JP5010399B2 - 直交多重信号のピーク抑圧方法、ピーク抑圧回路、及び送信装置 - Google Patents

Description

本発明は、直交多重信号を送信する送信装置に関し、特に、直交多重信号のピークを抑圧する処理方法に関する。

地上ディジタルテレビ放送、無線ＬＡＮ、及びＩＥＥＥ８０２．１６等の無線方式では、ＯＦＤＭ（直交周波数分割多重）信号が用いられている。ＯＦＤＭ信号は、中心周波数が異なる複数の搬送波を用いてシンボルが並列に送信される信号である。また、隣り合う搬送波の帯域が干渉しないように互いに直交して送信される。一般的に、ＯＦＤＭ信号は、平均信号レベル、すなわち、信号のＲＭＳ値（信号振幅の二乗平均の平方根）と比較して、最大振幅が大きくなるという課題がある。ＲＭＳ値に対する最大振幅の比をＰＡＰＲ（Ｐｅａｋ ｔｏ Ａｖｅｒａｇｅ Ｐｏｗｅｒ Ｒａｔｉｏ）と呼ぶ。ＰＡＰＲの大きい信号を扱う回路は、ダイナミックレンジを大きくとる必要があるため、特に、送信装置終段の無線増幅器の動作点を低く設定する必要があり、終段の無線増幅器の電力効率が悪くなる。同様の課題は、ＣＤＭＡ（符号分割多重）を用いる通信装置にも存在する。したがって、無線信号を増幅する前に、信号振幅の最大レベルを低減する技術が知られている。

特許文献１に記載された技術によると、送信信号のピーク（大きな振幅をもつ信号部分）を検出し、送信信号スペクトルと同じ帯域をもつ所定の信号波形を、送信信号のピークに合わせて減じることによって、送信信号のピークを抑圧する技術が記載されている。

また、特許文献２に記載された技術によると、送信信号のある閾値を超えたピークを検出し、検出されたピークに基づいて作られるパルス信号列ｐ［ｍ］をフィルタに通過させた信号ｃ［ｍ］を送信信号から減じることによって、送信信号のピークを抑圧する技術が記載されている。さらに、特許文献２には、パルス信号列ｐ［ｍ］を入力するフィルタを構成する場合、フィルタの周波数特性及びインパルス応答を、送信信号スペクトルの信号帯域の周波数成分及び信号（周波数）帯域外の周波数成分が、所定の比率で通過するように構成し、フィルタを通過した信号ｃ［ｍ］が信号周波数帯域内の周波数成分及び信号周波数帯域外の周波数成分を含むように構成する技術も記載されている。
特開２００３−１２４８２４号公報 米国特許第２００４／０２１８６８９号明細書

前述した従来の技術では、送信信号を本来送信すべき信号とは異なる信号に変換する処理を行なう。よって、受信装置で信号を受信する場合、送信信号のピークを抑圧する処理を行なわなかった場合と比較して、信号の品質を劣化させる課題があった。本発明では、受信信号を処理する結果に対して信号の品質の劣化が少ない直交多重信号（例えば、ＯＦＤＭ信号）のピークを抑圧することを目的とする。直交多重信号とは、シンボルの時間単位で直交性が保証される信号である。

また、送信信号のピークを抑圧する場合に、ピークを抑圧するために用いられる波形（キャンセル波形）を送信信号のシンボルのタイミングと同期させないで生成すると、送信信号のシンボルの区切れにまたがる波形が生成される。この場合、受信装置で受信信号のシンボルを切り出すと、キャンセル波形が分断され、受信信号の品質を劣化させてしまう。本発明では、キャンセル波形を送信信号のシンボルのタイミングと同期させて生成し、受信信号の品質の劣化が少ない、直交多重送信信号のピークを抑圧することを目的とする。

本発明の代表的な一例を示せば以下の通りである。すなわち、ある時間単位で直交性が保証される直交多重信号のピークを抑圧するピーク抑圧方法であって、前記直交多重信号は、ＯＦＤＭ信号であり、前記直交多重信号のピークを検出する第１のステップと、前記直交多重信号のシンボルタイミングを取得し、前記検出された直交多重信号のピークと前記取得されたシンボルタイミングとに基づいてピークキャンセル波形を生成する第２のステップと、前記生成されたピークキャンセル波形を用いて前記直交多重信号から前記直交多重信号のピークを取り除く第３のステップと、を含み、前記第２のステップでは、前記直交多重信号の時間単位毎にピークキャンセル波形を生成前記第２のステップでは、前記直交多重信号の時間単位毎にピークキャンセル波形を生成し、前記ピークキャンセル波形は、前記直交多重信号の信号周波数帯域の端に位置し、かつ、送信信号が配置されない周波数成分と、信号周波数帯域の中心に位置し、かつ、送信信号が配置されない周波数成分と、信号周波数帯域の送信信号が配置される周波数成分とを含む。

本発明の一形態によると、送信信号のピークを抑圧した結果、受信装置で処理される受信信号の品質の劣化を少なくすることができる。

また、従来の技術と同程度の信号の品質の劣化を許容する場合、送信信号のピークの抑圧量をより大きくすることができる。したがって、無線増幅器の動作点をより高くすることができ、電力効率を改善することができる。

以下、本発明の実施の形態について図面を参照しながら説明する。

＜実施形態１＞
まず、本発明の第１の実施の形態の送信装置について説明する。

図１は、本発明の第１の実施の形態の送信装置の構成図である。

送信装置は、ベースバンド変調器１（１Ａ、１Ｂ、１Ｃ）及び無線送信部２を備える。

ベースバンド変調器１は、入力される送信データの信号を、ＯＦＤＭ方式を用いて変調し、ＯＦＤＭ変調信号として出力する。また、ベースバンド変調器１は、ＯＦＤＭ変調信号のシンボルのタイミングに同期した信号（シンボルタイミング）を出力する。出力されたＯＦＤＭ変調信号及びシンボルタイミングは、無線送信部２のピーク抑圧処理部３に入力される。

無線送信部２は、ピーク抑圧処理部３、アップコンバータ４、増幅器５、及びアンテナ６を備える。

ピーク抑圧処理部３は、入力されたＯＦＤＭ変調信号及びシンボルタイミングを合成し、合成された信号（ＯＦＤＭ信号）のピークを抑圧する。抑圧されたＯＦＤＭ信号は、アップコンバータ４に入力される。

アップコンバータ４は、ＯＦＤＭ信号を無線送信周波数に変換（アップコンバート）し、増幅器５に入力する。

増幅器５は、ＯＦＤＭ信号の電力を、所望の送信電力まで増幅する。

増幅されたＯＦＤＭ信号は、送信信号としてアンテナ６から送信される。

なお、図１の送信装置は、三つのベースバンド変調器によって構成されるが、一つのベースバンド変調器で構成されてもよい。また、送信装置は、３以外の複数のベースバンド変調器によって構成されてもよい。

図２は、本発明の第１の実施の形態のピーク抑圧処理部３の構成図である。

ピーク抑圧処理部３は、周波数変換部３０（３０Ａ、３０Ｂ、３０Ｃ）、信号合成部３１、キャンセル波形生成部３２、周波数変換部３３（３３Ａ、３３Ｂ、３３Ｃ）、ピーク抑圧部３４（３４Ａ、３４Ｂ、３４Ｃ）、及びクリッピング処理部３５を備える。

周波数変換部３０は、入力された各ＯＦＤＭ変調信号を、送信周波数と対応する周波数（ｆ１〜ｆ３）に変換する。変換されたＯＦＤＭ変調信号は、信号合成部３１に入力される。

信号合成部３１は、入力されたＯＦＤＭ変調信号を合成し、合成された信号（ＯＦＤＭ信号）をピーク抑圧部３４に入力する。

キャンセル波形生成部３２は、ＯＦＤＭ信号のピークを抑圧する時間領域でのキャンセル波形の基本波形を生成する。生成された基本波形は、周波数変換部３３に入力される。なお、キャンセル波形生成部３２で生成される基本波形は、受信側で復調された後に、ＯＦＤＭ信号に影響を与えない、もしくは影響が軽微な波形である。

周波数変換部３３は、基本波形を、送信するＯＦＤＭ変調信号の周波数と対応する周波数（ｆ１〜ｆ３）に変換する。変換された基本波形は、ピーク抑圧部３４に入力される。

ピーク抑圧部３４は、ピーク検出部４０、巡回シフト合成部４１、合成部４２、１シンボル遅延処理部４３、及び加算器４４を備える。

ピーク検出部４０は、ＯＦＤＭ信号に含まれるピークを検出する。検出されたピークの位置、振幅、及び位相の情報を巡回シフト合成部４１に入力する。

巡回シフト合成部４１は、シンボルタイミング及びＯＦＤＭ信号のピークの情報に基づいて、シンボル単位のキャンセル波形を生成し、合成部４２に入力する。なお、巡回シフト合成部４１の詳細は、後述する図５で説明する
合成部４２は、シンボル単位のキャンセル波形を加算し、ｆ１〜ｆ３の全ての周波数成分を含むキャンセル波形を合成する。なお、ｆ１〜ｆ３の周波数成分のキャンセル波形を合成する場合、ＯＦＤＭ信号のピークの位置における各周波数成分のキャンセル波形は同位相であるため、キャンセル波形を単純にそれぞれ振幅レベルの１／３（ｎ個の周波数成分の合成の場合は１／ｎ）の利得で合成してもよい。また、各周波数成分を含むＯＦＤＭ変調信号の送信電力が異なる場合は、キャンセル波形を送信電力の比率に応じた合成比率で、かつ、合成されるキャンセル波形の振幅レベルの利得が１になる比率で合成してもよい。

１シンボル遅延処理部４３は、ＯＦＤＭ信号を１シンボル遅延させる。

加算器４４は、１シンボル遅延させたＯＦＤＭ信号から、合成部４２によって合成されたキャンセル波形を減じる。キャンセル波形が減じられたＯＦＤＭ信号は、ピーク抑圧部３４から出力される。出力されたＯＦＤＭ信号は、クリッピング処理部３５に入力される。

なお、最初のピーク抑圧部３４で抑圧し切れなかったピーク、及び、ピーク抑圧処理の副作用で新たに生じたピークは、ピークを抑圧する処理が繰り返し実行されることによって、段階的に抑圧される。例えば、ピーク抑圧部３４Ａでピークを抑圧する処理が実行された後、ピーク抑圧部３４Ｂ及びピーク抑圧部３４Ｃでさらにピークを抑圧する処理が繰り返される。

クリッピング処理部３５は、ＯＦＤＭ信号の一定の振幅を超える部分に対して飽和演算処理（クリッピング処理）を実行する。具体的には、一定の振幅を超える信号の部分を除去する。クリッピング処理が実行されたＯＦＤＭ信号は、ピーク抑圧処理部３４から出力される。

なお、生成されたキャンセル波形は、送信信号に対する誤差成分としてアンテナ６から送信される。したがって、各ＯＦＤＭ変調信号の周波数帯域において許容される電力密度を考慮すると、キャンセル波形は、図３に示されるスペクトルによって構成される。

図３の破線は、送信信号のスペクトルを示している。また、斜線部は、送信信号が満たす必要があるスペクトルマスクを示している。ピーク抑圧信号（キャンセル波形）は、信号帯域内で所定のＥＶＭ（Ｅｒｒｏｒ Ｖｅｃｔｏｒ Ｍａｇｎｉｔｕｄｅ）を満たす電力密度とし、周波数帯域に存在する送信信号のスペクトルとスペクトルマスクとの間の隙間部分に高い電力密度をもち、さらに外側の帯域では、低い電力密度をもつように設定される。各信号の周波数の位相は、ピークを抑圧するタイミングで同位相になるように設定される。

すなわち、ＯＦＤＭ信号のシンボルの先頭（時刻０）にピークを持つ場合、全ての信号の周波数の位相を同じにすればよい。また、ＯＦＤＭ信号のシンボルの中心にピークをもつように設計する場合、隣接する信号の周波数の位相が互いに１８０度異なる関係にすればよい。このように設計されるキャンセル波形は、時間領域で図４に示されるような波形となる。すなわち、送信信号のスペクトルとスペクトルマスクとの間の隙間の成分（帯域外成分）によって生じる比較的長い時間にわたる減衰振動と、信号帯域内の周波数成分によって生じる中心のピーク波形とを合成した波形となる。

なお、各周波数帯域（ｆ１〜ｆ３）のＯＦＤＭ変調信号のシンボルタイミングが同一である場合、図２の合成部４２の処理を巡回シフト合成部４１の前に実行することによって、ピーク抑圧処理部３４の巡回シフト合成部を一つで構成することができる。さらに、合成部４２の処理をそれぞれのピーク抑圧処理部３４で実行するのではなく、共通化することが可能となる。この結果、キャンセル波形生成部３２、周波数変換部３３、及び合成部４２の処理の結果をキャンセル波形として共通に保持するように構成することも可能である。

前述したように、キャンセル波形は、送信信号に対する誤差信号である。このため、信号帯域内に周波数成分を含むと信号の品質が劣化する。したがって、信号帯域外成分のみを含むと、本質的には信号の品質は劣化しない。しかし、信号帯域端の成分のみからキャンセル波形を構成すると、際立ったピークを含まず、比較的長い時間にわたる減衰振動となる。このような波形の場合、効果的にピークを抑圧することが困難である。

また、中心のピークをピークの抑圧に使用する場合、キャンセル波形に含まれる多くのほぼ同一レベルのピーク波形によって、ピークを抑圧する前にはピークが存在しなかった場所に、多数のピークを副次的に発生させてしまい、さらに多くのピーク抑圧処理を実行する必要がある。

一方、信号帯域内の全体から構成されるキャンセル波形は、鋭いピークを含み、ピーク抑圧処理に適している。しかし、信号帯域内の誤差成分は、直接信号の品質を劣化させることを意味し、大きなピーク抑圧レベルを確保する場合、信号の劣化が大きくなるため、大きな抑圧レベルを実現することが困難である。

図３及び図４に示されるキャンセル波形は、周波数帯域内及び周波数帯域外の双方の成分がバランスよく協調することによって高いキャンセル波形を構成するため、信号帯域内の誤差を低く抑えながら効果的にピークを抑圧することができる。

本発明に適用して効果的なピークキャンセル波形について、図１２、図１３、および、図１４、図１５を用いて、より具体的に説明する。例えば、図１２（ａ）に示すようなスペクトル構造のＯＦＤＭ送信信号、および、スペクトルマスクを持つシステムを仮定する。すなわち、３２本のサブキャリアのうち、両端に位置する計１１本のサブキャリアおよび、中心周波数に位置する１本のサブキャリアは使用せず、残り２０本のサブキャリアが用いられている。２０本のうち、４本は受信機における復調で基準信号として用いられるパイロットサブキャリアとしている。この場合のキャンセル波形は、例えば図１２（ｂ）のように構成すると良い。すなわち、送信信号が配置される２０本のサブキャリアについては、キャンセル波形による信号誤差レベル(ＥＶＭ)が許容値以下となるように設定する。また、送信信号が配置されないサブキャリアについては、キャンセル波形の各周波数成分がスペクトルマスクを満足するように設定する。このようなキャンセル波形の設計において、送信信号が配置されるサブキャリアのみによるキャンセル波形は図１３（ａ）のようになる。中心に相対的には際立ったピークが得られるが、ＥＶＭを許容値以下とする制約からピークのレベルはあまり大きくない。一方、信号が配置されないサブキャリアのみによるキャンセル波形は、図１３（ｂ）に示すように複数の同程度のピークが存在し、ピーク電力が分散してしまう反面、信号に影響を与えない周波数成分であるため大きな電力に設定できるので、図１３（ａ）よりも大きなピークが得られる。これらの両方の周波数成分からなる図１２（ｂ）のスペクトルを持つキャンセル波形は、図１３（ｃ）に示すように、中心に際立った大きなレベルのピークを持ち、効果的に送信信号のピークをキャンセルすることができる。なお、パイロット信号が配置されるサブキャリアは復調における基準信号であるため、他のサブキャリアよりも低い電力レベルとなるキャンセル波形とすることで受信特性に与える影響を低減することも望ましい。

また、他の例として図１４（ａ）に示すようなスペクトル構造のＯＦＤＭ送信信号、および、スペクトルマスクを持つシステムを仮定する。すなわち、３２本のサブキャリアのうち、両端に位置する計１１本のサブキャリアおよび、中心周波数に位置する１本のサブキャリアは使用していない。また、残り２０本のサブキャリアのうち、４本のサブキャリアは、ＰＡＰＲを抑圧するための信号を配置するように決められているものとする。この場合、ＰＡＰＲ低減用のサブキャリアをベースバンド変調器１で生成せずにピーク抑圧処理部３にて一括してピークキャンセル波形の生成を図１４（ｂ）に示すように行うと良い。このようにすることによって図１に示すように複数の周波数帯域のＯＦＤＭ信号を一括して送信する無線送信部においても、複数の周波数帯域のＯＦＤＭ信号を合成することによって発生するピークを、ピークのキャンセルに用いることのできる全ての周波数成分を同時に調整することができ、一層効果的にピーク抑圧が可能となる。送信信号が配置されるサブキャリアのみによるキャンセル波形、送信信号が配置されないサブキャリアのみによるキャンセル波形、両方の周波数成分によって構成されるキャンセル波形は、それぞれ、図１５（ａ）、図１５（ｂ）、図１５（ｃ）のようになり、図１３（ａ）、（ｂ）、（ｃ）と同様の傾向が見られる。

以上のように、キャンセル波形は一般に、送信信号の直交時間単位内に一つの際立ったピークを持つ波形であること、および、直交送信信号に対する影響が軽微な波形であることが求められる。従って、送信信号が配置される直交成分には小さな電力を割り当てることで信号への影響を軽微とし、送信信号が配置されない直交成分には許容される最大レベルの電力を割り当てることで高いピークを形成すると効果的である。一方で、送信信号が配置されない直交成分に割り当てた大きな電力が、受信信号処理の過程で直交性が崩れ信号に影響を与えてしまわないように、キャンセル波形の生成は受信信号の処理単位である直交時間単位で行うようにする。

図５は、本発明の第１の実施の形態の巡回シフト合成部４１の構成図である。

巡回シフト合成部４１は、シフト量算出部５０、複素乗算器５１、巡回シフト部５２、加算器５３、メモリ５４、ＣＰ付加部５５、及びシンボル窓処理部５６を備える。

シフト量算出部５０は、ピーク検出部４０によって検出されたピークの情報及びシンボルタイミングに基づいてキャンセル波形を見積もり、時間シフト量を算出する。時間シフト量とは、検出されたピークにキャンセル波形のタイミングを一致させるために必要な時間である。

複素乗算器５１は、キャンセル波形の振幅及び位相を、検出されたピークの振幅及び位相と一致するように調整する。

巡回シフト部５２は、算出された時間シフト量に基づいて、キャンセル波形に対して巡回シフト処理を実行する。巡回シフト処理とは、ＯＦＤＭ信号のシンボルの前後を、連続する繰り返し信号とみなして時間をシフトすることである。具体的には、図６に示されるように、キャンセル波形をシフトした結果、ＯＦＤＭ信号のシンボル時間からはみ出る部分を反対側に繋ぐ処理である。

加算器５３は、巡回シフト処理を実行したキャンセル波形とメモリに格納されるキャンセル波形とを加算する。メモリ５４は、加算器５３によって加算されたキャンセル波形の結果を格納する。格納されたキャンセル波形は、加算器５３及びＣＰ付加部５５に入力される。

図７は、本発明の第１の実施の形態の巡回シフト処理の動作例である。

図７の一番上の波形は、ＯＦＤＭ変調信号の合成信号（ＯＦＤＭ信号）である。点線は、信号の抑圧が必要なレベルである。また、真ん中の波形は、ＯＦＤＭ信号の最初のシンボルにおいて目標の抑圧レベルを超えたピーク（ピーク検出出力）である。また、一番下の波形は、最初のシンボルで検出されたピークに対して生成されるキャンセル波形を巡回シフト処理をした波形である。例えば、ピーク検出出力の（１）のピークに対応して振幅及び位相が調整され、タイミングに合わせて巡回シフト処理がされた信号が、一番下の波形の（１）である。ピーク検出出力の（１）〜（４）に対応して巡回シフト処理がされた四つの信号は、加算器５３及びメモリ５４で加算されることによって、ＯＦＤＭ信号のシンボル長のキャンセル波形となる。

ＣＰ付加部５５は、サイクリックプレフィクス（ＣＰ：Ｃｙｃｌｉｃ Ｐｒｅｆｉｘ）をメモリに格納されたキャンセル波形に付加する。具体的に、ＣＰ付加部５５は、図８に示されるように、ＯＦＤＭ信号のシンボル時間において、キャンセル波形の最後の所定の長さ部分（ＣＰ）を複製して、キャンセル波形の先頭に付加する。

シンボル窓処理部５６は、シンボルの両端のレベルを調整する（シンボル窓処理）。具体的に、シンボル窓処理部５６は、図８に示されるように、ＯＦＤＭ信号のシンボル時間において、ＣＰを含むキャンセル波形の最初及び最後の部分の振幅の利得が徐々に減衰する形の利得（シンボル窓）を乗じ、隣接するシンボルと滑らかに繋ぐ。

なお、ＣＰの付加及びシンボル窓処理は、一般的なＯＦＤＭの送信信号の生成処理と同じである。

本発明の第１の実施の形態では、ＯＦＤＭ信号のピークを抑圧するために用いるキャンセル波形を、ＯＦＤＭ変調信号のシンボルタイミングに同期して、シンボル単位で生成する。したがって、受信装置においてＯＦＤＭ信号を復調するときフーリエ変換（ＦＦＴ：Ｆａｓｔ Ｆｏｕｒｉｅｒ Ｔｒａｎｓｆｏｒｍ）を実行する場合、ＯＦＤＭ信号のシンボルを切り出す処理を実行すると、キャンセル波形は分断されない。

一方、ＯＦＤＭ変調信号のシンボルタイミングと同期させないでキャンセル波形を生成する場合、キャンセル波形は、ＯＦＤＭ信号のシンボルの区切れにまたがる可能性がある。特に、図４に示されるように比較的長い時間周期にわたる減衰振動を含むキャンセル波形を用いる場合、複数のＯＦＤＭ信号のシンボルにまたがる波形となる。

このような信号に対して、受信装置がＯＦＤＭ信号のシンボルを切り出す処理を実行すると、キャンセル波形が分断され、本来キャンセル波形がもつスペクトルと異なるスペクトルとなる。この結果、図３に示されるスペクトルをもつキャンセル波形は、本来信号帯域に悪影響を与えない信号帯域とスペクトルマスクとの間の隙間に存在する電力密度の高い周波数成分が、信号帯域内の周波数成分を含むように変化するため、受信信号の品質を劣化させてしまう。

また、受信側でＯＦＤＭ信号のシンボルを切り出す処理を実行するタイミングに一致したキャンセル波形を用いるため、キャンセル波形に含まれる周波数成分のうち、信号周波数帯域外の周波数成分は、信号周波数帯域内の信号と直行性を保つことができる。また、受信特性を悪化させずに、信号の品質の劣化が少ないピーク抑圧処理が可能となる。

＜実施形態２＞
前述した第１の実施の形態では、ＯＦＤＭ変調信号のシンボルタイミングは、ベースバンド変調器１から無線送信部２に入力されていた。一方、第２の実施の形態では、無線送信部２に備わるシンボルタイミング検出部７が、シンボルタイミングをピーク抑圧処理部３に入力する。

図９は、本発明の第２の実施の形態の送信装置の構成図である。

無線送信部２が、本発明の第１の実施の形態と、シンボルタイミング検出部７（７Ａ、７Ｂ、７Ｃ）を備える点で異なる。

シンボルタイミング検出部７は、ベースバンド変調器１から入力されたＯＦＤＭ変調信号からシンボルタイミングを検出し、検出されたシンボルタイミングをピーク抑圧処理部３に入力する。なお、シンボルタイミングを検出する方法は、受信装置がＯＦＤＭ信号のシンボルタイミングを検出する方法と同様でもよい。具体的に、シンボルタイミング検出部７は、所定の箇所に配置される既知信号（例えば、パイロット信号）を目印に、信号のタイミングを検出する。

送信装置のその他の構成は、本発明の第１の実施の形態と同じであるため省略する。

＜実施形態３＞
前述した第１の実施の形態では、キャンセル波形を時間領域の波形で処理していた。一方、本発明の第３の実施の形態では、キャンセル波形を周波数領域の波形で処理する。

図１０は、本発明の第３の実施の形態のピーク抑圧処理部３の構成図である。

ピーク抑圧処理部３が、本発明の第１の実施の形態と、図２の巡回シフト合成部４１の代わりに、回転合成ＩＦＦＴ処理部４５を備える点である。

本発明の第３の実施の形態で生成されるキャンセル波形は、本発明の第１の実施の形態の図３及と同じスペクトル及び波形をもつ周波数領域の信号である。つまり、本発明の第１の実施の形態で生成されるキャンセル波形とは、互いにフーリエ変換及び逆フーリエ変換（ＩＦＦＴ：Ｉｎｖｅｒｓｉｏｎ Ｆａｓｔ Ｆｏｕｒｉｅｒ Ｔｒａｎｓｆｏｒｍ）の関係である。

また、周波数変換部３３は、生成されるキャンセル波形に対して周波数領域で処理する。

回転合成ＩＦＦＴ処理部４５は、キャンセル波形をＯＦＤＭ変調信号のシンボル内に含まれる全てのピークに対応するキャンセル波形を周波数領域で合成し、逆フーリエ変換（ＩＦＦＴ）によって時間領域のキャンセル波形を出力する。

ピーク抑圧処理部３のその他の構成については、本発明の第１の実施の形態の図２と同じであるため省略する。

なお、各周波数帯域（ｆ１〜ｆ３）のＯＦＤＭ変調信号のシンボルタイミングが同一である場合、図１０の合成部４２の処理を回転合成ＩＦＦＴ処理部４５の前に実行することによって、ピーク抑圧処理部３４の回転合成ＩＦＦＴ処理部４５を一つで構成することができる。さらに、合成部４２の処理をそれぞれのピーク抑圧処理部３４で実行するのではなく、共通化することが可能となる。この結果、キャンセル波形生成部３２、周波数変換部３３、及び合成部４２の処理の結果をキャンセル波形として共通に保持する構成も可能である。

図１１は、本発明の第３の実施の形態の回転合成ＩＦＦＴ処理部４５の構成図である。

回転合成ＩＦＦＴ処理部４５は、本発明の第１の実施の形態の図５に示される巡回シフト合成部４１の処理を周波数領域の処理に置き換えたものである。すなわち、時間をシフトする処理は、周波数領域では位相を回転させる演算に相当する。

回転合成ＩＦＦＴ処理部４５は、シフト量算出部５０、複素乗算器５１、位相回転部５７、加算器５３、メモリ５４、ＩＦＦＴ処理部５８、ＣＰ付加部５５、及びシンボル窓処理部５６を備える。

シフト量算出部５０、複素乗算器５１、加算器５３、メモリ５４、ＣＰ付加部５５、及びシンボル窓処理部５６は、本発明の第１の実施の形態の図５と同じ構成であるため省略する。

位相回転部５７は、時間シフト量をｔ０、位相を回転する周波数成分の周波数をｆとして、ｅｘｐ（−ｊ２π・ｆ・ｔ０）をキャンセル波形に複素乗算する。

ＩＦＦＴ処理部５８は、メモリに格納されたキャンセル波形を逆フーリエ変換し、キャンセル波形を時間領域の波形に変換する。

本発明の第３の実施の形態のよると、信号周波数帯域内及び信号周波数帯域外の両方の周波数成分を含むキャンセル波形を用いることによって、信号周波数帯域内の誤差電力が小さい場合でも、効果的にＯＦＤＭ変調信号のピークを抑圧することが可能である。また、キャンセル波形を生成する処理を、送信するＯＦＤＭ信号のタイミングに同期して、シンボル単位で実行することによって、信号周波数帯域外に加えた誤差周波数成分が受信信号を処理するときに信号周波数帯域内の信号に影響を与えないようにすることができる。この結果、高いピーク抑圧能力及び高い信号品質を両立させたピーク抑圧処理を実現できる。

また、位相を回転させる処理は、キャンセル波形がもつスペクトルの周波数成分のうち、位相がゼロの部分について複素乗算する必要がない。すなわち、複素乗算は、キャンセル波形のスペクトルの部分にのみ実行されればよいので、シンボル内のスペクトル以外の複素乗算を省略できる。したがって、検出されるピークが多数存在する場合、計算を省略できる部分が多くなるため、計算量を少なくすることができる。

本発明の第１の実施の形態の送信装置の構成を示すブロック図である。 本発明の第１の実施の形態のピーク抑圧処理部の構成を示すブロック図である。 本発明の第１の実施の形態のピーク抑圧処理に用いられるキャンセル波形のスペクトルを示す波形図である。 本発明の第１の実施の形態のピーク抑圧処理に用いられるキャンセル波形の時間領域での波形を示す波形図である。 本発明の第１の実施の形態の巡回シフト合成部の構成を示すブロック図である。 本発明の第１の実施の形態のキャンセル波形を巡回シフトする動作例である。 本発明の第１の実施の形態の巡回シフト処理の処理を示す動作図である。 本発明の第１の実施の形態のＣＰ付加部及びシンボル窓処理部の処理を示す動作図である。 本発明の第２の実施の形態の送信装置の構成を示すブロック図である。 本発明の第３の実施の形態のピーク抑圧処理部の構成を示すブロック図である。 本発明の第３の実施の形態の回転合成ＩＦＦＴ処理部の構成を示すブロック図である。 本発明の第１の実施の形態のＯＦＤＭ信号及びキャンセル波形のスペクトルを示す波形図である。 本発明の第１の実施の形態のキャンセル波形の時間領域での波形を示す波形図である。 本発明の第１の実施の形態の別のＯＦＤＭ信号及びキャンセル波形のスペクトルを示す波形図である。 本発明の第１の実施の形態の別のキャンセル波形の時間領域での波形を示す波形図である。

符号の説明

１ ベースバンド変調器
２ 無線送信部
３ ピーク抑圧処理部
４ アップコンバータ
５ 増幅器
６ アンテナ
３０ 周波数変換部
３１ 信号合成部
３２ キャンセル波形生成部
３３ 周波数変換部
３４ ピーク抑圧処理部
３５ クリッピング処理部
４０ ピーク検出部
４１ 巡回シフト合成部
４２ 合成部
４３ １シンボル遅延処理部
４４ 加算器
４５ 回転合成ＩＦＦＴ処理部
５０ シフト量算出部
５１ 複素乗算器
５２ 巡回シフト部
５３ 加算器
５４ メモリ
５５ ＣＰ付加部
５６ シンボル窓処理部
５７ 位相回転部
５８ ＩＦＦＴ処理部

Claims (15)

1. 所定の時間単位で直交性が保証される直交多重信号のピークを抑圧するピーク抑圧方法であって、
   前記直交多重信号は、ＯＦＤＭ信号であり、
   前記直交多重信号のピークを検出する第１のステップと、
   前記直交多重信号のシンボルタイミングを取得し、前記検出された直交多重信号のピークと前記取得されたシンボルタイミングとに基づいてピークキャンセル波形を生成する第２のステップと、
   前記生成されたピークキャンセル波形を用いて前記直交多重信号から前記直交多重信号のピークを取り除く第３のステップと、を含み、
   前記第２のステップでは、前記直交多重信号の時間単位毎にピークキャンセル波形を生成し、
   前記ピークキャンセル波形は、前記直交多重信号の信号周波数帯域の端に位置し、かつ、送信信号が配置されない周波数成分と、信号周波数帯域の中心に位置し、かつ、送信信号が配置されない周波数成分と、信号周波数帯域の送信信号が配置される周波数成分とを含むことを特徴とするピーク抑圧方法。
2. 前記第２のステップでは、
   前記直交時間単位内に一つのピークを持つピークキャンセル波形の基本波形のピークと前記検出された直交多重信号のピークとが一致するシフト量を算出し、
   前記算出されたシフト量に基づいて前記ピークキャンセル波形を前記時間単位内で巡回シフトすることによって前記ピークキャンセル波形を生成することを特徴とする請求項１に記載のピーク抑圧方法。
3. 前記第２のステップでは、
   ピークキャンセル波形のピークと前記検出された直交多重信号のピークとが一致するシフト量を算出し、
   前記算出されたシフト量に基づいて前記ピークキャンセル波形の各周波数成分の位相を変化させ、
   前記位相が変化されたピークキャンセル波形の各周波数成分を逆フーリエ変換することによって前記ピークキャンセル波形を生成することを特徴とする請求項１に記載のピーク抑圧方法。
4. 前記２のステップでは、
   前記生成されたピークキャンセル波形にサイクリックプレフィクスを付加し、
   前記サイクリックプレフィクスが付加されたピークキャンセル波形の両端の振幅を減衰することによって前記ピークキャンセル波形を生成することを特徴とする請求項２又は３に記載のピーク抑圧方法。
5. 前記直交多重信号は、複数の周波数帯域の直交多重変調信号を合成することによって得られることを特徴とする請求項１から４のいずれか一つに記載のピーク抑圧方法。
6. 所定の時間単位で直交性が保証される直交多重信号のピークを抑圧するピーク抑圧回路であって、
   前記直交多重信号は、ＯＦＤＭ信号であり、
   前記直交多重信号のピークを検出する検出部と、
   前記直交多重信号のシンボルタイミングを取得し、前記検出された直交多重信号のピークと前記取得されたシンボルタイミングとに基づいてピークキャンセル波形を生成する合成部と、
   前記生成されたピークキャンセル波形を用いて前記直交多重信号から前記直交多重信号のピークを取り除く除却部と、を備え、
   前記合成部は、前記直交多重信号の時間単位毎にピークキャンセル波形を生成し、
   前記ピークキャンセル波形は、前記直交多重信号の信号周波数帯域の端に位置し、かつ、送信信号が配置されない周波数成分と、信号周波数帯域の中心に位置し、かつ、送信信号が配置されない周波数成分と、信号周波数帯域の送信信号が配置される周波数成分とを含むことを特徴とするピーク抑圧回路。
7. 前記合成部は、
   前記直交時間単位内に一つのピークを持つピークキャンセル波形の基本波形のピークと前記検出された直交多重信号のピークとが一致するシフト量を算出するシフト量算出部と、
   前記算出されたシフト量に基づいて前記ピークキャンセル波形を前記時間単位内で巡回シフトする巡回シフト部と、を備えることを特徴とする請求項６に記載のピーク抑圧回路。
8. 前記合成部は、
   ピークキャンセル波形のピークと前記検出された直交多重信号のピークとが一致するシフト量を算出するシフト量算出部と、
   前記算出されたシフト量に基づいて前記ピークキャンセル波形の各周波数成分の位相を変化させる位相回転部と、
   前記位相が変化されたピークキャンセル波形の各周波数成分を逆フーリエ変換するＩＦＦＴ処理部と、を備えることを特徴とする請求項６に記載のピーク抑圧回路。
9. 前記合成部は、
   前記生成されたピークキャンセル波形にサイクリックプレフィクスを付加するＣＰ付加部と、
   前記サイクリックプレフィクスが付加されたピークキャンセル波形の両端の振幅を減衰するシンボル窓処理部と、を備えることを特徴とする請求項７又は８に記載のピーク抑圧回路。
10. 前記直交多重信号は、複数の周波数帯域の直交多重変調信号を合成することによって得られることを特徴とする請求項６から９のいずれか一つに記載のピーク抑圧回路。
11. 送信するデータを所定の時間単位で直交性が保証される直交多重変調信号に変調するベースバンド変調器と、
    前記直交多重変調信号を直交多重信号に合成し、前記直交多重信号のピークを抑圧するピーク抑圧処理部と、
    前記抑圧された直交多重信号を無線送信周波数に変換する周波数変換器と、
    前記無線送信周波数に変換された直交多重信号の電力を増幅する増幅器と、を備える無線送信機であって、
    前記直交多重信号は、ＯＦＤＭ信号であり、
    前記ピーク抑圧処理部は、
    前記直交多重信号のピークを検出する検出部と、
    前記直交多重信号のシンボルタイミングを取得し、前記検出された直交多重信号のピークと前記取得されたシンボルタイミングとに基づいてピークキャンセル波形を生成する合成部と、
    前記生成されたピークキャンセル波形を用いて前記直交多重信号から前記直交多重信号のピークを取り除く除却部と、を備え、
    前記合成部は、前記直交多重信号の時間単位毎に前記ピークキャンセル波形を生成し、
    前記ピークキャンセル波形は、前記直交多重信号の信号周波数帯域の端に位置し、かつ、送信信号が配置されない周波数成分と、信号周波数帯域の中心に位置し、かつ、送信信号が配置されない周波数成分と、信号周波数帯域の送信信号が配置される周波数成分とを含むことを特徴とする無線送信機。
12. 前記合成部は、
    前記直交時間単位内に一つのピークを持つピークキャンセル波形の基本波形のピークと前記検出された直交多重信号のピークとが一致するシフト量を算出するシフト量算出部と、
    前記算出されたシフト量に基づいて前記ピークキャンセル波形を前記時間単位内で巡回シフトする巡回シフト部と、を備えることを特徴とする請求項１１に記載する無線送信機。
13. 前記合成部は、
    ピークキャンセル波形のピークと前記検出された直交多重信号のピークとが一致するシフト量を算出するシフト量算出部と、
    前記算出されたシフト量に基づいて前記ピークキャンセル波形の各周波数成分の位相を変化させる位相回転部と、
    前記位相が変化されたピークキャンセル波形の各周波数成分を逆フーリエ変換するＩＦＦＴ処理部と、を備えることを特徴とする請求項１１に記載の無線送信機。
14. 前記合成部は、
    前記生成されたピークキャンセル波形にサイクリックプレフィクスを付加するＣＰ付加部と、
    前記サイクリックプレフィクスが付加されたピークキャンセル波形の両端の振幅を調整するシンボル窓処理部と、を備えることを特徴とする請求項１１又は１２に記載の無線送信機。
15. 前記直交多重信号は、複数の周波数帯域の直交多重変調信号を合成することによって得られることを特徴とする請求項１１から１４のいずれか一つに記載の無線送信機。