＭ方式は、時分割多重化(Time Division Multiplexing：ＴＤＭ)技術と周波数分割多重化(Frequency Division Multiplexing：ＦＤＭ)技術とを結合する２次元多重化方式である。このＯＦＤＭ方式において、ＯＦＤＭシンボルはサブチャンネル(sub-channel)を形成する副搬送波(sub-carrier)により伝送される。

上記ＯＦＤＭ方式は、サブチャンネルのスペクトルが相互に直交性を維持しつつ重なっているため、スペクトル効率が良い。したがって、ＯＦＤＭ変復調は、逆高速フーリエ変換(Inverse Fast Fourier Transform：以下、“ＩＦＦＴ”とする)と高速フーリエ変換(Fast Fourier Transform：以下、“ＦＦＴ”とする)によって遂行可能なため、変/復調部の効率的なデジタル実現が可能になる。また、周波数選択的フェーディングや狭帯域干渉に対して堅いため、現在、ヨーロッパデジタル放送の伝送と、ＩＥＥＥ８０２.１１ａ、ＩＥＥＥ８０２.１６、及びＩＥＥＥ８０２.２０などの大容量無線通信システムの規格として採択されている高速データ伝送に効果的技術である。

このＯＦＤＭ方式を採用する通信システムは、多重副搬送波を通じてデータを伝送するため、最終ＯＦＤＭ信号の振幅が各副搬送波の振幅の和に表すことができる。それにより、各副搬送波の位相が一致すると、非常に高いＰＡＰＲを有する。
通常に、ＯＦＤＭ通信システムでは非常に高いＰＡＰＲを有する場合に、増幅器の線形動作範囲を外れるようになり、増幅器を経た信号は歪みが生じるという問題があった。したがって、このＯＦＤＭ方式を使用する通信システムで伝送されるＯＦＤＭ信号は、各搬送波の位相差により振幅の変化量が一定になるない。また、動作点が増幅器の最大出力からだんだん離れるバックオフ(Back-off)が発生して、増幅器の効率低下及び電力消費の増加をもたらす。このように、ＰＡＰＲの高い信号は線形増幅器の効率を悪くするだけでなく、非線形増幅器では動作点を非線形領域に押し入る(force)ようにする。それにより、この高いＰＡＰＲは、帯域内の歪みと帯域外のスペクトル再生(regrowth)を起こすようになる。

一方、上述した問題点を解決するために高いＰＡＰＲを低くするための様々な技術が提案されている。そのうち、信号の歪みを避けるために、電力増幅器の非線形特性と逆(inverse)関数特性を有するプリディストータ(predistorter)を付加して、全体的に線形特性を持たせる方法がある。更に、非線形増幅器で動作点をバックオフして線形領域で動作可能にする方法がある。しかしながら、これら方法は高い周波数帯域で回路構成が複雑になり、電力効率の低下をもたらし、そしてコストが上昇するという問題点を有する。

したがって、上記したような問題点を解決するための本発明の目的は、ＯＦＤＭ移動通信システムで相補シーケンス(complementary sequence)を用いてＰＡＰＲを減少させるブロックコーディング装置及び方法を提供することにある。
また、本発明の目的は、ＯＦＤＭ移動通信システムで多重副搬送波によるＰＡＰＲを一定のレベル(３dB)に制限させ、且つ符号率を向上させることにより、スペクトル効率を改善させる装置及び方法を提供することにある。

上記の目的を達成するために、本発明は、直列データを並列データ列ｋ_１，ｋ_２，…，ｋ_r+2に変換するための直列/並列変換器と、該並列データ列ｋ_１，ｋ_２，…，ｋ_r+2をブロックコーディングするための複数のエンコーダとを含む直交周波数分割多重方式(ＯＦＤＭ)移動通信システムの送信装置において、複数(Ｎ＝２^r)の副搬送波を通じて送信される信号のピーク電力対平均電力比(ＰＡＰＲ)を減少する方法であって、並列データ列ｋ_１，ｋ_２，…，ｋ_r+2の一部または全部はオペレータ生成器に受信され、ブロックコードシンボルを相補的になるように少なくとも一つのオペレータビットｋ_r+3，…，ｋ_2rが生成される。前記並列データ列ｋ_１，ｋ_２，…，ｋ_r+2と少なくとも一つのオペレータビットｋ_r+3，…，ｋ_2rとは均等(＝２^ｒ/ｔ)に複数のエンコーダへ分配されてブロックコーディングが遂行される。

また、本発明は、直列データを並列データ列ｋ_１，ｋ_２，…，ｋ_r+2に変換するための直列/並列変換器を含む直交周波数分割多重方式(ＯＦＤＭ)移動通信システムの送信装置において、複数(Ｎ＝２^r)の副搬送波を通じて送信される信号のピーク電力対平均電力比(ＰＡＰＲ)を減少する装置であって、前記並列データk₁，k₂，…，k_r+2の一部または全部を受信し、ブロックコードシンボルが相補的になるように少なくとも一つのオペレータビットk_r+3，…，k_2rを生成するオペレータ生成器と、前記並列データk₁，k₂，…，k_r+2と少なくとも一つのオペレータビットk_r+3，…，k_2rとを均等(＝2^r/t)に受信し、該受信されたデータをブロックコーディングする複数のエンコーダとを含むことを特徴とする。

本発明において、相補シーケンスを用いるブロックコーディングは３dB以下にＰＡＰＲを減少し、誤り訂正能力を有することにより、コーディング利得が得られる。しかしながら、副搬送波の数が増加するほど符号率が低下するという短所を有する。本発明では、副搬送波の数が多いときに、ＰＡＰＲの減少のために既存のブロックコーディング方法とは異なって、スペクトル効率の向上したブロックコーディング方法を提案した。すなわち、１つのＥ_Ｎブロックの代わりに２つのＥ_Ｎ/２ブロックを使用するとき、その入力の一部をパリティデータとして設定する。そのため、ＰＡＰＲが６dBから３dBに減少し、ハミング(Hamming)最小距離を維持することにより、誤り訂正能力が保存される。また、Ｅ_ＮブロックがＥ_Ｎ/２ブロックに減少するため、デコーディングも容易になる。符号率をｗ／（２^ｗ−１）からｗ／（２^ｗ−２）に増加して既存のブロックコーディング方法を使用するＰＡＰＲ減少方式のスペクトル効率を３dBに改善させる。一方、本発明の実施形態で提案していいる方式は、副搬送波の数に制限なしに使用可能であり、Ｍ-ary ＰＳＫ変調方式にも適用可能である。

以下、本発明の望ましい実施形態を添付の図面を参照して詳細に説明する。関連した公知機能及び構成に関する具体的な説明が、本発明の要旨を不明にすると判断された場合には、その詳細な説明は省略する。
本発明は、ＯＦＤＭ移動通信システムでＰＡＰＲの減少のために新たなブロックコーディング方法を提案する。従来のブロックコーディング方法は、すべての符号語(code word)の中でＰＡＰＲの低い符号語を選択して伝送することである。多くの研究結果、低いＰＡＰＲを有するたいていの符号語がＧｏｌａｙ相補シーケンスであることがわかる。これに基づいて、相補シーケンスは、Ｇ-matrixとｂ-vectorを使用してデータを簡単に形成できる。データをＧｏｌａｙ相補シーケンスに変換させると、ＰＡＰＲが３dBに制限され、誤り訂正まで可能になる。前記ブロックコーディング方法はヨーロッパのＭａｇｉｃＷａｎｄシステムに使用された。

ｗ／（２^ｗ−１）の符号率で長さｗの情報語（information word）を伝送するために、２^ｗ−１個の符号語を伝送すべきなので、実際に伝送する情報語は減少する。したがって、情報語が大きくなるほど符号率が非常に低くなり、スペクトル効率が低下するという問題点を有する。
この符号率を維持するために、副搬送波の個数が多いときに、複数のブロックコーディングを行うエンコーダブロックを使用する方法があるが、ＰＡＰＲが６dB以上に増加する。

本発明は、２つのエンコーダを使用しながらも、ＰＡＰＲを３dBに制限し、ブロック符号率は既存のブロックコーディング方法に比べて２倍のｗ／（２^ｗ−２）にする新たなブロックコーディングを利用したＰＡＰＲ減少技術である。この提案方法は、既存のブロックコーディング方式の誤り訂正能力をその通りに保存することができる。

本発明の実施形態を詳細に説明する前に、複数のエンコーダブロックを使用するとＰＡＰＲが増加し、誤り訂正能力が低下することについて、次に説明をする。
複素基底帯域ＯＦＤＭシンボルは、下記の<式１>のように示す。

ここで、Ｘ_ｎは複素データシンボル、Ｎは副搬送波の数、Ｔ_ＳはＯＦＤＭシンボル区間を示す。そして、ＰＡＰＲは次の<式２>のように定義される。

ここで、Ｐ_peakは最大電力、Ｐ_avは平均電力をそれぞれ意味する。この最大電力Ｐ_peakと平均電力Ｐ_avは、<式３>と<式４>のように定義する。

つまり、理論上の最大ＰＡＰＲは、下記の<式５>の通りである。

相補シーケンスで構成される多重副搬送波信号は、相補シーケンスの次のような特性により３dB以下のＰＡＰＲを有する。

この相補シーケンスは、電力スペクトル(power spectrum)も相補的特性を有する。例えば、周波数領域で相補(complementary)対Ａ_ＮとＢ_Ｎの電力スペクトルは

のピーク電力Ｐ_peakは、<式６>により定義される。

ここで、F{}はフーリエ(Fourier)変換で、

の非周期自己相関関数(aperiodic autocorrelation function)で、δ_nはＤｉｒａｃデルタ関数である。

上記の非周期自己相関関数R_XN(n)は、下記のように定義される。

ここで、‘^＊’は複素共役(complex conjugate)である。

また、上記のＤｉｒａｃデルタ関数δ_nは、次の<式８>のようである。

したがって、下記のＰＡＰＲは<式９>のようである。

副搬送波の数が多いときに、符号率をそのまま維持し、且つＰＡＰＲを減少する一つの方法は、ｍつのエンコーダ、すなわちＥ_Ｎ／ｍ(Ｎは副搬送波の数、ｍは使用したエンコーダの数)ブロックを使用することである。例えば、Ｎ＝８のＯＦＤＭ通信システムで２つのエンコーダを使用すると、各エンコーダの符号率は

になる。したがって、副搬送波の数Ｎ＝２×４＝８であるＯＦＤＭ通信システムの最大ＰＡＰＲは、<式１０>のようである。

一般に、Ｎ＝ｍ×２^ｗ−１で、Ｒ＝ｗ／（２^ｗ−１）のとき、最大ＰＡＰＲは下記の<式１１>のように示す。

ここで、ｍはエンコーダの数である。

上述したように、複数のエンコーダブロックを使用すると、ＰＡＰＲが増加し、誤り訂正能力も低下する。
しかしながら、本発明では、Ｎつの副搬送波を使用するＯＦＤＭ通信システムで１つのエンコーダＥ_Ｎの代わりに２つのエンコーダＥ_Ｎ／２を使用するときに、上記<数式１１>のようにＰＡＰＲが６dBから３dBに減少し、誤り訂正能力をそのまま維持させる。また、ＢＰＳＫ(Binary Phase Shift Keying)シンボル変調方式の場合、既存のブロックコーディング方式に比べて符号率

に２倍増加させる。

１.Ｎ＝８，ＢＰＳＫ変調方式
１.１提案したブロックコーディング方式を使用する送信装置
図１は、本発明の実施形態によりＢＰＳＫ変調方式を使用する送信装置のブロック構成図である。

図１を参照すると、マッパー１１０は、入力データを変調して直列/並列(Ｓ/Ｐ)変換器１１２に出力する。直列/並列変換器１１２は、入力される変調データを５つの並列データ列ｋ_１，ｋ_２，ｋ_３，ｋ_４，ｋ_５に並列出力する。これら並列出力されたデータ列のうちの一部データ列ｋ_１，ｋ_２，ｋ_３は第１のエンコーダ１１６に入力され、他のデータ列ｋ_４，ｋ_５は第２のエンコーダ１１８に入力される。第１のエンコーダ１１６及び第２のエンコーダ１１８は、それぞれ入力されるデータに対して符号率

でブロックコーディングを遂行する。すなわち、これら第１及び第２のエンコーダ１１６、１１８は３つのデータビットを入力して４(Ｎ/２)つの符号化ビットを出力するＥ_４エンコーダである。ＩＦＦＴ１２２に入力されるデータｋ_１，ｋ_２，ｋ_３，ｋ_４，ｋ_５，ｋ_６，ｋ_７，ｋ_８を相補シーケンスに形成するために、第２のエンコーダ１１８に入力されるデータのうちの一つであるｋ_６は指示子として指定され、その値はｋ_１〜ｋ_５によって決定される。

１．２提案したブロックコーディング方式の指示子設定方法
ＢＰＳＫ変調方式でＮ＝４のときに、上記入力ｋ_１，ｋ_２，ｋ_３及び第１のエンコーダ１１６の出力ｋ_１，ｋ_２，ｋ_３，ｋ_４は、下記の表１のようである。

上述した相補シーケンスの特性のように、符号語が低いＰＡＰＲを有すると、そのリバース、インバース、及びＭ-ａｒｙ変調方式の場合も低いＰＡＰＲを有する。
表１において、指示子(Indicator)はこのような関係を示す。２つの独立的な基本指示子ａ、ｂがあると、-ａ、-ｂはインバースを示し、Ａ及びＢはリバースを意味する。それぞれの出力は、３dBのＰＡＰＲを有する長さ４の相補シーケンスを示す。

ＢＰＳＫ変調方式でＮ＝４であれば、基本指示子はａ、ｂの２つであり、Ｎ＝８であれば、基本指示子はａ、ｂ、ｃ、ｄの４つである。Ｎ＝８の場合に、符号語は総２５６(Ｍ^Ｎ＝２^８)個であるが、その中で３dB以下のＰＡＰＲを有する符号語は６４(＝２^６)個である。下記の表２には、３dB以下のＰＡＰＲを有する６４個の符号語のうち、３２(＝２^５)個の相補シーケンスのみを示す。

本発明では、２つのエンコーダを使用しながらも、従来のブロックコーディング方式で使用しない相補シーケンスまですべて使用してＰＡＰＲを３dBに低下するために、上記のエンコーダの出力を４(＝Ｎ/２)個ずつ分けると、その集合が上記の表に示した出力値のうちの一つとなり、それぞれの指示子で表示できる。その結果、Ｎ＝８のときに３dB以下のＰＡＰＲを有するすべての相補シーケンスは、Ｎ＝４のときの相補シーケンスで表示可能である。すなわち、Ｎ＝８のときに、１つのＥ_８エンコーダの代わりに２つのＥ_４エンコーダを使用し、従来のブロックコーディング方式で使用した１６つの相補シーケンスの代わりに上記表２のように３２つの相補シーケンスをすべて使用して符号率を高める。

このように２つのＥ_４エンコーダを使用すると、符号率が４/８から６/８に増加するが、表２に示した出力以外の符号語を発生し、それにより、ＰＡＰＲは３dBを超えて増加する。したがって、エンコーダの出力値は、本発明によりエンコーダの入力を制御することによって、相補シーケンスになる。
本発明は、ＢＰＳＫ方式でＮ＝８のとき、符号率を５/８として、ＩＦＦＴ１２２に入力される符号語は表２のＸ₁，Ｘ_２，Ｘ_３，Ｘ_４，Ｘ_５，Ｘ_６，Ｘ_７，Ｘ_８で構成し、ＰＡＰＲは３dB以下に制限する。

ＢＰＳＫ方式でＮ＝８のとき、相補シーケンスを発生させるための２つのＥ_４エンコーダ１１２、１１６の入力シーケンスｋ_１，ｋ_２，ｋ_３，ｋ_４，ｋ_５は、下記の表３の通りである。すなわち、表３では、Ｎ＝８のときに３dBのＰＡＰＲを得るための入力シーケンスを示す。

オペレータｋ_６は、入力シーケンス間の関係分析に基づいて、入力データｋ_１〜ｋ_５によりオペレータ生成器(operator generator)１２０で決定される。
このオペレータｋ_６は、次の数式のように計算される。

その結果、すべての相補シーケンスを使用してＰＡＰＲを６dBでなく３dBに限定し、符号率は一つのエンコーダを使用した従来のブロックコーディング方式の５/１６より２倍向上された５/８になる。

ＩＦＦＴ１２２の出力は、並列/直列変換器１２４により遂行される。
図３は、従来のブロックコーディングを用いるＯＦＤＭ移動通信システムでＮ＝８と仮定するとき、時間領域におけるＯＦＤＭ信号の波形を示す図である。また、図４は、本発明の実施形態によりブロックコーディングを用いるＯＦＤＭ移動通信システムでＮ＝８と仮定するとき、時間領域におけるＯＦＤＭ信号の波形を示す図である。図３と図４を比べてみると、図４より図３に示す時間領域における波形がより高いピーク値を有することがわかる。すなわち、本発明による２つのエンコーダを使用するブロックコーディングを適用するときに、図４に示すように、ピーク値が制限されることがわかる。

１.３提案したブロックコーディング方式を用いる受信器
図２は、本発明の実施形態によりブロックコーディング方式を用いる受信器のブロック構成図である。図２に示すように、チャンネルを通じて伝送された雑音のある受信データは、ＦＦＴ復調を経た後に２つのデコーダに入力される。これらデコーダは、発生した雑音による誤りを訂正するための硬判定(Hard Decision)を行う。

図２を参照すれば、受信された信号ｙは、直列/並列変換器２１０で並列データに変換される。デコーダ２１４、２１６は、それぞれＦＦＴ２１２から入力される４(＝Ｎ/２)つのデータからｂ-ベクトルｂ_Ｎ/２を引き、パリティ検査(parity-check)行列

を用いて誤り訂正を遂行する。この誤り訂正は、シンドローム(syndrome)に基づいて誤りパターンを探し、前記入力データから誤りパターンを除去することで、遂行される。このシンドロームは、受信データとＨ行列(matrix)の転置(transposed)行列を乗算したときの結果である。その結果、誤りがないと、シンドロームは“０”である。逆に、誤りがあると、シンドロームは少なくとも一つの“１”を含む。Ｈ行列は、

を満たすパリティ検査行列である。デコーダ２１４、２１６からデコーディングされたデータは、情報データとパリティデータを含む。このパリティデータは、送信装置によって挿入された少なくとも一つのオペレータビットを意味する。オペレータ除去部２１８は、前記デコーディングされたデータから少なくとも一つのオペレータビットを除去し、残りのデータｋ_１〜ｋ_５のみを出力する。前記の情報データｋ_１〜ｋ_５は、並列/直列変換器２２０により直列データに変換されて、デマッパ(demapper)２２２に入力される。デマッパ２２２は、この直列データを元のデータに復調する。

図５は、従来のブロックコーディングを用いるＯＦＤＭ移動通信システムでＮ＝８と仮定するとき、ＯＦＤＭ信号星座軌道(constellation trajectory)を示す図である。また、図６は、本発明の実施形態によるＯＦＤＭ移動通信システムでのＯＦＤＭ信号星座軌道を示す図である。図５と図６に示すように、本発明の実施形態によるブロックコーディング方式を適用する場合に、ＯＦＤＭ信号が特定領域に密集されていることがわかる。また、本発明の実施形態による方式は、最小ハミング(Hamming)距離を維持するため、誤り訂正能力が保存される。なお、１/２の符号率を用いる２つのデコーダ２１４、２１６を使用することにより、受信器のサイズが小さくなってデコーディングも容易になる。

２. ＢＰＳＫ変調方式における一般的オペレータ生成方法
ＢＰＳＫ変調方式でＮ＝１６のときにも、上記のような方法で２つのＥ_８エンコーダを使用してＰＡＰＲを３dBに制限して符号率を高くすることができる。この符号率は４/８(＝ｗ（２^ｗ−１)なので、２つのエンコーダの入力データ列は８(＝４×２)となる。ＢＰＳＫ方式でＮ＝１６のとき、使用可能なすべての符号語の数Ｍ^Ｎは２^１６であり、そのうち、３dB以下のＰＡＰＲを有する符号語は２^９個である。ここで、相補シーケンスは２^９つの符号語のうち２^６つであり、相補シーケンスを用いるブロックコーディングの最大符号率は６/１６である。従来のブロックコーディング方式は、前記相補シーケンスの半分、すなわち２^５個のみを使用する。３dB以下のＰＡＰＲを有する相補シーケンスが２^６個なので、ｋ_１〜ｋ_６は情報データで、ｋ_７及びｋ_８はオペレータであって、次の<式１３>によって決められる。

つまり、符号率は、既存方式の６/３２でなく６/１６である。

図７は、従来のブロックコーディングを用いるＯＦＤＭ移動通信システムでＮ＝１６のときに、時間領域におけるＯＦＤＭ信号の波形を示す図である。また、図８は、本発明の実施形態によりブロックコーディングを用いるＯＦＤＭ移動通信システムでＮ＝１６のときに、時間領域におけるＯＦＤＭ信号の波形を示す図である。２つのエンコーダを使用してブロックコーディングを適用した図８に比べて、図７に示す信号波形が時間領域でより高いピーク値を有する。

図９は、従来のブロックコーディングを用いるＯＦＤＭ移動通信システムでＮ＝１６のとき、ＯＦＤＭ信号星座軌道を示す図である。図１０は、本発明の実施形態によりブロックコーディングを用いるＯＦＤＭ移動通信システムでＮ＝１６のとき、ＯＦＤＭ信号星座軌道を示す図である。図９及び図１０から、本発明の実施形態によるブロックコーディング方式を適用するとき、ＯＦＤＭ信号が特定領域に密集されていることがわかる。

一方、副搬送波の数Ｎが増加しても、本発明の実施形態により継続して拡張して適用することができる。したがって、ＢＰＳＫ変調方式でオペレータ生成のための一般式は、Ｎ(＝２^ｒ)により<式１４>のようになる。

ここで、オペレータの数はｒ-２である。

上記の<式１４>によりＢＰＳＫを変調方式とし、副搬送波の数をＮとするとき、図１７及び図１８は、それぞれその送信装置及び受信装置を示すブロック構成図である。
図１７を参照すると、マッパ(mapper)１７１０は送信データを変調する。このマッピングされた２ｗ-(ｒ-２)つのデータｋ１〜ｋ２ｗ - ( ｒ - ２ ) は、直列/並列変換器１７１２により並列データに変換される。並列データに変換されたデータｋ１〜ｋ２ｗ - ( ｒ - ２ ) のうちの一部または全部は、オペレータ生成器１７１４に提供される。このオペレータ生成器１７１４は、<式１４>により少なくとも一つのオペレータビットｋ２ｗ - ( ｒ - ３ ) 〜ｋ２ｗを生成する。このオペレータビットは、直列/並列変換器１７１２からの情報データに対するパリティデータを意味する。オペレータビットの数は、副搬送波の数Ｎ＝２ｒに対してｒ-２である。このパリティデータｋ２ｗ - ( ｒ - ３ ) 〜ｋ２ｗ及び情報データｋ１〜ｋ２ｗ - ( ｒ - ２ ) は、複数のエンコーダ１７１６、１７１８に提供される。これらエンコーダ１７１６、１７１８は、パリティデータと情報データを同一の比率で受信する。すなわち、第１のエンコーダ１７１６は情報データｋ１〜ｋｗを受信し、第２のエンコーダ１７１８は情報データｋｗ＋１〜ｋ２ｗ - ( ｒ - ２ ) とパリティデータｋ２ｗ - ( ｒ - ３ ) 〜ｋ２ｗを受信する。第１及び第２のエンコーダ１７１６、１７１８は、それぞれ入力されるデータに対してブロックコーディングを通じてコーディングされたデータＸ１〜ＸＮを出力する。すなわち、第１のエンコーダ１７１６はｋ１〜ｋｗの入力に対してＸ１〜ＸＮ / ２を出力し、第２のエンコーダ１７１８はｋ２ｗ＋１〜ｋ２ｗ - ( ｒ - ２ ) 及びｋ２ｗ - ( ｒ - ３ ) 〜ｋ２ｗの入力に対してＸ( Ｎ / ２＋１ ) 〜ＸＮを出力する。第１及び第２のエンコーダ１７１６、１７１８から受信されたＮつのデータは、ＩＦＦＴ１７２０によってＯＦＤＭ変調される。そして、ＯＦＤＭ変調されたシンボルは、並列/直列変換器１７２２によって直列データに変換され、副搬送波を通じて伝送される。

図１８を参照すると、直列/並列変換器１８１０は、受信された入力信号を並列変調シンボルｘ１〜ｘＮに変換する。変調シンボルｘ１〜ｘＮは、ＦＦＴ１８１２によって高速フーリエ変換されてブロックコーディングされた情報データＸ１〜ＸＮとして出力される。この情報データＸ１〜ＸＮは複数のデコーダ１８１４、１８１６に均等に分けられて入力される。したがって、第１のデコーダ１８１４はブロックコーディングされた情報データＸ１〜ＸＮ / ２を受信し、第２のデコーダ１８１６は残りの情報データＸ（ N / 2 ） + 1 〜ＸN を受信する。第１及び第２のデコーダ１８１４、１８１６は、入力データの硬判定デコーディングにより情報データｋ1 〜ｋｗとｋｗ + 1 〜ｋ２ｗを出力する。同時に、これらデコーダ１８１４、１８１６は誤り訂正を遂行する。パリティデータは、送信装置に挿入された少なくとも一つのオペレータビットを意味する。オペレータ除去部１８１８は、デコーディングされたデータから少なくとも一つのオペレータビットを選別する。オペレータ除去部１８１８は、この選別されたオペレータビットｋ２ｗ - ( r - 2 ) ＋１〜ｋ２ｗを除去し、情報データｋ1 〜ｋ２ w - ( r - 2 ) のみを出力する。並列/直列変換器１８２０は、この出力された情報データを直列データに変換する。そして、デマッパ１８２２は、並列/直列変換器１８２０からの直列データを元のデータに復調する。

３. ＱＰＳＫ方式でＮ＝８の場合のブロックコーディング方法
本発明のブロックコーディング方法は、ＢＰＳＫだけでなくＭ-ary ＰＳＫ変調方式にも適用可能である。ＱＰＳＫ(Quadrature Phase Shift Keying)変調方式でＮ＝８の場合、使用可能な符号語の数は４^８である。このうち、３dB以下のＰＡＰＲを有する符号語は４^５つ、符号率は５/８であって、ＢＰＳＫ方式でＮ＝８の場合の符号率６/８より低い。また、４^５つの符号語のうち、相補シーケンスは４^５4.5で、符号率は４.５/８である。ＢＰＳＫ方式に比べて、ＱＰＳＫ方式で３dB以下のＰＡＰＲを有する符号語の数が少ないことを示す。図１１に、副搬送波の数による最大符号率を示す。図１１の図示から、ＰＡＰＲを３dBに制限すると、符号率の損失が小さいことと、ＱＰＳＫ変調方式がＢＰＳＫまたは８ＰＳＫ方式に比べて符号率が良くないことがわかる。実際に、ヨーロッパのＭＡＧＩＣＷＡＮＤシステムは、相補シーケンスを用いるブロックコーディングと８ＰＳＫ変調方式を使用した。

ＱＰＳＫ方式において、シンボルはｋ_s＝ｋ_bo＋ｊ・ｋ_be(ここで、ｏは奇数、ｅは偶数)で構成される。ここで、ｋ_ｂはビットを、ｋ_ｓはシンボルをそれぞれ示す。提案した方式では、符号率が４.５/８なので、ｋ_b1〜ｋ_b9は情報ビットで、ｋ_b10〜ｋ_b12はパリティビットである。したがって、ｋ_s5(＝ｋ_b9＋ｊ・ｋ_b10)はｋ_s1〜ｋ_s4とビットｋ_b9で構成され、下記の<式１５>により完成される。

また、ｋ_s6は下記の<式１６>によって決定される。

ここで、ｍｏｄ(ｘ，Ｍ)は、ｘに対するモジュロＭである。その結果、符号率は４.５/８となる。

図１２は、従来のブロックコーディングを用いるＯＦＤＭ移動通信システムにおいて、ＱＰＳＫ変調方式でＮ＝８のとき、時間領域におけるＯＦＤＭ信号の波形を示す図である。図１３は、本発明の実施形態によるＯＦＤＭ移動通信システムで、ＱＰＳＫ変調方式でＮ＝８のとき、時間領域におけるＯＦＤＭ信号の波形を示す図である。図１２に示す波形が、２つのエンコーダを用いるブロックコーディングを適用することによりＰＡＰＲが制限される図１３に比べて、より高いピーク値を有する。

図１９Ａ〜図１９Ｄは、ブロックコーディングを用いるＯＦＤＭ移動通信システムにおいて、ＱＰＳＫ変調方式でそれぞれＮ＝３２，６４，１２８、２５６のとき、ＯＦＤＭ信号の波形を示す図である。

図１４は、ＱＰＳＫ変調方式で、Ｎ＝８であると仮定するとき、従来のＯＦＤＭ移動通信システムにおけるＯＦＤＭ信号星座軌道を示す図である。図１５は、ＱＰＳＫ変調方式で、Ｎ＝８であると仮定するとき、本発明の実施形態によるＯＦＤＭ移動通信システムにおけるＯＦＤＭ信号星座軌道を示す図である。これらの図に示すように、ＱＰＳＫ変調方式を本発明の実施形態によるブロックコーディング方式として適用するとき、ＯＦＤＭ信号が特定領域に密集されていることがわかる。

図１６は、Ｎ＝８のときにＯＦＤＭ信号のＣＣＤＦ(Complementary Cumulative Distribution Function)を示す。相補シーケンスを用いるブロックコーディングにより、ＰＡＰＲが３dBに制限されるため、３dB以上のＰＡＰＲを有する確率はゼロになる。

本発明の実施形態により、ブロックコーディングを適用したＯＦＤＭ移動通信システムの送信装置を示すブロック構成図である。本発明の実施形態により、ブロックコーディングを適用したＯＦＤＭ移動通信システムの受信装置を示すブロック構成図である。従来のブロックコーディングを適用したＯＦＤＭ移動通信システムにおいて、時間領域でのＯＦＤＭ信号の波形を示す図である。本発明の実施形態によりブロックコーディングを適用したＯＦＤＭ移動通信システムにおいて、時間領域でのＯＦＤＭ信号の波形を示す図である。従来のブロックコーディングを適用したＯＦＤＭ移動通信システムにおいて、ＯＦＤＭ信号の星座軌道の一例を示す図である。本発明の実施形態によりブロックコーディングを適用したＯＦＤＭ移動通信システムにおいて、ＯＦＤＭ信号の星座軌道の一例を示す図である。従来のブロックコーディングを適用したＯＦＤＭ移動通信システムにおいて、時間領域でのＯＦＤＭ信号の波形を示す他の図である。本発明の実施形態によりブロックコーディングを適用したＯＦＤＭ移動通信システムにおいて、時間領域でのＯＦＤＭ信号の波形を示す他の図である。従来のブロックコーディングを適用したＯＦＤＭ移動通信システムにおいて、ＯＦＤＭ信号の星座軌道の他の例を示す図である。本発明の実施形態によりブロックコーディングを適用したＯＦＤＭ移動通信システムにおいて、ＯＦＤＭ信号の星座軌道の他の例を示す図である。本発明の実施形態を適用するときに副搬送波の数による最大コーディング率を示すグラフである。従来のブロックコーディングを適用したＯＦＤＭ移動通信システムにおいて、時間領域でのＯＦＤＭ信号の波形を示す他の図である。本発明の実施形態によりブロックコーディングを適用したＯＦＤＭ移動通信システムにおいて、時間領域でＯＦＤＭ信号の波形を示す他の図である。従来のブロックコーディングを適用したＯＦＤＭ移動通信システムにおいて、ＯＦＤＭ信号の星座軌道のまた他の例を示す図である。本発明の実施形態によりブロックコーディングを適用したＯＦＤＭ移動通信システムにおいて、ＯＦＤＭ信号の星座軌道のまた他の例を示す図である。本発明の実施形態によりブロックコーディングしたＯＦＤＭ信号のＣＣＤＦ(Ｎ＝８)の一例を示す図である。本発明の実施形態により、ブロックコーディングを適用した送信装置の構成を示す図である。本発明の実施形態により、ブロックコーディングを適用した受信装置の構成を示す図である。本発明の実施形態によりブロックコーディングを適用するとき、時間領域でのＯＦＤＭ信号の波形を示す図である。本発明の実施形態によりブロックコーディングを適用するとき、時間領域でのＯＦＤＭ信号の波形を示す図である。本発明の実施形態によりブロックコーディングを適用するとき、時間領域でのＯＦＤＭ信号の波形を示す図である。本発明の実施形態によりブロックコーディングを適用するとき、時間領域でのＯＦＤＭ信号の波形を示す図である。

Claims

Ｎ(＝２ｒ、ここで、ｒは２以上の自然数)個の副搬送波を通じて送信される信号のピーク電力対平均電力比を減少する直交周波数分割多重方式移動通信システムの送信装置であって、
データ列を２ｗ-(ｒ-２)(ここで、ｗは情報語の長さ)個の並列データ列に変換するための直列/並列変換器と、
前記２ｗ-(ｒ-２)個の並列データ列のうちのｗ個の並列データ列を受信してブロックコーディングし、Ｎ/２個の第１のコードシンボルを出力する第１のエンコーダと、
前記２ｗ-(ｒ-２)個の並列データ列によって決定されたｒ-２個の入力オペレータデータ列を生成する入力オペレータ生成器と、
前記直列/並列変換器から前記２ｗ-(ｒ-２)個のデータのうちの残りの並列データ列と前記ｒ-２個の入力オペレータデータ列とを受信し、受信されたデータをブロックコーディングし、Ｎ/２個の第２のコードシンボルを出力する第２のエンコーダと
を含んでなり、
ここで、前記ｒ-２個の入力オペレータデータ列とＮコードシンボルとを相補関係とすることを特徴とする送信装置。
前記送信装置がＢＰＳＫ(Binary Phase Shift Keying)変調方式を使用する場合、前記入力オペレータ生成器が、下記の数式により前記入力オペレータデータ列を生成することを特徴とする請求項１記載の送信装置。

ここで、ｋは直列/並列変換器から出力されるデータ列を示す。
前記送信装置がＱＰＳＫ(Quadrature Phase Shift Keying)変調方式を使用する場合、前記入力オペレータ生成器が、下記の数式により前記入力オペレータデータ列を生成することを特徴とする請求項１記載の送信装置。

ここで、ｋは直列/並列変換器から出力されるデータ列を、ｍｏｄ(ｘ，Ｍ)はｘに対するモジュロＭを、それぞれ示す。
Ｎ(＝２ｒ、ここで、ｒは２以上の自然数)個の副搬送波を通じて送信される信号のピーク電力対平均電力比を減少する直交周波数分割多重方式移動通信システムの送信装置であって、
データ列を２ｗ-(ｒ-２)(ここで、ｗは情報語の長さ)個の並列データ列に変換する第１のステップと、
前記２ｗ-(ｒ-２)個の並列データ列のうちのｗ個の並列データ列をブロックコーディングし、Ｎ/２個の第１のコードシンボルを出力する第２のステップと、
前記２ｗ-(ｒ-２)個の並列データ列によって決定されたｒ-２個の入力オペレータデータ列を生成する第３のステップと、
前記２ｗ-(ｒ-２)個のデータのうちの残りの並列データ列と前記ｒ-２個の入力オペレータデータ列とをブロックコーディングし、Ｎ/２個の第２のコードシンボルを出力するする第４のステップと
を含み、
ここで、前記ｒ-２個の入力オペレータデータ列とＮコードシンボルとを相補関係とすることを特徴とする方法。
前記通信システムがＢＰＳＫ(Binary Phase Shift Keying)変調方式を使用する場合、下記の数式により前記入力オペレータデータ列を生成することを特徴とする請求項４記載の送信方法。

ここで、ｋは変換されたデータ列を示す。
前記通信システムがＱＰＳＫ(Quadrature Phase Shift Keying)変調方式を使用する場合、下記の数式により前記入力オペレータデータ列を生成することを特徴とする請求項４記載の送信方法。

ここで、ｋは変換されたデータ列を、ｍｏｄ(ｘ，Ｍ)はｘに対するモジュロＭを、それぞれ示す。
Ｎ ( ＝２ｒ、ここで、ｒは２以上の自然数 ) 個の副搬送波を通じて送信される信号のピーク電力対平均電力比を減少する直交周波数分割多重方式移動通信システムの送信方法であって、
データ列を並列データ列ｋ１，ｋ２，…，ｋr + 2 に変換する過程と、
前記変換された並列データ列ｋ１，ｋ２，…，ｋr + 2 に対応して少なくとも一つのオペレータビットｋr + 3 ，…，ｋ2 r を生成する過程と、
前記並列変換されたデータ列ｋ１，ｋ２，…，ｋ r + 2 と前記少なくとも一つのオペレータビットｋ r + 3 ，…，ｋ 2 r とを複数のエンコーダの個数に対応して２r /ｔ(ここで、ｔはエンコーダの数)データで分配する過程と、
前記分配された２ r / ｔデータをブロックコーディングする過程と、を含み、
ここで、前記ブロックコーディングされたデータどうしは相補関係であることを特徴とする送信方法。
前記オペレータビットの数が、前記副搬送波の数に対応してｒ-２に決定されることを特徴とする請求項７記載の送信方法。
前記通信システムがＢＰＳＫ(Binary Phase Shift Keying)変調方式を使用する場合、下記の数式により前記入力オペレータデータ列を生成することを特徴とする請求項７記載の送信方法。

ここで、ｋは変換されたデータ列を示す。
前記通信システムがＱＰＳＫ(Quadrature Phase Shift Keying)変調方式を使用する場合、下記の数式により前記入力オペレータデータ列を生成することを特徴とする請求項７記載の送信方法。

ここで、ｋは変換されたデータ列を、ｍｏｄ(ｘ，Ｍ)はｘに対するモジュロＭを、それぞれ示す。
Ｎ ( ＝２ｒ、ここで、ｒは２以上の自然数 ) 個の副搬送波を通じて送信される信号のピーク電力対平均電力比を減少する直交周波数分割多重方式移動通信システムの送信装置であって、
データ列を並列データ列ｋ１，ｋ２，…，ｋ r + 2 に変換する直／並列変換部と、
前記変換された並列データ列ｋ１，ｋ２，…，ｋ r + 2 に対応して少なくとも一つのオペレータビットｋ r + 3 ，…，ｋ 2 r を生成するオペレータ生成部と、
前記並列変換されたデータ列ｋ１，ｋ２，…，ｋ r + 2 と前記少なくとも一つのオペレータビットｋ r + 3 ，…，ｋ 2 r とを複数のエンコーダの個数に対応して２ r / ｔ ( ここで、ｔはエンコーダの数 ) データで分配し、前記分配された２ r / ｔデータをブロックコーディングする複数のエンコーダと、を含み、
ここで、前記ブロックコーディングされたデータどうしは相補関係であることを特徴とする送信装置。
前記オペレータビットの数が、前記副搬送波の数に相応してｒ-２に決定されることを特徴とする請求項１１記載の送信装置。
前記送信装置がＢＰＳＫ(Binary Phase Shift Keying)変調方式を使用する場合、前記オペレータ生成器が、下記の数式により前記入力オペレータデータ列を生成することを特徴とする請求項１１記載の送信装置。

ここで、ｋは変換されたデータ列を示す。
前記送信装置がＱＰＳＫ(Quadrature Phase Shift Keying)変調方式を使用する場合、前記オペレータ生成器が、下記の数式により前記入力オペレータデータ列を生成することを特徴とする請求項１１記載の装置。

ここで、ｋは変換されたデータ列を、ｍｏｄ(ｘ，Ｍ)はｘに対するモジュロＭを、それぞれ示す。
直列入力信号を並列データ列に変換し、前記並列データ列をフーリエ変換し、前記フーリエ変換されたデータを均等に複数のデコーダに分配する直交周波数分割多重方式の通信システムの受信装置において、デコーディングされたデータ列ｋ1 ，ｋ2 ，…，ｋ2 r を復調する受信方法であって、
前記デコーディングされたデータ列から少なくとも一つのオペレータビットｋr + 3 ，…，ｋ2 r を選別する第１のステップと、
前記デコーディングされたデータ列から少なくとも一つのオペレータビットを除去する第２のステップと、
前記オペレータビットが除去された情報データ列ｋ1 ，ｋ2 ，…，ｋr + 2 からソースデータを回復する第３のステップと
を含むことを特徴とする受信方法。
前記オペレータビットの数が、送信装置で使用された前記副搬送波の数によりｒ-２に決定されることを特徴とする請求項１５記載の受信方法。
直列入力信号を並列データ列に変換するための直列/並列変換器と、前記並列データ列をフーリエ変換するフーリエ変換器とを含む直交周波数分割多重方式の通信システムの受信装置において、デコーディングされたデータ列ｋ1 ，ｋ2 ，…，ｋ2 r を復調する受信装置であって、
前記フーリエ変換された相補シーケンスの同一の数をそれぞれ受信し、受信された相補シーケンスをデコーディングする複数のデコーダと、
前記デコーディングされたデータ列から少なくとも一つのオペレータビットｋr + 3 ，…，ｋ2 r を選別し、前記デコーディングされたデータ列から少なくとも一つのオペレータビットを除去するオペレータ除去部と、
前記少なくとも一つのオペレータビットを除去した情報データ列ｋ1 ，ｋ2 ，…，ｋr + 2 からソースデータを回復するためのデマッパと
を含むことを特徴とする受信装置。
前記オペレータビットの数が、送信装置で使用された前記副搬送波の数によりｒ-２に決定されることを特徴とする請求項１７記載の受信装置。