KR100429528B1

KR100429528B1 - 디지털 통신 방법 및 장치

Info

Publication number: KR100429528B1
Application number: KR10-2002-0003901A
Authority: KR
Inventors: 손정민
Original assignee: 삼성전자주식회사
Priority date: 2002-01-23
Filing date: 2002-01-23
Publication date: 2004-05-03
Also published as: US20080008084A1; EP1331780B1; US20030231581A1; CN100583708C; JP3889000B2; CN1498475A; KR20030063665A; RU2249918C1; CA2439572A1; CA2439572C; JP2005516467A; AU2003206174B2; US7345990B2; WO2003063398A1; EP1331780A1

Abstract

본 발명은 유무선 통신 방식에 관한 것으로, 특히 주파수 직교 분할 다중 방식에 있어서 평균 전력에 대한 최대 전력 비율(PAPR)을 감소시키는 기술에 관한 것이다.

본 발명은선형 블록 부호의 일반 표준 배열에서 PAPR을 최소화하는 벡터를 잉여류 대표로 정하고,비트의 정보에 해당하는비트의 부호어에 잉여류의 대표들을 더하여개의 벡터를 만들어 PAPR이 가장 작은 수열을 전송한다. 이어서, 수신측에서는 오증과 잉여류 대표에 대한 정보만 알고 있으면, 수신 벡터의 오증만을 이용하여 간단히 원래의 전송 신호를 복원할 수 있다. 그 결과, 본 발명에 따른 부호화 방식은 임의의 부반송파 수에 대해 무관하게 설계할 수 있으며,

Description

디지털 통신 방법 및 장치{METHOD AND APPARATUS FOR DIGITAL COMMUNICATIONS}

본 발명은 유무선 통신 방식에 관한 것으로, 특히 주파수 직교 분할 다중 방식(OFDM; orthogoanl frequency division multiplexing)에 있어서 평균 전력에 대한 최대 전력 비율(PAPR; peak to average power ratio)를 감소시키는 방법 및 장치에 관한 것이다.

고전적인 병렬 데이터 시스템에서 전체 신호 주파수 대역은개의 겹치치 않는 주파수 부채널(sub-channel)로 나누어진다. 복수 개의 부채널을 통해 각각의 심볼이 변조되고개의 부채널은 주파수 분할 다중화된다.

도1은 종래 기술에 따른 주파수 직교 분할 다중 방식의 구성을 나타낸 도면이다. 도1을 참조하면, 주파수 직교 분할 다중 방식은 병렬 데이터를 변복조하는데 이산 푸리에 변환(DFT; discrete Fourier Transform)이 사용된다.

개의 반송파를 사용하는 주파수 직교 분할 다중 방식 통신 시스템에서번째 OFDM 신호를 표현하기 위해, 주어진 심볼 구간에서번째 반송파에 할당하는 변조된 값을라고 하자. 각각의는 변조 방식에 따라 성좌도의 심볼 중의 하나가 된다. 이를 이용하여 OFDM 기저대역 신호의 복소수 값을 지니는 포락선은 다음과 같은 식으로 나타낼 수 있다.

이때,는 폭이인 사각 펄스(rectangular pulse)이며,는 OFDM 심볼 구간(symbol duration)이다. OFDM의 반송파 사이에 직교성을 유지하기 위해번째 반송파 주파수는 중심 주파수(center frequency)에 대해

으로 설정하며, 이때는 반송파 하나에 대한 대역폭을 의미하며, OFDM 심볼율의 정수 배이다.

이와 같은 OFDM의 몇 가지 주요 특징을 살펴보면 전송 대역폭과 데이터 전송률이 같은 단일 반송파(single carrier) 방식과 비교할 때, 송신 데이터를개의 반송파에 분산하여 전송하는 경우, 전송 심볼 하나의 지속 시간은 단일 반송파 방식의 약배가 된다. 이와 같이, 전송 심볼 1개의 지속 시간이 단일 반송파 방식보다 크게 길어지고, 시간 상에서 보호 구간(guard interval)이 부가되면 다중경로가 증가해도 지연(delay)에 의한 전송 특성의 열화가 적어지게 된다.

또한, 데이터를 전송대역 전체에 분산하여 전송하기 때문에 특정 주파수 대역에 방해 신호가 존재하는 경우에 그 영향을 받는 것은 일부 데이터에 한정되며, 인터리버(interleaver)와 오류정정 부호를 사용하여 효율적으로 성능을 개선할 수 있다.

일반적으로, 다중 반송파 전송 방식에서 다중 반송파 신호의 최대 전력(Peak Envelope Power)은 반송파의 수에 따라 증가한다. 만약, OFDM에서개의 신호들이 같은 위상으로 중첩되면 다중 반송파 신호의 최대 전력은 평균 전력의배만큼 증가하게 된다. PAPR은 다중 반송파의 최대 전력과 평균 전력의 비로 정의되며, PAPR이 커지게 되면 아날로그에서 디지털 신호 변환(A/D), 또는 디지털에서 아날로그 신호 변환(D/A)의 복잡도가 증가하고 RF(radio frequency) 파워 증폭기의 효율성이 감소하게 된다.

따라서, PAPR을 줄이기 위한 연구는 최근 활발히 진행되고 있으며, 광대역 통신에 있어 뛰어난 성능을 보이는 OFDM을 효율적으로 구현하기 위해 필수적으로 해결되어야 하는 문제 중의 하나이다.

임의의 복소수 값을 갖는 수열을개의 반송파를 이용하여 전송할 경우 OFDM 기저대역 신호는 시간에 대해서

으로 표현되며,의 PAPR은

으로 정의된다.

가 MPSK 변조로 된 신호일 경우 최대 순시전력은까지 가능하고, 평균전력은이므로 PAPR은까지 가능하다.

따라서, 임의의 수열을 이용하여 OFDM 신호를 생성한다면 매우 높은 최대 순시전력을 지니게 되므로 높은 PAPR을 갖게 된다. OFDM 시스템의 경우 변조와 복조를 위해 IDFT와 DFT를 사용하므로, 임의의 심볼 구간에서 기저대역 OFDM 심볼은개의 샘플(sample)값으로 나타나며, 따라서, 기저대역 OFDM 심볼은 다음과 같이 나타낼 수 있다.

수학식 5에서 정의된 것과 같은 PAPR을 구하기 위해-점 IDFT를 고려한다. 만약 길이가인 변조된 입력 수열을라 하면,-점 IDFT를 취하기 위해개의 0을 덧붙인 수열 ,

를 고려한다. 수열를 이용하여 한 심볼 구간에서 수열의-점 IDFT를 취한 후의번째 샘플을 다음과같이 나타낼 수 있다.

연속적인 신호의 PAPR은 계산이 복잡하기 때문에 수열에 대한 OFDM 신호의개의 샘플만을 고려하여 PAPR을 계산한다. 즉, 수열에 대한-점 IDFT 샘플만을 고려한 PAPR를 다음과 같이 정의한다.

이때,은 위에서 정의된 것과 같이-점 IDFT 취한 샘플이며,을 과표본 인자(oversampling factor)라 한다. 그리고는 평균을 취하는 연산자이다.인 경우를 Nyquist 샘플링이라 한다. 실제로 연속적인 시간의 함수인 수학식 5의 PAPR을 구하기 위해서 과표본 인자이 4 정도면 충분한 것으로 알려져 있다.

주파수 직교 분할 다중 방식 통신 시스템에 있어서 걸림돌로 작용하고 있는 PAPR을 개선하기 위한 방안으로 많은 방법이 제안되고 있다. PAPR을 감소시키기 위한 가장 간단한 방법으로서, 신호의 최대 크기를 일정 크기 이하로 제한하는 클리핑(clipping)을 고려할 수 있다.

그런데, 종래 기술에 따른 클리핑 방법은 PAPR을 줄이는 가장 간단한 방법이기는 하나 몇 가지 문제점을 지니고 있다. 먼저 클리핑은 OFDM 신호의진폭(amplitude)을 왜곡하게 되고 결국 BER(bit error rate)을 증가시키는 자기 간섭(self-interference)을 발생시킨다. 또한, OFDM의 신호의 왜곡이 비선형이기 때문에 대역외 주파수 특성을 열화시킨다.

한편, OFDM에서 PAPR을 감소하기 위한 또 다른 대안으로, Golay에 의해 도입된 Golay 수열은 OFDM에서 PAPR을 줄이는 중요한 요소가 되고 있다. 그런데, Golay 수열만을 사용할 경우 PAPR 값이 2 (3dB)로 제한된다는 장점이 있으나 반송파의 개수가 많아질수록 부호율이 빠르게 감소하는 단점이 있다.

OFDM에서 PAPR을 감소시키기 위한 또 다른 종래 기술로서 오류정정 부호 기술을 이용할 수 있다. 이것은 블록 부호화 기법에 기반하여 작은 최대 전력을 지니는 부호어만을 선택하여 OFDM 신호를 생성함으로써 전체의 PAPR을 감소시키는 방법이다. 하지만, 반송파가 증가할수록 부호율이 현저히 떨어지는 약점이 있다.

또 다른 종래 기술로서 SLM(selective mapping) 방식이 있는데, SLM의 기본적 개념은 같은 정보를 나타내는 여러 개의 OFDM 신호를 생성하는데 있다. 즉, 같은 정보를 나타내는개의 수열을 생성하여, 그 중에서 가장 작은 PAPR을 지니는 수열을 전송하는 방식이다.

도2는 종래 기술에 따른 SLM 방식의 OFDM 시스템의 구조를 나타낸 도면이다. 입력 수열을라고 하면 이러한 정보를 지니고 있는개의 독립적인 수열는 각각 수열를에 곱함으로써 생성된다. 결국개의 시간상의 수열는 각각의 수열의 IDFT를 통하여 구해진다. 즉,

이다. 이러한 신호들은 모두라는 같은 정보를 지니고 있으며, 이 신호들 중에서 실제로 전송되는 신호는 가장 작은 PAPR을 지니는 신호가 전송되게 된다.

이론적으로는 같은 정보를 나타내는 독립적인 수열의 개수가 증가할수록 PAPR의 특성이 좋아진다. 그러나,가 증가하게 되면 시스템의 복잡도가 증가하게 된다.

따라서, 종래 기술에 따른 SLM의 가장 큰 단점은 전송된 수열이 결정되고 수신측에서 원래의 정보를 복원하기 위해서는 전송되는 신호에 곱해진를 알고 있어야 하므로, 부가 정보(side information)가 별도로 전송되어야 하는 점이다. 더구나, 부가 정보가 정확하게 복원되지 못하면 연집 오류를 발생시킬 수 있으므로 성능이 크게 열화될 수 있다. 따라서, 부가 정보는 최대한 보호되어 전송되어야 한다.

또 다른 종래 기술로서, PTS(partial transmit sequence) 방식이 있다. 종래 기술에 따른 PTS 방식은 입력 수열을 독립적인개의 부분 블록으로 분할한 후, 각 부분 블록에 위상 변화를 줌으로써 같은 정보를 나타내는 여러 개의 수열을 생성하여 PAPR를 감소시키는 방법이다. 수신단에서 원래의 정보를 복원하기 위해서는 위상 변화에 대한 부가 정보를 전송해 주어야 한다.

따라서, 본 발명의 제1 목적은 정보 전송 효율을 훼손하지 않으면서도, 평균 전력에 대한 최대 전력 비율을 감소시킬 수 있는 주파수 직교 분할 다중 방식 통신 방법을 제공하는데 있다.

본 발명의 제2 목적은 상기 제1 목적에 부가하여, 별도의 부가 정보 전송 없이 임의의 반송파 수에 대해 무관하게 평균 전력에 대한 최대 전력 비율을 감소시킬 수 있는 주파수 직교 분할 다중 방식 통신 방법을 제공하는데 있다.

도1은 종래 기술에 따른 주파수 직교 분할 다중 방식의 구성을 나타낸 도면.

도2는 종래 기술에 따른 선택 사상(SLM) 방식의 주파수 직교 분할 다중 방식 시스템의 구조를 나타낸 도면.

도3은 본 발명에 따라블록 부호의 표준 배열을 나타낸 도표.

도4a 및 도4b는 본 발명의 양호한 실시예에 따라 선형 블록 부호의 표준 배열을 이용한 PAPR 감소 기법이 적용된 주파수 직교 분할 다중 방식 시스템을 나타낸 도면.

<도면의 주요 부분에 대한 부호의 설명>

100 :부호기

105 : 잉여류 대표(coset leader)

110 : 오류 정정 부호(ECC;error correcting code)

120 : M진 신호 사상기(M-ary mapper)

130 :-점 역 이산 푸리에 변환기(IDFT; inverse discrete Fourier Transform)

140 : 피크 디텍터(peak detector)

200 :-점 이산 푸리에 변환기(DFT; discrete Fourier Transform)

210 : M진 역신호 사상기

220 : 오류정정 복호기

230 : 오증(syndrome)

240 : 잉여류의 대표(coset leader)

상기 목적을 달성하기 위하여, 본 발명은비트로 된 정보 블록이 입력으로 들어오면,비트로 된 부호어을 출력하는선형 블록 부호의 부호기; 상기부호의 검사 행렬에 대해 서로 다른 오증을 갖도록 선택된 잉여류의 대표와 모듈로-2 덧셈하여(단,)를 생성하는개의 덧셈기; 상기 복수개의 덧셈기 출력을비트 단위로 신호 심볼에 대응하여개의 심볼로 이루어진 이산 신호를 생성하는개의 M진 신호 사상기; 상기 M진 신호 사상기의개 심볼로 이루어진 이산 신호에 대해 시간 영역에서개의 샘플로 구성된 이산 신호로 변환(단,은 과표본 인자)하는개의-점 역이산 푸리에 변환기(IDFT) ; 및 상기개의-점 역이산 푸리에 변환기(IDFT)가 각각 출력하는개의이산 신호중에서 최소 피크 전력을 갖는 신호를 찾기 위하여, 각각의 신호에 대한개의 샘플 최대값이 최소가 되는를 검색하는 피크 디텍터를 포함하는 OFDM 송신 장치를 제공한다.

이하에서는, 첨부 도면 도3 및 도4를 참조하여 본 발명에 따른 평균 전력에 대한 최대 전력 비율 감소 기술을 상세히 설명한다.

도3은 본 발명에 따라선형 블록 부호의 표준 배열을 나타낸 도표이다. 우선, 본 발명에 따른 PAPR 감소 기법이 적용하는 선형 블록 부호의 표준 배열(standard array)을 상세히 설명한다.

선형 블록 부호의 부호어가 전송될 때 채널 상의 잡음을라고 하면, 수신된 벡터은이고 이때으로 나타낼 수 있다.를검사 행렬이라 할 때,이 성립한다. 여기서는 전치행렬을 의미한다. 수신된 벡터에 대한 오증(symdrome)는 다음과 같이 정의된다.

따라서, 오증은 전송된 부호어에는 영향을 받지 않고, 채널에서 발생된 오류에만 영향을 받는다. 만약,를 벡터를 포함하는 부호의 잉여류라 하면,에 속한 임의의 벡터의 오증은

이므로,내의 모든 벡터는와 같은 오증을 지닌다.

임의의 블록 부호의 가장 간단한 복호 방법은 표준 배열을 사용하는 것이다. 도3을 참조하면, 표준 배열에서는 각 잉여류(coset)에서 가장 많이 발생할 것 같은 오류 형태를 잉여류의 대표(coset leader)로 정의한다. 즉,에서 가장 적은 가중치(weight)를 지닌 벡터가 잉여류의 대표가 된다. 따라서, 만약가내에서 잉여류의 대표라고 하면,가 된다.

일반적인 표준 배열의 생성 방법에 따라블록 부호에 대한 표준 배열을 생성하면 도3과 같다. 이때, 전체비트로 된 벡터의 수는이 되며, 부호어의 개수를로 정의한다. 따라서, 잉여류의 개수는가 된다. 도3에서,가 각 잉여류 대표가 된다.

잉여류 내의 임의의 벡터를 해당 잉여류의 대표로 선택할 수 있기 때문에 잉여류 내에서 PAPR 최소화하는 벡터를 잉여류 대표로 정하고, 이를 기반하여 생성된 표준 배열을 사용하면 PAPR를 감소시킬 수 있다.

본 발명의 양호한 실시예로서, 전송해야 할 정보에 해당하는 부호어가라 할 때 미리 정해진 잉여류 대표를 사용하여개의 벡터를 생성하고 이 중에서 가장 작은 PAPR를 지닌 벡터를 전송하는 것이다. 따라서, 수신측에서는 오증과 잉여류 대표 대한 정보만 알고 있으면 수신 벡터의 오증만을 이용하여 간단히 원래의 전송된 신호를 복원할 수 있다.

도4a 및 도4b는 본 발명의 양호한 실시예에 따라 선형 블록 부호의 표준 배열을 이용한 PAPR 감소 기법이 적용된 OFDM 시스템을 나타낸 도면이다. 도4a를 참조하면, 본 발명에 따른 OFDM 송신측을 도시한 것으로서, 송신측에서는개의 수열 중에서 전송될 수열을 결정하기 위해-점 IDFT를 이용하여 PAPR를 계산한 후에 가장 작은 PAPR를 지닌 수열의개의 샘플 IDFT 결과를 기저대역 OFDM 심볼로 전송하게 된다. 따라서, 만약 전송되야 할 벡터가라 하고, 최소의 PAPR을 지닌 신호에 사용된 잉여류 대표를라 했을 때

가 된다.

다시 도4a를 참조하면,부호기(100)에비트로된 정보 블록이 입력으로 들어 오면,비트로 된 부호어을 출력한다.

이어서,부호의 검사 행렬에 대해 잉여류의 대표(105)는 서로 다른 오증을 갖도록 선택되며, 송수신기에 각각 저장되어 쉽게 이용되거나 혹은 쉽게 계산할 수 있다. 이러한 잉여류의 대표들은에 각각 비트 단위로 모듈로-2 덧셈되어가 만들어진다. 여기서이다.를보다 훨씬 작게 유지하고,를 제한적으로 선택함으로써,부호의 오류 정정 능력을 살릴 수 있다.

본 발명에 따른 양호한 실시예로서, 채널상의 오류를 적절히 정정하기 위해 오류정정 부호(error-correcting code, ECC; 110)를 선택적으로 사용할 수 있다. 이 경우에비트로 된 각각의는오류정정 부호의 부호기(110)에 입력되면,비트로 된 출력가 만들어진다. 오류정정 부호를 사용하지 않는 경우는와의 관계가 성립한다.

한편,비트로 된 출력는 M진 신호 사상기(M-ary mapper; 120)에 입력되어비트 단위로 신호 심볼에 대응되어개의 심볼로 이루어진 이산 신호가 만들어진다. 이어서,개의 심볼로 이루어진 이산 신호는-점 IDFT(130)를 통해 시간 영역에서의개의 샘플로 구성된 이산 신호로 변환된다.은 과표본 인자(oversampling factor)이다.

결국,개의 이산 신호중에서 최소의 피크 전력을 가지는 신호는 각각의 신호에 대한개의 샘플의 최대값이 최소가 되는 신호를 찾음으로써 구해진다(140).에 해당하는 이산 신호를-점 IDFT 한후에 저주파 대역필터에 통과시킴으로써 정보 블록에 대한 OFDM 신호를 얻게 된다.

한편, 본 발명에 따른 OFDM 수신기의 동작은, 도4b를 참조하면, 수신된 기저대역 OFDM 신호를 샘플링하여 얻은 신호를-점 DFT(200)를 통해 주파수 영역에서의개의 샘플로 구성된 신호로 변환된다. 이어서,를 M진 역신호 사상기(demapper; 210)와 ECC의 복호기(220)를 통과시켜비트로 된 이진 벡터를 얻는다. 또한,부호의 검사 행렬를 이용하여에 대한 오증(230)을 구하고, 이에 해당되는 잉여류의 대표(240)를 구한다.

최종적으로,에 대해를 보정해 줌으로써비트로 된 부호어를 구한다. 즉,이다. 부호어로부터비트로 된 정보 블록를 구한다. 즉, 수신측에서는 받은 신호의 오증을 구하여 전송 시 사용된 잉여류 대표를 결정할 수 있고, 잉여류 대표를 다시 수신된 벡터에 더해 줌으로써 원래의 전송 벡터를 간단히 구할 수 있다.

종래 기술에 따른 SLM 방식은 전송된 신호에 대한 부가 정보를 수신기에 보내줄 필요가 있는 반면에, 본 발명에 따른 표준 배열을 이용할 경우 수신측에서 잉여류 대표에 대한 정보만 알고 있으면 별도의 부가 정보를 전송할 필요가 없는 장점이 있다. 물론 두 가지 방법 모두 주파수 효율의 약간의 감소가 생긴다. 하지만, 본 발명에 따라 표준 배열을 사용하는 경우에는 부호율이 높은 블록 선형 부호를 사용하여 주파수 효율의 감소를 어느 정도 보상할 수 있다.

전술한 내용은 후술할 발명의 특허 청구 범위를 보다 잘 이해할 수 있도록 본 발명의 특징과 기술적 장점을 다소 폭넓게 개설하였다. 본 발명의 특허 청구범위를 구성하는 부가적인 특징과 장점들이 이하에서 상술될 것이다. 개시된 본 발명의 개념과 특정 실시예는 본 발명과 유사 목적을 수행하기 위한 다른 구조의 설계나 수정의 기본으로서 즉시 사용될 수 있음이 당해 기술 분야의 숙련된 사람들에 의해 인식되어야 한다.

또한, 본 발명에서 개시된 발명 개념과 실시예가 본 발명의 동일 목적을 수행하기 위하여 다른 구조로 수정하거나 설계하기 위한 기초로서 당해 기술 분야의 숙련된 사람들에 의해 사용되어질 수 있을 것이다. 또한, 당해 기술 분야의 숙련된 사람에 의한 그와 같은 수정 또는 변경된 등가 구조는 특허 청구 범위에서 기술한 발명의 사상이나 범위를 벗어나지 않는 한도 내에서 다양한 변화, 치환 및 변경이 가능하다.

이상과 같이, 본 발명은 일반 표준 배열에서 PAPR을 최소화하는 벡터를 잉여류 대표로 정하고, 이를 기반으로 PAPR이 가장 작은 수열을 전송한다. 이어서, 수신측에서는 오증과 잉여류 대표에 대한 정보만 알고 있으면, 수신 벡터의 오증만을 이용하여 간단히 원래의 전송 신호를 복원할 수 있다.

그 결과, 본 발명에 따른 OFDM 방식은 임의의 반송파 수에 대해 무관하게 설계할 수 있으며,를 증가시킴에 따라 성능을 향상시킬 수 있게 된다. 또한, 본 발명에 따른 OFDM 방식은 종래 SLM 기술과 달리 어떤 신호가 선택되었는지에 대한 정보를 추가로 전송할 필요가 없다.

Claims

비트로 된 정보 블록이 입력으로 들어오면,비트로 된 부호어을 출력하는선형 블록 부호기;

상기부호기의 검사 행렬에 대해 서로 다른 오증을 갖도록 선택된 잉여류의 대표와 모듈로 -2 덧셈하여(단,)를 생성하는개의 덧셈기;

상기 복수개의 덧셈기 출력을 각각비트 단위로 신호 심볼에 대응하여개의 심볼로 이루어진 이산 신호를 생성하는개의 M진 신호 사상기;

상기 M진 신호 사상기의개 심볼로 이루어진 이산 신호에 대해 시간 영역에서개의 샘플로 구성된 이산 신호로 변환(단,은 과표본 인자)하는개의-점 역이산 푸리에 변환기(IDFT); 및

상기개의-점 역이산 푸리에 변환기(IDFT)가 각각 출력하는개의 이산 신호중에서 최소 피크 전력을 갖는 신호를 찾기 위하여, 각각의 신호에 대한개의 샘플 최대값이 최소가 되는를 검색하는 피크 디텍터

를 포함하는 OFDM 송신 장치.
제1항에 있어서, 상기 OFDM 송신장치는

상기 피크 디텍터가 검색한에 대응된를 이산 푸리에 역변환을 수행하는-점 역이산 푸리에 변환기; 및

상기-점 역이산 푸리에 변환기의 출력을 여과하여 정보 블록에 대한 OFDM 신호를 산출하는 저주파 대역 필터

를 더 포함하는 OFDM 송신 장치.
제1항에 있어서, 상기 덧셈기와 상기 M진 신호 사상기 사이에, 상기개의 덧셈기비트 출력에 대하여비트로 된 출력를 생성하는 오류정정 부호기를 더 포함하는 것을 특징으로 하는 OFDM 송신 장치.
수신된 기저대역 OFDM 신호를 샘플링하여 얻은 신호를점-이산 푸리에 변환을 통해개의 샘플로 구성된 신호로 변환하는-점 이산 푸리에 변환기;

상기-점 이산 푸리에 변환기의 출력를비트로 구성된 이진 벡터을 생성하는 M진 역신호 사상기;

부호의 검사 행렬를 이용하여 상기 이진 벡터에 대한 오증을 산출하고, 이에 대한 잉여류의 대표를 산출하여 상기 이진 벡터에 모듈로-2 덧셈을 수행함으로써비트 부호어를 산출하는 덧셈기

를 포함하는 OFDM 수신 장치.
제4항에 있어서, 상기 M진 역신호 사상기에 후속하여 오류정정 복호기를 더 포함하는 것을 특징으로 하는 OFDM 수신 장치.
전체 신호 주파수 대역을개의 겹치지 않는 주파수 부채널로 분할하여 주파수 분할 다중화하는 직교 분할 다중 방법(OFDM)에 있어서,

(a)비트로 된 정보 블록을부호기를 통해비트로 된 부호어로 출력하는 단계;

(b)부호의 검사 행렬에 대해 서로 다른 오증을 갖도록 잉여류의 대표를 선택하고, 상기 잉여류의 대표들은 각각 상기 부호어에 비트 단위로 모듈로-2 덧셈되어(단,)가 생성되는 단계;

(c) 상기비트의 출력는 M진 신호 사상기에 입력되어비트 단위로 신호 심볼에 대응되어개의 심볼로 이루어진 이산 신호가 생성되는 단계;

(d) 상기개의 심볼로 형성된 이산 신호는-점 IDFT를 통해 시간 영역에서개의 샘플로 구성된 이산 신호(단,은 과표본 인자)로 변환되는 단계; 및

(e)개의 이산 신호중에서 최소의 피크 전력을 가지는 신호는 각각의 신호에 대한개의 샘플 최대값이 최소가 되는 신호를 검출하고,에 해당하는 이산 신호를-점 IDFT하여 정보 블록에 대한 OFDM 신호를 생성하는 단계

를 포함하는 OFDM 신호 부호화 방법.
제6항에 있어서, 상기 단계 (e)는 상기에 대응한 이산 신호를-점 IDFT한 후 저주파 대역 필터링하는 단계를 더 포함하는 OFDM 신호 부호화 방법.
제6항에 있어서, 상기 단계 (b)에 후속하여, 상기비트로 구성된 각각의에 대해오류정정 부호기에 입력하여비트로 된 출력를 생성하고, 상기를 상기 단계 (c)의 M진 신호 사상기에 입력하는 단계를 더 포함하는 OFDM 신호 부호화 방법.
전체 신호 주파수 대역을개의 겹치지 않는 주파수 부채널로 분할하여 주파수 부채널로 분할하여 주파수 분할 다중화하는 직교 분할 다중 방법(OFDM)에 있어서,

(a) 수신된 기저대역 OFDM 신호를 샘플링하여 얻은 신호를-점 DFT를 통해주파수 영역에서의개 샘플로 구성된 신호로 변환하는 단계;

(b) 상기를 M진 역신호 사상기에 통과시켜비트로 된 이진 벡터을 산출하는 단계;

(c)부호의 검사 행렬를 이용하여에 대한 오증을 구하고, 이에 해당되는 잉여류의 대표를 산출하는 단계;

(d) 상기에 대해를 모듈로-2 덧셈하여 보정함으로써비트로 된 부호어를 산출하고, 상기로부터비트로 된 정보 블록를 산출하는 단계

를 포함하는 OFDM 신호 복호화 방법.
제9항에 있어서, 상기 단계 (b)는 상기 M진 역신호 사상기에 후속하여 오류정정 부호기를 통과하여비트로된 이진 벡터을 산출하는 단계를 포함하는 OFDM 신호 복호화 방법.