KR100866196B1 - 직교 주파수 분할 다중 무선통신시스템에서 피크전력 대평균전력 감소장치 및 방법 - Google Patents

직교 주파수 분할 다중 무선통신시스템에서 피크전력 대평균전력 감소장치 및 방법 Download PDF

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Abstract

본 발명은 직교 주파수 분할 다중화(Orthogonal Frequency Division Multiplexing: OFDM) 무선 통신 시스템에서 다중 부반송파에 의한 피크 전력 대 평균 전력 비(Peak-to-Average Power Ratio: PAPR)를 감소시키는 장치 및 방법에 관한 것이다. 본 발명은 직교 주파수 분할 다중화 무선 통신 시스템에서 역 고속 푸리에 변환(Inverse Fast Fourier Transform; IFFT, 이하 IFFT라 함) 출력의 신호를 소프트 클리핑 시키는 과정을 통하여 직교 주파수 분할 다중화 무선 통신 시스템의 다중 부반송파로 인한 높은 PAPR을 왜곡없이 효율적으로 감소시키는 PAPR 감소 장치 및 방법을 구현하였다.
OFDM, PAPR, 하드 클리핑, 소프트 클리핑, IFFT, FFT, 부반송파

Description

직교 주파수 분할 다중 무선통신시스템에서 피크전력 대 평균전력 감소장치 및 방법{METHOD AND APPARATUS FOR PAPR REDUCTION USING SOFT-CLIPPING METHOD IN OFDM WIRELESS COMMUNICATION SYSTEM}
도 1은 본 발명의 실시 예에 따른 소프트 클리핑 기법이 적용된 직교 주파수 분할 다중 통신시스템의 전체 구성을 보이고 있는 도면.
도 2는 도 1의 소프트 클리핑부의 구성을 보이고 있는 도면.
도 3은 도 1의 소프트 클리핑부에서 수행되는 제어 흐름을 보이고 있는 도면.
도 4는 도 1의 소프트 클리핑부의 구성의 다른 예를 보이고 있는 도면.
도 5는 도 1의 소프트 클리핑부에서 수행되는 제어 흐름의 다른 예를 보이고 있는 도면.
도 6은 본 발명의 실시 예에 따른 소프트 클리핑 기법의 입출력 전달 특성을 보이고 있는 도면.
도 7은 본 발명의 다른 실시 예에 따른 소프트 클리핑 기법의 입출력 전달 특성을 보이고 있는 도면.
도 8은 본 발명의 실시 예에 따른 소프트 클리핑 기법을 적용하였을 때 직교 주파수 분할 다중신호의 스펙트럼을 보이고 있는 도면.
도 9는 본 발명의 실시 예에 따른 소프트 클리핑 기법을 적용하였을 때 직교 주파수 분할 다중신호에 대한 피크전력 대 평균전력 비의 CCDF(complementary cumulative distributed function)을 보이고 있는 도면.
도 10은 본 발명의 실시 예에 따른 소프트 클리핑 기법을 적용하였을 때 직교 주파수 분할 다중 무선통신시스템의 비트 에러율(bit error rate) 성능을 보이고 있는 도면.
도 11a는 본 발명의 실시 예에 따른 소프트 클리핑 기법을 적용하기 전의 성상도.
도 11b는 본 발명의 실시 예에 따른 소프트 클리핑기법을 적용한 후의 성상도.
도 12는 본 발명의 실시 예에 따른 송신측에서의 송신신호와 수신측에서의 수신신호를 보이고 있는 그래프.
도 13은 본 발명의 실시 예에 따른 송신측에서의 직교 주파수 분할 다중신호와 수신측에서의 복조된 신호를 시간축 상에서 보이고 있는 그래프.
도 14는 본 발명의 실시 예에 따른 출력 증폭부(SSPA)의 전달 특성을 보인 그래프.
본 발명은 직교주파수분할다중화(Orthogonal Frequency Division Multiplexing) 무선통신시스템에 관한 것으로, 특히 상기 OFDM 통신시스템의 송신측에서 신호의 왜곡없이 피크전력 대 평균전력비를 줄일 수 있도록 하는 OFDM 무선통신시스템의 피크전력 대 평균전력을 감소시키는장치 및 방법에 관한 것이다.
일반적으로, 직교주파수분할다중화(Orthogonal Frequency Division Multiplexing, 이하 "OFDM"이라 칭함) 방식은 일단 송신기측에서 역 고속 푸리에 변환(Inverse Fast Fourier Transform, 이하 "IFFT"라 칭함)에 의해 변조되어 전송된 후, 수신기측에서는 이를 복조할 수 있도록 고속 푸리에 변환(Fast Fourier Transform, 이하 "FFT"라 칭함)에 의해 원 데이터를 복원할 수 있게 된다. 따라서, 상기 OFDM 방식은 서브 채널의 스펙트럼이 상호 직교성을 유지하면서 서로 중첩되어 있어 스펙트럼 효율이 좋게 된다.
상기 OFDM 방식을 사용하는 무선통신시스템의 송신기와 수신기의 동작을 간략하게 살펴보면 다음과 같다.
상기 OFDM 방식의 송신기에서 입력 데이터는 스크램블러, 부호화기, 인터리버를 거쳐서 부 반송파로 변조된다. 이때, 상기 송신기는 다양한 가변 전송률을 제공하게 되는데, 상기 전송률에 따라서 각기 다른 부호율, 인터리빙 크기 및 변조방식을 갖게 된다. 통상적으로 상기 부호화기는 1/2, 3/4 등의 부호율을 사용하고, 연집 오류를 막기 위한 인터리버의 크기는 OFDM 심벌당 부호화된 비트 수(NCBPS)에 따라 결정된다. 상기 변조방식은 데이터 전송률에 따라 QPSK, 8PSK, 16QAM, 64QAM 등을 사용한다. 한편, 상기한 구성들에 의해 소정 개수의 부 반송파로 변조된 신호는 소정 개수의 파일럿들이 더해지고, 이는 IFFT 블록을 통과하여 하나의 OFDM 심벌을 형성한다. 여기에 다중 경로 채널 환경에서의 심벌간 간섭을 제거하기 위한 보호구간을 삽입한 뒤 심벌 파형 생성기를 통화하여 최종적으로 무선 주파수(RF)부로 입력되어 채널로 전송하게 된다.
이에 대응하여 수신기에서는 상기 송신기의 역 과정이 일어나며 동기화 과정이 첨가된다. 먼저, 정해진 훈련심벌을 이용하여 주파수 옵셋 및 심벌 옵셋을 추정하는 과정이 선행되어야 한다. 그 뒤에 보호구간을 제거한 데이터 심벌이 FFT 블록을 통과하여 소정 개수의 파일럿들이 더해진 소정 개수의 부 반송파로 복원된다. 경로 지연 현상을 극복하기 위해 등화기는 채널 상태를 추정하여 수신신호로부터 채널에 의한 신호 왜곡을 제거한다. 상기 등화기를 통과하여 채널응답이 보상된 데이터는 비트열로 변환되어 디인터리버를 통화한 다음, 에러 정정을 위한 보호화기와 디스크램블러를 거쳐서 최종 데이터로 출력된다.
이러한, OFDM 방식에서는 입력데이터를 단일 반송파로 고속전송을 하는 대신 다수의 반송파상에서 병렬로 저속전송을 행하게 된다. 즉, 상기 OFDM 방식은 OFDM 변조/복조가 IDFT(Inverse Discrete Fourier Transform)/DFT(Discrete Fourier Transform)에 의해 구현되어 변/복조부의 효율적인 디지털 구현이 가능하고, 서브채널의 스펙트럼은 상호직교성을 유지하면서 서로 중첩됨으로서 최적 스펙트럼 효율을 가질 수 있게 된다. 이와 같이, 병렬로 데이터 전송이 이루어지게 되면 원래의 입력데이터의 심벌주기보다 다수 반송파 신호 상에서 심벌주기가 길어지기 때문 에 페이딩에 의한 영향이 소수의 인접한 비트에 미치게됨으로써 이들 비트에 오류가 발생되는 현상이 다수의 병렬비트의 미약한 페이딩으로 작용하게 되고, 이로써 OFDM 방식이 채널의 왜곡에 덜 민감하게 된다. 따라서 상기한 특징으로 인해 현재 유럽 디지털 방송의 전송과 IEEE 802.11a, IEEE 802.16a, 및 IEEE 802.16b 등 대용량 무선통신시스템의 규격으로 채택되어 있는 고속의 데이터 전송에 효과적인 기술이라 할 수 있다.
그러나, 이러한 OFDM 방식을 사용하는 통신시스템은 전술한 장점에도 불구하고 다중반송파 변조로 인한 높은 피크전력 대 평균전력비(peak to average power ratio, 이하 "PAPR"이라 칭함)이 유발되는 고유의 문제점을 갖게 된다. 즉, 상기 OFDM 방식이 다중 반송파들을 이용하여 데이터를 전송하므로 최종 OFDM 신호의 진폭 크기는 상기 다중 반송파들의 진폭 크기의 합으로 나타나게 되고, 따라서 상기 다중 반송파들 각각의 위상이 일치하게 되면 매우 높은 PAPR을 갖게 된다. 이때, 상기 OFDM 방식에서 PAPR이 높은 신호는 고출력 선형증폭기의 효율을 낮추고 비선형증폭기에서는 동작점을 비선형영역에 들어서게 하여 반송파들간의 상호변조와 스펙트럼 분산을 유발함으로서 이러한 PAPR을 낮추기 위한 여러 가지 방법과 방안이 연구되고 있다.
먼저, 이와 같은 신호의 왜곡을 줄이기 위해서 무선통신시스템에서는 전력 증폭기의 동작점을 하향 조정하게 된다. 이를 백-오프(Back-off)라 한다. 그러나, 이러한 백-오프가 커질수록 상기 증폭기의 효율 저하 및 높은 전력소모가 발생하게 됨으로서 선형 증폭기의 효율을 떨어뜨리는 문제점이 있게 된다.
또한, 신호의 왜곡을 피하기 위하여 선형 영역이 넓은 소정의 고출력 증폭기로 피크 전력이 발생하더라도 모든 신호들이 선형적으로 동작하도록 하는 방안이 있으나, 이는 상기 선형영역이 넓은 고가의 고출력증폭기를 이용함으로서 제조가격이 상승함과 아울러 이에 따른 전력소모를 증가시키게 되는 문제점을 발생한다.
그 외의 방법으로서 클리핑(Clipping), 블록 코딩(Block Coding) 및 위상(Phase) 조정 방법이 있는데, 전술한 방법들 중 간단하면서 PAPR 감소 효과가 뛰어난 방법이 클리핑을 이용하는 방법이다.
상기 클리핑을 이용하는 방법은 신호의 크기가 증폭기의 선형 동작 범위를 벗어나는 기준 값인 소정의 클리핑 값을 정하고, 신호의 크기가 상기 클리핑 값보다 크면 강제로 그 크기를 정해진 값으로 잘라내는 방법으로, 이후 이러한 클리핑 방법을 본 발명과 대비하여 하드 클리핑(Hard-Clipping)이라 칭한다. 그러나, 이러한 하드 클리핑 방법은 비선형 연산으로 인해 대역 내(in-band) 왜곡이 발생하여 ISI(intersymbol interference)의 발생 및 비트 에러율(Bit Error Rate, 이하 "BER"이라 칭함) 성능이 나빠지고, 또한, 대역 밖(out-band) 클리핑 잡음으로 인접 채널 간섭을 발생시켜 스펙트럼 효율을 떨어뜨리는 문제점을 가진다.
따라서 상기한 바와 같은 문제점을 해결하기 위한 본 발명의 목적은 직교주파수변조다중화 방식을 사용하는 무선통신시스템에서 신호의 왜곡없이 피크전력 대 평균전력 비를 효과적으로 낮추기 위한 장치 및 방법을 제공함에 있다.
본 발명의 다른 목적은 직교주파수변조다중화 방식을 사용하는 무선통신시스템에서 소프트 클리핑을 이용하여 신호의 왜곡없이 피크전력 대 평균전력 비를 낮추기 위한 장치 및 방법을 제공함에 있다.
본 발명의 또 다른 목적은 소프트 클리핑 기법을 이용하여 출력증폭부의 전달특성에 따라 적응적으로 출력 신호의 최대 피크전력을 줄임으로서 신호의 왜곡없이 피크전력 대 평균전력 비를 감소시키는 장치 및 방법을 제공함에 있다.
본 발명의 또 다른 목적은 출력 증폭부 고유의 선형영역내에서 적응적으로 최대 피크전력을 줄임으로서 신호의 왜곡없이 피크전력 대 평균전력 비를 감소시키는 장치 및 방법을 제공함에 있다.
본 발명의 또 다른 목적은 출력 증폭부 고유의 선형영역내에서 적응적으로 최대 피크전력을 줄임으로서 상기 출력증폭부의 선형성을 높임으로 야기되는 높은 제조단가와 구동 전력소모를 줄일 수 있도록 하는 장치 및 방법을 제공함에 있다.
본 발명의 또 다른 목적은 직교 주파수 분할 다중화 무선통신시스템에서, 시스템의 복잡도를 최대한 줄이면서, 출력 증폭부의 전력소모를 줄일 수 있도록 하는 소프트 클리핑을 이용한 피크전력 대 평균전력 비 감소장치 및 방법을 제공함에 있다.
본 발명의 또 다른 목적은 직교 주파수 분할 다중화 무선통신시스템에서, 역 고속 푸리에 변환 출력신호를 출력 증폭부의 선형영역에 맞도록 소프트 클리핑을 하여 피크전력 대 평균전력 비를 감소시키는 장치 및 방법을 제공함에 있다.
이하 본 발명의 실시 예를 첨부된 도면을 참조하여 상세히 설명하면 다음과 같다.
후술될 본 발명의 실시 예에 대한 상세한 설명에서는 OFDM 방식의 무선통신시스템에서 원 신호를 유지하면서 PARR을 감소시키기 위한 장치 및 방법에 대해 구체적으로 살펴보도록 한다. 이를 위해 본 발명의 실시 예에 따른 송신기는 IFFT에 의한 처리된 OFDM 신호를 송신하기 전에 소프트 클리핑을 수행한다. 한편 후술될 본 발명의 상세한 설명에서는 OFDM 변조, IFFT, FFT, 출력증폭부, 스펙트럼 효율, 비트 에러율 등과 같은 특정 상세들이 본 발명의 보다 전반적인 이해를 위해 사용되고 있다. 이들 특정 상세들 없이 또한 이들의 변형에 의해서도 본 발명이 용이하게 실시될 수 있다는 것은 이 기술분야에서 통상의 지식을 가진 자에게 자명할 것이다.
도 1은 OFDM 방식을 사용하는 부호분할다중접속 무선통신시스템에서 본 발명의 실시 예에 따른 구성을 보이고 있는 도면이다. 상기 도 1에서는 맵퍼(110) 내지 출력 증폭부(122)로 이루어진 송신기의 구조와 저잡음 증폭부(126) 내지 디-맵퍼(136)로 이루어진 수신기의 구성을 보이고 있다. 한편, 상기 도 1에서는 전술한 바와 같이 본 발명의 실시 예에 따라 송신기는 소프트 클리핑부(118)를 구비한다.
본 발명에서 제안하고자 하는 상기 소프트 클리핑부(118)는 출력증폭부(122)의 전달특성에 따라 OFDM 신호를 클리핑함으로서 기존의 하드 클리핑(hard- clipping)이 아닌 솔리드 상태 전력 증폭기(Solid State Power Amplifiers, 이하 "SSPA"라 칭함)와 같은 출력 증폭부(122)가 선형 영역에서 동작될 수 있도록 하는 소프트 클리핑(soft-clipping)을 이용하는 것이다. 즉, 상기 소프트 클리핑은 상기 출력 증폭부(122)의 전달특성에 따라 선형영역내에서 적응적으로 OFDM 신호를 클리핑하는 것으로, 상기 출력증폭부(122)가 선형 영역에서 동작될 수 있도록 함으로서 구동전력의 소모를 줄일 수 있을 뿐만 아니라 하드 클리핑 잡음으로 인한 채널왜곡을 떨어뜨릴 수 있게 된다.
1. 송신기의 구성 및 동작
이하 본 발명의 실시 예에 따른 OFDM 방식의 CDMA 무선통신시스템의 송신기의 구성 및 동작과 수신기의 구성 및 동작을 설명하면 다음과 같다.
먼저, 상기 도 1의 구성들 중 본 발명의 실시 예에 따른 송신기의 구성만을 참조하여 설명하면 다음과 같다.
상기 도 1을 참조하면, 송신기로부터 전송하고자 하는 데이터는 소정 부호율에 의해 부호화하고, 상기 부호화에 의해 출력되는 부호화 비트들이 인터리빙된 후 맵퍼(110)의 입력 데이터로 제공된다. 상기 부호화 방식으로는 다양한 방식들이 제안되고 있으나 오류 정정 부호인 터보 부호를 이용하여 부호화하는 방식이 대표적으로 사용된다. 이때, 상기 소정 부호율로는 1/2 및 3/4 등이 있다. 상기 맵퍼(110)는 소정 변조방식에 의해 상기 입력 데이터를 변조하여 변조 심벌들을 출력한다. 상기 변조방식으로는 8PSK, 16QAM, 64QAM, QPSK 등이 있으며, 상기 각각의 변조방식은 고유의 심벌 매핑 방식에 의해 변조 동작을 수행한다. 본 발명에서는 변조방식으로 QPSK를 사용하고 있다. 상기 맵퍼(110)로부터 직렬 출력되는 변조 심벌들은 직/병렬 변환부(112)로 제공된다. 상기 직/병렬 변환부(112)는 상기 맵퍼(110)로부터 제공되는 변조 심벌들을 병렬로 출력한다. 상기 직/병렬 변환부(112)로부터 병렬 출력되는 변조 심벌들은 역 고속 푸리에 변환부(Inverse Fast Fourier Transform, 이하 "IFFT부"라 칭함)(114)로 제공된다. 상기 IFFT부(114)는 상기 직/병렬 변환부(112)로부터 제공되는 변조 심벌들을 IFFT를 이용한 OFDM 변조를 수행함으로서 OFDM 신호를 출력한다. 상기 IFFT부(114)로부터 병렬로 출력되는 OFDM 신호들은 병/직렬 변환부(116)로 제공되어 직렬 형태로 출력된다.
예컨대, 부반송파의 개수가 N인 OFDM 무선통신시스템이라 가정할 때, 상기 멥퍼(110)에서 출력되는 복소 QPSK 심볼을 Xk(0≤k≤N-1)라 하면 병/직렬 변환부(116)의 출력인 복소 기저 대역 OFDM 심볼 값 xn은 하기 <수학식 1>과 같다.
Figure 112001035534061-pat00001
여기서, N은 부반송파의 수를 나타낸다. 상기 N이 커지면 OFDM 신호들은 가우시안 분포(Gaussian Distribution)로 근사화된다. 이때의 PAPR은 하기 <수학식 2>와 같이 정의된다.
Figure 112001035534061-pat00002
여기서, E(*)는 *의 평균을 나타낸다. 상기 <수학식 2>에서 분자는 OFDM 신호의 피크전력을 나타내고, 분모는 OFDM 신호의 평균전력을 나타낸다. 상기 <수학식 2>은 본 발명에서 제안하고 있는 소프트 클리핑 기법을 적용하지 않았을 경우에 있어서의 PAPR을 보이고 있다.
상기 병/직렬 변환부(116)로부터 직렬 형태로 출력되는 OFDM 신호들은 소프트 클리핑을 위해 소프트 클리핑부(118)로 입력된다. 이때, 상기 OFDM 신호들은 상기 <수학식 1>에서 정의되고 있는 바와 같은 복소 기저 대역 OFDM 심볼 값 xn으로 표현될 수 있다.
상기 병/직렬 변환부(116)로부터 제공되는 상기 OFDM 신호들은 도 4에서 보이고 입출력 전달 특성을 가지는 상기 소프트 클리핑부(118)에 의해 비선형 영역으로 넘어서는 입력신호에 대해 상기 출력신호가 선형영역내에 유지될 수 있도록 소프트 클리핑(soft-clipping)되고, 상기 소프트 클리핑된 값은 디지털/아날로그 변환기(120)에 입력된다. 상기 디지털/아날로그 변환기(120)는 디지털 신호인 상기 소프트 클리핑 값을 아날로그 신호로 변환하여 출력한다. 출력 증폭부(122)는 상기 소프트 클리핑부(118)에 의해 상기 비선형 영역을 넘어서지 않도록 소프트 클리핑되어 상기 아날로그 신호로 변환된 상기 소프트 클리핑 값을 선형적으로 증폭하여 출력한다. 상기 출력 증폭부(122)로는 SSPA(Solid State Power Amplifiers) 소자 등이 사용될 수 있다. 하기 <수학식 3>은 상기 SSPA의 입출력 관계를 나타낸다.
Figure 112001035534061-pat00003
여기서, A는 입력신호, vk는 소신호 증폭, pk는 모델 상수, A0는 포화점에서의 출력(A0≥0)이다. 도 11은 vk=1이고, pk=1,2,4,10인 각각의 경우에 있어서의 상기 출력 증폭부(122)의 특성 곡선을 나타내고 있는 도면이다. 상기 도 11에서 화살표의 진행 방향에 따라 모델 상수인 pk가 커질수록 특성 곡선의 변화점이 커져서 선형 영역은 증가하나 소모 전력이 커짐을 볼 수 있다.
1.1 소프트 클리핑부의 구현 예
이하 본 발명의 실시 예에 따라 상기 소프트 클리핑부(118)에서 이루어지는 소프트 클리핑 동작을 보다 구체적으로 설명하면 다음과 같다.
상기 소프트 클리핑부(118)에서 이루어지는 소프트 클리핑 과정은 상기 도 5의 OFDM 무선 통신 시스템에 적용되는 소프트 클리핑(soft-clipping) 기법의 입출력 전달 특성을 이용한다. 상기 도 5에서 L은 송신단 IFFT 출력 신호의 최대 진폭이다. 상기 송신단 IFFT 출력 신호의 최대 진폭은 IFFT의 입력 신호인 각 부 반송파들의 값이 최대 값이면서 위상이 동일한 경우 발생함으로 상기 최대 진폭은 상기 부 반송파들의 총 개수와 동일하다. 한편, 최대 전력을 제거시키기 위한 소프트 클리핑 레벨 C와 U는 출력 증폭부(122)의 선형 영역에 따라 달라지는데, 상기 C는 소 프트 클리핑의 시작점이고, 상기 U는 소프트 클리핑의 끝점이다. 한편, 상기 도 5에서 x축은 상기 소프트 클리핑부(118)의 입력 값이며, y축은 상기 소프트 클리핑부(118)의 출력 값을 나타낸다.
상기 소프트 클리핑부(118)는 하기에서 설명할 두 가지의 서로 다른 실시 예들로서 구현이 가능하다. 첫 번째 실시 예는 비교기에 의해 병/직렬 변환부(116)로부터 제공되는 S(t)를 서로 다른 연산 증폭기로 스위칭 하는 구성이며, 두 번째 실시 예는 병/직렬 변환부(116)로부터 제공되는 S(t)의 진폭 레벨에 의해 결정된 소정 파라미터들에 의해 연산 증폭기가 동작하도록 하는 구성이다.
상기 첫 번째 실시 예를 위한 상기 소프트 클리핑부(118)에서 수행하는 소프트 클리핑의 제어 흐름을 도 3에서 보이고 있으며, 이에 따른 하드웨어 구성은 도 2에서 보이고 있는 바와 같다. 한편, 두 번째 실시 예를 위한 상기 소프트 클리핑부(118)에서 수행하는 소프트 클리핑의 제어 흐름을 도 5에서 보이고 있으며, 이에 따른 하드웨어 구성은 도 4에서 보이고 있는 바와 같다.
1.1.1 제1실시 예
이하 상기 도 2와 도 3을 참조하여 본 발명의 첫 번째 실시 예에 따른 소프트 클리핑부(118)에서 이루어지는 소프트 클리핑 동작에 대해 구체적으로 살펴보면 다음과 같다.
먼저, 상기 도 2를 참조하여 상기 소프트 클리핑부의 하드웨어 구성에 대해 살펴보면, 비교기(210)는 상기 병/직렬 변환부(116)로부터의 OFDM 신호 S(t)의 진폭 값을 입력하고, 상기 S(t)의 진폭 값을 소프트 클리핑 시작점 C와 비교한다. 상 기 비교기(210)는 상기 S(t)의 진폭 값이 상기 C보다 작으면 제1연산증폭기(212)를 통해 상기 입력된 S(t)를 그대로 출력한다. 하지만, 상기 S(t)의 진폭 값이 상기 C보다 크거나 같으면 제2연산 증폭기(214)를 통해 소프트 클리핑된 신호를 출력한다. 한편, 상기 도 2에서는 상기 제1연산증폭기(212)와 상기 제2연산증폭기(214)가 각각 존재하는 구성으로서 보여지고 있으나 하나의 연산증폭기를 사용하여 구현할 수 있음은 당해 기술분야에 종사하는 통상의 지식을 가진 자에게는 자명하다고 할 것이다. 또한, 도 2에서는 S(t)가 C보다 작은 경우 상기 S(t)를 그대로 출력하는 경우에는 연산증폭기(212)를 사용하지 않고 구현할 수 있다.
상기 제1연산증폭기(212)와 상기 제2연산증폭기(214)가 상기 S(t)를 입력으로 하여 수행하는 관계식은 하기 <수학식 4>로 표현될 수 있다. 즉, 상기 <수학식 1>의 복소 기저대역 OFDM 심볼 값 S(t)는 송신단에서 하기 <수학식 4>의 전달 특성으로 소프트 클리핑 된다.
Figure 112001035534061-pat00004
한편, 종래 하드 클리핑에서 클립 비율(Clip Ratio: CR)은 하기 <수학식 5>와 같다.
Figure 112001035534061-pat00005
여기서, A는 클리핑 레벨(amplitude)이고, σ는 OFDM 신호의 RMS(Root Mean Square) 레벨이다.
상기 제1연산증폭기(212)와 상기 제2연산증폭기(214)로부터의 출력은 가산기(216)로 입력되고, 상기 가산기(216)는 상기 주 신호를 가산하여 소프트 클리핑이 이루어진 신호로서 Ssoft-clip(t)를 출력한다.
다음으로, 상기 소프트 클리핑부(118)에서 수행되는 동작을 상기 도 3의 제어 흐름을 참조하여 설명하면, 310단계에서 소프트 클리핑을 위해 요구되는 값들을 설정한다. 상기 소프트 클리핑을 위해 요구되는 값들은 최대 출력 값(L), 소프트 클리핑의 종료 점(U) 및 소프트 클리핑의 시작 점(C)으로 이루어진다. 이때, 상기 값들은 0 < C < U < L의 조건을 만족하여야 한다.
상기 값들의 설정이 완료되면 상기 소프트 클리핑부(118)는 320단계로 진행하여 상기 병/직렬 변환부(116)로부터의 입력 값 OFDM 신호 S(t)의 진폭 값이 0보다 크거나 같으며 상기 C보다 작은지를 판단한다. 만약, 상기 320단계에서 상기 입력 값 S(t)의 진폭 값이 0보다 크거나 같으며 상기 C보다 작다고 판단될 시 상기 소프트 클리핑부(118)는 330단계로 진행한다. 하지만, 상기 입력 값 S(t)의 진폭 값이 상기 C보다 크거나 같다고 판단되면 상기 소프트 클리핑부(118)는 340단계로 진행한다.
상기 소프트 클리핑부(118)는 상기 330단계로 진행할 시 상기 입력 값 S(t)를 소프트 클리핑 값 Ssoft clip(t)로 출력한다. 한편, 상기 소프트 클리핑부(118)는 상기 340단계로 진행할 시 상기 입력 값 S(t)를 상기 <수학식 4>에 적용함으로서 구하여지는 값을 소프트 클리핑 값 Ssoft clip(t)로 출력한다.
한편, 전술한 제1실시 예에서는 S(t)를 S(t)<C 또는 S(t)≥C라는 두 가지 조건에 의해서만 구현되어지고 있으나 보다 많은 조건들을 적용하여 구현할 수 있다. 즉, 도 6에서 보이고 있는 전달 특성도에서 입력에 해당하는 C에서 L의 구간을 보다 세분화하여 복수의 구간들로 구분하고, 상기 구분된 구간들 각각에 대응하여 연산증폭기들을 구비하도록 구현할 수 있다.
따라서, 전술한 제1실시 예와 같이 소프트 클리핑부(118)를 구현하는 경우에는 입력되는 S(t)의 레벨에 따라 별도의 연산증폭에 의해 처리됨에 따라 상기 입력되는 S(t)의 처리 지연 시간을 줄일 수 있는 특징이 있다.
1.1.2 제2실시 예
다음으로, 상기 도 4와 상기 도 5를 참조하여 본 발명의 두 번째 실시 예에 따른 소프트 클리핑부(118)에서 이루어지는 소프트 클리핑 동작에 대해 구체적으로 살펴보면 다음과 같다. 후술될 제2실시 예에서는 하나의 연산증폭기를 사용하여 각 조건별로 파이미터들을 달리하는 소프트 클리핑부(118)의 구현 예를 보이고 있다.
먼저, 상기 소프트 클리핑부(118)의 하드웨어 구성에 대해 살펴보면, 병/직렬 변환부(116)로부터 입력되는 OFDM 신호 S(t)는 연산증폭기(410)와 제어부(420)로 각각 입력된다. 상기 제어부(420)는 상기 S(t)의 진폭 값을 검출한 후, 이를 출력증폭부(122)의 출력특성 및 선형성을 고려하여 설정한 소프트 클리핑 시작점 C와 L 구간에서의 상기 S(t)의 진폭 값이 속하는 위치를 결정한다. 예컨대, 상기 C와 L 구간이 도 7에서 보이고 있는 바와 같이 네 개의 구간들로 나누어진다면 상기 S(t)의 진폭 값이 상기 네 개의 구간들 중 어느 구간에 속하는 지를 결정한다. 상기 C와 상기 L 구간을 몇 개의 서브 구간들로 나눌 것인지는 구현상의 문제이다.
상기 제어부(420)는 상기 S(t)가 속하는 구간이 결정되면 상기 구간에 대응하여 미리 설정되어 있는 파라미터들을 상기 연산증폭기(410)로 제공한다. 상기 파라미터는 상기 도 7에서 보이고 있는 각 구간에 대응한 서로 다른 증폭 전달 특성을 정하는 값들로서 상기 제어부(420)에 미리 저장하여 사용할 수 있다. 즉, 상기 제어부(420)는 상기 각 구간 별 파라미터들을 가지고 있고, 상기 S(t)의 진폭 값이 속하는 구간에 대응하는 파라미터를 독출하여 상기 연산증폭기(410)에 제공한다.
상기 연산증폭기(410)는 상기 S(T)를 상기 제어부(420)로부터 제공되는 파라미터들을 이용하여 증폭하고, 상기 증폭된 값 Ssoft-clip을 출력한다. 따라서, 상기 연산증폭기(410)는 상기 구간 별로 서로 다른 파라미터들에 의해 상기 S(t)를 소프트 클리핑한 Ssoft-clip을 출력하게 된다.
물론, 전술한 두 번째 실시 예에서도 상기 S(t)의 진폭 값이 C보다 작은 경우에는 상기 S(t)를 그대로 출력하며, 상기 S(t)의 진폭 값이 상기 C와 L 구간에 속하는 경우에만 상기 파라미터들에 의해 상기 연산증폭기(410)에 의한 증폭 동작이 수행된다. 이때, 상기 S(t)가 상기 C보다 작은 경우에도 상기 제어부(420)는 소정의 파라미터들을 출력할 수 있으며, 이때 출력되는 파라미터들은 상기 S(t)를 그대로 출력할 수 있도록 하는 파라미터들로 정의될 수 있다.
한편, 상기 도 4에서는 상기 제어부(420)에서 상기 S(t)의 진폭 값에 대응하는 파라미터들을 결정하는데 소요되는 시간을 감안하고 있지 않지다. 하지만, 상기 제어부(420)에서 소요되는 시간을 감안하는 경우에는 상기 연산증폭기(410)의 앞단에 소정 메모리를 이용하여 구현할 수 있는 지연기를 사용하여 상기 S(t)가 상기 소요 시간만큼 지연되어 상기 연산증폭기(410)로 입력되도록 할 수 있다.
한편, 상기 도 7에서는 보이고 있지 않으나 소프트 클리핑 시작점 C를 하나만 설정하여 연산증폭부의 증폭특성을 유지할 수 있음은 당해 기술분야에 종사하는 통상의 지식을 가진 자에게는 자명하다고 할 것이다. 또한, 도 4에서는 하나의 연산증폭부(410)만을 사용하는 구성을 제안하고 있으나 상기 제어부(420)의 출력에 따라 선택적으로 스위칭함으로서 다수 개의 연산증폭부들을 사용하여 구현할 수 있음은 당해 기술분야에 종사하는 통상의 지식을 가진 자에게는 자명하다고 할 것이다.
다음으로, 상기 소프트 클리핑부(118)에서 수행되는 동작을 상기 도 5의 제어 흐름을 참조하여 설명하면, 먼저, 510단계에서 제어부(420)는 상기 병/직렬 변환부(116)로부터의 S(t)를 입력하고, 상기 입력한 S(t)의 진폭 값을 구한다. 상기 S(t)의 진폭 값이 구하여지면 나누어진 소프트 클리핑 구간들 중 상기 구하여진 S(t)의 진폭 값이 속하는 구간을 결정한다. 상기 구간이 정하여지면 상기 제어부(420)는 520단계로 진행하여 상기 정하여진 구간 정보에 대응하는 파라미터들을 결정한다. 상기 파라미터들이 결정되면 상기 제어부(420)는 430단계로 진행하여 상기 결정된 파라미터들을 상기 연산증폭기(410)로 출력한다. 한편, 상기 연산 증폭기(410)는 상기 파라미터들에 의해 상기 출력증폭부(122)의 전달특성에 따라 설정된 레벨로 입력값 S(t)를 증폭한다.
전술한 바와 같이 소프트 클리핑부(118)는 피크 전력을 제거하기 위하여 소프트 클리핑의 시작점 C를 기준으로 출력 증폭부(122)의 전달 특성에 따른 C, U 값에 의해 소프트 클리핑한 값 Ssoft-clip(t)을 디지털/아날로그 변환기(120)로 입력시킨다.
전술한 본 발명의 실시 예에 따른 소프트 클리핑 기법은 블록 코딩에 의한 PAPR 감소 기법에서 필요한 방대한 계산량을 가지는 큰 크기의 변환행렬과 복원행렬이 필요 없다. 또한, 위상 이동에 의한 PAPR 감소 기법을 사용하는 경우에 필요한 PAPR에 관련된 부가정보를 수신단으로 송신하는 것이 필요 없다. 따라서, 상기 소프트 클리핑 기법은 계산량이 적어, DSP 소자 등을 이용하여 간단하게 하드웨어 구현이 가능하다.
상기 <수학식 4>에서 보여지고 있는 소프트 클리핑에 의해 일정 기준 값 이상으로 높아지는 전력을 기준 값 이하로 낮춤으로서 최대 피크 전력이 없어지도록 하여 PAPR이 감소되도록 한다. 상기 PAPR이 감소하는 것은 하기 <수학식 6>에서 정의하고 있는 PAPR 정의 식에 의해 알 수 있다. 하기 <수학식 6>은 상기 도 4의 특성을 갖도록 소프트 클리핑 변환을 통과한 후, 상기 소프트 클리핑 변환을 통과한 OFDM 신호의 PAPR을 정의하고 있다.
Figure 112001035534061-pat00006
여기서, 상기
Figure 112001035534061-pat00007
는 소프트 클리핑된 신호를 나타낸다.
상기 소프트 클리핑 기법을 적용하였을 시의 스펙트럼을 도 5에 도시하였고, 상기 소프트 클리핑 기법을 적용한 OFDM 신호의 PAPR 분포를 보기 위한 CCDF(Complementary Cumulative Distributed Function, 이하 CCDF라 함)를 도 6에 도시하였다.
2. 성능 비교
이하 전술한 바와 같이 본 발명의 실시 예에 따른 소프트 클리핑 기법을 적용하였을 시와 기존에 PAPR을 감소시키기 위해 사용된 기법간의 성능을 비교하면 다음과 같다. 이때, 성능 비교를 하기 위하여 사용한 시뮬레이션 조건은 QPSK 변조, 부 반송파의 개수가 16인 OFDM 시스템에서 오버샘플(over-sample)을 8번함을 가정하였다. 또한, 소프트 클리핑 기법에서 상기 도 4의 소프트 클리핑 레벨을 결정하는 C와 U는 각각 3.2와 4인 경우를 가정하였다. 그리고, 기존 방식인 하드 클리핑 기법은 클립비(Clip Rate)가 CR=0.8, CR=1인 경우이다. 상기 CR=0.8은 클립 레벨(Clip Lever) 3.2에서 하드 클립(Hard Clip)을 하는 경우이고, 상기 CR=1은 클립 레벨 4에서 하드 클립을 하는 경우이다. 이때, 출력 증폭부는 이상적인 선형 증폭기라고 가정하였다.
도 5에서 소프트 클리핑 기법을 적용하였을 시 OFDM 신호의 스펙트럼은 두 가지 하드 클리핑 기법들을 적용하였을 시의 OFDM 신호의 스펙트럼의 중간 정도의 스펙트럼 방사(spectrum regrowth)를 보이고 있다. 도 6에서는 소프트 클리핑 기법을 적용하였을 시 PAPR과 두 가지 하드 클리핑 기법들 각각을 적용하였을 시 PAPR을 보이고 있는 도면이다. 상기 도 6에 의해 소프트 클리핑 기법은 두 가지 하드 클리핑 기법들의 중간 정도의 PAPR 저감 효과를 보이고 있다. 또한, 도 7에서는 소프트 클리핑 기법을 적용한 OFDM 시스템의 BER 성능과 두 가지 하드 클리핑 기법을 적용한 OFDM 신호의 BER 성능을 보이고 있다. 상기 도 7에서 보이고 있는 소프트 클리핑 기법을 적용한 OFDM 신호의 BER 성능은 두 가지 하드 클리핑 방법을 적용한 OFDM 신호의 중간 정도의 BER 성능을 보인다.
3. 실시 예
본 발명의 실시 예로서 사용하는 변조방식이 QPSK 변조이고, 잡음이 없는 채널 환경에서 16개의 부 반송파를 갖는 OFDM 시스템에서, 224개의 입력 데이터가 하기 <표 1>과 같을 때 소프트 클리핑 기법을 살펴보도록 한다. 이때, 상기 소프트 클리핑 기법을 위한 값으로서 소프트 클리핑의 시작값 C는 3.2라 하고, 소프트 클리핑의 종료점은 4라고 가정한다.
하기 <표 1>은 랜덤 발생한 224개의 입력 데이터의 예를 보이고 있다.
1 -1 -1 -1 -1 1 1 1 -1 -1 1 1 1 -1 -1 1
1 1 1 1 1 1 -1 1 -1 1 1 1 -1 1 -1 1
1 1 1 1 1 1 1 1 1 1 1 1 1 1 1 1
1 1 1 1 1 1 1 1 1 1 1 1 1 1 1 1
1 1 1 1 -1 1 1 1 -1 -1 -1 -1 1 1 1 -1
-1 -1 1 -1 -1 1 1 1 -1 -1 -1 1 -1 1 1 1
1 -1 1 -1 1 -1 1 -1 1 -1 1 -1 1 -1 1 -1
1 -1 1 -1 1 -1 1 -1 1 -1 1 -1 1 -1 1 -1
1 1 -1 1 -1 1 1 1 1 1 1 1 1 1 1 1
1 -1 -1 -1 -1 -1 1 -1 1 -1 1 -1 1 1 1 -1
-1 -1 -1 -1 -1 -1 -1 -1 -1 -1 -1 -1 -1 -1 -1 -1
-1 -1 -1 -1 -1 -1 -1 -1 -1 -1 -1 -1 -1 -1 -1 -1
-1 -1 1 1 -1 -1 1 1 1 -1 1 -1 -1 1 -1 1
-1 -1 -1 1 1 1 1 -1 -1 1 1 1 -1 1 -1 1

상기 <표 1>에서 보이고 있는 224개의 입력 데이터들은 맵퍼(110)로 입력되고, 상기 맵퍼(110)에 의해 2개의 입력 데이터들이 QPSK 변조를 통해 하나의 QPSK 심벌로 맵핑된다. 따라서, 상기 224개의 입력 데이터들은 상기 QPSK 변조에 의해 112개의 QPSK 심벌들로 매핑될 것이다. 한편, 상기 매핑 결과는 심벌의 전력을 1로 하기 위해서 정규화가 이루어지며, 하기 <표 2>는 QPSK 변조되어 정규화된 QPSK 심벌들의 값들을 보이고 있다.
0.7071-0.7071i -0.7071-0.7071i -0.7071+0.7071i 0.7071+0.7071i
-0.7071-0.7071i 0.7071+0.7071i 0.7071-0.7071i -0.7071+0.7071i
0.7071+0.7071i 0.7071+0.7071i 0.7071+0.7071i -0.7071+0.7071i
-0.7071+0.7071i 0.7071+0.7071i -0.7071+0.7071i -0.7071+0.7071i
0.7071+0.7071i 0.7071+0.7071i 0.7071+0.7071i 0.7071+0.7071i
0.7071+0.7071i 0.7071+0.7071i 0.7071+0.7071i 0.7071+0.7071i
0.7071+0.7071i 0.7071+0.7071i 0.7071+0.7071i 0.7071+0.7071i
0.7071+0.7071i 0.7071+0.7071i 0.7071+0.7071i 0.7071+0.7071i
0.7071+0.7071i 0.7071+0.7071i -0.7071+0.7071i 0.7071+0.7071i
-0.7071-0.7071i -0.7071-0.7071i 0.7071+0.7071i 0.7071-0.7071i
-0.7071-0.7071i 0.7071-0.7071i -0.7071+0.7071i 0.7071+0.7071i
-0.7071-0.7071i -0.7071+0.7071i -0.7071+0.7071i 0.7071+0.7071i
0.7071-0.7071i 0.7071-0.7071i 0.7071-0.7071i 0.7071-0.7071i
0.7071-0.7071i 0.7071-0.7071i 0.7071-0.7071i 0.7071-0.7071i
0.7071-0.7071i 0.7071-0.7071i 0.7071-0.7071i 0.7071-0.7071i
0.7071-0.7071i 0.7071-0.7071i 0.7071-0.7071i 0.7071-0.7071i
0.7071+0.7071i -0.7071+0.7071i -0.7071+0.7071i 0.7071+0.7071i
0.7071+0.7071i 0.7071+0.7071i 0.7071-0.7071i -0.7071+0.7071i
0.7071-0.7071i -0.7071-0.7071i -0.7071-0.7071i 0.7071-0.7071i
0.7071-0.7071i 0.7071-0.7071i 0.7071+0.7071i 0.7071-0.7071i
-0.7071-0.7071i -0.7071-0.7071i -0.7071-0.7071i -0.7071-0.7071i
-0.7071-0.7071i -0.7071-0.7071i -0.7071-0.7071i -0.7071-0.7071i
-0.7071-0.7071i -0.7071-0.7071i -0.7071-0.7071i -0.7071-0.7071i
-0.7071-0.7071i -0.7071-0.7071i -0.7071-0.7071i -0.7071-0.7071i
-0.7071-0.7071i 0.7071+0.7071i -0.7071-0.7071i 0.7071+0.7071i
0.7071-0.7071i 0.7071-0.7071i -0.7071+0.7071i -0.7071+0.7071i
-0.7071-0.7071i -0.7071+0.7071i 0.7071+0.7071i 0.7071-0.7071i
-0.7071+0.7071i 0.7071+0.7071i -0.7071+0.7071i -0.7071+0.7071i

상기 <표 2>의 QPSK 심벌들은 직/병렬 변환부(112)에 의해 16개씩 병렬로 출력되며, 상기 병렬로 출력되는 16개의 QPSK 심벌들은 역 고속 푸리에 변환부(114)로 입력된다. 상기 역 고속 푸리에 변환부(114)는 병렬로 입력되는 상기 16개의 QPSK 심벌들을 OFDM 변조하여 출력하며, 상기 OFDM 변조된 데이터 값은 병/직렬 변환부(116)에 의해 직렬 데이터로 출력된다. 상기 병/직렬 변환부(116)로부터 출력되는 직렬 데이터는 하기 <표 3>과 같다.
0 + 5.6569i 0.1900 - 0.9554i 0.4142 - 1.0000i 1.0446 - 4.8032i
1.4142 + 1.4142i 5.5685 - 3.7208i 7.2426 + 1.0000i -3.1077 + 1.6577i
0 - 2.8284i 0.6384 + 0.1270i 2.4142 + 1.0000i 2.1270 - 0.0253i
-1.4142 - 4.2426i -0.7401 - 1.1077i 1.2426 - 1.0000i -5.7208 - 2.4861i
11.3137 +11.3137i 0 0 0
0 0 0 0
0 0 0 0
0 0 0 0
0 + 2.8284i 1.7208 + 5.5685i 2.4142 + 1.0000i 1.8730 + 2.1900i
1.4142 - 7.0711i 1.8730 + 0.6384i -1.5858 + 5.8284i 1.7208 - 2.7401i
-5.6569 -0.8923 - 0.7401i 0.4142 - 1.0000i 2.9554 + 2.6384i
-1.4142 - 1.4142i 2.9554 + 0.1900i 4.4142 - 0.1716i -0.8923 + 3.5685i
11.3137 -11.3137i 0 0 0
0 0 0 0
0 0 0 0
0 0 0 0
4.2426 -3.8032 + 2.8730i -3.0000 - 3.8284i 0.4247 - 1.8923i
2.8284 - 1.4142i -3.4861 - 1.8923i 3.0000 + 1.8284i -3.5879 + 2.8730i
1.4142 0.9747 + 3.9554i 3.0000 - 1.8284i 2.4038 + 0.7208i
2.8284 + 1.4142i 0.6577 + 0.7208i -3.0000 + 3.8284i 6.4163 + 3.9554i
-11.3137 -11.3137i 0 0 0
0 0 0 0
0 0 0 0
0 0 0 0
-1.4142 + 2.8284i 2.7208 + 1.0378i -3.0000 + 3.0000i 1.1270 - 2.7208i
0 - 1.4142i 0.8730 + 7.3339i 0.1716 - 3.8284i -4.7208 - 1.9554i
-4.2426 - 2.8284i 0.1077 - 2.2094i 3.0000 - 3.0000i 0.0446 - 0.1077i
0 - 4.2426i 1.9554 - 0.5055i -5.8284 - 1.8284i -2.1077 - 0.8730i

상기 <표 3>의 OFDM 변조된 데이터 값들은 소프트 클리핑부(118)로 입력되고, 3.2의 소프트 클리핑의 시작 점 C와 4의 소프트 클리핑의 종료 점 U에 의해 상기 소프트 클리핑부(119)에 의해 소프트 클리핑 동작이 이루어진다. 상기 소프트 클리핑 동작에 의해 상기 소프트 클리핑부(119)로부터 출력되는 소프트 클리핑 값은 하기 <표 4>와 같다.
0.0000 + 3.3536i 0.1900 - 0.9554i 0.4142 - 1.0000i 0.7028 - 3.2317i
1.4142 + 1.4142i 2.8424 - 1.8993i 3.4245 + 0.4728i -2.8412 + 1.5156i
0 - 2.8284i 0.6384 + 0.1270i 2.4142 + 1.0000i 2.1270 - 0.0253i
-1.0371 - 3.1112i -0.7401 - 1.1077i 1.2426 - 1.0000i -3.1090 - 1.3511i
2.8284 + 2.8284i 0 0 0
0 0 0 0
0 0 0 0
0 0 0 0
0 + 2.8284i 0.9933 + 3.2143i 2.4142 + 1.0000i 1.8730 + 2.1900i
0.6767 - 3.3837i 1.8730 + 0.6384i -0.8867 + 3.2590i 1.7030 - 2.7118i
-3.3536 + 0.0000i -0.8923 - 0.7401i 0.4142 - 1.0000i 2.4227 + 2.1628i
-1.4142 - 1.4142i 2.9554 + 0.1900i 3.2736 - 0.1272i -0.7835 + 3.1334i
2.8284 - 2.8284i 0 0 0
0 0 0 0
0 0 0 0
0 0 0 0
3.2652 -2.6314 + 1.9879i -2.0379 - 2.6006i 0.4247 - 1.8923i
2.8284 - 1.4142i -2.8545 - 1.5495i 2.7492 + 1.6756i -2.5660 + 2.0547i
1.4142 0.7787 + 3.1601i 2.7492 - 1.6756i 2.4038 + 0.7208i
2.8284 + 1.4142i 0.6577 + 0.7208i -2.0379 + 2.6006i 2.9548 + 1.8215i
-2.8284 - 2.8284i 0 0 0
0 0 0 0
0 0 0 0
0 0 0 0
-1.4142 + 2.8284i 2.7208 + 1.0378i -2.3088 + 2.3088i 1.1270 - 2.7208i
0 - 1.4142i 0.4092 + 3.4373i 0.1450 - 3.2363i -3.0667 - 1.2703i
-2.7613 - 1.8409i 0.1077 - 2.2094i 2.3088 - 2.3088i 0.0446 - 0.1077i
0.0000 - 3.2652i 1.9554 - 0.5055i -3.2267 - 1.0123i -2.1077 - 0.8730i

상기 <표 4>로서 보여지고 있는 소프트 클리핑된 데이터의 성상도는 도 8b에서 보이고 있으며, 상기 소프트 클리핑되기 전 데이터의 성상도는 도 8a에서 보이고 있다. 상기 도 8a와 상기 도 8b에서 보이고 있는 두 개의 성상도를 비교하면, 상기 도 8b의 소프트 클리핑된 후의 성상도에서는 최대 피크 전력들이 없어져 신호들이 소프트 클리핑되었음을 알 수 있다.
상기 <표 4>의 소프트 클리핑된 데이터들은 소정의 과정을 통해 수신기로 전송되며, 상기 수신기에 의해 OFDM 복조(고속 푸리에 변환)를 거친 후 병/직렬 변환 이 이루어진다. 상기 병/직렬 변환된 데이터 값은 하기 <표 5>와 같다.
0.4802 - 0.5392i -0.2746 - 0.3344i -0.4899 + 0.1696i 0.3493 + 0.7921i
-0.4913 - 0.4185i 0.4176 + 0.4117i 0.3329 - 0.5552i -0.4714 + 0.5596i
0.5039 + 0.3268i 0.4240 + 0.4778i 0.5086 + 0.3380i -0.5919 + 0.5780i
-0.3985 + 0.3379i 0.5643 + 0.3776i -0.4459 + 0.6032i -0.4173 + 0.2287i
0.1768 + 0.1768i 0.1768 + 0.1768i 0.1768 + 0.1768i 0.1768 + 0.1768i
0.1768 + 0.1768i 0.1768 + 0.1768i 0.1768 + 0.1768i 0.1768 + 0.1768i
0.1768 + 0.1768i 0.1768 + 0.1768i 0.1768 + 0.1768i 0.1768 + 0.1768i
0.1768 + 0.1768i 0.1768 + 0.1768i 0.1768 + 0.1768i 0.1768 + 0.1768i
0.7043 + 0.5775i 0.5571 + 0.6258i -0.4709 + 0.4078i 0.1328 + 0.4314i
-0.6736 - 0.3010i -0.4992 - 0.5383i 0.6368 + 0.6650i 0.3711 - 0.4154i
-0.5638 - 0.4322i 0.6365 - 0.4651i -0.2476 + 0.4903i 0.4642 + 0.4970i
-0.4897 - 0.3367i -0.3484 + 0.5621i -0.5724 + 0.3435i 0.3627 + 0.7168i
0.1768 - 0.1768i 0.1768 - 0.1768i 0.1768 - 0.1768i 0.1768 - 0.1768i
0.1768 - 0.1768i 0.1768 - 0.1768i 0.1768 - 0.1768i 0.1768 - 0.1768i
0.1768 - 0.1768i 0.1768 - 0.1768i 0.1768 - 0.1768i 0.1768 - 0.1768i
0.1768 - 0.1768i 0.1768 - 0.1768i 0.1768 - 0.1768i 0.1768 - 0.1768i
0.6829 + 0.4390i -0.7119 + 0.4413i -0.6472 + 0.3642i 0.6584 + 0.3705i
0.6580 + 0.4542i 0.5444 + 0.3982i 0.6071 - 0.6102i -0.5119 + 0.6200i
0.7869 - 0.4390i -0.4201 - 0.4413i -0.5441 - 0.3642i 0.6093 - 0.3705i
0.4562 - 0.4542i 0.3432 - 0.3982i 0.3398 + 0.6102i 0.4141 - 0.6200i
-0.1768 - 0.1768i -0.1768 - 0.1768i -0.1768 - 0.1768i -0.1768 - 0.1768i
-0.1768 - 0.1768i -0.1768 - 0.1768i -0.1768 - 0.1768i -0.1768 - 0.1768i
-0.1768 - 0.1768i -0.1768 - 0.1768i -0.1768 - 0.1768i -0.1768 - 0.1768i
-0.1768 - 0.1768i -0.1768 - 0.1768i -0.1768 - 0.1768i -0.1768 - 0.1768i
-0.3792 - 0.6970i 0.3667 + 0.6901i -0.4670 - 0.2904i 0.4938 + 0.4036i
0.3524 - 0.5399i 0.6463 - 0.6379i -0.4782 + 0.3969i -0.6146 + 0.4727i
-0.5280 - 0.2956i -0.4615 + 0.6084i 0.4761 + 0.6136i 0.3610 - 0.3146i
-0.4891 + 0.6095i 0.2481 + 0.5067i -0.5748 + 0.6967i -0.3662 + 0.6055i

상기 <표 1> 내지 <표 5>까지의 데이터들을 비교해보면 결과적으로 QPSK 맵핑으로 변조된 상기 <표 2>의 심볼들이 소프트 클리핑된 후 수신단에서 다소 왜곡이 발생했다. 이는 소프트 클리핑을 하여 클립 잡음(clip noise)에 의한 영향으로 대역내 잡음이 생겼기 때문이다. 이를 도 9에서 보이고 있다. 상기 도 9에서 상기 <표 2>의 송신 신호를 '+'로 표시하였으며, 상기 <표 5>의 수신 신호를 'o'로 표시하였다. 상기 서로 상이하게 표시된 두 신호를 비교하면 상기 하드 클리핑보다는 적지만 어느 정도 수신신호가 클립 잡음의 영향을 받았음을 알 수 있다.
도 10에서는 시간 축에서 OFDM 변조된 신호와 소프트 클리핑된 신호의 진폭을 보였다. 세로축은 신호의 진폭(amplitude)을 나타내고, 가로축은 데이터 샘플 수를 나타낸다. 상기 도 10에서 '+' 표시는 원래의 OFDM 신호 즉, 상기 <표 3>의 데이터를 나타내고, 상기 <표 4>의 소프트 클리핑된 데이터는 '.'으로 나타내었다. 상기 도 10에서 알 수 있듯이, 소프트 클리핑된 신호는, 수신단에서 복조된 신호와 원래의 OFDM 신호가 불일치함을 알 수 있다.
하기 <표 6>에 하드 클리핑 기법을 적용한 기존의 OFDM 시스템과 소프트 클리핑 기법을 적용한 본 발명의 OFDM 시스템의 성능을 비교하였다. 하기 <표 6>에서 보이고 있는 바와 같이 소프트 클리핑은 두 가지 하드 클리핑의 중간정도의 성능을 보인다.
기존 OFDM 하드 클리핑 소프트 클리핑
클립비 = 0.8 클립비 = 1.0
PAPR @ CCDF = 10^-3 10.1 dB 3 dB 4.2 dB 3.9 dB
PAPR 감소량 - 7.1 dB 5.9 dB 6.2 dB
요구 SNR@BER=10^-3 6.8 dB 13.3 dB 10.5 dB 12.07 dB

상술한 바와 같이 본 발명은 직교 주파수 분할 다중화 무선통신시스템에서 다중 반송파 사용으로 인한 가장 큰 단점인 높은 PAPR을 효율적으로 줄이기 위하여 소프트 클리핑 방법을 적용함으로서 PAPR의 감소와 더불어 BER 성능 및 인접 채널 간섭을 감소시켜 스펙트럼 효율을 개선시키는 효과를 갖는다. 이때, 본 발명에서 제안하고 있는 피크전력 대 평균전력의 비(PAPR)를 감소시키는 장치 및 방법은 블록 코딩이나 위상 이동과 같은 종래 PAPR 감소 기술에 비하여 간단한 구조로서 구현할 수 있을 뿐만 아니라 복잡한 연산이 불필요하다. 더욱이, 본 발명에서의 소프트 클리핑은 기존의 하드 클리핑 방법과는 달리 클리핑 레벨을 출력 증폭부의 선형영역에 맞도록 유연하게 정할 수 있어 상기 출력 증폭부의 전력소모를 줄일 수

Claims (16)

  1. 소정 부호화와 인터리빙 동작을 통해 출력되는 데이터를 역 고속 푸리에 변환에 의해 직교주파수분할다중 방식에 따른 심벌들로 생성하는 무선통신시스템의 송신기에서 최대 전력 대 평균 전력의 비를 감소시키기 위한 방법에 있어서,
    소정 전달 특성에 의해 최대 입력 값(L)과 소프트 클리핑의 시작 점(C) 및 소프트 클리핑의 종료 점(U)을 설정하는 과정과,
    상기 직교주파수분할다중 방식에 따른 상기 심벌들을 입력으로 하고, 상기 심벌들 각각의 심벌 값(S(t))이 상기 소프트 클리핑의 시작 점(C)보다 크거나 같으면 상기 심벌 값(S(t))을 상기 최대 입력 값(L)과 상기 소프트 클리핑의 시작 점(C) 및 상기 소프트 클리핑의 종료 점(U)에 의해 소프트 클리핑 값으로 출력하는 과정을 포함함을 특징으로 하는 최대전력 대 평균전력비 감소 방법.
  2. 제1항에 있어서,
    상기 심벌 값(S(t))이 상기 소프트 클리핑의 시작 점(C)보다 작으면 상기 심벌 값(S(t))을 상기 소프트 클리핑 값으로 출력하는 과정을 더 포함함을 특징으로 하는 최대전력 대 평균전력비 감소 방법.
  3. 제2항에 있어서,
    상기 소프트 클리핑 값은 하기 <수학식 7>에 의해 결정됨을 특징으로 하는 최대전력 대 평균전력비 감소 방법.
    Figure 112008036834400-pat00008
  4. 제1항에 있어서,
    상기 최대 입력 값(L)은 상기 직교주파수분할다중 방식에 따른 심벌들의 최대 진폭에 의해 결정됨을 특징으로 하는 최대전력 대 평균전력비 감소 방법.
  5. 제1항에 있어서,
    상기 최대 입력 값(L)은 상기 직교주파수분할다중 방식에 있어 사용되는 부 반송파들의 총 개수에 의해 결정됨을 특징으로 하는 최대전력 대 평균전력비 감소 방법.
  6. 소정 부호화와 인터리빙 동작을 통해 출력되는 데이터를 역 고속 푸리에 변환에 의해 직교주파수분할다중 방식에 따른 심벌들로 생성하는 무선통신시스템의 송신기에서 최대 전력 대 평균 전력의 비를 감소시키기 위한 장치에 있어서,
    상기 직교주파수분할다중 방식에 따른 상기 심벌들 각각의 심벌 값(S(t))을 검출하여 소정 전달 특성에 의해 미리 결정된 소프트 클리핑의 시작 점(C)과 비교하는 검출비교부와,
    상기 심벌 값(S(t))이 상기 소프트 클리핑의 시작 점(C)보다 크거나 같을 시 상기 검출비교부로부터 제공되는 상기 심벌 값(S(t))을 상기 소프트 클리핑의 시작 점(C)과 상기 소정 전달 특성에 의해 미리 결정된 최대 입력 값(L) 및 소프트 클리핑의 종료 점(U)에 의해 소프트 클리핑 값으로 출력하는 연산 증폭부를 포함함을 특징으로 하는 최대전력 대 평균전력비 감소 장치.
  7. 제6항에 있어서, 상기 연산 증폭부는,
    상기 심벌 값(S(t))이 상기 소프트 클리핑의 시작 점(C)보다 작을 시 상기 검출비교부로부터 제공되는 상기 심벌 값(S(t))을 상기 소프트 클리핑 값으로 출력함을 특징으로 하는 최대전력 대 평균전력비 감소 장치.
  8. 제7항에 있어서,
    상기 연산 증폭부는 상기 소프트 클리핑 값을 하기 <수학식 8>에 의해 결정함을 특징으로 하는 최대전력 대 평균전력비 감소 장치.
    Figure 112008036834400-pat00009
  9. 제6항에 있어서,
    상기 최대 입력 값(L)은 상기 직교주파수분할다중 방식에 따른 심벌들의 최대 진폭에 의해 결정됨을 특징으로 하는 최대전력 대 평균전력비 감소 장치.
  10. 제6항에 있어서,
    상기 최대 입력 값(L)은 상기 직교주파수분할다중 방식에 있어 사용되는 부 반송파들의 총 개수에 의해 결정됨을 특징으로 하는 최대전력 대 평균전력비 감소 장치.
  11. 소정 부호화와 인터리빙 동작을 통해 출력되는 데이터를 역 고속 푸리에 변환에 의해 직교주파수분할다중 방식에 따른 심벌들로 생성하는 무선통신시스템의 송신기에서 최대 전력 대 평균 전력의 비를 감소시키기 위한 장치에 있어서,
    상기 역 고속 푸리에 변환된 상기 직교주파수분할다중 방식에 따른 심벌들의 진폭 값을 검출하고, 소프트 클리핑을 수행할 구간을 나눈 소정 서브 구간들 중 상기 검출한 진폭 값이 포함되는 서브 구간의 소정 증폭전달특성에 대응하는 파라미터를 결정하여 출력하는 제어부와;
    상기 제어부로부터 제공되는 파라미터에 따라 상기 역 고속 푸리에 변환된 상기 직교주파수분할다중 방식에 따른 심벌들을 증폭하는 연산증폭부로 구성됨을 특징으로 하는 최대전력 대 평균전력비 감소 장치.
  12. 제11항에 있어서, 상기 소프트 클리핑을 수행할 구간은 출력 증폭부에서 비선형 구간에 대응함을 특징으로 하는 최대전력 대 평균전력비 감소 장치.
  13. 제11항에 있어서, 상기 서브 구간 각각은 서로 다른 증폭전달특성을 가짐을 특징으로 하는 최대전력 대 평균전력비 감소 장치.
  14. 소정 부호화와 인터리빙 동작을 통해 출력되는 데이터를 역 고속 푸리에 변환에 의해 직교주파수분할다중 방식에 따른 심벌들로 생성하는 무선통신시스템의 송신기에서 최대전력 대 평균전력의 비를 감소시키기 위한 방법에 있어서,
    상기 역 고속 푸리에 변환된 상기 직교주파수분할다중 방식에 따른 심벌들의 진폭 값을 검출하는 과정과,
    소프트 클리핑을 수행할 구간을 나눈 소정 서브 구간들 중 상기 검출한 진폭 값이 포함되는 서브 구간을 결정하는 과정과,
    상기 결정된 서브 구간의 소정 증폭전달특성에 대응하는 파라미터를 결정하는 과정과,
    상기 파라미터에 따라 상기 역 고속 푸리에 변환된 상기 직교주파수분할다중 방식에 따른 심벌들을 증폭하는 과정을 포함함을 특징으로 하는 최대전력 대 평균전력비 감소 방법.
  15. 제14항에 있어서, 상기 소프트 클리핑을 수행할 구간은 출력 증폭부에서 비선형 구간에 대응함을 특징으로 하는 최대전력 대 평균전력비 감소 방법.
  16. 제14항에 있어서, 상기 서브 구간 각각은 서로 다른 증폭전달특성을 가짐을 특징으로 하는 최대전력 대 평균전력비 감소 방법.
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