CN1498475A

CN1498475A - 执行数字通信的方法和装置

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Publication number: CN1498475A
Application number: CNA038000881A
Authority: CN
Inventors: 孙廷G; 孙廷旼
Original assignee: Samsung Electronics Co Ltd
Current assignee: Samsung Electronics Co Ltd
Priority date: 2002-01-23
Filing date: 2003-01-23
Publication date: 2004-05-19
Anticipated expiration: 2023-01-23
Also published as: EP1331780A1; KR100429528B1; JP3889000B2; KR20030063665A; CA2439572A1; RU2249918C1; CN100583708C; AU2003206174B2; JP2005516467A; US7345990B2; WO2003063398A1; US20030231581A1; EP1331780B1; US20080008084A1; CA2439572C

Abstract

一种用于在OFDM(正交频分复用)系统中减少PAPR(峰值与平均值功率比)的有线或无线通信方法和装置。OFDM系统的发送器将能够最小化在(n，k)线性分组码中的一般标准阵中的PAPR的向量指定为陪集首，并且通过将每个陪集首加到对应于k比特的信息的n比特码字来发送具有最小PAPR的序列，产生U(≤2^n－k)个向量。然后，如果OFDM系统的接收器识别校正子和陪集首的信息，则接收器可以利用所接收的向量的校正子容易地恢复原始传输信号。

Description

执行数字通信的方法和装置

技术领域

本发明涉及一种有线或无线通信方法，具体涉及一种用于在OFDM(正交频分复用)系统中减少PAPR(峰值与平均值功率比)的方法和装置。

背景技术

在一般的并行数据处理系统中，整体信号频带被划分成N个彼此不重叠的频率子信道。通过子信道来调制各个码元，并且向N个子信道应用频分复用。

图1是图解传统的OFDM(正交频分复用)的配置的视图。参见图1，传统的OFDM系统利用DFT(离散傅立叶变换)调制和解调并行数据。

以下，将参照附图1来说明传统的OFDM系统的操作。首先，如果预定大小的串行数据流(如X比特)被输入到数据转换器11，数据转换器11将所述串行数据流转换为并行数据。此时，假定输出到数据转换器11的输出端口的并行数据的每个包括X比特。各自包括X比特的并行数据被输入到信号映射器12，信号映射器12根据预定的PSK(相移键控)或QAM(正交调幅)方案等来调制并行数据，然后输出多个调制码元流d₀、d₁、…、d_n-1。在此，n与所使用的调制方案的维数有关。如果使用BPSK，则“n”等于“X”。如果使用QPSK，则“n”等于“X/2”。如果使用16QAM，则“n”等于“X/4”。IDFT(逆离散傅立叶变换)电路13对调制码元d₀、d₁、…、d_n-1执行IDFT，然后输出并行OFDM信号。并行OFDM信号被并行到串行转换器14转换为串行OFDM信号。串行OFDM信号被输入到引导间隔(guide interval)插入器15。引导间隔插入器15向串行OFDM信号插入引导间隔，然后向D/A低通滤波器(LPT)16输出具有引导间隔的串行OFDM信号。D/A LPT 16将具有引导间隔的串行OFDM信号的数字信号转换为模拟信号。经由天线并且经由在空中接口17上的信道发送由D/A LPT 16转换的模拟信号。所述信道指的是无线通信的传输信道。迄今，已经说明了OFDM通信系统的发送器的操作。

通过空中接口17被发送的模拟信号被输入到LPT A/D 18。LPT A/D 18将从信道17接收的模拟信号转换为数字信号，然后将数字信号输出到引导间隔消除器19。引导间隔消除器19消除插入到数字信号中的引导间隔，然后向串行到并行转换器20输出消除了引导间隔的数字信号。串行到并行转换器20将消除了引导间隔的数字信号、即串行OFDM信号转换为并行OFDM信号，然后以d₀、d₁、…、d_n-1比特为单元输出并行的OFDM信号。并行OFDM信号被输入到DFT(离散傅立叶变换)电路21。DFT电路21对并行OFDM信号执行DFT，然后经输出傅立叶变换后的码元。这些码元被输入到信号解映射器22。信号解映射器22解调码元，然后输出X比特的并行数据。所述并行数据被输入到并行到串行转换器23。并行到串行转换器23将并行数据转换为一个串行数据流，然后输出串行数据流。

在使用N个载波的OFDM通信系统中，假定第k个OFDM信号被表示为分配给在给定的码元持续时间T中的第i个载波的调制后的信号A_i，k(i＝0，1，…，N-1)。每个调制后的信号A_i，k是基于调制的星座图中的码元之一。使用调制信号A_i，k，具有OFDM基带信号的复包络如下：

[方程1]

s (t) = Σ_{k = - \infty}^{\infty} Σ_{i = 0}^{N - 1} A_{i, k} \cdot g (t - kT) \cdot e^{j 2 πit / T}

在上面的方程1中，g(t)表示具有宽度T的矩形脉冲，T表示OFDM码元持续时间。为了保持在OFDM载波之间的正交性，第i个载波频率f_i被以中心频率f_c表示为下面的方程2。

[方程2]

f_i＝f_c+iΔf

在上面的方程2中，Δf表示一个载波的带宽，并且是OFDM码元率1/T的整数倍。

查看OFDM系统的几个突出特性，当将OFDM系统与和OFDM系统具有相同的传输带宽和数据传输率的单载波系统相比较时，在要发送的数据被分布在N个载波上的情况下，要在OFDM系统中发送的一个码元的持续时间大约是要在单载波系统中被发送的一个码元的持续时间的N倍。结果，在OFDM系统中的一个码元的持续时间大于在单载波系统中的一个码元。另外，如果在时域中增加一个保护间隔，则即使增加多个路径的数量，由于延迟导致的传输特性的变差变得较少。

而且因为发送在整个传输频带上分布的数据，因此，当干扰信号存在于特定的频带中的时候干扰信号仅仅影响数据的一部分，并且OFDM系统可以利用交织器和纠错码来有效地改善它的性能。

传统上，在多载波传输方法中，多载波信号的峰值包络功率与载波数量成比例地增加。如果在OFDM系统中的N个信号在同一相位重叠，则峰值包络功率提高到平均功率的N倍。PAPR指的是多载波信号的峰值对平均值功率比。如果PAPR增加，则A/D(模拟/数字)或D/A(数字/模拟)转换复杂，并且RF(射频)功率放大器的效率降低。

因此，积极进行用于降低PAPR的研究，并且必须处理的问题之一是降低PAPR，以便有效地实现在RF和光通信中具有优越性能的OFDM系统。

当通过N个载波发送具有复数值码元序列{A₀，A₁，…，A_N-1}的时候，OFDM基带信号s(t)相对于时间t∈[0，T]被表示为下面方程3。

[方程3]

s (t) = Σ_{i = 0}^{N - 1} A_{i} e^{j 2 π f_{i}^{t}}

通过下面的方程4来定义OFDM基带信号s(t)的PAPR。

[方程4]

PAPR＝s(t)的最大瞬时功率/s(t)的平均功率

参见上述的方程4，其中A_i是MPSK(多相移键控)调制的码元，平均功率的值为N，最大瞬时功率的值可以是N²，并且PAPR的值为N。

因此，如果利用码元序列来产生OFDM信号，则它具有很高的最大瞬时功率和高的PAPR。因为IDFT(逆离散傅立叶变换)和DFT被用于在OFDM系统中的调制和解调，因此在任意码元持续时间中的基带OFDM码元被表示为N个样值，因此基带OFDM码元可以被表示如下。

[方程5]

s [n] = IDFT (A) = \frac{1}{\sqrt{N}} Σ_{i = 0}^{N - 1} A_{i} e^{j 2 π \frac{in}{N}}, n = 0,1, . . ., N - 1

如在上面方程5中所述，L*N点IDFT被考虑用来产生PAPR。L是过采样因子。如果N个调制后输入的序列是A＝{A₀，A₁，…，A_N-1}，包括(L-1)N个0的序列A`{A₀`，A₁`，…，A_LN-1`}＝{A₀，A₁，…，A_N-1，0，0，…，0}被考虑以利用LN点IDFT。在通过利用序列A′在一个码元持续时间中获得序列A的L*N点IDFT之后，第n个样值被表示如下。

s [n] = Σ_{i = 0}^{LN - 1} {A_{i}}^{'} e^{j 2 π \frac{in}{N}}, n = 0,1, . . ., LN - 1

因为对于连续信号的PAPR的计算复杂，因此通过仅考虑与序列A相关联的OFDM信号的LN个样值来计算PAPR。即，考虑到序列A的LN点IDFT样值的PAPR被定义如下。

[方程6]

PAP R_{LN} (A) = \max_{n = 0,1, . . ., LN - 1} \frac{| s [n] |^{12}}{E [{| s [n] |}^{2}]}

如在上面方程6中所述，s[n]是LN点IDFT的样值，L表示过采样因子。而且，E是求取所有n个OFDM信号s[n]值的平均值的运算符。L＝1的情况被称为奈奎斯特取样。公知的是，如果过采样因子是4，则可以足够地获得PAPR，以便获得上面方程5所示的PAPR，此时该方程可以视为连续时间的函数。

已经提出了几种用于降低在OFDM通信系统中的PAPR的方法。在用于降低PAPR的最简单方法中，考虑了信号削波(signal clipping)来将信号的最大尺寸限制到预定的尺寸或更小。

传统的削波是用于降低PAPR的最简单的方法，但是具有几个问题。首先，限幅使得OFDM信号的幅度失真，因此产生自干扰而提高了BER(误码率)。而且，因为OFDM信号的失真是非线性的，因此它使得带外频率特征变差。

另一方面，在用于降低在OFDM系统中的PAPR的另一种方法中，戈莱(Golay)序列成为在降低在OFDM系统中的PAPR的的重要因素。当仅仅使用戈菜序列的时候，存在一个优点在于PAPR的值被限制为2(3dB)。但是，存在一个缺点在于随着载波的数量提高，码率迅速降低。

可以使用传统的纠错码技术来降低在OFDM系统中的PAPR。在传统的技术中，选择仅仅具有小值的峰值包络功率的码字，以便所产生OFDM信号可以降低整个PAPR。但是，存在一个问题在于随着载波信号数量的提高，码率大大降低。

SLM(选择映射)是一种传统的技术。SLM的基本概念是产生指示同一信息的多个OFDM信号。即，SLM产生U个指示同一信息的序列，并且发送在U个序列中具有最小PAPR的序列。

图2是图解基于SLM的传统OFDM系统的结构的视图。如果输入序列被表示为A，则通过将P^(u)序列乘以输入序列A来产生具有上述输入序列的U个独立序列，其中u＝1，2，…，U。结果，通过对每个序列A^(u)进行IDFT来产生时域中对于u＝1，2，…，U的U个序列a^(u)。

以下，参照图2说明传统基于SLM的OFDM系统的发送器的操作。首先，具有来自数据源31的n个数字值(1或-1)的串行数据流A被输入到串行到并行转换器32。串行到并行转换器32将串行数据流转换为并行数据(n)，然后输出并行数据。每个并行数据被输入到乘法器33-1、33-2、…、33-U中与其对应的一个。每个乘法器33-1、33-2、…、33-U分别逐个元素地将并行数据(n)乘以外部输入序列。第一乘法器33-1逐个元素地将并行数据(n)乘以具有“n”个元素的第一序列P⁽¹⁾，然后输出具有“n”个元素的A⁽¹⁾。第二乘法器33-2逐个元素地将并行数据(n)乘以具有“n”个元素的第二序列P⁽²⁾，然后输出具有“n”个元素的A⁽²⁾。第U乘法器33-U逐个元素地将并行数据(n)乘以具有“n”个元素的第U序列P^(U)，然后输出具有“n”个元素的A^(U)。第三到第(U-1)乘法器的运算与上述的乘法器类似。从乘法器33-1、33-2、…、33-U输出的A⁽¹⁾、A⁽²⁾、…、A^(U)被分别输入到U个IDFT电路34-1、34-2、…、34-U中与其对应的一个。IDFT电路34-1、34-2、…、34-U执行对序列A⁽¹⁾、A⁽²⁾、…、A^(U)的IDFT，然后输出IDFT信号，即在时域中的序列a⁽¹⁾、a⁽²⁾、…、a^(U)。在时域中的序列a⁽¹⁾、a⁽²⁾、…、a^(U)被输入到选择器35中。选择器计算序列a⁽¹⁾、a⁽²⁾、…、a^(U)的PAPR，然后选择在所计算的PAPR中具有最小值的PAPR。如果选择了具有最小值的PAPR，则具有所选择的PAPR的IDFT信号流被输出为最终的传输信号a^(u)。同时，与具有所选择的PAPR的IDFT信号流一起发送边信息。

通过方程7给出由每个序列A^(U)的IDFT产生的、在时域中的对于u＝1，2，…，U的U个序列a^(u)：

[方程7]

a^(u)＝IDFT{A^(u)}，u＝1，2，…，U

所有的序列a⁽¹⁾至a^(u)包括同样信息A，在序列a⁽¹⁾至a^(u)中实际发送的信号具有最小PAPR值。

理论上，随着独立序列的数量、即U的值提高，PAPR的特性变得更好。但是，如果U的值提高，系统的复杂性提高。

而且，存在一个大缺点。必须从发送器向接收器发送边信息，因为接收器必须识别发送器实际使用的是在U个序列中的哪个序列，以便恢复原始信息。而且，如果边信息在传输期间具有误差，则可以引起突发错误，因此大大降低系统的性能。因此，应当在传输期间良好地保护边信息。

有一种PTS(部分发送序列)方法作为另一种传统的技术。传统的PTS方法将输入序列划分成M个独立和部分块，然后将每个部分块移相，因此产生多个序列和减少PAPR。与相移相关联的边信息也应当被发送，以便接收器可以恢复原始信息。

发明内容

因此，考虑到上述问题而设计出本发明。它的一个目的在于提供一种OFDM(正交频分复用)通信方法和装置，它们能够减少PAPR(峰值对平均值功率比)而不影响信息传送的效率。

本发明的另一个目的是提供一种OFDM(正交频分复用)通信方法和装置，它们能够与载波数量无关第减少PAPR(峰值对平均值功率比)而不发送附加的边信息。

按照本发明的一个方面，提供一种OFDM发送器，包括：(n，k)线性分组编码器，用于当输入k比特的信息块d＝(d₀，d₁，…，d_k-1)时输出n比特的码字c＝(c₀，c₁，…，c_n-1)；U个加法器，用于通过执行一组陪集首e₁、e₂，…，e_u和码字c的逐位模2相加来产生信号a₁，a₂，…，a_u(U≤2^n-k)，与不同的校正子相关联的所述陪集首与(n，k)码的监督矩阵H相关地被选择；U个m元信号映射器，每个以m比特为单元将各个加法器的输出映射到信号码元，然后产生包括N个码元的离散信号x_i；U个LN点IDFT(逆离散傅立叶变换)电路，每个将来自各个m元信号映射器的离散信号x_i变换为包括位于时域中的LN个样值的离散信号y_i，L是过采样因子；和峰值检测器，用于搜索在LN个样值中具有最小的最大值的信号y_i，以便检测在来自LN点IDFT电路中的U个离散信号y₁、y₂、…、y_U中具有最小峰值功率的信号。

附图说明

通过下面参照附图的详细说明，本发明的上述和其他目的、特点和优点将会变得更加清楚地被理解，其中：

图1是图解传统的OFDM(正交频分复用)系统的配置的视图；

图2是图解基于SLM(选择映射)的传统OFDM系统的结构的视图；

图3是图解按照本发明的(n，k)分组码的标准阵的表格；

图4A和4B是图解按照本发明的优选实施例的、使用根据线性分组码的标准序列来减少PAPR的方法的OFDM系统的视图。

具体实施方式

现在，将参照附图3、4A和4B来详细说明按照本发明的用于减小PAPR的技术。

图3是图解按照本发明的(n，k)分组码的标准阵的表格。在此，c_i向量具有长度n。首先，详细说明按照本发明的、基于用于减少PAPR的方法的线性分组码的标准阵。

如果当发送(n，k)线性分组码的码字c时在信道上的噪声用e表示，则所接收的向量被定义为r＝c+e或r_i＝c_i+e_i，其中i＝1，2，…，n。如果H是(n-k)×n监督矩阵，则Hc^t＝0，其中t是转置矩阵。所接收的向量r的校正子s被定义如下。

[方程8]

s＝(s₁，s₂，…，s_n-k)^t＝Hr^t

＝H(c+e)^t＝Hc^t+He^t

＝He^t

校正子被在信道上引起的误差影响而不是被所发送的码字影响。如果e+C＝{x|x＝e+c，c∈C}表示具有向量e的代码C的陪集，属于陪集e+C的向量x的校正子如下。

[方程9]

Hx^t＝H(e+c)^t＝He^t

因此，在陪集e+C中的所有向量具有与向量e相关联的校正子。

用于解码分组码的最简单方法是使用标准阵。参见图3，被预测在标准阵中的每个陪集e+C中最常引起的误差的形式被定义为陪集首。即，在陪集e+C中具有最小加权的向量变为陪集首。因此，如果e_u被设置为在陪集e+C内的陪集首，则e_u+C＝e+C。

按照用于产生一般标准阵的方法，如图3所示产生(n，k)分组码的标准阵。此时，各自包括n比特的向量的数量是2ⁿ，并且码字的数量、即2^k被定义为K。因此，陪集的数量是2ⁿ/2^k＝2^n-k。在图3中，在u＝1，2，…，U的e_u变为每个陪集首。

因为在陪集内的一个向量可以被选择为对应的陪集首，用于最小化在陪集内的PAPR的向量被定义为陪集首。根据这个陪集首，可以利用所产生的标准阵来减少PAPR。

在本发明的一个优选实施例中——其中与要发送的信息对应的码字是c_i，利用先前指定的在u＝1，2，…，U处的陪集首e_u来产生在u＝1，2，…，U处的c_i+e_u的陪集的U个向量，并且发送在各个向量中具有最小PAPR的向量。因此，如果接收器识别与校正子和陪集首相关联的信息，则可以仅利用所接收的向量的校正子来简单地恢复原始传输信号c_i。

图4A和4B是图解按照本发明的优选实施例的、使用根据线性分组码的标准序列来减少PAPR的方法的OFDM系统的视图。图4A示出了OFDM发送器。这个发送器利用LN点IDFT产生PAPR以确定在U个序列中要发送的一个序列，然后将具有对应于IDFT结果的最小PAPR序列中的N个样值作为基带OFDM码元发送。如果要发送的向量表示为c_i，并且在具有最小PAPR信号中所使用的陪集首用e_u表示，相关的方程如下：

[方程10]

\tilde{u} = \arg \min_{1 \leq u \leq U} PAP R_{LN} (c_{i} + e_{u})

参见图4A，如果向(n，k)编码器100输入k比特的信息块d＝(d₀，d₁，…，d_k-1)，则它输出n比特的码字c(c₀，c₁，…，c_n-1)。

然后，陪集首105、即e₀，e₁，…，e_U具有与(n，k)码的监督矩阵H相关的不同的校正子，并且在随后或在校正子计算中所使用的接收器和发送器中存储陪集首。通过执行陪集首和码字c的逐位模2相加来产生信号a₁，a₂，…，a_u，其中U≤2^n-k。(n，k)码通过保持U的值小于值2^n-k并且严格选择陪集首e₀，e₁，…，e_U，从而具有纠错能力。

在本发明的优选实施例中，可以选用ECC(纠错码)编码器110来适当地纠正在信道上的错误。在这种情况下，如果每个n比特的信号a_i被输入到相应的(mN，n)ECC编码器110，则产生mN比特的输出b_i。当不使用ECC时，满足关系b_i＝a_i和n＝mN。

另一方面，mN比特输出b_i被输入到m元信号映射器120，然后产生一个包括N个码元的离散信号x_i，其中每个码元对应于m个比特。然后，这个包括N个码元的离散信号x_i被LN点IDFT电路130转换为位于时域中的LN个样值的离散信号y_i，其中L是过采样因子。

峰值检测器140通过在LN个样值中找到具有最小最大值的信号y_j而检测在U个离散信号y₀，y₁，…，y_U中的具有最小峰值功率的信号。对对应于信号y_j的离散信号x_j执行N点IDFT，经N点IDFT后的离散信号x_j被低频带通滤波器滤波，然后产生对于信息块d＝(d₀，d₁，…，d_k-1)的OFDM信号。

以下，将参照图4B说明按照本发明的OFDM接收器的操作。由N点DFT(离散傅立叶变换)电路200将通过采样所接收的基带OFDM信号而产生的信号转换为由频域中的N个样值组成的信号X＝(X₀，X₁，…，X_n-1)。然后，信号x被应用到m元信号解映射器210，经过应用到m元信号解映射器210的信号x被ECC解码器220解码，然后产生n比特二进制向量r＝(r₀，r₁，…，r_n-1)。校正子计算电路230计算向量r的校正子，然后陪集首选择器240选择与所计算的校正子对应的陪集首e_i。

最后，通过按照方程c＝r-e_i纠正与向量r相关联的陪集首e_i，而产生n比特的码字。从码字c获得k比特信息块d。换句话说，接收器可以产生所接收的信号的校正子以确定在发送时使用的陪集首，然后通过向所接收的向量加上陪集首来产生原始的发送向量。

在传统的SLM中，与所发送的信号相关联的边信息必须被发送到接收器，而如果接收器利用按照本发明的标准阵仅识别陪集首的信息，则附加的边信息不必被发送到接收器。虽然其中由于使用了按照本发明的标准阵而使上述的两种方法中频率的效率略微变差，可以利用具有高码率的分组线性码来对频率效率的降低作一定的程度的补偿。

本发明的特征和优点已经被概括地公开，以便可以更好地明白本发明的权利要求。将详细说明本发明的权利要求的其他特定和优点。本领域内的技术人员将明白，可以通过用于完成与本发明的目的类似的目的的另一种结构的设计或修改来实现上述的本发明的思想和具体实施例。

而且，本领域中的技术人员可以明白，可以通过用于完成与本发明的目的相同的目的的另一种结构的设计或修改来实现上述的本发明的思想和具体实施例。虽然本发明的优选实施例已经为了说明的目的而被公开，但是本领域中的技术人员将明白，在不脱离本发明的范围的情况下，各种修改、增加和替换是可能的。因此，本发明不限于上述的实施例，而是本发明由所附的权利要求以及等同内容的全部范围限定。

从上述的说明明显的是，发送器将一向量指定为陪集首，该向量能够最小化在一般的标准阵中的PAPR(峰值对平均值功率比)，并且根据按照本发明的陪集首来发送具有最小PAPR的序列。按照本发明，如果接收器识别了校正子和陪集首的信息，则接收器可以利用所接收的向量的校正子来简单地恢复原始的传输信号。

按照本发明，可以与载波数量、即N无关地设计OFDM系统，并且通过提高U的值(≤2^n-k)来提高系统的性能。而且，按照本发明的OFDM系统优于传统的SLM(选择映射)技术，因为它不必发送指示已经选择了哪一个信号的信息。

Claims

1.一种OFDM发送器，包括：

(n，k)线性分组编码器，用于当输入k比特的信息块d＝(d₀，d₁，…，d_k-1)时输出n比特的码字c＝(c₀，c₁，…，c_n-1)；

U个加法器，用于通过执行一组陪集首e₁、e₂，…，e_u和码字c的逐位模2相加来产生信号a₁，a₂，…，a_u(U≤2^n-k)，与不同的校正子相关联的所述陪集首与(n，k)码的监督矩阵H相关地被选择；

U个m元信号映射器，每个以m比特为单元将各个加法器的输出映射到信号码元，然后产生包括N个码元的离散信号x_i；

U个LN点IDFT(逆离散傅立叶变换)电路，每个将来自各个m元信号映射器的离散信号x_i变换为包括位于时域中的LN个样值的离散信号y_i，L是过采样因子；和

峰值检测器，用于搜索在LN个样值中具有最小的最大值的信号y_i，以便检测在来自LN点IDFT电路中的U个离散信号y₁、y₂、…、y_U中具有最小峰值功率的信号。

2.按照权利要求1的OFDM发送器，还包括：

N点IDFT电路，用于向IDFT施加信号x_j，其中x_j对应于由峰值检测器搜索的信号y_j；和

低频带通滤波器，用于滤波N点IDFT电路的输出，并且随后产生用于信息块d＝(d₀，d₁，…，d_k-1)的OFDM信号。

3.按照权利要求1的OFDM发送器，还包括：

ECC(纠错码)编码器，被布置在加法器和m元信号映射器之间，每个ECC编码器响应于每个加法器的n比特的输出a_i而产生mN比特的输出b_i。

4.一种OFDM接收器，包括：

N点DFT(离散傅立叶变换)电路，用于对通过采样所接收的基带OFDM信号所而产生的信号进行N点DFT，将其转换为包括N个样值的信号x＝(x₀，x₁，…，x_N-1)；

m元信号解映射器，用于响应于从N点DFT电路输出的信号x而产生n比特的二进制向量r＝(r₀，r₁，…，r_n-1)；

加法器，用于接收利用(n，k)码的监督矩阵H所产生的二进制向量r＝(r₀，r₁，…，r_n-1)的校正子，并且由此产生陪集首e_i，执行二进制向量r和陪集首e_i的模2相加，并且产生n比特的码字c。

5.按照权利要求4的OFDM接收器，还包括：

ECC(纠错码)解码器，连接到m元信号解映射器的输出端。

6.一种用于在OFDM系统中编码OFDM信号的方法，所述OFDM系统用于将整个信号频带划分成N个不重叠的子载波并且执行频分复用，所述方法包括步骤：

(a)使得(n，k)线性分组编码器响应于k比特的信息块d＝(d₀，d₁，…，d_k-1)而输出n比特的码字c＝(c₀，c₁，…，c_n-1)；

(b)选择与不同的校正子相关联的所述陪集首，该陪集首与(n，k)码的监督矩阵H相关，执行陪集首e₁、e₂，…，e_u和码字c的逐位模2相加，并且产生信号a₁，a₂，…，a_U(U≤2^n-k)；

(c)向各个m元信号映射器输入n比特的信号a₁，a₂，…，a_U，以m比特为单元将每个信号a₁，a₂，…，a_u映射到信号码元，然后产生每个a_i的离散信号x_i，i＝1-U，每个离散信号x_i包括N个码元；

(d)将每个离散信号x_i变换为包括位于时域中的LN个样值的离散信号y_i，L是过采样因子；并且

(e)在各个y_i信号中搜索在LN个样值中具有最小的最大值的信号y_i，以便检测在U个离散信号y₁、y₂、…、y_U中具有最小峰值功率的信号，对对应于信号y_i的离散信号x_j进行N点IDFT，然后产生对于信息块d＝(d₀，d₁，…，d_k-1)的OFDM信号。

7.按照权利要求6的方法，其中步骤(e)还包括步骤：

在对对应于信号y_j的离散信号x_j进行N点IDFT之后，执行低频带通滤波。

8.按照权利要求6的方法，还包括步骤：

在步骤(b)之后，向各个(mN，n)ECC(纠错码)编码器输入n比特的信号a_i，产生mN比特的输出b_i，然后向在步骤(c)中所包括的各个m元信号映射器输入该mN比特的输出b_i。

9一种用于在OFDM系统中解码OFDM信号的方法，所述OFDM系统用于将整个信号频带划分成N个不重叠的子载波并且执行频分复用，所述方法包括步骤：

(a)对通过采样所接收的基带OFDM信号所而产生的信号进行N点DFT，将其转换为包括N个样值的信号x＝(x₀，x₁，…，x_N-1)；

(b)使得m元信号解映射器响应于从N点DFT电路输出的信号x而产生n比特的二进制向量r＝(r₀，r₁，…，r_n-1)；

(c)利用(n，k)码的监督矩阵H产生二进制向量r的校正子，并且产生陪集首e_i；以及

(d)通过对二进制向量r和陪集首e_i的执行模2相加的校正，产生n比特的码字c，并且从码字c产生k比特的信息块。

10.按照权利要求9的方法，其中步骤(b)包括步骤：

通过连接到m元信号解映射器的输出终端的ECC(纠错码)解码器，来产生n比特的二进制向量r。

11.一种用于向在OFDM发送器中的多个IDFT电路提供编码后的比特流的方法，所述发送器包括：编码器，用于输出通过根据预定的码率(k/n)对二进制数据k比特流编码所得的n比特的流，IDFT电路，用于输出对应于编码后比特流的OFDM调制码元流，峰值检测器，用于选择和输出在从IDFT电路输出的调制码元流中具有最小峰值功率的调制码元流，所述方法包括步骤：

选择在U个陪集中的每一个中的向量之一作为陪集首，将编码后的比特的标准阵表示为U个陪集；

对编码后的比特流和每个所选择的陪集首执行逐位模2运算，然后输出具有不同校正子的U个编码后的比特流；

通过以预定的比特单元对U个编码后比特流中的每一个执行码元映射来产生U个离散信号流，并且将离散信号流的每一个提供给多个IDFT电路中与其对应的一个，所述离散信号流包括多个码元。

12.按照权利要求11的方法，其中要选择作为陪集首的向量是被预测为在传输期间最常引起的误差的形式。

13.按照权利要求11的方法，其中要选择作为陪集首的向量用于最小化在陪集内的向量中的PAPR(峰值对平均值功率比)。

14.按照权利要求11的方法，其中要选择作为陪集首的向量具有在陪集内的向量中的最小加权。

15.按照权利要求11的方法，其中U的值等于或小于2^n-k。

16.一种用于向在OFDM发送器中的多个IDFT电路提供编码的比特流的装置，所述发送器包括：编码器，用于输出通过根据预定的码率(k/n)对二进制数据k比特流编码所得的n比特的流，IDFT电路，用于输出对应于编码后比特流的OFDM调制码元流，峰值检测器，用于选择和输出在从IDFT电路输出的调制码元流中具有最小峰值功率的调制码元流，所述方法包括：

加法器，用于接收从在每个陪集内的向量中逐个选择的向量的陪集首，其中每个陪集对应于编码后的比特的标准阵，并且用于对编码后的比特流和每个陪集首执行逐位模2运算，然后输出具有不同校正子的U个编码后的比特流；

映射器，用于通过以预定的比特单元对U个编码后的比特流的每一个进行码元映射来产生U个离散信号流，并且向IDFT电路中对应的一个提供离散信号流中的每一个，所述离散信号流包括多个码元。

17.按照权利要求16的装置，其中要选择作为陪集首的向量采用被预测为在传输期间最常引起的误差的形式。

18.按照权利要求16的装置，其中要选择作为陪集首的向量用于最小化在陪集内的向量中的PAPR(峰值对平均值功率比)。

19.按照权利要求16的装置，其中要选择作为陪集首的向量具有在陪集内的向量中的最小加权。

20.按照权利要求16的装置，其中U的值等于或小于2^n-k。