CN1579060A - 在正交频分多路复用移动通信系统中降低峰值平均功率比的发送/接收装置与方法 - Google Patents

Abstract

提供了一种OFDM移动通信系统中块编码的装置与方法。通过使用互补序列，这些装置与方法将PAPR降低为3dB或者更低，同时将现有块编码速度加倍。因此，频谱效率被加倍，并保持了现有纠错能力，由此有助于解码。

Description

在正交频分多路复用移动通信系统中 降低峰值平均功率比的发送/接收装置与方法

技术领域

一般地，本发明涉及一种在OFDM(正交频分多路复用)移动通信系统中使用块编码的发送/接收装置与方法，具体地，涉及一种通过块编码来降低多个副载波所引起的高PAPR(峰值平均功率比)的发送/接收装置与方法。

背景技术

一般地，OFDM为结合TDM(时分多路复用)与FDM(频分多路服用)的二维多路复用方案。OFDM码元通过形成子信道的副载波发送。

通过允许每个副载波的频谱正交重叠，OFDM增加了频谱效率。因为IFFT(快速傅里叶逆变换)与FFT(快速傅里叶变换)提供了OFDM调制与解调，所以可以进行调制器与解调器的高效率数字实现。另外，由于其对于频率选择性衰退与窄带干扰的健壮性，所以OFDM可有效用于基于诸如IEEE802.11a、IEEE802.16、IEEE802.20等标准的当前欧洲数字广播与大容量通信系统的高速数据传送。

因为OFDM通信系统通过多个副载波发送数据，所以最终OFDM信号的幅度为这些副载波的幅度之合。因此，如果每个副载波具有相同的相位，则可以产生非常高的PAPR结果。

在典型的OFDM通信系统中，对于非常高的PAPR，放大器将超过其线形工作范围，并且信号在由该放大器处理之后将受到失真影响。因此，由于副载波之间的相位差异，所发送的OFDM信号没有恒定的幅度变化。另外，增大了从该放大器可达最大功率工作点的回退量(backoff)，由此降低了放大器效率并增加了功耗。高PAPR信号降低了线形放大器的效率，并且迫使非线形放大器的工作点进入非线形区域。结果，高PAPR引入了带内失真与带外频谱再生长(out-of-band spectrum regrowth)。

对于降低PAPR已经提出了许多技术。其中之一为使用前置补偿器，其将功率放大器的非线性与反函数特性线形化，以防止信号失真。另外，通过从其工作点的回退，可以使非线形放大器工作在线形区域。然而，这些方法具有高频带中电路复杂、低功效、费用增加的缺点。

发明内容

因此，本发明的目的在于提供一种在OFDM移动通信系统中使用互补序列来降低PAPR的块编码装置与方法。

本发明的另一个目的在于提供一种装置与方法，用来提高编码速度，将多个副载波所产生的PAPR限定为预定水平(3dB)，由此提高OFDM移动通信系统中的频谱效率。

以上目标通过PAPR降低装置与方法达到。

根据本发明的一个方面，在OFDM移动通信系统发送装置中，在用于降低N(＝2^r)个副载波上发送的信号的PAPR的方法中，接收所述并行数据流k₁，k₂，...，k_r+2中的一部分或者全部，并生成使块编码的码元互补的至少一个算子比特k_r+3，...，k_2r。将所述并行数据k₁，k₂，...，k_r+2与所述至少一个算子比特k_r+3，...，k_2r分发给所述编码器，并且在所述编码器中编码所分发的数据。其中所述发送装置包括用于将数据流转换为并行数据流k₁，k₂，...，k_r+2的串并转换器，以及用于将所述并行数据流块编码的多个(t个)编码器。

根据本发明的另一个方面，在OFDM移动通信系统发送装置中，在用于降低在N(＝2^r)个副载波上发送的信号的PAPR的装置中，算子生成器接收所述并行数据流k₁，k₂，...，k_r+2中的一部分或者全部，并生成使块编码的码元互补的至少一个算子比特k_r+3，...，k_2r，并且多个编码器的每一个都接收并行数据k₁，k₂，...，k_r+2以及所述至少一个算子比特k_r+3...，k_2r中的一等份(＝2^r/t)，并且块编码所接收的数据，其中所述发送装置包括用于将数据流转换为并行数据流k₁，k₂，...，k_r+2的串并转换器。

附图说明

本发明的以上及其他目的、特征与优点将在下面结合附图的详细描述中变得显而易见，其中：

图1为根据本发明实施例的在OFDM移动通信系统中使用块编码的发送器的方框图；

图2为根据本发明实施例的在OFDM移动通信系统中使用块编码的接收器的方框图；

图3显示现有使用块编码的OFDM移动通信系统中时域中OFDM信号波形的例子；

图4显示根据本发明实施例的使用块编码的OFDM移动通信系统中时域中OFDM信号波形的例子；

图5显示在使用块编码的现有OFDM移动通信系统中OFDM信号格局轨迹的例子；

图6显示在使用块编码的根据本发明实施例的OFDM移动通信系统中OFDM信号格局轨迹的例子；

图7显示现有使用块编码的OFDM移动通信系统中时域中OFDM信号波形的另一个例子；

图8显示根据本发明实施例的使用块编码的OFDM移动通信系统中时域中OFDM信号波形的另一个例子；

图9显示在使用块编码的现有OFDM移动通信系统中OFDM信号格局轨迹的另一个例子；

图10显示在使用块编码的根据本发明实施例的OFDM移动通信系统中OFDM信号格局轨迹的另一个例子；

图11为显示根据本发明实施例的最大编码速度相对于副载波数目的图。

图12显示现有使用块编码的OFDM移动通信系统中时域中OFDM信号波形的另一个例子；

图13显示根据本发明实施例的使用块编码的OFDM移动通信系统中时域中OFDM信号波形的另一个例子；

图14显示在使用块编码的现有OFDM移动通信系统中OFDM信号格局轨迹的另一个例子；

图15显示在使用块编码的根据本发明实施例的OFDM移动通信系统中OFDM信号格局轨迹的另一个例子；

图16显示根据本发明实施例的对于N＝8的块编码OFDM信号的CCDF(互补累积分布函数)；

图17为根据本发明使用块编码的发送器的方框图；

图18为根据本发明使用块编码的接收器的方框图；

图19(A)至(D)显示当应用根据本发明的块编码时在时域中OFDM信号波形的例子。

具体实施方式

以下将参照附图描述本发明的优选实施例。在以下描述中，公知的功能或者构造将不详细描述，以防不必要的细节掩盖发明本身。

本发明提出了一种用于在OFDM移动通信系统中降低PAPR的新型块编码方法。在现有块编码中，选择所有码字中低PAPR的码字来发送。大量的研究结果表明，大部分低PAPR码字为Golay互补序列。根据此思路，使用G矩阵与b向量就可简单地从数据形成互补序列。将数据转换为Golay互补序列将PAPR限定到3dB，甚至可以纠错。在欧洲魔杖系统(European Magic WandSystem)中就采用了这种块编码方法。

以编码速度 发送字长为w的信息字需要2^w-1个码元，即实际发送的信息字比码字少。由此，随着编码速度随信息字长度下降，频谱效率会降低。

给定大量的副载波，可以使用多个块编码器来保持编码速度，从而将PAPR增加到6dB或更高。

根据本发明的PAPR降低技术采用使用两个编码器的新型块编码，将PAPR限定在3dB并得到

的编码速度，成倍于现有块编码速度。然而，所提出的方法保持了现有块编码的纠错能力。

在描述本发明的实施例之前，将明确使用多个编码器增加了PAPR并降低了纠错能力。

复数基带OFDM码元表示为：

$x\left(t\right)=\underset{n=0}{\overset{N-1}{\mathrm{\Σ}}}{X}_n{e}^{j2\mathrm{\πnt}/T_s},0\≤t\≤T_s\·\·\·.\left(1\right)$

其中X_n为复数数据码元，N为副载波的个数，T_s为OFDM码元周期。PAPR定义为：

$\mathrm{PAPR}\≡{10\log }_{10}\frac{P_{\mathrm{peak}}}{P_{\mathrm{av}}}\left[\mathrm{dB}\right]\·\·\·.\left(2\right)$

其中P_peak与P_av分别为峰值功率与平均功率。其由以下确定：

          P_peak＝max|x(t)|²＝|NA|²                  ….(3)

$P_{\mathrm{av}}=\frac{1}{T}{\∫}_0^T{\left|x\left(t\right)\right|}^2\mathrm{dt}={\mathrm{NA}}^2\·\·\·.\left(4\right)$

因此，PAPR的理论最大值为

        PAPR≡10log₁₀N[dB]                      ….(5)

由于互补序列的以下特性，具有互补序列的多副载波信号具有等于或小于3dB的PAPR。

互补序列在能谱上也是互补的。例如，互补对A_N与B_N的能谱可以是与 则

的峰值功率定义为

$P_{\mathrm{peak}}{=\underset{t}{\max }\left|x_{A_N}\left(t\right)\right|}^2$

$\≤\underset{t}{\max }\{{\left|x_{A_N}\left(t\right)\right|}^2+{\left|x_{B_N}\left(t\right)\right|}^2\}$

$=\underset{t}{\max }F\{R_{A_N}\left(n\right)+R_{B_N}\left(n\right)\}$

$=\underset{t}{\max F}\left\{{2\mathrm{NA}}^2{\mathrm{\δ}}_n\right\}$

$={2\mathrm{NA}}^2\·\·\·.\left(6\right)$

其中F{}为傅里叶变换，R_XN(n)为对于X_N＝[x₀，x₁，...，x_N-1]的非周期自相关函数，δ_n为狄拉克δ函数。

所述非周期自相关函数定义为

$R_{x_N\left(n\right)}=\underset{i=0}{\overset{N-1-n}{\mathrm{\Σ}}}{x}_i\·x_{i+n}^{*}\·\·\·.\left(7\right)$

其中*为复共轭。狄拉克δ函数定义为

由此，

$\mathrm{PAPR}\≤{10\log }_{10}\frac{{2\mathrm{NA}}^2}{{\mathrm{NA}}^2}=3\left[\mathrm{dB}\right]\·\·\·.\left(9\right)$

在大量副载波的情况下降低PAPR、保持编码速度的一种方法是使用m个编码器(E_N/m，N为副载波的数目，m为所使用的编码器的数目)。例如，当在N＝8的OFDM通信系统中使用两个编码器时，每个编码器的编码速度为 $R=\frac{w}{2^{w-1}}=\frac{w}{N/2}=\frac{3}{2^{3-1}}=\frac{3}{4}.$ 对于N＝2×4＝8，最大PAPR为

        PAPR_max＝3+10log₁₀2＝6[dB]    ….(10)

一般地，N＝mx2^w-1。当 $R=\frac{w}{2^{w-1}}$ 时，

         PAPR_max＝3+10log₁₀m[dB]      ….(11)

其中m为编码器的数目。

如上所述，使用多个编码器增加了PAPR并降低了纠错能力。

然而，在使用N个副载波的OFDM通信系统中使用两个编码器(E_N/2)而不是一个编码器(E_N)时，本发明将PAPR从公式(11)所计算的6dB降低到3dB，并保持了纠错能力。与现有块编码相比，对于BPSK(二相移键控)码元， 从

增加到

1.N＝8，BPSK

1.1使用所提出的块编码的发送器

图1为根据本发明的对于N＝8使用BPSK的发送器的方框图。

参照图1，映射器110调制输入数据，串并转换器(S/P)112将串行调制数据转变为五个并行数据流k₁、k₂、k₃、k₄、k₅，并将其中的k₁、k₂、k₃输出到第一编码器116，将其余的k₄、k₅输出到第二编码器118。编码器116、118的每一个都以 $R=\frac{3}{4}(=\frac{w}{2^{w-1}}=\frac{w}{N/2}=\frac{3}{2^{3-1}})$ 在输入数据上进行块编码。换而言之，第一与第二编码器116、118为对于输入的3个数据比特输出4个(N/2)编码比特E₄编码器。为生成施加于IFFT122输入端的互补序列X₁、X₂、X₃、X₄、X₅、X₆、X₇、X₈，在第二编码器118输入端的数据的一个k₆被指定为算子(operator)，其值根据k₁至k₅确定。

1.2所提出的块编码中的指示符设定

对于N＝4的BPSK，第一编码器116的输入k₁、k₂、k₃与输出X₁、X₂、X₃、X₄的关系如表1所示。

表1

输入	输出	指示符
			k1、k2、k3	X1、X2、X3、X4
-1  -1  -1	-1  -1  -1  1	a
			-1  -1   1	-1  -1   1 -1	b
-1   1  -1	-1   1  -1 -1	B
			-1   1   1	-1   1   1  1	-A
1  -1  -1	1  -1  -1 -1	A
			1  -1   1	1  -1   1  1	-B
1   1  -1	1   1  -1  1	-b
			1   1   1	1   1   1 -1	-a

考虑到互补序列的特性，对于低PAPR的码字，其反转(reverse)、倒置(inverse)、M进制(M-ary)调制都具有低PAPR。

表1中的指示符表示该关系。给定两个独立的基本指示符a与b，“-a”与“-b”表示其反转，“A”与“B”表示其倒置。输出为长度为4、PAPR为3dB的互补序列。

对于BPSK，如果N＝4，则有两个基本指示符a与b，如果N＝8，则有四个基本指示符a、b、c、d。对于N＝8，总共有256(M^N＝2⁸)个码字可用，其中64(＝2⁶)个具有等于或小于3dB的PAPR。表2列出选自这64个的码字的具有等于或小于3dB的PAPR的32(＝2⁵)个互补序列。

表2

X1X2X3X4X5X6X7X8	指示符	X1X2X3X4X5X6X7X8	指示符
				-1 -1 -1 1 -1 -1 1 -1	a，b	1 -1 -1 -1 -1 -1 1 -1	A，b
-1 -1 -1 1 -1 1 -1 -1	a，B	1 -1 -1 -1 -1 1 -1 -1	A，B
				-1- 1 -1 1 1 -1 1 1	a，-B	1 -1 -1 -1 1 -1 1 1	A，-B
-1 -1 -1 1 1 1 -1 1	a，-b	1 -1 -1 -1 1 1 -1 1	A，-b
				-1 -1 1 -1 -1 -1 -1 1	b，a	1 -1 1 1 -1 -1 -1 1	-B，a
-1 -1 1 -1 -1 1 1 1	b，-A	1 -1 1 1 -1 1 1 1	-B，-A
				-1 -1 1 -1 1 -1 -1 -1	b，A	1 -1 1 1 1 -1 -1 -1	-B，A
-1 -1 1 -1 1 1 1 -1	b，-a	1 -1 1 1 1 1 1 -1	-B，-a
				-1 1 -1 -1 -1 -1 -1 1	B，a	1 1 -1 1 -1 -1 -1 1	-b，a
-1 1 -1 -1 -1 1 1 1	B，-A	1 1 -1 1 -1 1 1 1	-b，-A
				-1 1 -1 -1 1 -1 -1 -1	B，A	1 1 -1 1 1 -1 -1 -1	-b，A
-1 1 -1 -1 1 1 1 -1	B，-a	1 1 -1 1 1 1 1 -1	-b，-a
				-1 1 1 1 -1 -1 1 -1	-A，b	1 1 1 -1 -1 -1 1 -1	-a，b
-1 1 1 1 -1 1 -1 -1	-A，B	1 1 1 -1 -1 1 -1 -1	-a，B
				-1 1 1 1 1 -1 1 1	-A，-B	1 1 1 -1 1 -1 1 1	-a，-B
-1 1 1 1 1 1 -1 1	-A，-b	1 1 1 -1 1 1 -1 1	-a，-b

根据本发明，为了在两个编码器中使用未在现有块编码中使用的互补序列将PAPR限定在3dB或更低，编码器的输出被除以4(＝N/2)并且两个输出集合都表示为上面所列的由对应指示符表示的互补序列。这就意味着可以使用对于N＝4的互补序列生成对于N＝8、PAPR为3dB或更小的所有互补序列。即，当N＝8时，使用两个E₄编码器而不是单独-个E₈编码器，对此有表2中所列的32个互补序列，与此相比，现有块编码的互补序列只有16个。因此，编码速度得到了提高。

使用两个E₄编码器将编码速度之间从4/8提高到6/7，但是结果生成不同于表2所列的码字却将PAPR提高超过3dB。因此，根据本发明，通过控制编码器的输入，将编码器输出端的值作成互补序列。

在本发明中，对于BPSK与N＝8，编码速度为5/8，从而IFFT122输入端的码字被限定到表2的X₁、X₂、X₃、X₄、X₅、X₆、X₇、X₈，并且作为结果PAPR被限定到3dB或者更低。

对于BPSK与N＝8，两个E₄编码器112与116输出端的下面表3中所列的k₁、k₂、k₃、k₄、k₅值导致在IFFT122输出端的3dB PAPR的互补序列。

本发明使编码速度对于BPSK与N＝8为5/8，从而在IFFT122输出端的码字为表2的X₁、X₂、X₃、X₄、X₅、X₆、X₇、X₈，并且由此将PAPR限定为3dB或者更低。

表3所列的E₄编码器112与116的输出序列k₁、k₂、k₃、k₄、k₅使编码器输出互补。即，表3列出了对于N＝8导致3dB PAPR的输出序列。

表3

k1 k2 k3 k4 k5	指示符	k1 k2 k3 k4 k5	指示符
				-1 -1 -1 -1 -1 1	a，b	1 -1 -1 -1 -1 1	A，b
-1 -1 -1 -1 1 -1	a，B	1 -1 -1 -1 1 -1	A，B
				-1 -1 -1 1 -1 1	a，-B	1 -1 -1 1 -1 1	A，-B
-1 -1 -1 1 1 -1	a，-b	1 -1 -1 1 1 -1	A，-b
				-1 -1 1 -1 -1 -1	b，a	1 -1 1 -1 -1 -1	-B，a
-1 -1 1 -1 1 1	b，-A	1 -1 1 -1 1 1	-B，-A
				-1 -1 1 1 -1 -1	b，A	1 -1 1 1 -1 -1	-B，A
-1 -1 1 1 1 1	b，-a	1 -1 1 1 1 1	-B，-a
				-1 1 -1 -1 -1 -1	B，a	1 1 -1 -1 -1 -1	-b，a
-1 1 -1 -1 1 1	B，-A	1 1 -1 -1 1 1	-b，-A
				-1 1 -1 1 -1 -1	B，A	1 1 -1 1 -1 -1	-b，A
-1 1 -1 1 1 1	B，-a	1 1 -1 1 1 1	-b，-a

-1 1 1 -1 -1 1	-A，B	1 1 1 -1 -1 1	a，b
				-1 1 1 -1 1 -1	-A，B	1 1 1 -1 1 -1	-a，B
-1 1 1 1 -1 1	-A，-B	1 1 1 1 -1 1	-a，-B
				-1 1 1 1 1 -1	-A，-b	1 1 1 1 1 -1	-a，-b

基于对输入序列之间关系的分析，在算子生成器120中根据输入数据k₁到k₄确定算子k₆。

算子k₆通过下式计算：

          k₆＝-k₂·k₃·k₅             ….(12)

其中·表示相乘。

结果，通过使用所有互补序列，PAPR被限定为3dB，而不是6dB，并且编码速度为5/8，比使用一个编码器的现有块编码中的5/16快一倍。

然后，IFFT122的输出由并串转换器(P/S)124处理。

图3显示对于N＝8现有使用块编码的OFDM移动通信系统中时域中OFDM信号波形的例子，图4显示对于N＝8根据本发明的使用块编码的OFDM移动通信系统中时域中OFDM信号波形的例子。从图3与4的对比可以看出图3比图4在时域中的波形具有更高的峰值，并且使用两个编码器的本创新块编码限制了峰值。

1.3使用所提出的块编码的接收器

图2为使用所提出的块编码的接收器的方框图。如图2所示，通过信道传送的含噪音的接收数据在FFT解调之后被送入两个解码器。这些解码器进行硬判决，以纠正数据中由噪声所引起的错误。

参照图2，接收信号y并在串并转换器210中将其转换为并行数据。解码器214与216的每一个都从接收自FFT212的4(＝N/2)个数据中减去b向量b_N/2，并且使用奇偶校验矩阵H_N/2 ^T来纠正数据中的错误。通过根据校正子(sydrom)找到错误模式并从输入数据中去除该错误模式来进行纠错。该校正子通过将接收数据与H矩阵的转置矩阵相乘来取得。如果没有错误，则校正子为0。相反，如果有错误，则校正子包括至少1个1。该H矩阵为满足G·HT＝0(零矩阵)的奇偶校验矩阵。在解码器214与216的输出端的解码数据包含信息数据与奇偶校验数据。该奇偶校验数据为由发送器插入的至少一个算子比特。算子去除器218从解码数据中去除该至少一个算子比特，并且只输出剩余的数据k₁到k₅。并串转换器(P/S)220将信息数据k₁到k₅转换为串行数据。解映射器222将该串行数据恢复为原始数据。

图5显示在使用块编码的现有OFDM移动通信系统中对于N＝8的OFDM信号格局轨迹(signal constellation trajectory)的例子，图6显示在使用块编码的根据本发明实施例的OFDM移动通信系统中OFDM信号格局轨迹的例子。从图5与图6可以看到，在本发明的块编码中OFDM信号集中在特定区域。根据本发明，因为保持了最小汉明距离，所以保持了纠错能力。另外，使用两个使用1/2编码速度的解码器214、216减少了接收器的大小，并由此有助于解码。

2.对于BPSK的典型算子生成

对于BPSK与N＝16，PAPR限定在3dB，从而以上述方式使用两个E₈编码器提高了编码速度。编码速度为 $4/8(=\frac{w}{2^{w-1}}),$ 并且由此8(＝4×2)个数据流施加到两个编码器的输入端。对于BPSK与N＝16，可用码字的总数M^N为2¹⁶，并且2⁹码字具有等于或小于3dB的PAPR。此处，2⁹中的2⁶个码字为互补序列，并且使用这些互补序列的最大块编码速度为6/16。在现有块编码中，只使用了一半，即2⁵个码字。给定具有等于或小于3dB的PAPR的2⁶个互补序列，k₁到k₆为信息数据，k₇与k₈为由下式确定的算子：

因此，编码速度为6/16，而不是现有的编码速度6/32。

图7显示对于N＝16现有使用块编码的OFDM移动通信系统中时域中OFDM信号波形的例子，图8显示对于N＝16根据本发明实施例的使用块编码的OFDM移动通信系统中时域中OFDM信号波形的例子。在时域中图7的信号波形具有比图8中使用两个编码器的块编码中的信号波形更高的峰值。

图9显示在使用块编码的现有OFDM移动通信系统中对于N＝16的OFDM信号格局轨迹的例子，图10显示在使用块编码的根据本发明实施例的OFDM移动通信系统中对于N＝16的OFDM信号格局轨迹的例子。从图9与图10可以看到，当使用本发明的块编码时OFDM信号集中在特定区域。

在本发明中，即使副载波的数目N增加，也可以根据副载波扩展进行块编码。由此，可以就N(＝2^r)一般化对于BPSK的算子生成公式为

        k_2r＝-k₂·k_r·k_r+2

        k_2r-i＝k₁·k_r-i·k_r+1，i＝1，...，(r-3)

        其中r为大于2的自然数。

                                           ......(14)

此处，算子的个数为r-2。

图17与18为根据等式(14)对于BPSK与N使用块编码的发送器与接收器的方框图。

参照图17，映射器1710调制发送数据。串并转换器(S/P)1712将所映射的w-(r-2)个数据k₁至k_w-(r-2)转变为并行数据。并行数据k₁至k_w-(r-2)的一部分或者全部施加到算子生成器1714的输入端。算子生成器1714根据公式(14)生成至少一个算子比特k_w-(r-3)至k_w。该算子比特表示对于输出自S/P转换器1712的信息数据的奇偶校验数据。对于N＝2^r，算子比特的数目为r-2。奇偶校验数据k_w-(r-3)至k_w与信息数据k₁至k_w-(r-2)输入多个编码器，此处为两个编码器1716与1718。这两个编码器1716与1718的每一个都接收数据的一等分。即，第一编码器1716接收信息数据k₁至k_w/2，第二编码器1718接收其他信息数据k_w/2+1至k_w-(r-2)以及奇偶校验数据k_w-(r-3)至k_w。编码器1716与1718通过块编码输出编码数据X₁至X_N。具体地，第一编码器1716对于输入k₁至k_w/2输出X₁至X_N/2，第二编码器1718对于输入k_w/2+1至k_w-(r-2)以及k_w-(r-3)至k_w输出X_N/2+1至X_N。IFFT1720对从第一与第二编码器1716和1718接收的所述N个数据进行OFDM调制，P/S转换器1722将该OFDM调制码元转换为串行数据并将其通过副载波发送。

参照图18，S/P转换器1810将所接收的输入信号转换为并行调制码元x₁至x_N。 FFT1812对这些调制码元快速傅里叶变换为块编码信息数据X₁至X_N。信息数据X₁至X_N被等分到多个解码器的输入，此处为两个解码器1814与1816。由此，第一解码器1814接收信息数据X₁至X_N/2，第二解码器1816接收信息数据X_N/2+1至X_N。通过输入数据的硬判决解码，解码器1814与1816输出信息数据。同时，解码器1814与1816进行纠错。奇偶校验数据表示在发送器中插入的至少一个算子比特。算子去除器1818从解码数据中找到该至少一个算子比特，去除这些算子比特k_w-(r-2)+1至k_w，并只输出信息数据k₁至k_w-(r-2)。P/S转换器1820将信息数据转换为串行数据。解映射器1822将该串行数据恢复为原始数据。

3.对于QPSK与N＝8的块编码

本发明的块编码方法即适用于BPSK也适用于M进制PSK调制方案。对于QPSK(四相移键控)与N＝8，有4⁸个码字可用。这些码字中的4⁵个具有等于或小于3dB的PAPR，并且对于这4⁵个码字编码速度为5/8，小于对于BPSK与N＝8的编码速度6/8。在这4⁵个码字中，有4^4.5个互补序列。由此，结果的编码速度为4.5/8。这意味着对于QPSK，具有等于或小于3dB PAPR的码字的数目小于BPSK中的情况。图11显示最大编码速度相对于副载波数目的图。从图11中可以看出，当PAPR限定在3dB并且以低于BPSK或8PSK的编码速度进行QPSK时，编码速度损失不大。在实际的实现中，欧洲魔杖系统采用使用互补序列与8PSK的块编码。

在QPSK中，通过k_s＝k_bo+j·k_be生成码元(o表示奇，e表示偶)，其中k_b表示比特，k_s表示码元。给定所提出方法中编码速度4.5/8，k_b1至k_b8为信息比特，K_b1至K_b8为奇偶校验比特。k_s5(＝k_b9+j·k_b10)由k_s1至k_s4以及比特k_b9生成，k_b9由下式生成

          k_b10＝k_b1·k_b2·k_b3·k_b4·k_b5·k_b6·k_b7·k_b8·k_b9

                                                           …….(15)

并且k_s6由下式生成

    k_s6＝mod(mod(k_s2+1，2)×2+k_s2+k_s3+k_s5，4)

                                             …….(16)

其中mod(x，M)表示M对于x的模。结果，编码速度为4.5/8。

图12显示对于QPSK与N＝8现有使用块编码的OFDM移动通信系统中时域中OFDM信号波形的例子，图13显示对于QPSK与N＝16根据本发明实施例的使用块编码的OFDM移动通信系统中时域中OFDM信号波形的例子。可以看出，图12的波形具有比根据本发明的使用两个编码器的块编码限定了其PAPR的图13的波形更高的峰值。

图19A到19D分别显示在使用块编码的OFDM移动通信系统中，当N＝32、64、128、256时，对于QPSK的信号波形。

图14显示在使用块编码的现有OFDM移动通信系统中对于QPSK与N＝8的OFDM信号格局轨迹，图15显示在使用块编码的根据本发明实施例的OFDM移动通信系统中对于QPSK与N＝8的OFDM信号格局轨迹。如图所示，当本发明的块编码应用到QPSK时OFDM信号集中在特定区域。

图16显示当N＝8时OFDM信号的CCDF。参照图16，因为通过使用互补序列的块编码将PAPR限定到3dB，所以PAPR超过3dB的概率为0。

如上所述，使用互补序列的块编码将PAPR限定到3dB或者更低，同时保持了纠错能力，由此取得编码增益。虽然有此优点，但随着副载波数目的增加，编码速度将下降。在另一方面，根据本发明，提出了一种频谱效率提高了的新型块编码方案，用于在使用大量副载波的情况下降低PAPR。即，不是采用一个E_N编码器，而是两个E_N/2编码器，并且其部分输出被设置为奇偶校验数据，从而将PAPR从6dB降低到3dB，并且保持了最小汉明距离。因此，保持了纠错能力。另外，将E_N块降低到E_N/2块有助于解码。编码速度从 提高到 与现有通过块编码的PAPR降低方法相比，这就导致了3dB频谱效率改进。应该注意，本发明不管副载波的数目为何一样适用，并且也适用于M进制(M-ary)PSK调制方案。

虽然针对其特定优选实施例描述了本发明，但本领域技术人员应该理解在不脱离权利要求所限定的原理与范围的前提下，可以有各种形式与细节的变化。

Claims (18)

1.一种在正交频分多路复用移动通信系统的发送装置中用于降低N(＝2^r)个副载波上发送的信号的峰值平均功率比的装置，该发送装置包括块编码w个输入数据并输出N个代码码元的编码器，其中r为大于2的自然数，所述装置包含：

串并转换器，用来将数据流转换为w-(r-2)个并行数据流，其中w为信息字的长度；

第一编码器，用于接收来自所述串并转换器的w-(r-2)个并行数据流中的w/2个并行数据流，将该w/2个并行数据流块编码，并输出N/2个第一代码码元；

输入算子生成器，用于根据所述w-(r-2)个并行数据流来生成(r-2)个输入算子数据流；

第二编码器，用于接收来自所述串并转换器的、未输入所述第一编码器的并行数据流和所述(r-2)个输入算子数据流，将所接收的数据流块编码，并输出N/2个第二代码码元，

其中所述(r-2)个输入算子数据流使N个代码码元互补。

2.如权利要求1所述的装置，其中当所述发送装置使用二相移键控时，所述输入算子生成器通过以下公式来生成所述输入算子数据流，其中k表示转换的数据流，

k_2r＝-k₂·k_r·k_r+2

k_2r-i＝k₁·k_r-i·k_r+1，i＝1，...，(r-3)

3.如权利要求1所述的装置，其中当所述发送装置使用四相移键控时，所述输入算子生成器通过以下公式来生成所述输入算子数据流，其中k表示转换的数据流，

k_b10＝k_b1·k_b2·k_b3·k_b4·k_b5·k_b6·k_b7·k_b8·k_b9

k_S6＝mod(mod(k_s2+1，2)×2+k_s2+k_s3+k_s5，4)

其中mod(x，M)表示M对于x的模。

4.一种在正交频分多路复用移动通信系统的发送装置中用于降低N(＝2^r)个副载波上发送的信号的峰值平均功率比的方法，该发送装置包括块编码w个输入数据并输出N个代码码元的编码器，其中r为大于2的自然数，所述方法包含以下步骤：

(1)将数据流转换为w-(r-2)个并行数据流，其中w为信息字的长度；

(2)将w-(r-2)个并行数据流中的w/2个并行数据流块编码，并输出N/2个第一代码码元；

(3)根据所述w-(r-2)个并行数据流来生成(r-2)个输入算子数据流；以及

(4)将未进行所述块编码的并行数据流以及所述(r-2)个输入算子数据流块编码，并输出N/2个第二代码码元，

其中所述(r-2)个输入算子数据流使N个代码码元互补。

5.如权利要求4所述的方法，其中当所述发送装置使用二相移键控时，所述输入算子数据流通过以下公式确定，其中k表示转换的数据流，

k_2r＝-k₂·k_r·k_r+2

k_2r-i＝k₁·k_r-i·k_r+1，i＝1，...，(r-3)

6.如权利要求4所述的方法，其中当所述发送装置使用四相移键控时，所述输入算子数据流通过以下公式确定，其中k表示转换的数据流，

k_b10＝k_b1·k_b2·k_b3·k_b4·k_b5·k_b6·k_b7·k_b8·k_b9

k_S6＝mod(mod(k_s2+1，2)×2+k_s2+k_s3+k_s5，4)

其中mod(x，M)表示M对于x的模。

7.一种在正交频分多路复用移动通信系统的发送装置中用于降低N(＝2^r)个副载波上发送的信号的峰值平均功率比的方法，其中所述发送装置包括用于将串行数据转换为并行数据流k₁，k₂，...，k_r+2的串并转换器，以及用于将所述并行数据流块编码的多个编码器，r为大于2的自然数，所述方法包含以下步骤：

接收至少一个所述并行数据流，并生成使块编码的码元互补的至少一个算子比特k_r+3，...，k_2r；

将所述并行数据流与所述至少一个算子比特均等地分发给所述编码器，并且块编码所分发的数据，其中t为编码器的数目。

8.如权利要求7所述的方法，其中算子比特的数目根据副载波的数目被确定为r-2。

9.如权利要求7所述的方法，其中当所述发送装置使用二相移键控时，所述输入算子数据流通过以下公式确定，其中k表示转换的数据流，

k_2r＝-k₂·k_r·k_r+2

k_2r-i＝k₁·k_r-i·k_r+1，i＝1，...，(r-3)

10.如权利要求7所述的方法，其中当所述发送装置使用四相移键控时，所述输入算子数据流通过以下公式确定，其中k表示转换的数据流，

k_b10＝k_b1·k_b2·k_b3·k_b4·k_b5·k_b6·k_b7·k_b8·k_b9

k_S6＝mod(mod(k_s2+1，2)×2+k_s2+k_s3+k_s5，4)

其中mod(x，M)表示M对于x的模。

11.一种在正交频分多路复用(OFDM)移动通信系统的发送装置中用于降低N(＝2^r)个副载波上发送的信号的峰值平均功率比的装置，其中所述发送装置包括用于将串行数据转换为并行数据流k₁，k₂，...，k_r+2的串并转换器，r为大于2的自然数，所述装置包含：

算子生成器，用于接收至少一个所述并行数据流，并生成使块编码的码元互补的至少一个算子比特k_r+3，...，k_2r；以及

多个编码器，用于接收同等数目的所述并行数据流和至少一个所述算子比特k_r+3，...，k_2r，并将所接收数据块编码。

12.如权利要求11所述的装置，其中算子比特的数目根据副载波的数目被确定为r-2。

13.如权利要求11所述的方法，其中当所述发送装置使用二相移键控时，所述输入算子数据流通过以下公式确定，其中k表示转换的数据流，

k_2r＝-k₂·k_r·k_r+2

k_2r-i＝k₁·k_r-i·k_r+1，i＝1，...，(r-3)

14.如权利要求11所述的方法，其中当所述发送装置使用四相移键控时，所述输入算子数据流通过以下公式确定，其中k表示转换的数据流，

k_b10＝k_b1·k_b2·k_b3·k_b4·k_b5·k_b6·k_b7·k_b8·k_b9

k_S6＝mod(mod(k_s2+1，2)×2+k_s2+k_s3+k_s5，4)

其中mod(x，M)表示M对于x的模。

15.一种在正交频分多路复用移动通信系统的接收装置中解调已解码数据流k₁，k₂，...，k_2r的方法，其中所述接收装置将串行输入信号转换为并行数据流、傅里叶变换该并行数据流、以及将经过傅里叶变换的数据等份分发给多个解码器，r为大于2的自然数，所述方法包含以下步骤：

从所述已解码数据流中识别至少一个算子比特k_r+3，...，k_2r；

从所述已解码数据流中去除所述至少一个算子比特；以及

从没有所述至少一个算子比特的信息数据流k₁，k₂，...，k_r+2中恢复源数据。

16.如权利要求15所述的方法，其中算子比特的数目根据在发送装置中所使用的副载波的数目确定为r-2。

17.一种在正交频分多路复用移动通信系统中在接收装置中解调已解码数据流k₁，k₂，...，k_2r的装置，其中所述接收装置包括用于将串行输入信号转换为并行数据流的串并转换器，以及用于傅里叶变换该并行数据流的傅里叶变换器，r为大于2的自然数，所述装置包括：

多个解码器，每个解码器都用于接收同等数目的经过傅里叶变换的互补序列，并且解码所接收的互补序列；

算子去除器，用于从所述已解码数据流中识别至少一个算子比特k_r+3，...，k_2r并从所述已解码数据流中去除所述至少一个算子比特；以及

解映射器，用于从没有所述至少一个算子比特的信息数据流k₁，k₂，...，k_r+2中恢复源数据。

18.如权利要求15所述的方法，其中算子比特的数目根据在发送装置中所使用的副载波的数目确定为r-2。

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