JP2016539607A - 無線周波数キャリアアグリゲーションのシステムおよび方法 - Google Patents

Abstract

共通無線周波数送信装置における複数の無線通信信号のアグリゲーションのためのシステムおよび方法を提供する。周波数帯域内のマルチサブチャネル多重（ＭＳＭ）信号は、チャネル状態を推定するパイロット信号と、モバイル受信装置を用いる効率的な信号復調とを含む通信プロトコルを有し、別の信号と結合される。送信装置側で自動デジタルプロセッサは、変更を特定する追加サイド情報を送信する必要なく、システムプロトコル内のすべての送信信号の良好な受信を維持する代替の中から選択される結合信号の少なくとも１つの適合性基準を満たすＭＳＭを変更する。代替の範囲は、パイロット信号を途絶させる変更を含む。適合性基準は、結合のピーク平均電力比を最小化することを含んでいてもよく、信号の変更は、以前のパイロット信号との適合性を維持しつつ、信号の時間領域表現の一部の周期的並べ替えを含んでいてもよい。【選択図】図１５

Description

本発明は、無線周波数信号の無線通信分野に関する。特に、本発明は、たとえば受信装置でのピーク対平均電力比または推定エラーを低減するため、結合信号を制御することに関する。

携帯無線通信用の一般的な信号フォーマットは、直交周波数分割多重（ＯＦＤＭ）（たとえば、ｅｎ．ｗｉｋｉｐｅｄｉａ．ｏｒｇ／Ｏｒｔｈｏｇｏｎａｌ＿ｆｒｅｑｕｅｎｃｙ−ｄｉｖｉｓｉｏｎ＿ｍｕｌｔｉｐｌｅｘｉｎｇを参照）、およびそれに密接に関連する直交周波数分割多重接続（ＯＦＤＭＡ）などのフォーマットである。ＯＦＤＭチャネルで伝達される信号の場合、周波数領域では、一群の狭隣接サブチャネルによって、時間領域では、それぞれが時間Ｔを有し、ガードインターバルΔＴによって分離される比較的低い一連のＯＦＤＭシンボルを特徴とする（図１を参照）。各シンボル前のガードインターバル内には、時間的に循環シフトされるシンボル期間において同じ信号から成るサイクリックプレフィックス（ＣＰ）が設けられる。このＣＰは、受信した信号の感度が、マルチパスの存在下での正確な時間同期化まで低下するように設計される、すなわち、無線周波数信号は、高い建物や丘などの地形内の大きな対象で反射する。所与のシンボルをわずかな時間遅延（ΔＴ未満）で受信する場合、エラーなしに受信される。ＯＦＤＭ「ペイロード」に対応付けられるデータシンボルに加えて、通常は、タイミングとその他の基準を確定する「プリアンブル」信号がある。プリアンブルは、図１に示されない自身のＣＰを有していてもよい。

プリアンブルに加えて、１セットのパイロットシンボル（トレーニングシンボルとも称される）は通常、ペイロードのデータシンボルにおいて（時間および周波数で）インターリーブされる。これらのパイロットシンボルは、受信装置でのタイミング、チャネル推定、信号等化のさらなる改良のためにプリアンブルと共に使用される。ペイロード内に時間と周波数に関してパイロットシンボルを配置することは、各種ＯＦＤＭ規格プロトコルによって異なる場合がある。時間−周波数リソースグリッドにパイロットシンボルを配置する典型例を、「ロングタームエボリューション」（ＬＴＥ）として知られるプロトコルに関して図２に示す（詳細情報は、たとえば、ｗｗｗ．ｍａｔｈｗｏｒｋｓ．ｃｏｍ／ｈｅｌｐ／ｌｔｅ／ｕｇ／ｃｈａｎｎｅｌ−ｅｓｔｉｍａｔｉｏｎ．ｈｔｍｌを参照）。ここでは、パイロットシンボルが４つの異なる周波数で配置され、１パターンが８シンボル期間毎に繰り返される。これにより、受信装置は、各種パイロットシンボルの補間を用いて、リソースグリッド全体にわたって時間変動するチャネル推定に関する情報を取得することができる。

ＯＦＤＭでは、サブキャリア周波数は、サブキャリアが相互に直交するように選択される。つまり、サブチャネル間のクロストークが排除され、サブキャリアガード帯域は不要である。このため、送信装置と受信装置の両方が大幅に簡易化される。従来のＦＤＭと異なり、サブチャネル毎に別個のフィルタは必要ではない。直交性では、サブキャリア間隔はΔｆ＝ｋ／（Ｔｕ）ヘルツであり、Ｔｕ秒が有効シンボル期間（受信装置側ウィンドウサイズ）、ｋが正の整数、通常は１に等しい。したがって、Ｎ個のサブキャリアでは、総通過帯域幅はＢ≒Ｎ・Δｆ（Ｈｚ）となる。また、直交性は高スペクト高率を可能にし、総シンボルレートはナイキストレートに近い。利用可能な周波数帯域のほぼ全域を利用することができる。通常、ＯＦＤＭは、略「ホワイト」スペクトルを有し、他の同一チャネルユーザに優良電磁干渉特性を提供する。

２つのＯＦＤＭ信号を結合する際、略非直交信号となる。単独のＯＦＤＭ信号の帯域に限定される受信装置は通常、チャネル外信号に影響を受けないが、このような信号が共通電力増幅器を通過すると、アナログシステムコンポーネントの固有の非線形性により相互作用が生じる。

ＯＦＤＭは、受信装置と送信装置との間の非常に正確な周波数同期を必要とし、周波数偏位サブキャリアはもはや直交しなくなり、キャリア間干渉（ＩＣＩ）、すなわち、サブキャリア間のクロストークを招く。典型的には、周波数オフセットは、送信装置と受信装置の発振器間のミスマッチ、または移動によるドップラー偏移によって生じる。ドップラー偏移のみが受信装置によって補整することができ、反射が各種周波数オフセットで現れるため、マルチパスと組み合わされると状況が悪化し、さらに矯正しにくい。

直交性は、受信装置側で高速フーリエ変換（ＦＦＴ）アルゴリズムを、送信側で逆ＦＦＴ（ＩＦＦＴ）を用いて、効率的な変調器および復調器の実施が可能になる。ＦＦＴアルゴリズムは比較的効率的だが、制限要因になり得る中程度のコンピュータ化複雑性を有する。

ＯＦＤＭの１つの主要な原理は、低シンボルレート変調スキーム（すなわち、シンボルはチャネル時間特性と比較して長い）が、マルチパス伝播によって生じるシンボル間干渉を受けにくいため、単独の高速ストリームの代わりに、いくつかの低速ストリームを並列して送信するのが有益なことである。各シンボルの期間が長いため、ＯＦＤＭシンボル間にガードインターバルを挿入することによって、シンボル間干渉を排除することが実行可能である。また、ガードインターバルは、パルス成形フィルタの必要性を排除し、時間同期の課題に対する感度を低下させる。

ガードインターバル中に送信されるサイクリックプレフィックスは、ガードインターバルにコピーされるＯＦＤＭシンボルの最後から成り、ガードインターバルの後にＯＦＤＭシンボルが送信される。ガードインターバルがＯＦＤＭシンボルの最後のコピーから成る理由は、受信装置が、ＦＦＴでＯＦＤＭ復調を実行する際に、マルチパスのそれぞれの整数の正弦波サイクルにわたって統合されることである。

周波数選択チャネル状態、たとえばマルチパス伝播によって生じるフェージングの影響は、サブチャネルが十分に狭帯域である、すなわち、サブチャネルの値が非常に大きい場合、ＯＦＤＭサブチャネルにわたって一定（平坦）であると考えることができる。これにより、従来の単キャリア変調と比較して、ＯＦＤＭにおいて受信装置側でより簡易に等化が行われる。等化器は、検出された各サブキャリア（各フーリエ係数）に一定の複素数またはほとんど変化しない値を乗算するだけでよい。したがって、受信装置は通常、明確な情報を送信する必要なく、このような信号の変更を容認する。

ＯＦＤＭは必然的にチャネルコーディング（前方エラー訂正）と併せて使用され、周波数および／または時間インターリービングをほぼ常に使用する。周波数（サブキャリア）インターリービングは、フェージングなどの周波数選択チャネル状態に対する抵抗を増加させる。例えば、チャネル帯域幅の一部がフェージングする際、周波数インターリービングは、帯域幅の減衰部分でサブキャリから生じるビットエラーが集中せずにビットストリームで拡散されるように確保する。同様に、時間インターリービングは、最初ビットストリーム内で隣接するビットを時間的に送信することによって、高速で移動しているときに発生するような著しいフェージングを緩和するように確保する。したがって、等化自体と同様、受信装置は通常、結果として生じるエラーレートを増大させることなく、ある程度のこの種の変更に耐性がある。

ＯＦＤＭ信号は、後述するように、複雑な計算である逆（高速）フーリエ変換（ＩＦＦＴ）によってデジタルベースバンドデータから生成され、シンボルの全範囲を含むセットに対して比較的高ピーク対平均電力比（ＰＡＰＲ）を有する信号を結果的に生成する。次いで、この高ＰＡＰＲは、電力増幅器（ＰＡ）の取得コストと作業コストの増加、および典型的には、低ＰＡＰＲを有する信号に関して設計されるシステムよりも大きな非線形歪みを招く。この非線形性は特に、電力を散逸させる効果を有する、クリッピング歪みと相互変調（ＩＭ）歪みを招く結果、受信装置での帯域外干渉、およびおそらくは帯域内干渉とそれに対応するビットエラーレート（ＢＥＲ）の増大につながる。

従来型のＯＦＤＭ送信装置では、信号生成装置は、入力情報ビットシーケンスにエラー矯正符号化、インターリービング、シンボルマッピングを実行して、送信シンボルを生成する。送信シンボルは、直列−並列（Ｓ／Ｐ）コンバータで直列−並列変換され、複数の並列信号シーケンスに変換される。Ｓ／Ｐ変換された信号は、ＩＦＦＴ部で高速フーリエ変換される。信号はさらに、並列−直列（Ｐ／Ｓ）コンバータで並列−直列変換され、信号シーケンスに変換される。次に、ガードインターバルがガードインターバル（ＧＩ）追加部によって追加される。次いで、フォーマット化信号は無線周波数にアップコンバートされ、電力増幅器で増幅され、最終的に無線アンテナによってＯＦＤＭ信号として送信される。

他方、従来型のＯＦＤＭ受信装置では、無線周波数信号がベースバンドまたは中間周波数にダウンコンバートされ、ガードインターバルが、ガードインターバル排除部で受信した信号から排除される。次いで、受信した信号は、Ｓ／Ｐコンバータで直列−並列変換され、高速フーリエ変換（ＦＦＴ）部で高速フーリエ変換され、Ｐ／Ｓコンバータで並列−直列変換される。次に、復号化されたビットシーケンスが出力される。

従来、各ＯＦＤＭチャネルは、電力増幅器（ＰＡ）とアンテナ素子で終わる自身の送信チェーンを有する。しかし、場合によっては、図３に示すように、同じＰＡとアンテナを用いて２つ以上の別個のＯＦＤＭチャネルを送信したいと意図する場合がある。これは「キャリアアグリゲーション」と称することもある。これにより、制限された数の基地局タワーで、追加の通信帯域幅を備えたシステムが可能になる。追加ユーザと追加データレートの両方の駆動を前提とする場合、これが非常に望ましい。２つのチャネルは、図３に示すように２段階のアップコンバージョンプロセスを用いて中間周波数で結合してもよい。実際のベースバンド信号の増幅が図３に示されているが、通常は、同相直角アップコンバージョン（図示せず）の複雑な２つの位相信号を有する。図３は、デジタル信号とアナログ信号との境界を示していない。ベースバンド信号は通常デジタルであるが、ＲＦ送信信号はアナログであり、デジタル−アナログ変換はこれらの段階の間である。

２つの類似チャネル、平均電力Ｐ０と最大瞬時電力Ｐ１について考えてみる。これはピーク平均電力比ＰＡＰＲ＝Ｐ１／Ｐ０に対応し、通常は、ＰＡＰＲ［ｄＢ］＝１０ｌｏｇ（Ｐ１／Ｐ０）としてｄＢで表される。結合信号の場合、平均電力は２Ｐ０（３ｄＢ増）だが、最大瞬時電力４Ｐ０、６ｄＢ増と高くなる可能性がある。したがって、結合信号のＰＡＰＲは３ｄＢ増加させることができる。この最大電力は、２つのチャネルからの信号が、同相であるピークを偶然有する場合に発生する。これは稀な一時的発生となることがあるが、一般的には、この可能性のために、すべての送信コンポーネントの線形動的範囲を設計しなければならない。非線形性は相互変調積を生成し、信号を劣化させ、信号を望ましくないスペクトル領域へと拡げる。この結果、フィルタリングが必要となり、いずれにせよ、システムの電力効率を低下させる可能性が高い。

この高ＰＡＰＲを処理するために線形動的範囲の増加を必要とするコンポーネントはデジタル−アナログ変換器を含み、たとえば、大きな動的範囲を処理するために大きな数の有効ビットを有していなければならない。電力増幅器（ＰＡ）は、送信装置において最も大きく、電力を消費する構成要素であるため、一層重要である。時には時間のごく一部のみで使用される余分の動的範囲でコンポーネントを維持することができるが、これは無駄が多く非効率的であるために、可能な場合は回避すべきである。通常、動的範囲の大きな増幅器は、動的範囲の小さな増幅器よりもコストがかかり、同等の入力および出力に対して、高い静止カレントドレインと低い効率を有することが多い。

このピーク平均電力比（ＰＡＰＲ）の課題は、複数の密集サブチャネルから成るため、ＯＦＤＭと関連波形において既知な一般的課題である。ＰＡＰＲを低減する伝統的戦略は多数存在し、「ＰＡＰＲ低減方法の方向性および最新の進歩（Ｄｉｒｅｃｔｉｏｎｓ ａｎｄ Ｒｅｃｅｎｔ Ａｄｖａｎｃｅｓ ｉｎ ＰＡＰＲ Ｒｅｄｕｃｔｉｏｎ Ｍｅｔｈｏｄｓ）」、Ｈａｎｎａ Ｂｏｇｕｃｋａ、Ｐｒｏｃ．２００６、ＩＥＥＥ信号処理および情報技術に関する国際シンポジウム、８２１〜８２７ページで扱われており、参照により本明細書に組み込む。これらのＰＡＰＲ低減戦略は、振幅クリッピングおよびフィルタリング、コーディング、トーンリザベーション、トーンインジェクション、アクティブコンステレーション拡張、部分送信シーケンス（ＰＴＳ）、選択マッピング（ＳＬＭ）、インターリービングなどの複数の信号表現技術を含む。これらの技術は大きなＰＡＰＲ低減を達成することができるが、送信信号電力の増加、ビットエラーレート（ＢＥＲ）の上昇、データ損失の増加、コンピュータの複雑さの増大などが犠牲となる。さらに、これらの技術の多くは、受信した信号を適切に復号するために、信号自体と共に（信号変換に関する）追加サイド情報を送信する必要がある。上記サイド情報は、特に、各種基地局送信装置から信号を受信するのに簡易なモバイル受信装置を好む技術にとって、技術の一般性を低減させる。適合可能な範囲に限り、Ｂｏｇｕｃｋａに開示される技術、および業界において既知なその他の技術は、本明細書に後述の技術と併せて使用することができる。

ＯＦＤＭ送信スキームにおけるＰＡＰＲ（ピーク平均電力比）問題を解決する様々な努力には、周波数領域インターリービング方法、クリッピングフィルタリング方法（たとえば、Ｘ．ＬｉおよびＬ．Ｊ．Ｃｉｍｉｎｉ、「ＯＦＤＭに対するクリッピングおよびフィルタリングの実行効果（Ｅｆｆｅｃｔｓ ｏｆ Ｃｌｉｐｐｉｎｇ ａｎｄ Ｆｉｌｔｅｒｉｎｇ ｏｎ ｔｈｅ Ｐｅｒｆｏｒｍａｎｃｅ ｏｆ ＯＦＤＭ）」、ＩＥＥＥＣｏｍｍｕｎ．Ｌｅｔｔ、２巻、５号、１３１〜１３３ページ、１９９８年５月を参照）、部分送信シーケンス（ＰＴＳ）方法（たとえば、Ｌ．Ｊ．ＣｉｍｉｎｉおよびＮ．Ｒ．Ｓｏｌｌｅｎｂｅｒｇｅｒ、「部分送信シーケンスを用いるＯＦＤＭ信号のピーク平均電力比低減（Ｐｅａｋ−ｔｏ−Ａｖｅｒａｇｅ Ｐｏｗｅｒ Ｒａｔｉｏ Ｒｅｄｕｃｔｉｏｎ ｏｆ ａｎ ＯＦＤＭ Ｓｉｇｎａｌ Ｕｓｉｎｇ Ｐａｒｔｉａｌ Ｔｒａｎｓｍｉｔ Ｓｅｑｕｅｎｃｅｓ）」、ＩＥＥＥＣｏｍｍｕｎ．Ｌｅｔｔ、４巻、３号、８６〜８８ページ、２０００年３月を参照）、循環シフトシーケンス（ＣＳＳ）方法（たとえば、Ｇ．ＨｉｌｌおよびＭ．Ｆａｕｌｋｎｅｒ、「ＯＦＤＭにおけるピーク平均電力比を低減する部分送信シーケンスの循環シフトおよび時間反転（Ｃｙｃｌｉｃ Ｓｈｉｆｔｉｎｇ ａｎｄ Ｔｉｍｅ Ｉｎｖｅｒｓｉｏｎ ｏｆ Ｐａｒｔｉａｌ Ｔｒａｎｓｍｉｔ Ｓｅｑｕｅｎｃｅｓ ｔｏ Ｒｅｄｕｃｅ ｔｈｅ Ｐｅａｋ−ｔｏ−Ａｖｅｒａｇｅ Ｒａｔｉｏ ｉｎ ＯＦＤＭ）」、ＰＩＭＲＣ ２０００、２巻、１２５６〜１２５９ページ、２０００年９月を参照）などがある。また、非線形送信増幅器を使用する際のＯＦＤＭ送信の受信特性を向上させるため、最小クリッピング電力損失スキーム（ＭＣＰＬＳ）を使用して、送信増幅器によってクリッピングされる電力損失を最小化するＰＴＳ方法が提案されている（たとえば、Ｘｉａ Ｌｅｉ、Ｙｏｕｘｉ Ｔａｎｇ、Ｓｈａｏｑｉａｎ Ｌｉ、「ＯＦＤＭにおけるクリッピング雑音を低減する最小クリッピング電力損失スキーム（Ａ Ｍｉｎｉｍｕｍ Ｃｌｉｐｐｉｎｇ Ｐｏｗｅｒ Ｌｏｓｓ Ｓｃｈｅｍｅ ｆｏｒ Ｍｉｔｉｇａｔｉｎｇ ｔｈｅ Ｃｌｉｐｐｉｎｇ Ｎｏｉｓｅ ｉｎ ＯＦＤＭ）」、ＧＬＯＢＥＣＯＭ ２００３、ＩＥＥＥ、１巻、６〜９ページ、２００３年１２月を参照）。ＭＣＰＬＳは、循環シフトシーケンス（ＣＳＳ）方法にも適用可能である。

部分送信シーケンス（ＰＴＳ）スキームでは、予め個々のサブキャリアに対して判定される適切なセットの位相回転値が複数セットから選択され、ピーク対平均電力比を低減するために、位相回転の選択されたセットを使用して、信号変調前に各サブキャリアの位相を回転させる（たとえば、Ｓ．Ｈ．ＭｕｌｌｅｒとＪ．Ｂ．Ｈｕｂｅｒ、「ＯＦＤＭ用の新規なピーク出力低減スキーム（Ａ Ｎｏｖｅｌ Ｐｅａｋ Ｐｏｗｅｒ Ｒｅｄｕｃｔｉｏｎ Ｓｃｈｅｍｅ ｆｏｒ ＯＦＤＭ）」、Ｐｒｏｃ．ＰＩＭＲＣ’９７，１０９０〜１０９４ページ、１９９７；Ｇ．Ｒ．Ｈｉｌｌ、Ｆａｕｌｋｎｅｒ、Ｊ．Ｓｉｎｇｈ、「部分送信シーケンスの循環シフトによるＯＦＤＭにおけるピーク対平均電力比の推定（Ｄｅｄｕｃｉｎｇ ｔｈｅ Ｐｅａｋ−ｔｏ−Ａｖｅｒａｇｅ Ｐｏｗｅｒ Ｒａｔｉｏ ｉｎ ＯＦＤＭ ｂｙ Ｃｙｃｌｉｃａｌｌｙ Ｓｈｉｆｔｉｎｇ Ｐａｒｔｉａｌ Ｔｒａｎｓｍｉｔ Ｓｅｑｕｅｎｃｅｓ）」、Ｅｌｅｃｔｒｏｎｉｃｓ Ｌｅｔｔｅｒｓ、３６巻、６号、２０００年３月１６日を参照）。

異なるキャリア周波数を有する複数の無線信号が送信のために結合されると、この結合信号は通常、ピークを結合する同相の可能性によって、高いＰＡＰＲを有するため、低平均効率で動作する大きな電力増幅器（ＰＡ）を必要とする。参照として全文を本明細書に組み込む米国特許第８，５８２，６８７号（Ｊ．Ｄ．Ｔｅｒｒｙ、特許文献１）に教示されるように、ＯＦＤＭチャネルのデジタル結合のＰＡＰＲは、Ｓｈｉｆｔ−ａｎｄ−Ａｄｄアルゴリズム（ＳＡＡ）によって低減することができる。所与のシンボル期間、メモリバッファに時間領域ＯＦＤＭ信号を記憶し、循環タイムシフトを実行して少なくとも１つのＯＦＤＭ信号を変換し、複数のＯＦＤＭ信号を追加して、少なくとも２つの代替結合を取得する。このように、結合マルチチャネル信号の低減されたＰＡＰＲに対応するタイムシフトを選択することができる。これは、ベースバンド信号またはアップコンバートされた信号に適用してもよい。ＰＡＰＲの数デシベルの低減は、システム性能を低下せずに実現することができる。シフトされた信号をエラーなしに受信装置によって復号できることを条件として、サイド情報を受信装置に送信する必要はない。これを図４に概略的に示す。

いくつかのＯＦＤＭプロトコルはシンボル期間毎にパイロットシンボルを必要とし、パイロットシンボルを受信装置で追跡して、位相情報を回収することができる（図５を参照）。タイムシフトが所与のＯＦＤＭキャリアで実行される場合、上記プロトコルによると、特定のシンボル期間中、パイロットシンボルは同じタイムシフトを受けるため、受信装置はあるシンボル期間から次のシンボル期間まで自動的にこれらのタイムシフトを追跡する。しかし、図２に示すように、典型的な現代のＯＦＤＭプロトコルは、パイロットシンボルの疎分布を組み込み、受信装置で補間して、他の位置に仮想パイロットシンボル（参照信号）を生成する。上記プロトコルでは、ＳＡＡで実施されるような任意のタイムシフトは、適切に追跡されない場合があるため、サイド情報がないと、ビットエラーが受信装置で生成されることがある。

必要なのは、受信した信号を劣化させない、あるいはサイド情報の送信を要求しないように、幅広い現代のＯＦＤＭプロトコルにおいて結合ＯＦＤＭ信号のＰＡＰＲを低減する実際的な方法と装置である。

それぞれが参照されて本明細書に明確に組み込まれる以下の特許は、ピーク電力比の考慮事項に関する。７，５３５，９５０；７，４９９，４９６；７，４９６，０２８；７，４６７，３３８；７，４６３，６９８；７，４４３，９０４；７，３７６，２０２；７，３７６，０７４；７，３４９，８１７；７，３４５，９９０；７，３４２，９７８；７，３４０，００６；７，３２１，６２９；７，３１５，５８０；７，２９２，６３９；７，００２，９０４；６，９２５，１２８；７，５３５，９５０；７，４９９，４９６；７，４９６，０２８；７，４６７，３３８；７，４４３，９０４；７，３７６，０７４；７，３４９，８１７；７，３４５，９９０；７，３４２，９７８；７，３４０，００６；７，３３９，８８４；７，３２１，６２９；７，３１５，５８０；７，３０１，８９１；７，２９２，６３９；７，００２，９０４；６，９２５，１２８；５，３０２，９１４；２０１００１４２４７５；２０１００１２４２９４；２０１００００２８００；２００９０３０３８６８；２００９０２３８０６４；２００９０１４７８７０；２００９０１３５９４９；２００９０１１００３４；２００９０１１００３３；２００９００９７５７９；２００９００８６８４８；２００９００８０５００；２００９００７４０９３；２００９００６７３１８；２００９００６００７３；２００９００６００７０；２００９００５２５７７；２００９００５２５６１；２００９００４６７０２；２００９００３４４０７；２００９００１６４６４；２００９００１１７２２；２００９０００３３０８；２００８０３１０３８３；２００８０２９８４９０；２００８０２８５６７３；２００８０２８５４３２；２００８０２６７３１２；２００８０２３２２３５；２００８０１１２４９６；２００８００４９６０２；２００８０００８０８４；２００７０２９１８６０；２００７０２２３３６５；２００７０２１７３２９；２００７０１８９３３４；２００７０１４０３６７；２００７０１２１４８３；２００７００９８０９４；２００７００９２０１７；２００７００８９０１５；２００７００７６５８８；２００７００１９５３７；２００６０２６８６７２；２００６０２４７８９８；２００６０２４５３４６；２００６０２１５７３２；２００６０１２６７４８；２００６０１２０２６９；２００６０１２０２６８；２００６０１１５０１０；２００６００９８７４７；２００６００７８０６６；２００５０２７０９６８；２００５０２６５４６８；２００５０２３８１１０；２００５０１００１０８；２００５００８９１１６；２００５００８９１０９．

それぞれが参照により本明細書に明確に組み込まれる以下の特許は、ワイヤレス無線周波数通信システムにおける１つ以上のトピックに関する。８，１３０，８６７；８，１１１，７８７；８，２０４，１４１；７，６４６，７００；８，５２０，４９４；２０１１０１３５０１６；２０１００００８４３２；２０１２００３９２５２；２０１３０１５６１２５；２０１３０１２１４３２；２０１２０３２８０４５；２０１３０２８２９４；２０１２２７５３９３；２０１１０２８０１６９；２０１３００１４７４；２０１２００９３０８８；２０１２２２４６５９；２０１１０２６１６７６；ＷＯ２００９０８９７５３；ＷＯ２０１３０１５６０６；２０１０００９８１３９；２０１３０１１４７６１；ＷＯ２０１００７７１１８Ａ２．

米国特許第８，５８２，６８７号公報

「ＯＦＤＭに対するクリッピングおよびフィルタリングの実行効果（Ｅｆｆｅｃｔｓ ｏｆ Ｃｌｉｐｐｉｎｇ ａｎｄ Ｆｉｌｔｅｒｉｎｇ ｏｎ ｔｈｅ Ｐｅｒｆｏｒｍａｎｃｅ ｏｆ ＯＦＤＭ）」、Ｘ．ＬｉおよびＬ．Ｊ．Ｃｉｍｉｎｉ、ＩＥＥＥＣｏｍｍｕｎ．Ｌｅｔｔ、２巻、５号、１３１〜１３３ページ、１９９８年５月 「部分送信シーケンスを用いるＯＦＤＭ信号のピーク平均電力比低減（Ｐｅａｋ−ｔｏ−Ａｖｅｒａｇｅ Ｐｏｗｅｒ Ｒａｔｉｏ Ｒｅｄｕｃｔｉｏｎ ｏｆ ａｎ ＯＦＤＭ Ｓｉｇｎａｌ Ｕｓｉｎｇ Ｐａｒｔｉａｌ Ｔｒａｎｓｍｉｔ Ｓｅｑｕｅｎｃｅｓ）」、Ｌ．Ｊ．ＣｉｍｉｎｉおよびＮ．Ｒ．Ｓｏｌｌｅｎｂｅｒｇｅｒ、ＩＥＥＥＣｏｍｍｕｎ．Ｌｅｔｔ、４巻、３号、８６〜８８ページ、２０００年３月 「ＯＦＤＭにおけるピーク平均電力比を低減する部分送信シーケンスの循環シフトおよび時間反転（Ｃｙｃｌｉｃ Ｓｈｉｆｔｉｎｇ ａｎｄ Ｔｉｍｅ Ｉｎｖｅｒｓｉｏｎ ｏｆ Ｐａｒｔｉａｌ Ｔｒａｎｓｍｉｔ Ｓｅｑｕｅｎｃｅｓ ｔｏ Ｒｅｄｕｃｅ ｔｈｅ Ｐｅａｋ−ｔｏ−Ａｖｅｒａｇｅ Ｒａｔｉｏ ｉｎ ＯＦＤＭ）」、Ｇ．ＨｉｌｌおよびＭ．Ｆａｕｌｋｎｅｒ、ＰＩＭＲＣ ２０００、２巻、１２５６〜１２５９ページ、２０００年９月 「ＯＦＤＭにおけるクリッピング雑音を低減する最小クリッピング電力損失スキーム（Ａ Ｍｉｎｉｍｕｍ Ｃｌｉｐｐｉｎｇ Ｐｏｗｅｒ Ｌｏｓｓ Ｓｃｈｅｍｅ ｆｏｒ Ｍｉｔｉｇａｔｉｎｇ ｔｈｅ Ｃｌｉｐｐｉｎｇ Ｎｏｉｓｅ ｉｎ ＯＦＤＭ）」、Ｘｉａ Ｌｅｉ、Ｙｏｕｘｉ Ｔａｎｇ、Ｓｈａｏｑｉａｎ Ｌｉ、ＧＬＯＢＥＣＯＭ ２００３、ＩＥＥＥ、１巻、６〜９ページ、２００３年１２月 「ＯＦＤＭ用の新規なピーク出力低減スキーム（Ａ Ｎｏｖｅｌ Ｐｅａｋ Ｐｏｗｅｒ Ｒｅｄｕｃｔｉｏｎ Ｓｃｈｅｍｅ ｆｏｒ ＯＦＤＭ）」、Ｓ．Ｈ．ＭｕｌｌｅｒとＪ．Ｂ．Ｈｕｂｅｒ、Ｐｒｏｃ．ＰＩＭＲＣ’９７，１０９０〜１０９４ページ、１９９７ 「部分送信シーケンスの循環シフトによるＯＦＤＭにおけるピーク対平均電力比の推定（Ｄｅｄｕｃｉｎｇ ｔｈｅ Ｐｅａｋ−ｔｏ−Ａｖｅｒａｇｅ Ｐｏｗｅｒ Ｒａｔｉｏ ｉｎ ＯＦＤＭ ｂｙ Ｃｙｃｌｉｃａｌｌｙ Ｓｈｉｆｔｉｎｇ Ｐａｒｔｉａｌ Ｔｒａｎｓｍｉｔ Ｓｅｑｕｅｎｃｅｓ）」、Ｇ．Ｒ．Ｈｉｌｌ、Ｆａｕｌｋｎｅｒ、Ｊ．Ｓｉｎｇｈ、Ｅｌｅｃｔｒｏｎｉｃｓ Ｌｅｔｔｅｒｓ、３６巻、６号、２０００年３月１６日

本発明は、異なる周波数帯域において、２つ以上のＯＦＤＭ信号のキャリアアグリゲーションでＴｅｒｒｙの米国特許第８，５８２，６８７号（特許文献１）の従来技術を拡張し、一般化する。好ましい実施形態に関しては、結合および送信される第１および第２のＯＦＤＭ信号を考えると、所与のシンボル期間中、第１のＯＦＤＭ信号の信号変換候補は、サイド情報なしで受信装置によって復号可能な候補に制限される（図６を参照）。たとえば、送信装置（「送信プロセッサ」）側のデジタルプロセッサは、第１の信号に関して以前に送信されたパイロットシンボルを使用して、受信装置によって生成される同じ仮想パイロットシンボル（参照信号）を補間する。次に、送信プロセッサは、受信プロトコルに準拠する、少なくとも２つのバージョンの第１のＯＦＤＭ信号を選択することができる。これらの少なくとも２つのＯＦＤＭ信号バージョンはそれぞれ、従来技術のＴｅｒｒｙのアルゴリズムにしたがって、異なる周波数（キャリアアグリゲーション）で第２のＯＦＤＭ信号と結合することができ、結合信号に関するＰＡＰＲ（またはその他の性能指数）を評価することができる。このように、最適化は、非許容代替のコンピュータリソースを無駄にせずに、適切な信号候補に限定することができる。

この方法は、複数のサブチャネルに基づき、どの現在または将来の通信システムに関してもＯＦＤＭを超えてさらに一般化させることができ、ＭＳＭ（マルチサブチャネル多重化）とラベル化される。典型的には、上記サブチャネルは直交であり、すなわちチャネル間のシンボル間干渉を受けないが、これは絶対的要件ではなく、各種インスタンスでは、上記干渉を解消できるため、有意のドップラー偏移を受ける際、実際の直交性が失われることがある。他方、信号は厳密な直交性なしに定義することができるが、たとえば、ドップラー偏移によって直交信号として受信することができる。

サブチャネルは通常、周波数チャネルであるため、サブチャネルは、周波数の範囲を占めるチャネル内の一連の周波数割当てを表す。しかし、場合によっては、サブチャネルは、他の割当てに対応してもよい。たとえば、直交周波数分割多重（ＯＦＤＭ）信号でサブチャネルを生成する典型的なスキームは、送信装置で逆高速フーリエ変換（ＩＦＦＴ）を実行して直交周波数サブキャリアを生成することによって信号を復号し、受信装置で高速フーリエ変換（ＦＦＴ）を実行してサブキャリアからの情報を復号することである。典型的には、全時間および周波数にわたってサブキャリアをまばらに選択してパイロット信号を伝送することで、チャネル状態を考慮する受信装置の較正が可能になる。現技術の問題の１つは、ＯＦＤＭ信号全体のタイムシフトが、パイロット信号のタイムシフトおよび周波数サブチャネル配置の状態によっては、パイロット信号を適切に受信できず、パイロット周波数と循環シフトの結合が無効になる可能性を招くことである。したがって、本技術の一態様によると、マルチサブチャネル変調信号の提案された循環シフト案は、受信装置のモデルおよび／または受信装置のチャネル状態に関してテストされて、シンボル期間内で伝送されるパイロット信号の良好な受信との適合性を確保する。

本技術は、送信装置を使用した変換が異なる変換、たとえば、受信装置で実行される対応ウェーブレット変換を有する逆ウェーブレット変換である場合などは、非周波数サブチャネル割当てに拡張することができる。

ＯＦＤＭと同様、このようなシステムは、通信チャネルの状態を較正するため、受信装置に送信される少なくとも１つのパイロット信号を採用してもよい。チャネル状態は、時間と共にサブチャネルにわたって変動するため（特にマルチパスと干渉のあるモバイルシステムの場合）、パイロット信号は時間の経過と共にサブチャネルに存在する信号データ表現間でインターリーブさせてもよい。典型的には、時間およびある範囲の異なる周波数にわたって、サブチャネルのわずかな部分が、パイロット信号の送信に割り当てられる。これにより、受信装置は、変化する通信チャネルを追跡して、受信データのエラーレートを最小化することができる。実際のエラーレートおよびチャネル状態に応じて、データ通信に点在させるパイロット信号の挿入を変更する適応システムを設けてもよい。よって、エラーレートが低いチャネルでは、より少ないパイロット信号を伝送して、より高いピークデータレートを可能にしてもよい。同様に、様々な種類の雑音状態下では、チャネル状態の変化に対処するように提供されるパイロット信号が、エラー矯正信号と交換されて雑音状態に対処する。

さらに、通信プロトコルは、変動するチャネル環境を反映するため、少なくとも１つのパラメータ（振幅に加えて）に沿って、受信したデータ表現を変動させるべきである。主要態様は、送信される信号が、この少なくとも１つのパラメータにおいて許容可能な変動も組み込むことができるという認識である。許容範囲の許容変動を正確に判定するため、送信プロセッサは、どのように所与の信号に関して受信プロセッサが現在および前のパイロット信号を利用するかをシミュレートしてもよい。２つ以上の信号または帯域が結合される場合（キャリアアグリゲーション）、少なくとも１つのパラメータのこの許容変動に関連する自由度を活用して、別個の適合性基準または性能指数、たとえば、この自由度と共に変動するピーク平均電力比（ＰＡＰＲ）またはビットエラーレート（ＢＥＲ）を最適化することができる。後述の好ましい実施形態では、自由度は、信号の循環シフト（物理路長の変動に対応する）であるが、周波数シフト（ドップラー偏移に匹敵）、位相シフト、合成多重路（時間遅延レプリカ）、サブキャリアの直交性からの偏位など、他の変換も可能である。さらに、好ましい実施形態の説明は発明の範囲を全く限定しない。適切な信号変換候補を特定するため、本発明の好ましい実施形態は、「コードブック送信（ｃｏｄｅｂｏｏｋ ｔｒａｎｓｍｉｓｓｉｏｎ）」または「コードブック予荷重（ｃｏｄｅｂｏｏｋ ｐｒｅ−ｗｅｉｇｈｔｉｎｇ）」または「プリコーディング（Ｐｒｅｃｏｄｉｎｇ）」として従来技術において既知な１セットのデジタル信号処理技術に基づく。コードブック送信は、暗号化をその由来とする。コードブックは、符号化と復号のための参照テーブルを含む。各単語または句は、置き換える際に１つ以上のストリングを有する。より最近では、プリコーディングという用語は、チャネル状態情報が受信装置から送信装置に送信されて、チャネルの現在の状態に対する送信を最適化する多アンテナ無線通信システムにおいて、閉リープビーム形成技術と関連して使用されている。たとえば、Ｗｉｋｉｐｅｄｉａのエントリ「プリコーディング」（ｅｎ．ｗｉｋｉｐｅｄｉａ．ｏｒｇ／ｗｉｋｉ／Ｐｒｅｃｏｄｉｎｇ）を参照されたい。ＲＦキャリアアグリゲーションのための本方法は閉ループまたは多アンテナシステムに依存すると理解すべきではなく、むしろ類似の数学的手法が適用される。しかし、この類似性のため、効率的なキャリアアグリゲーションと多アンテナおよび閉ループ通信システムとの直接的統合も可能になる。

コードブック技術は、特定のＯＦＤＭプロトコルに関してパイロットシンボルの少なくとも２つの異なる変換に対応するチャネル応答と、パイロットシンボルを使用せずにリソースグリッド内の位置に対する許容チャネル応答と、の参照テーブルを生成することができる。これを図７の概略的フローチャートに示す。許容とは、図８および図９に示すプロセスにより、物理チャネルによる影響を受けず、追加のサイド情報を必要とせずに、受信装置で劣化を最小限にする、あるいは劣化を排除するＯＦＤＭデータシンボルを回収できることを意味する。

本システムおよび方法の好ましい実施形態（図１０および図１１に示す）は、結合マルチチャネル信号の所望のＰＡＰＲに対応するタイムシフトを選択するため、所与のシンボル期間、時間領域ＯＦＤＭ信号をメモリバッファに記憶し、ＯＦＤＭ信号の少なくとも１つの循環タイムシフトを実行することによって、ＰＡＰＲを制御しようとする。ほとんどの場合、ＰＡＰＲを最小化することが望ましいが、これは技術を限定するものではなく、選択されたタイムシフトは他の基準に基づいてもよい。

なお、各ＯＦＤＭ信号を既知のスキームに応じて予め処理してもよく、各ＯＦＤＭ信号はそれ自体、固有のＰＡＰＲを低減するように処理されているが、好ましくは、信号の事前処理は、結合信号の処理と連携させて、最適費用便益を達成する。たとえば、ＰＡＰＲの高い２つの別個の信号が結合される場合、ピークが異相で加算されて相殺され、結果としてＰＡＰＲの低い信号となる。したがって、当初の入力ＯＦＤＭ信号を変更する未連携の試みは、便益が制限されることがある。

なお、さらに、本システムは、異なる受信装置または複数セットの受信装置に対して一般的に方向付けられる、フォーマット化されたＯＦＤＭ信号を個々に結合しようと試み、これらのセットは通常、相互に連携されていない。たとえば、セルラー送受信システムでは、基地局は何百または何千の携帯電話にサービスを供給し、各電話が単独のＯＦＤＭブロードキャストチャネルを監視し、基地局が複数のＯＦＤＭチャネルにサービスを供給する。なお、各セットのＯＦＤＭサブキャリアは直交するが、別個のＯＦＤＭ信号とそれらのサブキャリアは通常、相互に直交する。ＯＦＤＭ信号は、隣接する、あるいはずれているチャネルに位置するため、ＯＦＤＭ信号間の相対位相変化が１回のシンボル期間で発生する可能性がある。したがって、ＰＡＰＲは、シンボル期間全体にわたって検討しなければならない。

実際には、該方法の別の実施形態によると、最適化に関して解析されるのが信号のＰＡＰＲではなく、受信装置での推定エラーである。よって、結合信号のＰＡＰＲがシンボル期間の一部でのみ高い場合、ＰＡはそのとき、信号を歪ませるかクリップするが、他の大半の部分では、結合信号は仕様内に収まり、その結果、低いエラー確率となる可能性の高い許容送信が生じる場合がある。事実、場合によっては、エラー確率は、絶対ピークが低い信号よりも低くなることがある。したがって、ある範囲の起こり得る変動にわたって、送信装置信号処理路の一部として、特定の受信装置に対する特定の通信チャネル障害や、ドップラー偏移（たとえばリターン路特性の解析によって判定することができる）のためのマージンを含むことのできる受信装置のモデルを採用することによって、単にＰＡＰＲを最小化するよりも、優れた性能を入手することができる。

受信装置モデルは、通信プロトコルに準拠する理想的な受信装置の主要機能だけでなく、任意で、起こり得る不良状態モデルのチャネル状態モデルまたは範囲を実行しようと試みる。ＯＦＤＭ受信装置の場合、受信した信号がたとえばベースバンドに復号され、ＦＦＴが適用されて、サブバンドを周波数ビンに分割する。いくつかの時間フレームおよびいくつかのサブバンドでは、所定のプロトコルに応じて、パイロット信号がデータの代わりに挿入される。少数のパイロット信号がＯＦＤＭ信号から抽出される場合、Ｇｏｅｒｔｚｅｌアルゴリズムも使用することができる。受信装置は、これらのパイロット信号がどこで発見されるべきかを知っており、チャネル状態を示す各種歪みに関してこれらの信号を個々に解析する。チャネル状態はデータフレームに対して緩やかに変化するため、パイロット送信はまばらにしてもよく、いくつかのデータフレームはパイロット信号を含んでいない場合がある。通常、パイロット信号は通常、異なる周波数ビンに拡散されて、チャネル全体にわたって状態をマッピングする。次いで、残りの周波数ビンが解析されて、サブバンドデータを抽出する。パイロット信号を使用して、情報サブバンドからデータの復調を訂正する、すなわち、ドップラー偏移などがある場合に周波数ビンの境界を較正してもよい。

ＯＦＤＭ信号が循環シフトされると、受信装置にとってはタイムシフト（遅延）に似て見える。したがって、循環シフトは、シンボル間の時間遅延の許容変化の範囲内で、受信装置に許容可能である。したがって、受信装置モデルは、タイムシフトの過去の状態をメモリに保持して、タイムシフトの連続変化の許容性を制御する。

該モデルによると、各種パイロット信号が大きく破損している場合、データはＯＦＤＭ信号から信頼性高く復号することができず、たとえばパケットの再送信がリクエストされる。したがって、本技術による送信装置での受信装置モデルでは、変更されたＯＦＤＭ信号、たとえば、ＯＦＤＭ信号の巡回シフト表現が解析されて、ＯＦＤＭシンボルのストリームに含まれるパイロット信号が適切に検出され、それにより、実際の通信チャネルを通じて実際の受信装置によって適切に検出されるように確保する。

別の実施形態によれば、本モデルは、予め適用されるタイムシフト（循環シフト）に基づき、少なくとも１つの参照テーブルを用いて実行される。受信装置が、連続シンボルまたはデータブロック間でタイムシフトに特定のマージンを有すると仮定すると、参照テーブルは、連続シンボルまたはブロックに可算または連続シンボルまたはブロックから減算されるが、いまだ受信装置の動作範囲内に収まる許容遅延範囲を推定することができる。本モデルによると、復調それ自体は必要ではない。参照テーブルは場合によっては予め決定してもよいが、適合的にすることもできる。例えば、異なる受信装置は、異なる形で規格を実行し、遅延の変動に対して異なる許容誤差を設定してもよい。受信装置の識別は送信装置で得られないため、機能の範囲を示すように再送信リクエストを送ることによって、通信セッションの最初に許容遅延の範囲をテストすることが簡便なことがある。なお、再送信リクエストなどの、受信装置から送信装置へのパケットは、相対速度（ドップラー偏移）などの、チャネル状態の特性に関して解析してもよい。

別のオプションでは、たとえばＩＥＥＥ−８０２ ＯＦＤＭ規格、ＷｉＦｉ、ＷｉＭａｘ、ＤＡＢ、ＤＶＢ、非直交多アクセススキーム、３Ｇ、４Ｇ、または５Ｇセルラー通信、ＬＴＥまたはＬＴＥ拡張信号、などの基準プロトコルから逸脱するが、標準的なまたは特定の受信装置の予測ＢＥＲ（ビットエラーレート）を大幅に増大させないように、期間の全部または一部で、ＯＦＤＭ信号を変更する。ＰＡＰＲがシンボル期間の短い間で高い場合、たとえば、シンボル期間の一部、１つ以上のサブキャリアが排除または変更されている場合、ＰＡＰＲは許容可能であり、受信装置での信号は、ＢＥＲを大幅に増大させずに標準的な受信装置を用いて復号されるのに十分な情報を有しており、送信装置は、復調に必要な変更を特定するサイド情報を送信する必要なく、上記変更を行うことができる。別の起こり得る偏位は、たとえば、受信装置の許容誤差内で、周波数シフトと同等のドップラー偏移の範囲内で動作する、周波数シフト信号（直交性基準にやや違反する）に対する偏位である。

２つのＯＦＤＭ信号が図１０のように結合されると考える。簡潔にするため、信号１（Ｓ１）を参照信号とし、信号２（Ｓ２）を変更信号と呼ぶ。各ＯＦＤＭシンボル期間中、各信号に対するベースバンド・デジタル・データ・ビットはメモリに記憶される。プリアンブルが除かれるが、サイクリックプレフィックスＣＰは残ると仮定する。本発明の一実施形態に関して図１０に示すように、参照信号ＳＩ用のビットは先入れ先出し（ＦＩＦＯ）シフトレジスタ（ＳＲ）に記憶される。変更信号Ｓ２の対応ビットは巡回シフトレジスタ（ＣＳＲ）に記憶されるため、含まれるデータをプログラムの制御下で回転させることができるように構成される。両信号用のデータは、デジタルデータレートにわたって増加されるサンプリング周波数でデジタルフォーマットを維持しつつ、まず中間周波数（ＩＦ）にアップコンバートされ、その後、結合（追加）される。次に、結合ＩＦ信号はＰＡＰＲテストを受けて、ピーク電力レベルが許容可能であるか否か、あるいは他の実施形態では、他の基準が満たされるか否かを判定する。これは、たとえば９ｄＢのＰＡＰＲに相当するであろう。テストに合格すれば、結合ＯＦＤＭシンボルのデータビットが読み出された後、全ＯＦＤＭフレームに再度集められ、ＰＡ内のさらなる増幅と送信のために全ＲＦまでアップコンバートされる。別の実施形態によれば、結合データの結合されたＯＦＤＭ表現がそれ自体、アップコンバージョンのソースである。

より一般的には、所望の基準を達成するパラメータ変換（相対タイムシフト）が判定されると、最終信号はパラメータまたは結果として生じる表現に応じて公式化され、パラメータまたは結果として生じる表現は、ベースバンド信号のデジタルデータビットまたはその変換形式とすることができるが、後者の場合、システムは、いくつかが重複または破損しているデータに一連の変換を実施して、許容可能または最適なデータを求める。いったんそれが発見されれば、一連の変換を再度繰り返す必要はない。同様に、最初のデジタルデータに戻り、決定された一連の変換を繰り返すというオプションでは、やや異なる表現をレジスタに形成することができる。例えば、ある表現を簡易化する、あるいは予歪を付与して、結合テストにおけるアナログコンポーネント性能を検討することができる。

さらに一般的には、該技術によると、結合される各信号には、増分的に、アルゴリズムで、ランダムに、またはその他の形で変動する可能性のある、ある範囲の１つ以上の許容パラメータが提供され、起こり得る結合の少なくとも一部が、１つ以上の基準との準拠に関してテストおよび／または解析され、その後、ＯＦＤＭ信号の結合が、より大きなセットの利用可能なパラメータから選択されたパラメータを用いて実行される。このパラメータ変動とテストは、超伝導論理回路などの高速デジタル回路を直列に用いて、あるいは、必要に応じて低速の論理回路を並列に用いて実行することができるが、光学コンピュータ、プログラム可能論理アレイ、超並列コンピュータ（たとえば、ｎＶｉｄｉａ ＴｅｓｌａＲ（登録商標）ＧＰＵ、ＡＴＩ Ｒａｄｅｏｎ Ｒ６６、Ｒ７００などのグラフィックプロセッサ）などを含む他の技術を適宜、および／または必要に応じて採用することができる。たとえば、多数の個々の受信装置が送信装置最適化の一環としてモデル化される場合のように、多数の複雑な計算が特別な高速プロセッサを主に利用する場合、超伝導デジタル回路の使用が有益であろう。

好ましい実施形態では、パラメータ範囲全体にわたるテストのどの状態でも、テストに合格しなければ、制御信号がレジスタ、たとえば、ＣＳＲにフィードバックされて、変更信号Ｓ２のデータビットを回転させる。その後、シフトされたデータが従来のように最初に記憶されたデータと結合されて、ＰＡＰＲが再テストされる。ＰＡＰＲテストに合格するまで、これが繰り返される。ステップの類似のシーケンスが図１０に示されており、プリアンブルが削除され、シーケンスの最後に再添付されることが明示されている。なお、場合によっては、テストは並列して適用してもよく、したがって、厳密な反復テストは不要である。このため、複雑さが増すことなく、低速論理回路を使用することができる。同様に、各相対タイムシフトで、二次パラメータも企図することができる。

たとえば、最適な結合の二次的な検討事項は、帯域内（フィルタリング不能）相互変調歪みとしてもよい。よって、基本パラメータ変動毎に、たとえば、電力および／または推定ＢＥＲとして表される予測帯域内相互変調歪みを算出することができる。この考慮事項は、閾値を付与する、あるいは許容ＰＡＰＲ範囲内で簡易な線形結合「費用関数」を最適化することによって、ＰＡＰＲと融合してもよい。

このＳｈｉｆｔ−ａｎｄ−Ａｄｄプロセス（ＳＡＡ）ではいくらかの遅延が生じる場合があるが、すべての反復を含む全判定アルゴリズムにかかる時間は、拡張シンボル時間Ｔ＋ΔＴを超過してはならない。図４および１０で直列判定プロセスについて説明した。上述のように、場合によっては、プロセスをより迅速に完了させるため、異なるシフトの複数のＣＳＲと複数の並列ＰＡＰＲテストとを用いて、このプロセスの一部を並列に実行することが好ましい。これは、並列メモリ（ここではＲＡＭとして示す）を示唆する図１１に示され、各メモリが適切なタイムシフトを有し、最小ＰＡＰＲが選択されてＲＦサブシステムに送られる。回路速度と複雑性との最適なトレードオフが、好適な構造を決定する。

状況によっては、最適結合信号の探索は、莫大な計算リソースを必要とする。実際、許容可能な結果を実現しながら、サーチを制限するためにヒューリスティックが利用可能である。ＡＰＲ最適化の場合、目的は通常、限定された、低確率の、シンボルの「最悪ケース」の結合に関してテストすることである。生デジタルデータが利用可能な場合、参照テーブルを採用して、不良結合に関してテストし、その後、所定の変更に応じて対処することができる。しかし、複雑なシンボルの多路結合の場合、この参照テーブルは実現不能である。一方、個々のＯＦＤＭ波形はそれぞれ、ピーク、たとえば平均より６ｄＢ超に関してサーチすることができ、信号のこれらの部分が解析されて、他のＯＦＤＭ信号のピークと時間的に一致しているか否かを判定する。ピークが一時的に同期されていない場合、非許容ピークは最終的な結合信号とならないと推定される。この方法は、統計的に許容可能である、すなわち、それ自体相対ピークであるＯＦＤＭ波形の部分のみが、ＯＦＤＭ信号の結合における大きなピークに寄与する、と推定する。この方法は、一連のパラメータ変動の連続テストを回避し、むしろ、バイナリ閾値状態の最悪ケースの重畳を回避する。

これらの図面は２つのＯＦＤＭチャネルの結合に関してＰＡＰＲを低減するケースに焦点を当てているが、この方法は２つのチャネルに限定されない。３つ以上のチャネルは、巡回タイムシフト、その後のＰＡＰＲテストの類似の方法によって最適化することができる。さらに、循環シフトが提案される方法の好ましい実施形態として示されているが、これは、より一般的な信号変換の特定例を表すことを目的とする。同じ情報を符号化する上記変換は、同じ目的を供する追加サイド情報を送信せずに、受信装置によって復号することができる（エラーなし）。上記変換の特定は、無線信号通信システムに関する現在および将来のプロトコルの詳細に依存する。

最後に、コードブックＬＵＴと信号変換を他のデジタル方法に組み込んで、予歪（電力増幅器の非線形性を補整する）や多アンテナ送信（ＭＩＭＯ）などの信号忠実度を向上させてもよい。このように、本発明のキャリアアグリゲーション方法は新規なアプローチを採り入れて、データレートを高め、雑音を減らすことができる。

したがって、目的は、少なくとも１つのマルチサブチャネル多重（ＭＳＭ）信号と別の信号との結合を表す結合波形の制御方法を提供することであり、該方法は、所定のプロトコルにしたがい、送信装置から受信装置へ少なくとも１つのＭＳＭ信号を通じて伝達される情報を受信し、ＭＳＭ信号が、時間の少なくとも一部、少なくとも１つのサブチャネル内に、伝達される情報と十分無関係な所定の特性を有するパイロット信号を含み、変動する通信チャネル状態に関して、受信装置に通信チャネル状態を予測させることと、ＭＳＭ信号と他の信号との結合に関して受信装置のモデルをメモリに記憶し、モデルが、結合状態の変更を表すある範囲の少なくとも１つのパラメータにわたって、情報を復号する受信装置の機能と、チャネル状態を予測する受信装置の機能を予測することと、自動プロセッサを用いて、受信装置が前記チャネル状態に関して十分に推定し個々のサブチャネルから情報を復号するように予測され、前記受信装置のチャネル状態に関する推定と異なる少なくとも１つの適合性基準をさらに満たす、ＭＳＭ信号と他の信号との結合を定義し、少なくとも１つの可変パラメータの少なくとも２つの異なる値に関して、ＭＳＭ信号と他の信号の両方に依存することと、を備える。

別の目的は、所定のプロトコルにしたがい、送信装置から受信装置に伝達される少なくとも１つのマルチサブチャネル多重（ＭＳＭ）信号と別の信号との結合を表す結合波形を制御するシステムを提供することであり、ＭＳＭ信号は、少なくとも１つのサブチャネル内で、期間の少なくとも一部、伝達される情報と十分に関係ない所定の特性を有し、変動する通信チャネル状態に関して受信装置に通信チャネル状態を予測させるパイロット信号を含み、該システムは、メモリに記憶される受信装置のモデルであって、メモリ内の以前の通信およびＭＳＭ信号と他の信号との結合に応じて、結合状態の変更を表すある範囲の少なくとも１つのパラメータにわたって、情報を復号する受信装置の機能とチャネル状態を予測する受信装置の機能とを予測するモデルと、ＭＳＭ信号と他の信号との結合を定義する自動プロセッサであって、該結合が、受信装置がチャネル状態に関して十分に推定し個々のサブチャネルから情報を復号するように予測され、受信装置のチャネル状態に関する推定と異なる少なくとも１つの適合性基準をさらに満たし、少なくとも１つのパラメータの少なくとも２つの異なる値に関して、ＭＳＭ信号と前記変調信号の両方に依存する自動プロセッサと、を備える。

別の目的は、個々のサブチャネルで変調される情報を有する少なくとも１つのマルチサブチャネル多重信号と変調信号との結合を表す結合波形の制御方法を提供することであって、該方法は、所定のプロトコルにしたがい、送信装置から受信装置へ少なくとも１つのマルチサブチャネル多重信号を通じて伝達される情報を受信し、マルチサブチャネル多重信号が、少なくとも１つのサブチャネル内で、期間の少なくとも一部、伝達される情報と十分に関係ない所定の特性を有し、変動する通信チャネル状態に関して受信装置に通信チャネル状態を予測させるパイロット信号を含むことと、マルチサブチャネル多重信号と変調信号との結合に関して受信装置のモデルをメモリに記憶し、モデルが、結合状態の可能な変更を表すある範囲の少なくとも１つのパラメータにわたって、情報を復号する受信装置の機能とチャネル状態を予測する受信装置の機能を予測することと、自動プロセッサを用いて、前記結合信号を定義し、前記結合信号が、受信装置が前記チャネル状態に関して十分に推定し個々のサブチャネルから情報を復号するように予測され、前記受信装置のチャネル状態に関する推定と異なる少なくとも１つの適合性基準をさらに満たし、前記少なくとも１つのパラメータの少なくとも２つの異なる値に関して、前記マルチサブチャネル多重信号と前記変調信号の両方に依存することと、を備える。

別の目的は、個々のサブチャネルで変調される情報を有する少なくとも１つのマルチサブチャネル多重信号と変調信号との結合を表す結合波形を制御するシステムを提供することであって、該システムは、所定のプロトコルにしたがい、送信装置から受信装置へ少なくとも１つのマルチサブチャネル多重信号を通じて伝達される情報を受信する入力であって、マルチサブチャネル多重信号が、少なくとも１つのサブチャネル内で、期間の少なくとも一部、伝達される情報と十分に関係ない所定の特性を有し、変動する通信チャネル状態に関して受信装置に通信チャネル状態を予測させるパイロット信号を含む入力と、チャネル状態を推定し、マルチサブチャネル多重信号と変調信号との結合から情報を復号する機能に関して、受信装置のモデルを記憶するメモリと、マルチサブチャネル多重信号と変調信号との結合が異なり、少なくとも１つのパラメータに関して異なる複数の代替表現を定義し、少なくとも１つのパラメータが、受信装置によってチャネル状態を推定する機能を損なう少なくとも１つの値を含む範囲を有する少なくとも１つの自動プロセッサであって、受信装置にチャネル状態を十分に推定させ、結合の異なる定義された複数の代替表現に関して、個々のサブチャネルから情報を復号するモデルに基づき予測される、マルチサブチャネル多重信号と変調信号との少なくとも１つの結合を選択する自動プロセッサと、を備える。

さらに別の目的は、所定のプロトコルにしたがい、送信装置から受信装置に伝達される少なくとも１つのマルチサブチャネル多重信号と変調信号との結合を表す結合波形の制御システムを提供することであり、前記マルチサブチャネル多重信号が、時間の少なくとも一部、少なくとも１つのサブチャネル内に、伝達される情報と十分無関係な所定の特性を有するパイロット信号を含み、変動する通信チャネル状態に関して、受信装置に通信チャネル状態を予測させ、該システムは、メモリに記憶される受信装置のモデルであって、メモリ内の以前の通信およびマルチサブチャネル多重信号と他の信号との結合に応じて、結合状態の変更を表すある範囲の少なくとも１つのパラメータにわたって、情報を復号する受信装置の機能とチャネル状態を予測する受信装置の機能とを予測するモデルと、マルチサブチャネル多重信号と変調信号との結合を定義する自動プロセッサであって、該結合が、受信装置がチャネル状態に関して十分に推定し個々のサブチャネルから情報を復号するように予測され、受信装置のチャネル状態に関する推定と異なる少なくとも１つの適合性基準をさらに満たし、少なくとも１つのパラメータの少なくとも２つの異なる値に関して、マルチサブチャネル多重信号と変調信号の両方に依存する自動プロセッサと、を備える。

別の目的は、複数の信号を個々の複数のチャネルにおいて結合する装置を提供することであり、各信号は、チャネル内に１セットの並行位相および／または振幅調整成分を備え、該装置は、複数の信号のそれぞれを定義する情報を受信し、複数の異なる方法で少なくとも１つの信号の表現を変換し、各変換表現が同じ情報を表し、各変換表現と、少なくとも１つの他の信号を定義する情報との個々の結合を、少なくとも２つの異なる適合性基準に関して解析し、少なくとも２つの異なる適合性基準に関する分析により適合する少なくとも１つの結合を選択するプロセッサと、選択された少なくとも１つの結合の識別、選択された少なくとも１つの結合、選択された少なくとも１つの結合を定義する情報のうちの少なくとも１つを提示する出力ポートと、を備え、基準の少なくとも１つが、通信チャネルのチャネル状態を推定する受信装置の予測機能に関し、少なくとも１つの変換表現が、通信チャネルのチャネル状態を良好に推定する受信装置の機能を損なう。

さらに別の目的は、複数の信号を複数の各自チャネルで結合する装置を提供することであり、各信号がチャネル内に１セットの位相および／または振幅変調直交周波数成分を含み、該装置が、複数の直交周波数多重信号成分として表される複数の信号をそれぞれ定義する情報を受信し、少なくとも２つの異なる方法で少なくとも１つの信号の表現を変換し、各変換表現が同じ情報を表し、少なくとも２つの異なる適合性基準に関して、複数の信号の複数の異なる結合を解析し、複数の表現のそれぞれが少なくとも２つの異なる変換により少なくとも１つの信号の代替表現を含み、少なくとも２つの基準のそれぞれを満たす解析に基づき結合を選択するプロセッサと、選択された結合の識別、選択された結合、選択された結合を定義する情報のうち少なくとも１つを提示する出力ポートと、を備え、基準の少なくとも１つが、表現内のパイロットシーケンスに基づき通信チャネルのチャネル状態を推定する受信装置の予測機能に関し、表現の少なくとも１つの変換が、情報を復号するためにチャネル状態を良好に推定する受信装置の機能を損なう。

別の目的は、それぞれが複数の信号成分を有し、情報を伝達する少なくとも２つの信号の結合を表す結合波形を制御する装置を提供することであり、該装置が、少なくとも２つの信号を定義する情報を受信する入力ポートと、周波数と共に変動し、時間の経過と共に選択的に伝達されるパイロット信号情報と共に、第１の信号をある範囲の変換内の伝達された情報の少なくとも２つの表現に変換し、変換パラメータとパイロット信号情報との結合が禁止されたチャネル状態を有する受信装置を推定させ、第１の信号と第２の信号の変換表現を結合し、伝達された情報を表す少なくとも２つの代替結合を定義し、所定の基準を満たし受信装置にチャネル状態を少なくとも推定させる１つの結合を選択する自動プロセッサと、所定の基準を満たす変換表現の選択された１つの結合を含む個々の結合波形を表す情報を出力する出力ポートと、を備える。

複数セットの結合波形を形成してもよく、各結合波形は少なくとも１つのパラメータの値毎に、マルチサブチャネル多重信号と変調信号との結合を表し、この定義には、少なくとも１つの適合性基準を満たす個々の定義された波形を選択することが含まれる。変調信号は第２の情報（インテリジェンスまたは疑似ランダム雑音シーケンスであってもよい）で変調され、自動プロセッサは、第２の情報を変調信号から復調させるために予測されるように、マルチサブチャネル多重信号の結合を変調信号でさらに定義してもよい。

ＭＳＭ信号はたとえば、直交周波数多重信号であってもよいが、それに限定されない。特に、サブキャリアは直交する必要はなく、また、周波数に応じて分布させる必要はないが、このような構成は、特に受信装置が標準的なＯＦＤＭ受信装置である限り好ましい。ＭＳＭ信号はウェーブレット符号化信号であってもよく、その場合、離散ウェーブレット変換（ＤＷＴ）と対応する逆ウェーブレット変換（ＩＷＴ）は通常、ＯＦＤＭ通信内で採用されるＦＦＴおよびＩＦＴを置き換える。直交性制約条件は、推定状態における受信装置が、制約条件を厳密に満たさずに情報を復号できるように緩和させてもよい。

一般に、ＭＳＭ信号は、モバイル受信装置に伝達され、モバイル受信装置によって受信されることを意図しているため、通信プロトコルは様々な種類の干渉と歪みへの許容誤差を提供する。たとえば、時間変動するマルチパスやドップラー偏移などは許容可能である。現技術は、ビットエラーレートまたはデータスループットレート（パケットの再送信、およびエラー検出および修正（ＥＤＣ）コード負荷に依存する）を算出し、結合信号を最適化することによって、許容誤差に関して受信装置をモデル化することができる。

複数の信号はそれぞれ、直交周波数分割多重信号を含んでいてもよい。可変パラメータの異なる値に基づき、第１の結合と第２の結合は、（ａ）第２の信号に対する第１の信号の周波数成分の変調の相対タイミングと、（ｂ）第２の信号に対する第１の信号の周波数成分の相対位相と、のうち少なくとも１つにおいて異ならせてもよい。少なくとも１つの基準はピーク対平均電力比（ＰＡＰＲ）を含んでもよい。選択される少なくとも１つの結合は、閾値ピーク対平均電力比より下の結合を含んでいてもよい。

少なくとも１つの適合性基準はピーク対平均電力比（ＰＡＰＲ）を含んでいてもよい。

信号は、直交周波数分割多重（ＯＦＤＭ）信号を含んでいてもよい。少なくとも１つの信号は、ＩＥＥＥ８０２．１１プロトコル、ＩＥＥＥ８０２．１６プロトコル、３ＧＰＰ−ＬＴＥダウンリンクプロトコル、ＬＴＥ拡張プロトコル、ＤＡＢプロトコル、ＤＶＢプロトコルから成る群から選択される少なくとも１つのプロトコルに準拠する直交周波数分割多重ストリームであってもよく、少なくとも１つのプロトコルに準拠する受信装置は、プロトコル外で追加情報を送信する必要なく、少なくとも２つのそれぞれ異なる結合を復号することができる。

可変パラメータの少なくとも２つの異なる値は、変調シーケンス内の循環タイムシフトにおいてそれぞれ異なる信号に対応させてもよい。

可変パラメータの少なくとも２つの異なる値は、変調シーケンス内の循環タイムシフトにおいてそれぞれ異なる信号に対応させてもよく、少なくとも１つの適合性基準はピーク対平均電力比（ＰＡＰＲ）を含んでいてもよい。結果的に最低ピーク対平均電力比、または閾値未満のピーク対平均電力比となる代替表現が、結合のために選択されてもよい。

約１２５ＭＨｚ未満の周波数で中間周波数、および定義された信号の結合の約５００ＭＨｚ超の周波数で無線周波数表現の少なくとも１つに予歪を付与してもよい。

自動プロセッサは超伝導デジタル論理回路を備えていてもよい。もしくは、自動プロセッサは、シリコン技術、超伝導デジタル論理回路、またはその他の種類の論理回路に実装される、プログラム可能論理装置、プログラム可能論理アレイ、ＣＰＬＤ、ＲＩＳＣプロセッサ、ＣＩＳＣプロセッサ、ＳＩＭＤプロセッサ、汎用グラフィック処理部（ＧＰＧＰＵ）などを備えていてもよい。

適合性基準を満たすことは、個々の結合の動的範囲に関して解析すること、信号の１つに対して参照受信装置設計の予測エラーレートに関して解析すること、結合波形のピーク対平均電力比および受信装置の予測エラーレートに関して解析すること、あるいは、結合波形のクリッピング歪みを解析することと、を備えていてもよい。

結合波形は、コンポーネント信号のいずれかの対応データレートよりも高いデータレートでサンプリングされるデジタル表現、または、たとえば結合信号の中間周波数表現のデジタル表現であってもよい。

結合波形を生成することは、デジタルベースバンド信号を選択された結合信号に変換する１セットのパラメータを出力することを備えていてもよい。

該方法は、選択された結合信号の中間周波数と無線周波数表現のうちの少なくとも１つに予歪を付与することをさらに備えていてもよい。予歪は、選択された結合信号を用いて通信するアナログ無線通信システムのアナログ非線形性、送信チャネル不良、受信特性のうちの１つ以上の少なくとも一部を補整してもよい。予歪は、選択された結合信号を増幅する電力増幅器の非線形歪みを補整してもよい。

少なくとも２つの信号はそれぞれサイクリックプレフィックスを有する直交周波数領域多重信号を含み、２つの代替表現は個々の循環タイムシフトにおいて異なる。

少なくとも２つの信号をそれぞれ、通信プロトコルに準拠する直交周波数分割多重信号として受信してもよく、信号の少なくとも１つは少なくとも２つの代替表現を生成するように変更してもよく、少なくとも１つの適合性基準は、結合信号のピーク対平均電力比を含んでもよく、選択された結合信号は、最低ピーク対平均電力比または所定の閾値未満のピーク対平均電力比を表す結合信号である。

受信装置モデルは、適合性基準にしたがい、将来の評価のために選択される可変パラメータの許容値を定義する際、以前のパイロット信号を組み込んでもよい。

可変パラメータの許容値の選択は、適応参照テーブルメモリを用いて実行してもよい。自動プロセッサは、少なくとも１つの結合の選択のために、参照テーブルから値を検索するように構成してもよい。

受信装置モデルは前のパイロット信号を外挿して、現在のパイロット信号が利用できない期間、参照信号を生成してもよい。

バッファメモリは、送信のための好適な結合が定義されるまで、入力信号を記憶するために使用してもよい。バッファメモリは少なくとも１つのシフトレジスタを含んでいてもよい。

結合のための適合性基準の評価は、可変パラメータの異なる値に対して並列に実行してもよい。

自動プロセッサはプログラム可能ゲートアレイを備えていてもよい。

少なくとも２つの信号をそれぞれ、通信プロトコルに準拠する直交周波数分割多重信号として受信してもよく、信号の少なくとも１つは少なくとも２つの代替表現を生成するように変更してもよく、各代替表現は、通信プロトコル外で追加情報を受信する必要なく、プロトコルに準拠する受信装置によって復号可能であり、少なくとも１つの基準は結合信号のピーク対平均電力比を含んでいてもよい。少なくとも１つの基準は、結合信号のピーク対平均電力比を含んでいてもよい。選択される結合信号は、最低ピーク対平均電力比、または閾値レベル内のピーク対平均電力比を表す結合信号であってもよい。

ＭＳＭ信号は、情報を同時に伝達する、異なる周波数で複数のサブキャリアを有する直交周波数多重（ＯＦＤＭ）信号であってもよい。ＭＳＭ信号と他の信号はそれぞれ、異なる通信周波数チャネル内にあり、非線形歪みを有する少なくとも１つのアナログ信号処理コンポーネントにおいて結合アナログ信号として処理してもよい。ＭＳＭ信号は、異なる時点で、異なる周波数で複数のサブキャリアにパイロット信号を選択的に挿入して、チャネル状態を推定する所定のプロトコルに準拠してもよい。少なくとも１つのパラメータは、ＭＳＭ信号を表すデジタルデータの循環シフトを含んでいてもよく、モデルは、ＯＦＤＭプロトコルに準拠する受信装置の機能を予測して、パイロットを検出し、少なくとも２つの異なる循環シフトを条件としてチャネル状態を推定してもよい。少なくとも１つの適合性基準は、アナログ信号処理コンポーネントにおけるマルチサブチャネル多重信号と他の信号との結合の非線形歪みに依存させてもよい。

別の目的は、複数の信号成分を有する少なくとも２つの信号の結合を表す結合波形を制御する装置を提供することであって、該装置は、少なくとも２つの信号を定義する情報を受信するように構成される、
入力ポートと、各信号を定義する情報を複数のコンポーネントを有する表現に変換するプロセッサであって、少なくとも１つの信号が、受信装置にチャネル状態を推定させる追加情報と共に同じ情報の代替表現を有し、情報が、代替表現を用いて変換情報を結合し、所定の基準を満たし、受信装置にチャネル状態を推定させる少なくとも１つの結合を定義し、変換が、受信装置にチャネル状態を変換させることができない少なくとも１つの代替表現を定義するように適合されるプロセッサと、基準を満たす少なくとも２つの信号のそれぞれから、変換情報の結合を含む個々の結合波形を表す情報を出力する出力ポートと、を備える。

よって、送信装置は、結合が第１の基準に違反するように信号を結合してもよいが、第１の基準に違反せずに結合を変更することによって、同じ情報を結合してもよい。しかし、変更された結合は、未変更の結合は通常違反しない第２の基準に違反することがある。プロセッサは、範囲のサーチに必要とされる、第１の基準と第２の基準の両方を満たす変更を発見しようと試みる。第２の基準は、受信装置を較正し、たとえば受信装置にチャネル状態を推定させるパイロット情報の、送信装置から受信装置への伝達に関する。パイロット信号はまばらに結合信号に挿入してもよく、受信装置は、一連のデータフレームにわたって伝達される一連のパイロット信号に基づきチャネル状態を推定してもよい。

変換情報の第１の結合と第２の結合は、（ａ）第２の信号に対する第１の信号の周波数成分の変調の相対タイミングと、（ｂ）信号の周波数成分の相対位相と、のうち少なくとも１つにおいて異ならせてもよく、少なくとも１つの基準はピーク対平均電力比（ＰＡＰＲ）を備えていてもよい。少なくとも１つの信号は、ＩＥＥＥ８０２．１１プロトコル、ＩＥＥＥ８０２．１６プロトコル、３ＧＰＰ−ＬＴＥダウンリンクプロトコル、ＤＡＢプロトコル、ＤＶＢプロトコルから成る群から選択される少なくとも１つのプロトコルに準拠する直交周波数分割多重ストリームであってもよく、少なくとも１つのプロトコルに準拠する受信装置は、プロトコル外で追加情報を送信する必要なく、少なくとも２つのそれぞれ異なる結合を復号することができる。変換表現はそれぞれ、変調シーケンス内の循環タイムシフトで異ならせてもよい。少なくとも２つの基準はピーク対平均電力比（ＰＡＰＲ）を含み、閾値最大ピーク対平均電力比内で、結果的に最低ピーク対平均電力比を生じる代替表現が、結合のために選択される。

少なくとも２つの代替表現は、変調シーケンス内の循環タイムシフトにおいてそれぞれ異なっていてもよく、少なくとも１つの基準がピーク対平均電力比（ＰＡＰＲ）を含んでいてもよく、結果的に最低ピーク対平均電力比を生じる代替表現が結合のために選択される。

プロセッサは、超伝導デジタル論理回路と複合プログラム可能論理装置（ＣＰＬＤ）のうちの少なくとも１つを備えていてもよい。

出力ポートは、周波数変更なしで、結合信号のデジタル表現から、送信用に適合される無線周波数アナログ信号への直接変換として、選択された結合信号を出力するように構成してもよい。

プロセッサは、選択された結合信号の中間周波数と無線周波数表現の少なくとも１つに予歪を付与するようにさらに構成してもよい。

予歪は、選択された結合信号を用いて通信するアナログ無線通信システムのアナログ非線形性、送信チャネル不良、受信特性のうちの１つ以上の少なくとも一部を補整してもよい。

信号は直交周波数分割多重信号を含んでいてもよい。変換情報の第１の結合と第２の結合は、（ａ）第２の信号に対する第１の信号の周波数成分の変調の相対タイミングと、（ｂ）信号の周波数成分の相対位相と、のうち少なくとも１つにおいて異ならせてもよい。少なくとも１つの基準はピーク対平均電力比（ＰＡＰＲ）を含んでもよい。選択された結合は、最低ピーク対平均電力比との結合を含んでもよい。

変換表現はそれぞれ、変調シーケンスにおける循環タイムシフトで異ならせてもよく、直交周波数分割多重信号は、ＩＥＥＥ８０２．１１プロトコル、ＩＥＥＥ８０２．１６プロトコル、３ＧＰＰ−ＬＴＥダウンリンクプロトコル、ＤＡＢプロトコル、ＤＶＢプロトコルから成る群から選択される少なくとも１つのプロトコルに準拠し、少なくとも１つのプロトコルに準拠する受信装置は、プロトコル外で追加情報を送信する必要なく、少なくとも２つのそれぞれ異なる結合を復号することができ、各変換表現は、変調シーケンスにおける循環タイムシフトでそれぞれ異なり、少なくとも１つの基準はピーク対平均電力比（ＰＡＰＲ）を含み、結果的に最低ピーク対平均電力比となる代替表現が、結合のために選択される。プロセッサは、超伝導デジタル論理回路と複合プログラム可能論理装置（ＣＰＬＤ）のうちの少なくとも１つを備えていてもよい。プロセッサは、増幅器のモデルで個々の結合の非線形歪みを解析し、選択された結合の少なくとも１つのコンポーネントと、選択された結合に予歪をさらに付与してもよい。

以下の詳細な説明と図面を参照すれば、他の目的が自明になるであろう。

周波数領域および時間領域における直交周波数領域多重チャネルの典型的な挙動を示す図である。 周波数領域および時間領域における直交周波数領域多重チャネルの典型的な挙動を示す図である。 ＬＴＥ用のプロトコルによりパイロットシンボルの典型的な位置を示す、ＯＦＤＭチャネルの時間周波数リソースグリッドを表す図である。 ダブルアップコンバージョン方法を用いる、送信装置における２つのＯＦＤＭチャネルの結合を示す図である。 どのように２つのＯＦＤＭチャネルが結合できるかを示す単純なブロック図であり、１つのＯＦＤＭチャネルのデータビットは、ピーク平均電力比（ＰＡＰＲ）を低減するために循環シフトすることができる。 送信装置にｓｈｉｆｔ−ａｎｄ−ａｄｄアルゴリズム、受信装置にパイロット位相トラッカを組み込むＯＦＤＭ通信システムのブロック図である。 図２に示すようにリソースグリッド用のＳＡＡアルゴリズムを可能にするＯＦＤＭ通信システムのブロック図である。 本発明の一般化されたキャリアアグリゲーション方法の上位フローチャートである。 受信装置が図２に示すようにパイロットシンボルのアレイに基づき等化リソースグリッドを生成するＯＦＤＭ通信システムのブロック図である。 図２に示すようにパイロットシンボルのアレイを用いて受信装置でリソースグリッドを等化するプロセスを表すブロック図である。 結合信号のＰＡＰＲを低減するため、１チャネルのデータの循環シフトを伴う、２つのＯＦＤＭチャネルの構造を示す図である。 ＯＦＤＭチャネルからのデータの複数のシフトレプリカのメモリ記憶を示すブロック図であり、１つのレプリカの選択が結合信号のＰＡＰＲの最小化に対応する。 雑音が追加されていない、シミュレートされたＯＦＤＭ受信信号に関する通常の６４ＱＡＭコンステレーション図である。 雑音が追加された、シミュレートされたＯＦＤＭ受信信号に関する６４ＱＡＭコンステレーション図である。 本発明の方法でＰＡＰＲを低減した、シミュレートされたＯＦＤＭ信号のキャリアアグリゲーションのＰＡＰＲに関する確率図である。 デジタル予歪の影響を含む、シミュレートされたＯＦＤＭ信号のキャリアアグリゲーションのＰＡＰＲに関する確率図である。 図１３Ａおよび１３Ｂに示す結果を用いたシミュレーションを示すブロック図である。 本発明の一実施形態に係るシステムのブロック図である。 非線形アナログ増幅器を補償するデジタル予歪を含む、本発明の一実施形態に係るシステムのブロック図である。 ＦＰＧＡで実施される本発明に係るシステムのブロック図である。

好適な実施形態の詳細な説明
ＯＦＤＭチャネルは多数のサブチャネルから成り、各サブチャネルは狭帯域信号である（図１）。ＯＦＤＭチャネル自体は、時間変動する包絡線を有し、有意なＰＡＰＲ、典型的には９〜１０ｄＢを発揮することがある。しかし、２つの別々の類似のＯＦＤＭチャネルを結合する場合、結果として生じる信号は通常、３ｄＢのゲインのために１２〜１３ｄＢのＰＡＰＲを発揮する。この値は、平均して約２倍大きい結合信号を送信するのに、４倍の容量の電力増幅器を必要とするために、許容できないほど大きい。

したがって、好ましい実施形態は、２つのＯＦＤＭチャネル結合信号のＰＡＰＲを、１２〜１３ｄＢから最初のコンポーネントの９〜１０ｄＢまで低減するＰＡＰＲ低減方法を提供する。このＰＡＰＲの３ｄＢの低減は好ましくは、信号を劣化させずに、受信装置がＯＦＤＭシンボルを回収するのに必要とする特別なサイド情報を送信する必要なく達成される。さらに、アルゴリズムは十分に単純であるため、十分に高速であれば、どのハードウェア技術でも実現することができる。

従来のＰＡＰＲ低減方法は、サブチャネルを結合し、過剰なＰＡＰＲなしに単独のＯＦＤＭチャネを生成することに焦点を当てる。本技術は、ある点では、部分送信シーケンス（ＰＴＭ）と選択マッピング（ＳＬＭ）の組み合わせとみなすことができる。

従来のＰＴＳでは、Ｎ個のシンボルの入力データブロックが、個別のサブブロックに分割される。各サブブロック内のサブキャリアは、そのサブブロックの位相ファクタによって重み付けされる。位相ファクタは、結合信号のＰＡＰＲを最小化するように選択される。

ＳＬＭ技術では、送信装置は１セットの十分に異なる候補データブロックを生成し、すべてのデータブロックは、最初のデータブロックと同じ情報を表し、送信にとって最も好ましいブロックを選択する（信号劣化なしの最低ＰＡＰＲ）。

本ハイブリッドアプローチは、合計されたキャリア変調信号のＰＴＳとＳＬＭの要素を結合する。オーバーサンプリングされたＯＦＤＭ波形の各種循環タイムシフトがサーチされ、最低ＰＡＰＲのタイムシフトが選択される。１つのＯＦＤＭ信号が参照信号として使用され、その他のキャリア変調信号が使用されて、ＰＴＳと同様にタイムシフトを生成する。サーチウィンドウは、サイクリックプレフィックス長とオーバーサンプリングレートによって決定される。

シフトの起こり得る結合の位相空間は巨大に増大するが、このような結合をすべて探る必要はない。一般的に、ＰＡＰＲの超高値は比較的稀にしか発生しないため、高ＰＡＰＲ状態で開始される大部分のタイムシフトは、結果的にＰＡＰＲが低減される。マルチチャネルでのシフトは、直列または並列に、あるいはその組み合わせで実行することができる。よって、たとえば、許容範囲内のＰＡＰＲを有する結合は許容可能であり、非許容ＰＡＰＲ状態は期間の１％生じ、許容ＰＡＰＲを発見するサーチ空間は、通常、起こり得る状態の２％未満である。一方、他の許容性基準が採用される場合、大きなサーチ空間が必要である、あるいは適切である。たとえば、高いＰＡＰＲ信号を送信するほど、電力コストや干渉コストなどのコストが高くなると仮定すると、フォーマット最適化が適切な場合がある。ヒューリスティックが最適状態の予測に利用できないと仮定して、パラメータ空間のフルサーチがコストの最小化に適切であろう。

これは従来のアプローチと異なり、異なるＯＦＤＭチャネルは互いに無関係であり、別々の送信チェーンであり、相互同期しない。さらに、従来のアプローチはベースバンド信号に直接作用する。対照的に、本方法は２つ以上のＯＦＤＭチャネルを組み込む、アップコンバートされた結合信号のＰＡＰＲを評価し、これらのチャネルのそれぞれのシンボル期間を同期化しなければならない。これは受信装置では問題にならず、各チャネルが個々に受信され計測される。

ＰＡＰＲに対するいくつかの従来のアプローチはクリッピングに基づくが、必然的に歪みと帯域外生成を招く。他のいくつかのアプローチは歪みを回避するが、受信端で復号化しなければならない特別な変換を必要とする。これらは送信側情報を必要とする、あるいは、標準ＯＦＤＭ通信プロトコルからの逸脱を含む。本好適なアプローチには欠点がない。

セルラー通信で使用されるＯＦＤＭチャネルは、帯域幅が最大１０ＭＨｚまたは２０ＭＨｚであってもよい。しかし、これらのチャネルは、２．５〜２．７ＧＨｚなどのより広い周波数帯域に配置される場合がある。したがって、１００ＭＨｚ以上分離した、各１０ＭＨｚ幅の２つ以上のＯＦＤＭチャネルの結合を有する可能性がある。１０ＭＨｚデジタルベースバンド信号は２０ＭＳ／ｓの低速でサンプリングすることができるが、１００ＭＨｚを扱う結合されたデジタル信号は、２００ＭＳ／ｓ以上の速度でサンプリングしなければならない。

好ましい実施形態では、信号の結合（図３のアップコンバージョンを含む）は、このような高サンプリングレートでデジタル領域において実行される。ＰＡＰＲ閾値テストおよびＣＳＲ制御は、より高レートでも実行される。このレートは十分に高速であるはずなので、複数の反復を単独のシンボル時間（数マイクロ秒）内に実行することができる。

巡回タイムシフトがシステム性能を低下させずに、結合ＯＦＤＭチャネルのＰＡＰＲを低減するという予測を実証するため、ＯＦＤＭの送受信のフルモンテカルロシミュレーションが実行されている。このシミュレーションのブロック図は「キャリアアグリゲーション評価テストベンチ（Ｃａｒｒｉｅｒ Ａｇｇｒｅｇａｔｉｏｎ Ｅｖａｌｕａｔｉｏｎ Ｔｅｓｔ Ｂｅｎｃｈ）」を表す図６に要約されており、ＰＡＰＲ低減のためにＳＡＡアルゴリズムにより、周波数Ｆ１およびＦ２でＯＦＤＭ信号を結合する送信装置を示す。受信端では、これがダウンコンバートされて、Ｆ２の信号が標準的なＯＦＤＭ受信装置を用いて回収される。途中で、適切な追加ホワイトガウス雑音（ＡＷＧＮ）がチャネルに追加される。キャリアアグリゲーションシミュレーションのパラメータは以下を含む。各パケットは８００バイトの情報を含み、いくつかのＯＦＤＭシンボル期間にわたって変調され、変調は６４−ＱＡＭ（６４−直角振幅変調）である。２５０パケットエラーが発生するまで、各ＳＮＲポイントが実行される。サイクリックプレフィックスは総シンボル時間の１／８に設定される。周波数Ｆ１とＦ２でのキャリアは十分に間隔をおいているため、スペクトルが重複しない。オーバーサンプリングレートは８倍である。最後に、レイズドコサインフィルタを、非常に急峻なロールオフで、サンプル周波数Ｆｓ＝１６０ＭＨｚ、遮断周波数Ｆｃ＝２４ＭＨｚで使用した。図１２Ａは、雑音なしにシミュレーション用に受信した６４−ＱＡＭ信号のコンステレーションチャートの１例を示し、受信装置の補間等化器に適合すると予測されるタイムシフトが適用されている。本例では、パイロットシンボルはこの期間、送信されない。クラスタリングは、各ビットがビットエラーの兆候なしに要求されるウィンドウ内で受信されることを示す。より一般的には、予想通り、許容タイムシフトでは、信号の劣化が観察されなかった。図１２Ｂは、実際的な無線通信システムに典型的な、ガウス雑音が追加されたシミュレーションに関する類似の６４−ＱＡＭコンステレーションチャートである。ここでも、シミュレーションは、ビットエラーの大きな増加がない、適切な信号受信を示す。

図１３Ａは、本発明の一実施形態により結合された２つのＯＦＤＭ信号の結合に関してシミュレートされたＰＡＰＲ分布を示す。相補累積分布関数（ＣＣＤＦ）は、信号が所与の値よりも大きなＰＡＰＲを有する確率を表す。実質上、１０−４のＣＣＤＦを使用して、特定の波形の有効ＰＡＰＲを定義することができる。２成分信号はそれぞれ１１ｄＢのＰＡＰＲを有する（上の曲線）。変更のない２つの信号の結合は、約３ｄＢのＰＡＰＲの増加を招く（図示せず）。対照的に、本発明のコードブック予荷重アルゴリズムを使用する結合は、約２ｄＢ〜約９ｄＢの減少を招く（下の曲線）。コードブックアプローチが適用されない場合（中間の曲線）、この利点が低減する。

図１３Ｂは、図１３Ｃのシミュレーションブロック図に示すように、波高率低減（ＣＦＲ）に加えてデジタル予歪（ＤＰＤ）を適用する効果を示す。図１３Ｃは、２０ＭＨｚ帯域幅のＬＴＥ信号にそれぞれ対応する３つのＯＦＤＭ信号の結合を示す。個々のベースバンド信号が３０．７２ＭＨｚでサンプリングされ、その後、１２２．８ＭＨｚにアップサンプリングされて、（デジタル乗算器を用いて）周波数をオフセットし、加算して、３つの２０ＭＨｚ帯域を含む６０ＭＨｚ帯域のＩＦ信号を形成する。その後、本発明のコードブック荷重アルゴリズムにより波高率低減（ＣＦＲ）された後、（２倍に）アップサンプリングとデジタル予歪（ＤＰＤ、非線形電力増幅器ＰＡの飽和効果をシミュレートする）が施される。最後に、予歪信号がデジタル−アナログ変換器（ＤＡＣ）に送信され、その後、ＰＡで増幅される。図１３ＢでＣＦＲ入力と標示される曲線は結合信号を示し、ＣＦＲ出力はＰＡＰＲ低減の結果を示す。「＋ｎ ＳＣＡ Ｐｒｏｃｅｓｓｉｎｇ」と標示された曲線（ＰｌｕｓＮ Ｓｍａｒｔ キャリアアグリゲーション）は、予歪の影響を含むブロードキャストである信号に対応する。

これらのシミュレーションは、ＳＡＡアルゴリズムが結合ＯＦＤＭチャネルにおいてＰＡＰＲを最大３ｄＢ低減するだけでなく、低減が送信信号の変換に関する特別なサイド情報を送信する必要なく、信号劣化なしに達成されることを確認した。これは、ＰＡＰＲ低減を悪化させることなく、デジタル予歪と統合することもできる。

本発明の一実施形態に係るシステムを図１４のブロック図に示し、入力信号の少なくとも１つが、マルチサブチャネル多重（ＭＳＭ）信号、実質上、ＯＦＤＭ信号の一般化として特定される。ＭＳＭ信号は、情報コンテンツと関係ないパイロット信号を含むと仮定され、マルチパス、ドップラー偏移、雑音の存在するときに適切に受信することができる。ここで、ＭＳＭ信号と別の信号は、複数の代替集合信号で結合され、各代替結合は、追加サイド情報を送信せずに、受信装置で両信号に対して適切に受信することができる。以前に送信された信号を組み込むことのできる受信装置のデジタルモデルにより、受信装置で適切に追跡することができるＭＳＭパイロット信号に対応する代替結合を判定することができる。この基準と、結合信号振幅（ピーク平均電力比またはＰＡＰＲなど）に関連する少なくとも１つのその他の基準に基づくと、さらに処理または選択することのできる代替結合の１つ以上が、自動プロセッサを用いる送信のために、各種基準を用いる反復的選択プロセスにおいて選択される。これは、好ましくは、デジタル−アナログ変換器（ＤＡＣ）でアナログ信号に変換された後、電力増幅器で増幅され、アンテナを介して送信される前に、アナログミキサで標準的な方法で全無線周波数信号にアップコンバートされるデジタルＩＦ信号を用いて実行してもよい。他の種類のＲＦ変調器を採用してもよい。

図１５は図１４に類似するブロック図であるが、電力増幅器などの非線形アナログコンポーネントに存在し得る非線形性（固有の非線形性、信号依存遅延、飽和、および加熱効果を含む）を補整するデジタル予歪モジュールを追加する。予歪は好ましくは、代替結合で実行されるため、選択された結合はすべての基準を適切に満たす。

予歪は、複数の歪みソースの訂正を含み、時間（遅延）および／または周波数領域における信号の変換、振幅および波形調節を表し、たとえば経年化および環境状態を補整するように適合的であってもよい。多重入力多重出力（ＭＩＭＯ）無線送信システム（またはその他の信号送信）の場合、歪みモデルは信号送信チェーン全体を包含する。このモデルは、各種マルチパスに対して個別のモデルを含んでいてもよく、選択された代替予歪信号は、集合システムだけでなく「主」信号コンポーネントにとって最適であることを表してもよい。

本技術の好適な一実施例は、シフトレジスタメモリ、参照テーブル、デジタルアップコンバージョン、閾値テスト用のブロックを有する高速フィールドプログラム可能ゲートアレイ（ＦＰＧＡ）を用いることを含む。これは、デジタル予歪の任意の追加も示す図１６に示される。本実施形態では、入力デジタルベースバンド信号（時間領域内）はまずＦＰＧＡ内でメモリレジスタに記憶され、ＭＳＭ信号Ｓ２は複数のデジタルプリコーダに変換される。一実施形態では、これらのプリコーダは、異なる値のシフトパラメータを有する巡回シフトレジスタ（ＣＳＲ）を備えていてもよい。他の実施形態では、パラメータ変動の範囲は、時間ではなく（すなわち、ＣＳＲの漸進的変動）、ウェーブレット変換の時間周波数範囲などの別のパラメータである。これらのシフトバージョンは、参照テーブル弁別ブロックによって判定されるように、受信装置のパイロット信号トラッキングと適合するように選択される。このＬＵＴは図１６に示すように、過去のシフトを考慮に入れることができ、図１６では、いくつかのプリコーディングスキーム（たとえば、循環シフト）が並列に実行されているが、直列処理も可能である。結合される各ベースバンド信号が、デジタルアップコンバータＤＵＣで適切な中間周波数（ＩＦ）までデジタルアップコンバージョンされて、適宜サンプリングレートが増大される。その後、サンプルＳ１と各代替Ｓ２は、デジタルＩＦ結合部でデジタル的に結合される。この後、各代替結合が閾値テスタに送られる前に、デジタル予歪ＰＤで任意のデジタル予歪が実行される。閾値テスタはたとえば、各代替のＰＡＰＲを測定し、最低ＰＡＰＲの代替を選択してもよい。

もしくは、高速単一磁束量子（ＲＳＦＱ）超伝導回路などの超高速デジタル技術を採用してもよい。結合されるＯＦＤＭチャネルの数が増えるにつれ、アルゴリズム速度を速める、あるいは、処理の一部を並列して実行する必要がある。

この方法は、認知無線に基づき再構成可能システムにも適用することができ、送信されるチャネルは、ユーザの需要と利用可能な帯域幅に応じて動的に再配分することができる。送信されるチャネルの数とその周波数配分はどちらも、完全なソフトウェアの制御下で変動する場合がある。全チャネルが同じ一般的なシンボルプロトコルとタイミングにしたがう限り、類似のセットのＳｈｉｆｔ−ａｎｄ−Ａｄｄアルゴリズムを適用して、効率的な送信のための許容ＰＡＰＲを維持することができる。

Claims (80)

1. 信号の結合を表す結合波形方法の制御方法であって、前記信号が、個々のサブチャネルにおいて変調信号で変調された情報を有する少なくとも１つのマルチサブチャネル多重信号を含み、
   所定のプロトコルにしたがい、送信装置から受信装置へ前記少なくとも１つのマルチサブチャネル多重信号を通じて伝達される情報を受信し、前記マルチサブチャネル多重信号が、時間の少なくとも一部、少なくとも１つのサブチャネル内に、伝達される情報と十分無関係な所定の特性を有するパイロット信号を含み、変動する通信チャネル状態に関して、受信装置に通信チャネル状態を予測させることと、
   前記マルチサブチャネル多重信号と前記変調信号との結合に関して前記受信装置のモデルをメモリに記憶し、前記モデルが、前記結合状態の可能な変更を表すある範囲の少なくとも１つのパラメータにわたって、情報を復号する受信装置の機能と、前記チャネル状態を予測する前記受信装置の機能を予測することと、
   自動プロセッサを用いて、前記結合信号を定義し、前記結合信号が、受信装置が前記チャネル状態に関して十分に推定し個々のサブチャネルから情報を復号するように予測され、前記受信装置のチャネル状態に関する推定と異なる少なくとも１つの適合性基準をさらに満たし、前記少なくとも１つのパラメータの少なくとも２つの異なる値に関して、前記マルチサブチャネル多重信号と前記変調信号の両方に依存することと、
   を備える方法。
2. 複数セットの結合波形を形成することをさらに備え、各結合波形が、前記少なくとも１つのパラメータの値毎に、前記マルチサブチャネル多重信号と前記変調信号との結合を表し、前記定義することが、前記少なくとも１つの適合性基準を満たす個々の定義された波形を選択することを含む、請求項１に記載の方法。
3. 前記少なくとも１つの適合性基準がピーク対平均電力比を含む、請求項１および２のいずれかに記載の方法。
4. 前記変調信号が第２の情報で変調され、前記自動プロセッサが、前記変調信号から前記第２の情報の復調を可能にするように予測される方法で、前記マルチサブチャネル多重信号と前記変調信号との結合をさらに定義する、請求項１〜３のいずれかに記載の方法。
5. 前記少なくとも１つのパラメータの異なる値に基づく第１の結合と第２の結合が、第２の信号に対する第１の信号の周波数成分の変調の相対タイミングに関して異なる、請求項１〜４のいずれかに記載の方法。
6. 前記パラメータの異なる値を有する第１の結合と第２の結合が、個々の信号の周波数成分の相対位相に関して異なる、請求項１〜５のいずれかに記載の方法。
7. 前記少なくとも１つのマルチサブチャネル多重信号が少なくとも１つの直交周波数分割多重信号を備え、前記変調信号が直交周波数分割多重信号を備える、請求項１〜６のいずれかに記載の方法。
8. 前記少なくとも１つのマルチサブチャネル多重信号が、ＩＥＥＥ８０２．１１プロトコル、ＩＥＥＥ８０２．１６プロトコル、３ＧＰＰ−ＬＴＥダウンリンクプロトコル、ＬＴＥ拡張プロトコル、ＤＡＢプロトコル、ＤＶＢプロトコルから成る群から選択される少なくとも１つのプロトコルに準拠する直交周波数分割多重ストリームであり、前記少なくとも１つのプロトコルに準拠する受信装置が、前記プロトコル外で追加情報を送信する必要なく、前記少なくとも２つのそれぞれ異なる結合を復号することができる、請求項１〜７のいずれかに記載の方法。
9. 前記少なくとも１つのパラメータの前記少なくとも２つの異なる値が、変調シーケンス内の循環タイムシフトにおいてそれぞれ異なる信号に対応する、請求項１〜８のいずれかに記載の方法。
10. 前記少なくとも１つのパラメータの前記少なくとも２つの異なる値が、変調シーケンス内の循環タイムシフトにおいてそれぞれ異なる信号に対応し、前記少なくとも１つの適合性基準がピーク対平均電力比（ＰＡＰＲ）を含む、請求項１〜９のいずれかに記載の方法。
11. 前記自動プロセッサが超伝導デジタル論理回路を備える、請求項１〜１０のいずれかに記載の方法。
12. 前記適合性基準を満たすことが、個々の結合の動的範囲に関して解析することを備える、請求項１〜１１のいずれかに記載の方法。
13. 前記適合性基準を満たすことが、前記信号の少なくとも１つに対して、参照受信装置設計の予測エラーレートに関して解析することを含む、請求項１〜１２のいずれかに記載の方法。
14. 前記適合性基準を満たすことが、前記信号の少なくとも１つに対して、前記結合波形のピーク対平均電力比と受信装置の予測エラーレートとに関して解析することを含む、請求項１〜１３のいずれかに記載の方法。
15. 前記適合性基準を満たすことが、個々の結合のクリッピング歪みを解析することを含む、請求項１〜１４のいずれかに記載の方法。
16. 前記結合波形が、信号のどの前記結合の対応データレートよりも高いデータレートでサンプリングされるデジタル表現である、請求項１〜１５のいずれかに記載の方法。
17. 前記定義された信号の結合が、中間周波数表現のデジタル表現として伝達される、請求項１〜１６のいずれかに記載の方法。
18. デジタルベースバンド信号を前記定義された結合に変換する１セットのパラメータを出力することをさらに備える、請求項１〜１７のいずれかに記載の方法。
19. 約１２５ＭＨｚ未満の周波数で中間周波数、および前記定義された信号の結合の約５００ＭＨｚ超の周波数で無線周波数表現の少なくとも１つに予歪を付与することをさらに備える、請求項１〜１８のいずれかに記載の方法。
20. 前記予歪を付与することが、信号の前記結合を用いて通信するアナログ無線通信システムのアナログ非線形性、送信チャネル不良、受信特性のうちの１つ以上の少なくとも一部を補整する、請求項１〜１９のいずれかに記載の方法。
21. 前記予歪を付与することが、前記定義された信号の結合を増幅する電力増幅器の非線形歪みを補整する、請求項１〜２０のいずれかに記載の方法。
22. 前記少なくとも１つのパラメータの値が、適応参照テーブルメモリを用いて波形を生成するために使用される、請求項１〜２１のいずれかに記載の方法。
23. 前記少なくとも２つの信号がそれぞれ、サイクリックプレフィックスを有する直交周波数領域多重信号を含み、前記少なくとも１つのパラメータが循環タイムシフトを含み、前記定義することが、個々の循環タイムシフトで異なる少なくとも２つの代替表現を定義することを含む、請求項１〜２２のいずれかに記載の方法。
24. 前記少なくとも２つの信号がそれぞれ、通信プロトコルに準拠する直交周波数分割多重信号として受信され、前記信号の少なくとも１つが、前記少なくとも１つのパラメータに応じて異なる前記少なくとも２つの代替表現を生成するように変更され、前記少なくとも１つの適合性基準が前記結合信号のピーク対平均電力比を備え、前記定義することが、最低ピーク対平均電力比を表す結合を選択する、請求項１〜２３のいずれかに記載の方法。
25. 前記受信装置の前記モデルが、前記少なくとも１つの適合性基準にしたがい、将来の評価のために選択される前記少なくとも１つのパラメータの許容値を定義する際、以前のパイロット信号を組み込む、請求項１〜２４のいずれかに記載の方法。
26. 前記受信装置の前記モデルが以前のパイロット信号の外挿を使用して、現在のパイロット信号が利用不能な期間、参照信号を生成する、請求項１〜２５のいずれかに記載の方法。
27. 前記自動プロセッサが、単一命令複数のデータアーキテクチャ汎用グラフィック処理部を備える、請求項１〜２６のいずれかに記載の方法。
28. 前記結合の前記適合性基準の評価が、前記パラメータの前記異なる値に対して並列に実行される、請求項１〜２７のいずれかに記載の方法。
29. 前記自動プロセッサがプログラム可能ゲートアレイを備える、請求項１〜２８のいずれかに記載の方法。
30. 前記少なくとも１つのマルチサブチャネル多重信号および前記変調信号のそれぞれが、通信プロトコルに準拠する直交周波数分割多重信号として受信され、前記信号の少なくとも１つが、前記少なくとも２つの代替表現を生成するように変更され、各代替表現が、通信プロトコル外で追加情報を受信する必要なく、プロトコルに準拠する受信装置によって復号可能であり、前記少なくとも１つの基準が前記結合信号のピーク対平均電力比を含む、請求項１〜２９のいずれかに記載の方法。
31. 前記マルチサブチャネル多重信号が、情報を同時に伝達する、異なる周波数で複数のサブキャリアを有する直交周波数多重信号であり、
    前記マルチサブチャネル多重信号および前記変調信号がそれぞれ、異なる通信周波数チャネル内にあり、非線形歪みを有する少なくとも１つのアナログ信号処理コンポーネントにおいて結合アナログ信号として処理され、
    前記マルチサブチャネル多重信号が、異なる時点で、異なる周波数で複数の前記サブキャリアに前記パイロット信号を選択的に挿入して、前記チャネル状態を推定する所定のプロトコルにしたがい、
    前記少なくとも１つのパラメータが、前記マルチサブチャネル多重信号を表すデジタルデータの循環シフトを含み、前記受信装置の前記モデルが、ＯＦＤＭプロトコルに準拠する受信装置の機能を予測して、少なくとも前記パイロットを検出し、少なくとも２つの異なる循環シフトを条件として前記チャネル状態を推定し、
    前記少なくとも１つの適合性基準が、前記アナログ信号処理コンポーネントにおける前記マルチサブチャネル多重信号と前記変調信号との前記結合の非線形歪みに依存する、
    請求項１〜３０のいずれかに記載の方法。
32. 少なくとも２つの信号の結合を表す結合波形を制御する装置であって、各信号が複数の信号成分を有し、情報を伝達し、
    前記少なくとも２つの信号を定義する情報を受信する入力ポートと、
    周波数が変動し、時間と共に選択的に伝達されるパイロット信号情報と共に、前記第１の信号を、ある範囲の変換内で前記伝達された情報の少なくとも２つの表現に変換して、変換パラメータとパイロット信号情報との禁止された結合を有するチャネル状態を受信装置に推定させ、
    前記第１の信号の変換表現と前記第２の信号とを結合して、前記伝達された情報を表す少なくとも２つの代替結合を定義し、
    所定の基準を満たし、前記受信装置に少なくとも前記チャネル状態を推定させる１つの結合を選択する、
    自動プロセッサと、
    前記所定の基準を満たす前記変換表現の、選択された１つの結合を含む個々の結合波形を表す情報を出力するように構成される出力ポートと、
    を備える装置。
33. 前記少なくとも２つの表現の第１の表現と前記少なくとも２つの表現の第２の表現が、（ａ）第２の信号に対する第１の信号の周波数成分の変調の相対タイミングと、（ｂ）前記第２の信号に対する前記第１の信号の前記周波数成分の相対位相と、のうち少なくとも１つにおいて異なり、前記少なくとも１つの基準がピーク対平均電力比（ＰＡＰＲ）を含む、請求項３２に記載の装置。
34. 少なくとも１つの信号が、ＩＥＥＥ８０２．１１プロトコル、ＩＥＥＥ８０２．１６プロトコル、３ＧＰＰ−ＬＴＥダウンリンクプロトコル、ＬＴＥ拡張プロトコル、ＤＡＢプロトコル、ＤＶＢプロトコルから成る群から選択される少なくとも１つのプロトコルに準拠する直交周波数分割多重ストリームであり、前記少なくとも１つのプロトコルに準拠する受信装置が、前記プロトコル外で追加情報を送信する必要なく、前記少なくとも２つのそれぞれ異なる結合を復号することができる、請求項３２および３３に記載の装置。
35. 前記少なくとも２つの表現が、変調シーケンス内の循環タイムシフトにおいてそれぞれ異なり、前記少なくとも１つの基準がピーク対平均電力比を含み、結果的に最低ピーク対平均電力比を生じる代替表現が結合のために選択される、請求項３２〜３４のいずれかに記載の装置。
36. 前記自動プロセッサが超伝導デジタル論理回路を備える、請求項３２〜３５のいずれかに記載の装置。
37. 前記自動プロセッサが予歪を付与し、選択された少なくとも１対の結合を用いて通信するアナログ無線通信システムのアナログ非線形性、送信チャネル不良、受信特性のうちの１つ以上の少なくとも一部を補整するように構成される、請求項３２〜３６のいずれかに記載の装置。
38. 前記自動プロセッサが超伝導デジタル論理回路を備える、請求項３２〜３７のいずれかに記載の装置。
39. 前記自動プロセッサが、単一命令複数のデータアーキテクチャ汎用グラフィック処理部を備える、請求項３２〜３８のいずれかに記載の装置。
40. 前記自動プロセッサが、前記選択された少なくとも１つの結合の中間周波数と無線周波数表現とのうち少なくとも１つにさらに予歪を付与するように構成される、請求項３２〜３９のいずれかに記載の装置。
41. 個々の複数のチャネル内で複数の信号を結合する装置であって、各信号がチャネル内に１セットの並行位相および／または振幅調整成分を含む装置が、
    前記複数の信号のそれぞれを定義する情報を受信し、
    複数の異なる方法で少なくとも１つの信号の表現を変換し、各変換表現が前記同じ情報を表し、
    少なくとも２つの異なる適合性基準に関して、各変換表現と少なくとも１つの他の信号を定義する情報との結合を解析し、
    前記少なくとも２つの異なる適合性基準に関する解析に応じて適合する結合として、少なくとも１つの結合を選択するように構成されるプロセッサと、
    前記選択された少なくとも１つの結合の識別、前記選択された少なくとも１つの結合、前記選択された少なくとも１つの結合を定義する情報のうち少なくとも１つを提示するように構成される出力ポートと、
    を備え、
    前記基準の少なくとも１つが、通信チャネルのチャネル状態を推定する受信装置の予測機能に関し、少なくとも１つの変換表現が、前記通信チャネルの前記チャネル状態を良好に推定する前記受信装置の機能を損なう、装置。
42. 前記基準の少なくとも１つが、前記表現内のパイロットシーケンスに基づき、通信チャネルのチャネル状態を推定する受信装置の予測機能に関する、請求項４１に記載の装置。
43. チャネル内の並行位相および／または振幅調整成分のセットがそれぞれ直交する、請求項４１および４２に記載の装置。
44. 前記変換される表現が、複数のそれぞれ異なる循環シフトによって変換される、請求項４１〜４３のいずれかに記載の装置。
45. 前記少なくとも２つの適合性基準のうち少なくとも１つがピーク対平均電力比を含む、請求項４１〜４４のいずれかに記載の装置。
46. 前記選択が、前記少なくとも２つの基準のそれぞれを満たす個々の結合に関する、請求項４１〜４５のいずれかに記載装置。
47. 前記複数の信号のそれぞれが直交周波数分割多重信号を含み、前記個々の結合が、（ａ）第２の信号に対する第１の信号の周波数成分の変調の相対タイミングと、（ｂ）前記第２の信号に対する前記第１の信号の前記周波数成分の相対位相と、のうち少なくとも１つにおいて異なる、前記変換表現の第１の結合および第２の結合を備え、前記少なくとも１つの基準が、ピーク対平均電力比を含み、
    前記選択された少なくとも１つの結合が、閾値ピーク対平均電力比未満である結合を含む、請求項４１〜４６のいずれかに記載の装置。
48. 各変換表現が変調シーケンスにおける循環タイムシフトで異なり、チャネル内の前記並行位相および／または振幅調整成分のセットが、ＩＥＥＥ８０２．１１プロトコル、ＩＥＥＥ８０２．１６プロトコル、３ＧＰＰ−ＬＴＥダウンリンクプロトコル、ＤＡＢプロトコル、ＤＶＢプロトコルから成る群から選択される少なくとも１つのプロトコルに準拠し、前記少なくとも１つのプロトコルに準拠する受信装置が、前記プロトコル外で追加情報を送信する必要なく、少なくとも２つのそれぞれ異なる結合を復号することができ、各変換表現が、変調シーケンスにおける循環タイムシフトでそれぞれ異なり、前記少なくとも２つの基準がピーク対平均電力比（ＰＡＰＲ）を含み、閾値最大ピーク対平均電力比内で、結果的にピーク対平均電力比となる代替表現が、結合のために選択される、請求項４１〜４７のいずれかに記載の装置。
49. 前記プロセッサが超伝導デジタル論理回路を備える、請求項４１〜４８のいずれかに記載の装置。
50. 前記プロセッサがプログラム可能論理装置を備える、請求項４１〜４９のいずれかに記載の装置。
51. 前記プロセッサが、増幅器のモデルで前記個々の結合の非線形歪みを解析し、前記選択された少なくとも１つの結合に予歪をさらに付与する、請求項４１〜５０のいずれかに記載の装置。
52. 信号の結合を表す結合波形を制御するシステムであって、前記信号が、個々のサブチャネルにおいて変調信号で変調される情報を有する少なくとも１つのマルチサブチャネル多重信号を含み、
    所定のプロトコルにしたがい、送信装置から受信装置へ前記少なくとも１つのマルチサブチャネル多重信号を通じて伝達される情報を受信し、前記マルチサブチャネル多重信号が、時間の少なくとも一部、少なくとも１つのサブチャネル内に、伝達される情報と十分無関係な所定の特性を有するパイロット信号を入力と、変動する通信チャネル状態に関して、受信装置に通信チャネル状態を予測させることと、チャネル状態を推定し、前記変調信号で前記マルチサブチャネル多重信号の結合から情報を復号する機能に関して、前記受信装置のモデルを記憶するように構成されるメモリと、
    前記マルチサブチャネル多重信号と前記変調信号との結合において異なり、少なくとも１つのパラメータに関して異なる複数の代替表現を定義し、前記少なくとも１つのパラメータが、前記受信装置によってチャネル状態を推定する機能を損なう少なくとも１つの値を含む範囲を有し、
    受信装置に前記チャネル状態を十分に推定させ、結合の異なる前記定義された複数の代替表現に関して個々のサブチャネルから情報を復号するように予測される、前記マルチサブチャネル多重信号と前記変調信号との少なくとも１つの結合を選択するように構成される、
    少なくとも１つの自動プロセッサと、
    を備えるシステム。
53. 前記少なくとも１つの自動プロセッサが、複数セットの結合波形をさらに形成し、各結合波形が、前記少なくとも１つのパラメータの個々の値で、前記マルチサブチャネル多重信号と前記変調信号との個々の結合を表し、前記少なくとも１つの自動プロセッサが、前記少なくとも１つの適合性基準を満たす前記少なくとも１つの結合を選択するように構成される、請求項５２に記載のシステム。
54. 前記少なくとも１つの適合性基準がピーク対平均電力比を備える、請求項５２および５３のいずれかに記載のシステム。
55. 前記変調信号が第２の情報で変調され、前記自動プロセッサが、前記変調信号から前記第２の情報の復調を可能にするように予測される方法で、前記マルチサブチャネル多重信号と前記変調信号との結合を定義する、請求項５２〜５４のいずれかに記載のシステム。
56. 前記少なくとも１つのパラメータの異なる値に基づく第１の結合と第２の結合が、第２の信号に対する第１の信号の周波数成分の変調の相対タイミングに関して異なる、請求項５２〜５５のいずれかに記載のシステム。
57. 前記パラメータの異なる値を有する第１の結合と第２の結合が、個々の信号の周波数成分の相対位相に関して異なる、請求項５２〜５６のいずれかに記載のシステム。
58. 前記少なくとも１つのマルチサブチャネル多重信号が少なくとも１つの直交周波数分割多重信号を含み、前記変調信号が直交周波数分割多重信号を含む、請求項５２〜５７のいずれかに記載のシステム。
59. 前記少なくとも１つのマルチサブチャネル多重信号が、ＩＥＥＥ８０２．１１プロトコル、ＩＥＥＥ８０２．１６プロトコル、３ＧＰＰ−ＬＴＥダウンリンクプロトコル、ＬＴＥ拡張プロトコル、ＤＡＢプロトコル、ＤＶＢプロトコルから成る群から選択される少なくとも１つのプロトコルに準拠する直交周波数分割多重ストリームであり、前記少なくとも１つのプロトコルに準拠する受信装置が、前記プロトコル外で追加情報を送信する必要なく、前記少なくとも２つのそれぞれ異なる結合を復号することができる、請求項５２〜５８のいずれかに記載の方法。
60. 前記少なくとも１つのパラメータの前記少なくとも２つの異なる値が、変調シーケンス内の循環タイムシフトにおいてそれぞれ異なる信号に対応する、請求項５２〜５９のいずれかに記載のシステム。
61. 前記少なくとも１つのパラメータの前記少なくとも２つの異なる値が、変調シーケンス内の循環タイムシフトにおいてそれぞれ異なる信号に対応し、前記少なくとも１つの適合性基準がピーク対平均電力比を含む、請求項５２〜６０のいずれかに記載のシステム。
62. 前記自動プロセッサが超伝導デジタル論理回路を備える、請求項５２〜６１のいずれかに記載のシステム。
63. 前記自動プロセッサが、個々の結合の動的範囲に関して、少なくとも１つの適合性基準に基づき選択するように構成される、請求項５２〜６２のいずれかに記載のシステム。
64. 前記自動プロセッサが、前記信号の少なくとも１つに対して、参照受信装置設計の予測エラーレートに関して、少なくとも１つの適合性基準に基づき選択するように構成される、請求項５２〜６３のいずれかに記載のシステム。
65. 前記自動プロセッサが、前記信号の１つに対して、前記結合波形のピーク対平均電力比と受信装置の予測エラーレートに関して、少なくとも１つの適合性基準に基づき選択するように構成される、請求項５２〜６５のいずれかに記載のシステム。
66. 前記自動プロセッサが、個々の結合のクリッピング歪みに関して、少なくとも１つの適合性基準に基づき選択するように構成される、請求項５２〜６５のいずれかに記載のシステム。
67. 前記結合波形が、信号のどの前記結合の対応データレートよりも高いデータレートでサンプリングされるデジタル表現である、請求項５２〜６６のいずれかに記載のシステム。
68. 前記定義された信号の結合を、中間周波数表現のデジタル表現として提示するように構成される出力ポートをさらに備える、請求項５２〜６７のいずれかに記載のシステム。
69. デジタルベースバンド信号を前記定義された結合に変換する１セットのパラメータを提示するように構成される出力ポートをさらに備える、請求項５２〜６８のいずれかに記載のシステム。
70. 前記自動プロセッサが、約１２５ＭＨｚ未満の周波数で中間周波数、および前記定義された信号の結合の約５００ＭＨｚ超の周波数で無線周波数表現の少なくとも１つに予歪を付与するように構成される、請求項５２〜６９のいずれかに記載のシステム。
71. 前記自動プロセッサが予歪を付与し、信号の前記結合を用いて通信するアナログ無線通信システムのアナログ非線形性、送信チャネル不良、受信特性のうちの１つ以上の少なくとも一部を補整するように構成される、請求項５２〜７０のいずれかに記載のシステム。
72. 前記自動プロセッサが、前記定義された信号の結合を増幅する電力増幅器の非線形歪みを補整するように予歪を付与するように構成される、請求項５２〜７１のいずれかに記載のシステム。
73. 前記少なくとも２つの信号がそれぞれ、サイクリックプレフィックスを有する直交周波数領域多重信号を含み、前記少なくとも１つのパラメータが循環タイムシフトを含み、前記自動プロセッサが、個々の循環タイムシフトにおいて異なる少なくとも２つの代替表現を定義するように構成される、請求項５２〜７２のいずれかに記載のシステム。
74. 前記少なくとも２つの信号がそれぞれ、通信プロトコルに準拠する直交周波数分割多重信号として受信され、前記信号の少なくとも１つが、前記少なくとも１つのパラメータに応じて異なる前記少なくとも２つの代替表現を生成するように変更され、前記自動プロセッサが、前記結合信号のピーク対平均電力比を含む少なくとも１つの適合性基準にしたがい選択し、所定の閾値を超えないピーク対平均電力比を表す結合を選択するように構成される、請求項５２〜７３のいずれかに記載のシステム。
75. 前記受信装置のモデルが以前のパイロット信号を組み込む、請求項５２〜７４のいずれかに記載のシステム。
76. 適応参照テーブルをさらに備え、前記自動プロセッサが、前記少なくとも１つの結合の選択のために前記参照テーブルから値を検索するように構成される、請求項５２〜７５のいずれかに記載のシステム。
77. 前記自動プロセッサが、単一命令複数のデータアーキテクチャ汎用グラフィック処理部を備える、請求項５２〜７６のいずれかに記載のシステム。
78. 前記自動プロセッサがプログラム可能ゲートアレイを備える、請求項５２〜７７のいずれかに記載のシステム。
79. 前記マルチサブチャネル多重信号が、情報を同時に伝達する、異なる周波数で複数のサブキャリアを有する直交周波数多重信号であり、
    前記マルチサブチャネル多重信号および前記変調信号がそれぞれ、異なる通信周波数チャネル内にあり、非線形歪みを有する少なくとも１つのアナログ信号処理コンポーネントにおいて結合アナログ信号として処理され、
    前記マルチサブチャネル多重信号が、異なる時点で、異なる周波数で複数の前記サブキャリアに前記パイロット信号を選択的に挿入して、前記チャネル状態を推定する所定のプロトコルにしたがい、前記少なくとも１つのパラメータが、前記マルチサブチャネル多重信号を表すデジタルデータの循環シフトを含み、前記受信装置の前記モデルが、ＯＦＤＭプロトコルに準拠する受信装置の機能を予測して、少なくとも前記パイロットを検出し、少なくとも２つの異なる循環シフトを条件として前記チャネル状態を推定し、前記自動プロセッサが、前記アナログ信号処理コンポーネントにおける前記マルチサブチャネル多重信号と前記変調信号との結合の非線形歪みに応じて、少なくとも１つの適合性基準にしたがい、前記少なくとも１つの結合を選択する、請求項５２〜７８のいずれかに記載のシステム。
80. 送信装置から受信装置に伝達される少なくとも１つのマルチサブチャネル多重信号と変調信号との結合を表す結合波形を制御するシステムであって、前記マルチサブチャネル多重信号が、時間の少なくとも一部、少なくとも１つのサブチャネル内に、伝達される情報と十分無関係な所定の特性を有するパイロット信号を含み、変動する通信チャネル状態に関して、受信装置に通信チャネル状態を予測させるシステムが、
    メモリに記憶される受信装置のモデルであって、メモリ内の前記マルチサブチャネル多重信号と前記変調信号との結合に応じて、前記結合状態の変更を表すある範囲の少なくとも１つのパラメータにわたって、情報を復号する受信装置の機能と、前記チャネル状態を予測する前記受信装置の機能を予測するモデルと、
    前記チャネル状態に関して受信装置を十分に推定し個々のサブチャネルから情報を復号するように予測され、前記受信装置のチャネル状態に関する推定と異なり、前記少なくとも１つのパラメータの少なくとも２つの異なる値に関して、前記マルチサブチャネル多重信号と前記変調信号の両方に依存する少なくとも１つの適合性基準をさらに満たす、前記マルチサブチャネル多重信号と前記変調信号との結合を定義する自動プロセッサと、
    を備えるシステム。

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