JP2012209703A

JP2012209703A - 送信機

Info

Publication number: JP2012209703A
Application number: JP2011072969A
Authority: JP
Inventors: Hiroshi Aoki; 拓青木; Hitoshi Ando; 仁安藤
Original assignee: Fujitsu Semiconductor Ltd
Current assignee: Fujitsu Semiconductor Ltd
Priority date: 2011-03-29
Filing date: 2011-03-29
Publication date: 2012-10-25

Abstract

【課題】OFDM信号のサイドローブを十分に抑圧する送信機を提供する。
【解決手段】送信機10は，送信信号を周波数領域の信号に変換した信号に含まれるサイドローブ部分の逆相の信号を時間領域の信号に変換した信号の離散的なサンプル点のサンプル値を有するサイドローブ抑圧値を格納したメモリ22と，連続するシンボルのシンボル境界部におけるサンプル値の出力タイミングに同期してメモリ22内のサイドローブ抑圧値を出力する出力タイミング調整回路23と，シンボル境界部における時間領域の信号のサンプル値に，出力されたサイドローブ抑圧値を加算する加算器24とを有する。
【選択図】図8

Description

本発明は，送信機に関する。

通信方式として，直交周波数分割多重（OFDM：Orthogonal Frequency Division Multiplexing)方式や，直交周波数分割多元接続(OFDMA：Orthogonal Frequency Division Multiple Access)方式が知られている。本明細書では，OFDMまたはOFDMA通信方式をOFDM通信方式と称する。また，OFDM通信方式の送信処理を実行する機器を送信機と称する。

送信機は，符号化された信号を複数のサブキャリアに変調し，逆高速フーリエ変換（IFFT：Inverse Fast Fourier Transform）処理を実行して，周波数領域の信号から時間領域の信号を生成する。そして，送信機は，時間領域の信号をDA（Digital-Analog）変換し，RF（Radio Frequency）部において，ベースバンド帯域のアナログ信号を搬送波周波数帯域の信号に変換し，さらに高周波処理を実行して高周波の送信信号（以下，OFDM信号と記す）を生成する。最後に，送信機は,OFDM信号を無線空間に送出する。

図1は，時間領域のデジタル変調信号を模式的に示す図である。横軸は時間を示し，縦軸は振幅を示す。図1に示すように，シンボル間に時間的なギャップがない場合，シンボルの境界Brにおいて，シンボル#nの信号Sig#nとシンボル#n+1の信号Sig#n+1との間に位相の不連続部分が生じることがある。

図2は，図1に示した時間領域の信号に基づき生成されたOFDM信号のスペクトルを示す図である。横軸は周波数，縦軸は電力を示す。

送信機が，シンボル間に不連続部分がある時間領域の信号をDA変換し，RF部などのアナログ回路部分において各種処理を実行すると，この不連続部分に起因する高次高調波成分が発生し，メインスペクトル側部のサイドローブSRが上昇する。その結果，信号品質が劣化する。そのため，サイドローブを十分に抑圧する必要がある。

また，このようなサイドローブSRは，隣接チャネルに対して影響を与え，他の通信を妨害する。そこで，周波数毎の電力の上限値を示すスペクトラムマスクが，認証機関により定められている。送信機の製造業者は，送信機が送信する送信信号のメインスペクトルの電力，および，サイドローブの電力を，このスペクトラムマスクの範囲内に納めなければならない。そのため，サイドローブを十分に抑圧する必要がある。

サイドローブを抑圧するために，図1で説明したシンボル間で不連続となる部分の信号に対して窓関数をかけ，この部分の信号を滑らかに変化させることで，不連続部分を強制的に連続部分とする技術が知られている。

特開2005-286509号公報

Wi-Fi(Wireless Fidelity)のように送信時に使用するサブキャリアの数が少ない送信機において，前述のように窓関数を実行すれば，一定のサイドローブ抑圧効果を得ることができる。しかし，WiMAX(Worldwide Interoperability for Microwave Access）のように多くのサブキャリアを使用する送信機にこの技術を適用しても，サイドローブ軽減の効果は薄い。

また，ベースバンド帯域の信号を搬送波周波数帯域の信号に変換するRF部にて，バンドパスフィルタなどのアナログフィルタを用いて，このサイドローブをカットする技術がある。

図3は，図2で説明したOFDM信号に対してアナログフィルタであるバンドパスフィルタを適用した後のOFDM信号のスペクトルを示す図である。バンドパスフィルタBPFは，内側BPFiの周波数成分のみを通過させ，外側の周波数成分をカットする。図示のようにバンドパスフィルタBPFの外側におけるサイドローブはカットされているが，内側BPFiのサイドローブはカットできない。

メインスペクトルの周波数成分のみを通過させ，サイドローブの周波数成分のみをカットする高性能のバンドパスフィルタを送信機用に開発することは，工数，期間，費用の面で事実上不可能である。

また，一般的なフィルタでサイドローブの周波数成分をカットしようとすると，そのフィルタの特性からメインスペクトルの周波数成分の一部もカットしてしまい，信号品質が劣化する。

一方，DA変換前の信号に対してデジタルフィルタを適用してサイドローブをカットすることも考えられる。しかし，デジタルフィルタの係数が複雑になるなどの理由から開発が困難であり，このようなデジタルフィルタを適用するのは，アナログフィルタのように事実上不可能である。

特に，送信機の小型化，製造コストの低下が要請されている現状では，アナログフィルタ，デジタルフィルタを高性能化して，サイドローブのみをカットするアプローチには限度がある。

そこで，本発明の目的は，OFDM信号のサイドローブを十分に抑圧する送信機を提供することにある。

送信機の第１の側面は，周波数領域の信号を時間領域の信号に変換し，連続するシンボルに対応する時間領域の信号の離散的なサンプル点のサンプル値を順次出力する逆フーリエ変換部と，
前記時間領域の信号を周波数変換した送信信号を出力する送信部と，
前記送信信号を周波数領域の信号に変換した信号に含まれるサイドローブ部分の逆相の信号を時間領域の信号に変換した信号の離散的なサンプル点のサンプル値を有するサイドローブ抑圧値を格納したメモリと，
前記連続するシンボルのシンボル境界部における時間領域の信号の離散的なサンプル点のサンプル値の出力タイミングに同期して前記メモリ内のサイドローブ抑圧値を出力する出力タイミング調整回路と，
前記シンボル境界部における時間領域の信号の離散的なサンプル点のサンプル値に，前記出力されたサイドローブ抑圧値を加算する加算器とを有する。

第１の側面によれば，高性能なフィルタを利用することなくOFDM信号のサイドローブを十分に抑圧することができる。

時間領域のデジタル変調信号を模式的に示す図である。図1に示した時間領域の信号に基づき生成されたOFDM信号のスペクトルを示す図である。図2で説明したOFDM信号に対してアナログフィルタであるバンドパスフィルタを適用した後のOFDM信号のスペクトルを示す図である。本実施の形態に関連する送信機の機能ブロック図である。ベクトルマッピング処理を示す図である。連続するシンボルに対応する時間領域の信号の離散的なサンプル点のサンプル値が順次出力される様子を模式的に示した図である。サイドローブ抑圧値の作成手順を示す図である。本実施の形態の送信機の機能ブロック図である。サイドローブメモリ，出力タイミング調整回路，加算器，CPU部の機能ブロック図である。境界サンプル値にサイドローブメモリから出力されたサイドローブ抑圧値を加算する処理を説明する図である。本実施の形態の送信機が出力した前記のOFDM信号のスペクトルを示す図である。所定範囲のサブキャリア数とサイドローブ抑圧値パターンとの関係を示すテーブルである。サイドローブメモリを示す図である。サブキャリアアロケーション回路，サイドローブメモリ，出力タイミング調整回路，CPU部の機能ブロック図である。本実施の形態の送信機が送信するOFDMA信号に含まれるULサブフレームの一例を示す図である。所定範囲の配置パラメータ値および所定範囲のサブキャリア数とサイドローブ抑圧値パターンとの関係を示すテーブルである。サイドローブメモリを示す図である。サブキャリアアロケーション回路，サイドローブメモリ，出力タイミング調整回路，CPU部の機能ブロック図である。サブキャリアアロケーション回路，サイドローブメモリ，出力タイミング調整回路，CPU部の機能ブロック図である。重み付け係数をサイドローブ抑圧値に加算する処理を説明する図である。

図4は，本実施の形態に関連する送信機の機能ブロック図である。送信機1は，OFDM信号をアンテナATを介して無線空間に送出する。このOFDM信号は，周波数単位であるサブキャリア，時間単位であるシンボルを有するいわゆる2次元の論理マップで示される送信フレームを含む。

送信機1のサブキャリアアロケーション(Sub Carrier Allocation)回路11は，シンボル毎にサブキャリアを割り当てる。次いで，サブキャリアアロケーション回路11は，変調方式に応じてベクトルマッピング処理を行う。

図5は，ベクトルマッピング処理を示す図である。図5は，複素平面状に配置された信号点を示し，横軸はIチャネル信号，縦軸はQチャネル信号を示す。変調方式には，例えば，BPSK(Binary Phase Shift Keying)，QPSK(Quadrature Phase Shift Keying)，16QAM(Quadrature Amplitude Modulation)がある。BPSKは，2個の符号(送信データ)を2個の信号点BPにより表現する。QPSKは，4個の符号を4個の信号点QPにより表現する。16QAMは，16個の符号を16個の信号点QAMにより表現する。

図4の説明に戻る。サブキャリアアロケーション回路11は，割り当てられたサブキャリアにおいて，変調方式に応じて，符号を図5に示した複素平面状に配置された信号点にマッピング（配置）し，周波数領域の信号である同相信号I，直交信号Qを生成する。

IFFT12は，周波数領域の信号である同相信号Iを時間領域の信号に変換し，連続するシンボルに対応する時間領域の信号の離散的なサンプル点のサンプル値Ifを順次出力する。

図6は，連続するシンボルに対応する時間領域の信号の離散的なサンプル点のサンプル値Ifが順次出力される様子を模式的に示した図である。横軸は時間を示す。図示のように，シンボル#nに対応する時間領域の信号のサンプル値If1〜Ifrが順次出力される。なお，rは，1シンボルにおけるサンプル点の総数，すなわちIFFTの解像度に相当する値であり，例えば，IFFTの解像度が1024の場合，rは1024である。符号BRPはシンボル間の境界部を示し，詳細については後述する。

図4の説明に戻る。IFFT12は，周波数領域の信号である直交信号Qを時間領域の信号に変換し，図6で説明したように，連続するシンボルに対応する時間領域の信号の離散的なサンプル点のサンプル値Qfを順次出力する。なお，IFFT12は，周波数領域の信号を時間領域の信号に変換した後に，マルチパスの影響を軽減させるためのガードインターバルを付加してもよい。

図4の説明に戻る。DAC13は，デジタル値であるサンプル値If，サンプル値Qfに対してDA変換を実行し，アナログ信号Ian，Qanを出力する。

RF14は，アナログ信号Ianに対して搬送波周波数のキャリア信号を用い，アナログ信号Qanに対してはこのキャリア信号を90度位相した信号を用いて直交変調器で直交変調を施し，直交変調後の各信号を合成器で合成して，OFDM信号をアンテナATを介して送出する。RF14は，時間領域の信号を周波数変換したOFDM信号を出力する送信部として機能する。

（第1の実施の形態）
図1で説明したように，シンボル間で不連続部分が生じたデジタル変調信号に基づき作成されたOFDM信号においては，サイドローブ成分が上昇する。本実施の形態の送信機は,このサイドローブ成分を抑圧するサイドローブ抑圧値を送信機内のメモリに予め格納し，このサイドローブ抑圧値を，図6に示したシンボル間の境界部BRPにおけるサンプル点のサンプル値に加算する。そして，この送信機は，サイドローブ抑圧値を加算した後の同相成分のサンプル値，同直交成分のサンプル値に基づき，OFDM信号を生成することにより，サイドローブを抑圧する。

図7は，サイドローブ抑圧値の作成手順を示す図である。図7(A)は，図2に対応するOFDM信号のスペクトルを示す図である。このOFDM信号は，図4の送信機1が出力したOFDM信号である。まず，図7(A)のサイドローブSR部分の周波数成分を含む信号（周波数領域の信号）を逆相に変換する。そして，この逆相に変換した周波数領域の信号を時間領域の信号に変換（IFFT）する。図7（B）は，この時間領域の信号を示す。図7(B)の横軸は時間を示す。図7（C）は，図7（B）に示した信号の離散的なサンプル点のサンプル値であるサイドローブ抑圧値SV1〜SV8，…SVrを示す。ここまでの処理をシミュレーション等の手法を用いて，予め実施しておく。このサンプル点の数rは，IFFTの解像度と等しい値，好ましくはIFFTの解像度以上の数である。

本実施の形態の送信機は，図6で説明した境界部BRPにおける各サンプル点に対応するサンプル値に図7に示したサイドローブ抑圧値SV1などを加算することにより，サイドローブを抑圧する。

図8は，本実施の形態の送信機10の機能ブロック図である。なお，図4で説明した機能ブロックと同機能の機能ブロックについては，同じ符号を付してその説明を省略する。

送信機10は，サイドローブ抑圧値を格納したサイドローブメモリ22と，連続するシンボルのシンボル境界部BRPにおける時間領域の信号の離散的なサンプル点のサンプル値の出力タイミングに同期してサイドローブメモリ22内のサイドローブ抑圧値SVを出力する出力タイミング調整回路23と，シンボル境界部BRPのサンプル値に，出力タイミング調整回路23から出力されたサイドローブ抑圧値を加算する加算器24とを有する。

さらに，送信機10は，図4のサブキャリアアロケーション回路11の機能に加えて，IFFT12と出力タイミング調整回路23に開始タイミング信号TMGを出力する機能を有するサブキャリアアロケーション回路21を有する。この開始タイミング信号TMGは，サブキャリアアロケーション回路21が出力するシンボル#nの同相信号I，直交信号Qの生成開始タイミングTMGを示すものであり，この生成開始タイミングTMGに応答して，IFFT12は，入力された同相信号I，直交信号Qに対してIFFT処理を実行する。また，出力タイミング調整回路23は，生成開始タイミング信号TMGに基づき，サイドローブメモリ22内のサイドローブ抑圧値SVを出力するタイミングを調整する。

そして，送信機10は，OFDM信号のチャネル帯域CBとサイドローブ抑圧値SVを加算するサンプル点の数SNUM(以下,加算対象サンプル数SNUMと記す)とを出力タイミング調整回路23に出力するCPU部25を有する。

IFFT12，サブキャリアアロケーション回路21，出力タイミング調整回路23には，クロック発生器が出力する同期用クロックが供給され，この同期用クロックに基づいて，IFFT12，サブキャリアアロケーション回路21，出力タイミング調整回路23が同期して動作する。そのため，IFFT12，サブキャリアアロケーション回路21，出力タイミング調整回路23は，生成開始タイミング信号TMGに基づき，処理タイミングを同期させることができる。

図9は，サイドローブメモリ22，出力タイミング調整回路23，加算器24，CPU部25の機能ブロック図である。

サイドローブメモリ22には，送信機10が送信するOFDM信号のチャネル帯域に応じて異なる値であるサイドローブ抑圧値が格納されている。例えばWiMAXの場合，サイドローブメモリ22のチャネル帯域3.5MHz用格納領域，チャネル帯域5.0MHz用格納領域，チャネル帯域7.0MHz用格納領域，チャネル帯域10MHz用格納領域，チャネル帯域14MHz用格納領域，チャネル帯域20MHz用格納領域に，各チャネル帯域用のサイドローブ抑圧値が格納されている。これらチャネル帯域に応じて異なるサイドローブ抑圧値は，図7で説明したように，このチャネル帯域のOFDM信号から生成されたものである。例えば，チャネル帯域10MHz用のサイドローブ抑圧値の場合，チャネル帯域10MHz用のOFDM信号に対して図7で説明した処理を施すことにより作成されたものである。

出力タイミング調整回路23のアドレスデコーダ23aは，チャネル帯域CBと加算対象サンプル数SNUMとに基づいて，サイドローブメモリ22から読み出すサイドローブ抑圧値SVのメモリアドレスADRをデコードしてサイドローブメモリ22に出力する。

出力タイミング調整部23bは，サイドローブメモリ22から読み出されたサイドローブ抑圧値SVをシンボル境界部BRPにおける時間領域の信号の離散的なサンプル点のサンプル値If，Qfの出力タイミングに同期し加算器24に出力する。以下,シンボル境界部BRPにおける時間領域の信号の離散的なサンプル点のサンプル値を境界サンプル値と略記する。

加算器24は，サンプル値If，Qfを一時格納するレジスタ(REG)24a，レジスタ24bを有する。IFFT12は，生成した時間領域の信号のサンプル値If，Qfを1サンプル毎に順次レジスタ24a，レジスタ24bに格納するものとする。

加算器24は，さらに，レジスタ24a，24bに一時格納された境界サンプル値に出力タイミング調整部23bから入力されたサイドローブ抑圧値SVを加算する加算器24c，加算器24dと，加算器24c，加算器24dの出力を一時格納するレジスタ24e，レジスタ24fとを有する。なお，加算器24の構成は例示であり，レジスタを有さない構成であってもよい。

図10は，境界サンプル値にサイドローブメモリ22から出力されたサイドローブ抑圧値を加算する処理を説明する図である。上から順に同期用クロック発生器の同期用クロックCLK，シンボル#1(#n)，シンボル#2(#n+1)のサンプル値，サイドローブメモリ22を示す。以下の説明では，同相信号の境界サンプル値IfVにサイドローブ抑圧値SVを加算する処理について説明するが，直交信号の境界サンプル値についても同様である。

図10のチャネル帯域10MHz用格納領域22aには，サイドローブ抑圧値SV1〜SV8が格納されている。サイドローブ抑圧値SV1〜SV8は，図7(C)のサイドローブ抑圧値SV1〜SV8に対応するものである。すなわち，メモリ22は，シンボル境界部BRPにおける各サンプル点S1〜S8に対応するサイドローブ抑圧値SV1〜SV8を格納する。そして，出力タイミング調整回路23は，各サンプル点S1〜S8に対応するサイドローブ抑圧値SV1〜SV8をメモリ22から読み出し加算器24に出力する。その結果，このサイドローブ抑圧値SV1〜SV8がシンボル境界部BRPにおけるサンプル点S1〜S8の境界サンプル値IfV1〜IfV8に加算される。

送信機10がOFDM信号の送出を開始するタイミングで，CPU部18は，チャネル帯域CB，加算対象サンプル数SNUMを出力タイミング調整回路23に出力する。ここでは，チャネル帯域CBはチャネル帯域10MHz，加算対象サンプル数SNUMは8サンプル数であるとする。また，IFFTの解像度は例えば1024であるとする。

サブキャリアアロケーション回路21が，シンボル#1に対応する時間領域の同相信号Iを生成しIFFT12に出力すると共に，出力タイミングに合わせてIFFT12と出力タイミング調整回路23とに開始タイミング信号TMGを出力する。IFFT12は，この開始タイミング信号TMGの入力によりシンボル#1における1サンプル分のサンプル値Ifを出力しレジスタ24aに格納する。以後，サブキャリアアロケーション回路21は，同期用クロックCLKに同期して時間領域の同相信号Iを順次生成しIFFT12に出力する。IFFT12も，同期用クロックCLKに同期して，入力された同相信号Iに基づく1サンプル分のサンプル値Ifを順次生成し，レジスタ24aに格納する。同期用クロックCLKのクロック周期は，IFFT12が時間領域の信号のサンプル値を生成するために使用するサンプリングクロックのクロック周期に対応する。

出力タイミング調整回路23は，開始タイミング信号TMGの入力に応答して，同期用クロックCLKのクロック数をカウントする。同期用クロックCLKのクロック周期はサンプリングクロックのクロック周期に対応するので，カウントされたクロック数がXkの場合，シンボル#nのXk番目のサンプル値がIFFT12によって加算器24のレジスタ24aに格納される。

ここで，カウントされたクロック数がクロック数Xに至る時刻T1に加算器24のレジスタ24aに境界サンプル値IfV1が格納される。このクロック数Xは，IFFT12が1シンボルの信号を処理するのに必要なクロック数と，加算対象サンプル数SNUMに応じて，出力タイミング調整回路23が調整する値である。IFFT12が1シンボルの信号を処理するのに必要なクロック数をIFR，加算対象サンプル数をSNUMとすると，
X=IFR-(SNUM/2)+1 …(式1)
となる。前述の例では，IFFT12が1シンボルの信号を処理するのに必要なクロック数を1024，加算対象サンプル数SNUMを8サンプルとすると，X=1024-(8/2)+1となる。

時刻T1に至ると，出力タイミング調整回路23のアドレスデコーダ23aは，チャネル帯域CBに対応するサイドローブ抑圧値が格納されたメモリアドレスADRをデコードしてサイドローブメモリ22に出力する。前述の例では，チャネル帯域10MHz用格納領域22aのアドレス0x3000_0000をサイドローブメモリ22に出力する。出力タイミング調整部23bは，このアドレス出力に応答して10MHz用格納領域22aから読み出されたサイドローブ抑圧値SV1を加算器24cに出力する。

加算器24cは，レジスタ24aに格納された境界サンプル値IfV1とサイドローブ抑圧値SV1とを加算してレジスタ24eに格納する。レジスタ24eに格納された加算値IaはDAC13に入力される。

すなわち，時刻Tk（kは1〜4）に至ると，出力タイミング調整回路23は，サイドローブ抑圧値SVk（kは1〜4）を10MHz用格納領域22aから読み出し，加算器24cに出力する。加算器24cは，レジスタ24aに格納された境界サンプル値IfVkとサイドローブ抑圧値SVkとを加算し，レジスタ24eに格納する。

次いで，サブキャリアアロケーション回路21が，シンボル#2に対応する時間領域の同相信号Iを生成しIFFT12に出力すると共に，この出力タイミングに合わせてIFFT12と出力タイミング調整回路23に開始タイミング信号TMGを出力する。

出力タイミング調整回路23は，開始タイミング信号TMGの入力に応答して，同期用クロックCLKのクロック数をカウントする。出力タイミング調整回路23は，カウントされたクロック数がクロック数Yに至るまで，時刻Tk(kは5〜8)毎に，サイドローブ抑圧値SVk（kは5〜8）を10MHz用格納領域22aから読み出し，加算器24cに出力する。加算器24cは，レジスタ24aに格納された境界サンプル値IfVkとサイドローブ抑圧値SVkとを加算し，レジスタ24eに格納する。
このクロック数Yは，
Y= (SNUM/2) …(式2)
で示す値である。

このように，出力タイミング調整回路23は，開始タイミング信号TMGが供給されると，シンボルの先頭部の境界サンプル値IfVl(l(エル)は5〜8)にサイドローブ抑圧値SVlを加算できるようにサイドローブ抑圧値SVlの出力タイミングを調整する。

そして，出力タイミング調整回路23は，開始タイミング信号TMGの供給からXクロックに対応する時間が経過すると，このシンボルの末尾部の境界サンプル値IfVl(l(エル)は1〜4)にサイドローブ抑圧値SVlを加算できるようにサイドローブ抑圧値SVlの出力タイミングを調整する。

以上に説明した加算処理が，直交成分の境界サンプル値Qfbについても同様に実行される。

なお，以上の説明では，サブキャリアアロケーション回路21は，シンボル#nの同相信号I，直交信号Qの生成開始タイミング毎に生成開始タイミング信号TMGを出力している。そして，IFFT12，出力タイミング調整回路23は，この生成開始タイミング信号TMGに基づき各処理を実行している。しかし，IFFT12，出力タイミング調整回路23は，共通の同期用クロックに基づいて動作しているので，この生成開始タイミングの間隔を自ら認識(検知)することも可能である。例えば,この生成開始タイミングの間隔が同期用クロックのクロック数Zに対応する場合，IFFT12，出力タイミング調整回路23は，生成開始タイミング信号TMGが入力されてから，同期用クロックのカウントを開始し，クロック数Zに至った時点で，生成開始タイミングに至ったと認識する。このようにして，IFFT12，出力タイミング調整回路23が，このタイミング間隔を自ら認識する場合，サブキャリアアロケーション回路21は，1度，生成開始タイミング信号TMGを出力すればよい。以後，IFFT12，出力タイミング調整回路23は，自ら認識したタイミング間隔に基づき，各種処理を実行する。

また，サブキャリアアロケーション回路21は，加算対象サンプル数SNUMをCPU部25から取得できれば，図10の時刻T1で立ち上がり時刻T9で立ち下がるイネーブル信号を出力タイミング調整回路23に出力してもよい。出力タイミング調整回路23は，このイネーブル信号に応答して，上記で説明した加算処理を実行する。

なお，1サンプル毎の境界サンプル値とサイドローブ抑圧値とを加算したが，複数の境界サンプル値と，この境界サンプル値に対応するサイドローブ抑圧値とを一度に加算してもよい。例えば，IFFT12が，シンボル#n+1の先頭部の境界サンプル値IfV5,6,7,8をレジスタ24aに格納し，出力タイミング調整回路23が，この境界サンプル値に対応するサイドローブ抑圧値SV5,6,7,8を加算器24cに出力する。そして，加算器24cが，境界サンプル値IfV5,6,7,8とサイドローブ抑圧値SV5,6,7,8とをそれぞれ加算する。

図8のDAC13は，上記加算処理により得られた加算後のデジタル値Ia，QaをDA変換し，RF14は，DA変換後のアナログ信号Ian，QanからOFDM信号をアンテナATを介して送出する。

図11は，本実施の形態の送信機10が出力した前記のOFDM信号のスペクトルを示す図である。図11から明らかなように，図3に比べてサイドローブ成分SRbが抑圧されている。この抑圧は，サイドローブSRbの電力成分だけでなく，周波数成分にも及ぶものである。

この抑圧により，信号品質が向上する。また，サイドローブの電力を，スペクトラムマスクの範囲内に納めることができる。特に，メインローブとサイドローブとの境界近傍部Pのサイドローブ成分は，たとえ高性能のバンドパスフィルタやデジタルフィルタを使用しても十分に除去(抑圧)することができない。しかし，本実施の形態の送信機によれば，境界近傍部Pのサイドローブ成分を十分に抑圧することができる。また，このようにサイドローブを抑圧することで，RF14に設けられているアナログフィルタの仕様を緩和することができ，送信機の製造コストを下げることができる。

また，送信機10は，前記の出力タイミング調整により，数個の境界サンプル値にのみサイドローブ抑圧値を加算している。そのため，送信機10からOFDM信号を受信した受信機は，誤り訂正処理により，この加算による誤りを除去することができる。

他にも，加算対象サンプル数SNUMの数値を変更することができる。CPU部25が，加算対象サンプル数SNUMの数値を変更すると，出力タイミング調整回路23は，X，Yクロックの値を（式1），(式2)に基づき調整する。そして，出力タイミング調整回路23のアドレスデコーダ23aは，サイドローブメモリ22から読み出すサイドローブ抑圧値のアドレスをオフセット調整する。すなわち，出力タイミング調整回路23は，サイドローブメモリ22から読み出すサイドローブ抑圧値，および，読み出したサイドローブ抑圧値の出力タイミングを調整可能である。

例えば，加算対象サンプル数SNUMを“8”から“6”に変更するとする。このとき，出力タイミング調整回路23は，X，Yクロックの値を（式1），(式2)に基づき調整する。そして，アドレスデコーダ23aは，サイドローブメモリ22から読み出すサイドローブ抑圧値のアドレスをオフセット調整して，サイドローブ抑圧値SV1ではなく，サイドローブ抑圧値SV2のメモリアドレスADRをデコードする。

このようにすることで，サイドローブを効果的に抑圧できる加算対象サンプル数SNUMの数値を自在に調整できる。

（第2の実施の形態）
OFDM信号のサブキャリア数に応じて，サイドローブの電力，周波数成分は異なる。そこで，本実施の形態の送信機は，OFDM信号のサブキャリア数に応じたサイドローブ抑圧値をメモリに格納する。そして，この送信機は，この送信機が出力するOFDM信号のサブキャリア数に対応するサイドローブ抑圧値をこのメモリから読み出し境界サンプル値に加算する。なお，サブキャリア数は，基地局から送信される通信制御情報(例えばUL-MAP等)で指定されるとする。

OFDM信号の各サブキャリア数に応じたサイドローブ抑圧値の全部をメモリに格納することもできるが，このようにするとメモリ容量が増える。そこで，メモリ容量を削減するため，所定範囲のサブキャリア数に応じて異なる値のサイドローブ抑圧値をメモリに格納する。このようにサイドローブ抑圧値をメモリに格納する例について図12，図13を用いて説明する。

図12は，所定範囲のサブキャリア数とサイドローブ抑圧値パターンとの関係を示すテーブルである。

図13は，サイドローブメモリ32を示す図である。図9で説明したように，サイドローブメモリ32は，チャネル帯域格納領域を有する。そして，このチャネル帯域格納領域に，このチャネル帯域に対応する所定範囲のサブキャリア数に応じて異なる値のサイドローブ抑圧値が格納されている。

このサイドローブ抑圧値の作成方法について説明する。まず，チャネル帯域毎に，OFDM信号のサブキャリア数を所定範囲に区分けする。例えば，図12に示すように，サブキャリア数を3つの範囲に区分けする。Maxは最大サブキャリア数を示し，P,Qは所定のサブキャリア数を示す。そして，例えば，区分けしたサブキャリア数における中央のサブキャリア数（中心サブキャリア数）を有するOFDM信号に対して，図7で説明した手順で，サイドローブ抑圧値を作成する。0(個)＜サブキャリア数SCNUM＜P(個)の場合，(P-1)/2個のサブキャリア数を有する，チャネル帯域10MHzのOFDM信号に対して，図7で説明したサイドローブ抑圧値の作成処理を実行して，複数のサイドローブ抑圧値を有するサイドローブパターンを得る。この作成処理を，図12に示すように，3つの範囲に区分けした配置パラメータ値UB毎に行い，3つのサイドローブパターンα〜γを得る。

そして，図13に示すように，10MHz用格納領域32aにサイドローブパターンα〜γを格納する。サイドローブパターンα〜γには，それぞれ複数のサイドローブ抑圧値が格納されている。例えば，サイドローブパターンα32αには，サイドローブ抑圧値SV1〜SV8が格納されている。

このサイドローブ抑圧値の作成処理，格納処理を，各チャネル帯域のOFDM信号に実行する。

以上説明したように，サイドローブメモリ32には，サブキャリア数SCNUMに応じて異なる値であるサイドローブ抑圧値が格納されている。

なお，区分けしたサブキャリア数の中央のサブキャリア数を有するOFDM信号に対して，図7で説明した手順で，サイドローブ抑圧値を作成したが，区分けしたサブキャリア数における最大のサブキャリア数を有するOFDM信号に対して，図7で説明した手順で，サイドローブ抑圧値を作成してもよい。0(個)＜サブキャリア数SCNUM＜P(個)の場合，この最大のサブキャリア数はP-1個である。

また，OFDM信号の各サブキャリア数に応じた各サイドローブ抑圧値の全部をメモリに格納してもよい。

図14は，サブキャリアアロケーション回路31，サイドローブメモリ32，出力タイミング調整回路33，CPU部25の機能ブロック図である。サブキャリアアロケーション回路31は，サブキャリアアロケーション回路21の機能に加えて，OFDM信号のサブキャリア数SCNUMを出力タイミング調整回路33に出力する機能を有する。

出力タイミング調整回路33は，サブキャリア数SCNUMに対応するサイドローブ抑圧値をメモリ32から読み出し加算器24に出力する。出力タイミング調整回路33のアドレスデコーダ33aは，アドレスデコーダ23aの機能に加えて，チャネル帯域CBと加算対象サンプル数SNUMとサブキャリア数SCNUMとに基づいて，サイドローブメモリ32から読み出すサイドローブ抑圧値SVのメモリアドレスADRをデコードしてサイドローブメモリ32に出力する。図13の例では，チャネル帯域CBがチャネル帯域10MHz，サブキャリア数SCNUMが例えばP-1個の場合，サイドローブパターンα32αのアドレス0x3000_0000をサイドローブメモリ32に出力する。

出力タイミング調整部33bは，このアドレス出力に応答して10MHz用格納領域32aから読み出されたサイドローブ抑圧値SV1を加算器24に出力する。以後の処理は，第1の実施の形態で説明したので省略する。

本実施の形態によれば，OFDM信号のサブキャリア数に応じた最適なサイドローブ抑圧値を境界サンプル値に加算するので，サイドローブを効果的に抑圧できる。

(第3の実施の形態)
図15は，本実施の形態の送信機が送信するOFDMA信号に含まれるアップリンクサブフレーム（以下，ULサブフレームと記す）の一例を示す図である。図15（A）は，ULサブフレームのいわゆる論理イメージを示す。ULサブフレームのRNG領域にはレンジングコード(Ranging Code)が記録され，CQI/ACK領域にはチャネル品質情報(Channel Quality Indicator)や，パケット再送要求（HARQ：Hybrid Automatic Repeat Request）に対するACK/NAKなどが記録され，User#1〜#3領域には，ユーザデータ(バーストデータとも言う)が記録される。

通信機がWiMAX形式の通信方式により通信する場合，User#1〜#3領域に相当するユーザデータ格納領域を全て1ユーザで占領できるわけではなく，複数ユーザでシェアする。

図9(A)に示したように，ユーザデータをULサブフレームのどの位置に配置(論理的配置)するかは，基地局装置から送信されるUL-MAP等で指示される。そして，実際に，ULサブフレームを無線空間に出力する際には，WiMAX規格に定められた数式をもとに，図15(B)に示すようにユーザデータの配置がサブキャリアアロケーション回路によって決定される。

ところで，WiMAXにおいて，OFMDA信号の周波数領域におけるサブキャリアの配置位置を決定するパラメータ(系列)値であるUL_PermBaseがある。以下,UL_PermBaseを配置パラメータと記す。OFDMA信号の配置パラメータの値(以下，配置パラメータ値と記す)およびサブキャリア数に応じて，サイドローブの電力，周波数成分は異なる。

そこで，本実施の形態の送信機は，OFDMA信号の配置パラメータのパラメータ値(以下，配置パラメータ値と記す)およびサブキャリア数に応じたサイドローブ抑圧値をメモリに格納する。そして，この送信機は，この送信機が出力するOFDMA信号の配置パラメータ値およびサブキャリア数に対応するサイドローブ抑圧値をこのメモリから読み出し境界サンプル値に加算する。

OFDMA信号の各配置パラメータ値および各サブキャリア数に応じたサイドローブ抑圧値の全部をメモリに格納することもできるが，このようにするとメモリ容量が増える。そこで，メモリ容量を削減するため，所定範囲の配置パラメータ値に対応して定められた所定範囲のサブキャリア数に応じて異なる値のサイドローブ抑圧値をメモリに格納する。このようにサイドローブ抑圧値をメモリに格納する例について図16，図17を用いて説明する。

図16は，所定範囲の配置パラメータ値および所定範囲のサブキャリア数とサイドローブ抑圧値パターンとの関係を示すテーブルである。

図17は，サイドローブメモリ42を示す図である。図9で説明したように，サイドローブメモリ42は，チャネル帯域格納領域を有する。そして，このチャネル帯域格納領域に，このチャネル帯域に対応する所定範囲の配置パラメータ値および所定範囲のサブキャリア数に応じて異なる値のサイドローブ抑圧値が格納されている。

このサイドローブ抑圧値の作成方法について説明する。まず，チャネル帯域毎に，OFDMA信号の配置パラメータ値およびサブキャリア数を所定範囲に区分けする。例えば，図16に示すように，配置パラメータ値を3つの範囲に区分けする。ここでは，配置パラメータ値を0＜配置パラメータ値UB＜11，11≦配置パラメータ値UB＜21，21≦配置パラメータ値UB≦30の3つの範囲に区分けする。そして，図12で説明したように，3つの範囲に区分けしたそれぞれの配置パラメータ値に対応して定められたサブキャリア数を3つの範囲に区分けする。

そして，例えば，区分けした配置パラメータ値における中央のパラメータ値を有し，かつ，この区分けした配置パラメータ値に対応する区分けしたサブキャリア数における中央のサブキャリア数を有するOFDMA信号に対して，図7で説明した手順で，サイドローブ抑圧値を作成する。0＜配置パラメータ値UB＜11に対応する0(個)＜サブキャリア数SCNUM＜P(個)の場合，10/2個の配置パラメータ値を有しかつ(P-1)/2個のサブキャリア数を有する，チャネル帯域10MHzのOFDMA信号に対して，図7で説明したサイドローブ抑圧値の作成処理を実行して，複数のサイドローブ抑圧値を有するサイドローブパターンを得る。この作成処理を，図16に示すように，3つの範囲に区分けした配置パラメータ値UBと3つの範囲に区分けしたサブキャリア数との９つの組み合わせ毎に行い，9つのサイドローブパターンα〜ιを得る。

そして，図17に示すように，10MHz用格納領域42aにサイドローブパターンα〜ιを格納する。サイドローブパターンα〜ιには，複数のサイドローブ抑圧値が格納されている。例えば，サイドローブパターンα42αには，サイドローブ抑圧値SV1〜SV8が格納されている。

このサイドローブ抑圧値の作成処理，格納処理を，各チャネル帯域のOFDMA信号に実行する。

以上説明したように，サイドローブメモリ42には，配置パラメータ値UBに対応して定められたサブキャリア数SCNUMに応じて異なる値であるサイドローブ抑圧値が格納されている。

なお，区分けした配置パラメータ値における中央のパラメータ値および区分けしたサブキャリア数の中央のサブキャリア数を有するOFDMA信号に対して，図7で説明した手順で，サイドローブ抑圧値を作成したが，区分けした配置パラメータ値における最大の配置パラメータ値，区分けしたサブキャリア数における最大のサブキャリア数を有するOFDMA信号に対して，図7で説明した手順で，サイドローブ抑圧値を作成してもよい。0＜配置パラメータ値UB＜11で，0(個) ＜サブキャリア数SCNUM＜P(個)の場合，この最大の配置パラメータ値は10，この最大のサブキャリア数はP-1個である。

また，OFDMA信号の各サブキャリア数に応じた各サイドローブ抑圧値の全部をメモリに格納してもよい。

図18は，サブキャリアアロケーション回路41，サイドローブメモリ42，出力タイミング調整回路43，CPU部25の機能ブロック図である。サブキャリアアロケーション回路41は，サブキャリアアロケーション回路31の機能に加えて，OFDMA信号の配置パラメータ値UBを出力タイミング調整回路43に出力する機能を有する。

出力タイミング調整回路43は，配置パラメータ値UBおよびサブキャリア数SCNUMに対応するサイドローブ抑圧値をメモリ42から読み出し加算器24に出力する。出力タイミング調整回路43のアドレスデコーダ43aは，アドレスデコーダ23aの機能に加えて，チャネル帯域CBと加算対象サンプル数SNUMと配置パラメータ値UBとサブキャリア数SCNUMとに基づいて，サイドローブメモリ42から読み出すサイドローブ抑圧値SVのメモリアドレスADRをデコードしてサイドローブメモリ42に出力する。図17の例では，チャネル帯域CBがチャネル帯域10MHz，配置パラメータ値UBが例えば5，サブキャリア数SCNUMが例えばP-1個の場合，サイドローブパターンα42αのアドレス0x3000_0000をサイドローブメモリ42に出力する。

出力タイミング調整部43bは，このアドレス出力に応答して10MHz用格納領域42aから読み出されたサイドローブ抑圧値SV1を加算器24(図9参照)に出力する。以後の処理は，第1の実施の形態で説明したので省略する。

本実施の形態によれば，OFDMA信号の配置パラメータおよびサブキャリア数に応じた最適なサイドローブ抑圧値を境界サンプル値に加算するので，サイドローブを効果的に抑圧できる。

(第4の実施の形態)
本実施の形態の送信機は，サイドローブ抑圧値に重み付け係数を乗算し，重み付け係数が乗算されたサイドローブ抑圧値を境界サンプル値に加算する。

図19は，CPU部25，サブキャリアアロケーション回路21，サイドローブメモリ22，出力タイミング調整回路53の機能ブロック図である。図19は，図9に対応する。

図20は，重み付け係数をサイドローブ抑圧値SVに加算する処理を説明する図である。図20は，図10に対応する。

図19の出力タイミング調整回路53は，アドレスデコーダ23aと，出力タイミング調整部23bと，異なる値の重み付け係数を格納する重み付け係数格納部53cと，出力タイミング調整部23bから出力されるサイドローブ抑圧値SVに重み付け係数格納部53c内の重み付け係数を乗算する乗算器53dとを有する。

重み付け係数格納部53cには，重み付け係数W1〜W4が格納されており，重み付け係数Wの値は例えばW1=1.0，W2=0.8，W3=0.4，W4=0.2である。

出力タイミング調整回路53は，シンボル境界部における第1のサンプル点のサンプル値に加算される第1のサイドローブ抑圧値に第1の重み付け係数を乗算する。第1のサンプル点のサンプル値は，図20に示す，例えばサンプル点S5の境界サンプル値IfV5である。第1のサイドローブ抑圧値は例えばサイドローブ抑圧値SV5である。第1の重み付け係数は例えば重み付け係数W1(=1.0)である。出力タイミング調整回路53は，重み付け係数が乗算されたサイドローブ抑圧値SV'を加算器24に出力する。

そして，出力タイミング調整回路53は，シンボルの境界から第1のサンプル点よりも離れた第2のサンプル点のサンプル値に加算される第2のサイドローブ抑圧値に第1の重み付け係数よりも小さい第2の重み付け係数を乗算する。第2のサンプル点のサンプル値は，例えばサンプル点S6の境界サンプル値IfV6である。また，第2のサイドローブ抑圧値は例えばサイドローブ抑圧値SV6である。第2の重み付け係数は例えば重み付け係数W2(=0.8)である。出力タイミング調整回路53は，重み付け係数が乗算されたサイドローブ抑圧値SV'を加算器24に出力する。

すなわち，出力タイミング調整回路53は，シンボル#2（n+1）の先頭部において，サイドローブメモリ22内のサイドローブ抑圧値SVk(kは5〜8)に重み付け係数Wl(lはk-4)を乗算し，乗算値をサンプル点Skの境界サンプル値IfVkに加算できるタイミングで加算器24に出力する。出力タイミング調整回路53は，シンボル#1（n）の末尾部においても，先頭部と同様に，サイドローブ抑圧値SVk(kは1〜4)に重み付け係数Wl(lは5-k)を乗算し，乗算値をサンプル点Skの境界サンプル値IfVkに加算できるタイミングで加算器24に出力する。

この乗算処理により，シンボル境界から離れるサンプル点の境界サンプル値は，サイドローブ抑圧値の加算による数値変化の影響を受けづらくなる。その結果，受信機は，精度よく誤り符号訂正を実行でき，OFDM信号の復号精度が向上する。

以上の実施の形態をまとめると，次の付記のとおりである。

（付記１）
周波数領域の信号を時間領域の信号に変換し，連続するシンボルに対応する時間領域の信号の離散的なサンプル点のサンプル値を順次出力する逆フーリエ変換部と，
前記時間領域の信号を周波数変換した送信信号を出力する送信部と，
前記送信信号を周波数領域の信号に変換した信号に含まれるサイドローブ部分の逆相の信号を時間領域の信号に変換した信号の離散的なサンプル点のサンプル値を有するサイドローブ抑圧値を格納したメモリと，
前記連続するシンボルのシンボル境界部における時間領域の信号の離散的なサンプル点のサンプル値の出力タイミングに同期して前記メモリ内のサイドローブ抑圧値を出力する出力タイミング調整回路と，
前記シンボル境界部における時間領域の信号の離散的なサンプル点のサンプル値に，前記出力されたサイドローブ抑圧値を加算する加算器とを有する送信機。

（付記２）
付記1において，
前記サイドローブ抑圧値は，前記送信信号のチャネル帯域幅に応じて異なる値であって，
前記出力タイミング調整回路は，前記送信機が出力する送信信号のチャネル帯域に対応する前記メモリ内のサイドローブ抑圧値を出力する送信機。

（付記３）
付記1において，
前記サイドローブ抑圧値は，前記送信信号のサブキャリア数に応じて異なる値であって，
前記出力タイミング調整回路は，前記送信機が出力する送信信号のサブキャリア数に対応する前記メモリ内のサイドローブ抑圧値を出力する送信機。

（付記４）
付記3において，
前記サイドローブ抑圧値は，前記送信信号の前記周波数領域におけるサブキャリアの配置位置を決定するパラメータ値に対応して定められた前記サブキャリア数に応じて異なる値であって，
前記出力タイミング調整回路は，前記送信機が出力する前記送信信号の前記パラメータ値および前記サブキャリア数に対応するサイドローブ抑圧値を前記メモリから読み出し出力する送信機。

（付記５）
付記1において，
前記出力タイミング調整回路は，前記メモリから読み出す前記サイドローブ抑圧値，および，当該読み出したサイドローブ抑圧値の出力タイミングを調整可能である送信機。

（付記６）
付記1において，
前記出力タイミング調整回路は，異なる値の重み付け係数を格納する重み付け係数格納部と，前記出力されるサイドローブ抑圧値に前記重み付け係数格納部内の前記重み付け係数を乗算する乗算器を有し，前記連続するシンボルのシンボル境界部における時間領域の信号の第1の前記サンプル点のサンプル値に加算される第1のサイドローブ抑圧値に第1の前記重み付け係数を乗算し，前記シンボルの境界から前記第1のサンプル点よりも離れた第2の前記サンプル点のサンプル値に加算される第2のサイドローブ抑圧値に前記第1の重み付け係数よりも小さい第2の前記重み付け係数を乗算する送信機。

（付記７）
付記1において，
前記送信信号は，直交周波数分割多重方式の信号，または，直交周波数分割多元接続の信号である送信機。

1,10…送信機，11,21,31…サブキャリアアロケーション回路，12…IFFT，13…DAC，14…RF，18,25…CPU部，22，32，42…サイドローブメモリ，23,33，43，53…出力タイミング調整回路，23a,33a,43a…アドレスデコーダ，23b，33b…出力タイミング調整回路，24，24c，24ｄ…加算器，24a，24b，24e，24f…レジスタ，53c…重み付け係数格納部，53d…乗算器。

Claims

周波数領域の信号を時間領域の信号に変換し，連続するシンボルに対応する時間領域の信号の離散的なサンプル点のサンプル値を順次出力する逆フーリエ変換部と，
前記時間領域の信号を周波数変換した送信信号を出力する送信部と，
前記送信信号を周波数領域の信号に変換した信号に含まれるサイドローブ部分の逆相の信号を時間領域の信号に変換した信号の離散的なサンプル点のサンプル値を有するサイドローブ抑圧値を格納したメモリと，
前記連続するシンボルのシンボル境界部における時間領域の信号の離散的なサンプル点のサンプル値の出力タイミングに同期して前記メモリ内のサイドローブ抑圧値を出力する出力タイミング調整回路と，
前記シンボル境界部における時間領域の信号の離散的なサンプル点のサンプル値に，前記出力されたサイドローブ抑圧値を加算する加算器とを有する送信機。
請求項1において，
前記サイドローブ抑圧値は，前記送信信号のチャネル帯域幅に応じて異なる値であって，
前記出力タイミング調整回路は，前記送信機が出力する送信信号のチャネル帯域に対応する前記メモリ内のサイドローブ抑圧値を出力する送信機。
請求項1において，
前記サイドローブ抑圧値は，前記送信信号のサブキャリア数に応じて異なる値であって，
前記出力タイミング調整回路は，前記送信機が出力する送信信号のサブキャリア数に対応する前記メモリ内のサイドローブ抑圧値を出力する送信機。
請求項3において，
前記サイドローブ抑圧値は，前記送信信号の前記周波数領域におけるサブキャリアの配置位置を決定するパラメータ値に対応して定められた前記サブキャリア数に応じて異なる値であって，
前記出力タイミング調整回路は，前記送信機が出力する前記送信信号の前記パラメータ値および前記サブキャリア数に対応するサイドローブ抑圧値を前記メモリから読み出し出力する送信機。
請求項1において，
前記出力タイミング調整回路は，前記メモリから読み出す前記サイドローブ抑圧値，および，当該読み出したサイドローブ抑圧値の出力タイミングを調整可能である送信機。
請求項1において，
前記出力タイミング調整回路は，異なる値の重み付け係数を格納する重み付け係数格納部と，前記出力されるサイドローブ抑圧値に前記重み付け係数格納部内の前記重み付け係数を乗算する乗算器を有し，前記連続するシンボルのシンボル境界部における時間領域の信号の第1の前記サンプル点のサンプル値に加算される第1のサイドローブ抑圧値に第1の前記重み付け係数を乗算し，前記シンボルの境界から前記第1のサンプル点よりも離れた第2の前記サンプル点のサンプル値に加算される第2のサイドローブ抑圧値に前記第1の重み付け係数よりも小さい第2の前記重み付け係数を乗算する送信機。