WO2014142082A1 - 送信装置、受信装置および通信システム - Google Patents

送信装置、受信装置および通信システム Download PDF

Info

Publication number
WO2014142082A1
WO2014142082A1 PCT/JP2014/056211 JP2014056211W WO2014142082A1 WO 2014142082 A1 WO2014142082 A1 WO 2014142082A1 JP 2014056211 W JP2014056211 W JP 2014056211W WO 2014142082 A1 WO2014142082 A1 WO 2014142082A1
Authority
WO
WIPO (PCT)
Prior art keywords
symbol
unit
signal
block
data
Prior art date
Application number
PCT/JP2014/056211
Other languages
English (en)
French (fr)
Inventor
文大 長谷川
西本　浩
彰浩 岡崎
東中　雅嗣
Original Assignee
三菱電機株式会社
Priority date (The priority date is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the date listed.)
Filing date
Publication date
Application filed by 三菱電機株式会社 filed Critical 三菱電機株式会社
Priority to EP21197261.7A priority Critical patent/EP3985891B1/en
Priority to EP19151284.7A priority patent/EP3499752B1/en
Priority to US14/773,975 priority patent/US9917716B2/en
Priority to EP14762995.0A priority patent/EP2975790B1/en
Priority to JP2015505470A priority patent/JP5952487B2/ja
Priority to EP20204540.7A priority patent/EP3793109A1/en
Priority to CN201480013375.XA priority patent/CN105009490B/zh
Publication of WO2014142082A1 publication Critical patent/WO2014142082A1/ja
Priority to US15/885,965 priority patent/US10644920B2/en
Priority to US16/832,988 priority patent/US11290312B2/en

Links

Images

Classifications

    • H—ELECTRICITY
    • H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
    • H04L—TRANSMISSION OF DIGITAL INFORMATION, e.g. TELEGRAPHIC COMMUNICATION
    • H04L27/00—Modulated-carrier systems
    • H04L27/26—Systems using multi-frequency codes
    • H04L27/2601—Multicarrier modulation systems
    • H04L27/2626—Arrangements specific to the transmitter only
    • H04L27/2627—Modulators
    • H04L27/2634—Inverse fast Fourier transform [IFFT] or inverse discrete Fourier transform [IDFT] modulators in combination with other circuits for modulation
    • H04L27/2636—Inverse fast Fourier transform [IFFT] or inverse discrete Fourier transform [IDFT] modulators in combination with other circuits for modulation with FFT or DFT modulators, e.g. standard single-carrier frequency-division multiple access [SC-FDMA] transmitter or DFT spread orthogonal frequency division multiplexing [DFT-SOFDM]
    • H—ELECTRICITY
    • H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
    • H04L—TRANSMISSION OF DIGITAL INFORMATION, e.g. TELEGRAPHIC COMMUNICATION
    • H04L25/00—Baseband systems
    • H04L25/02—Details ; arrangements for supplying electrical power along data transmission lines
    • H04L25/03—Shaping networks in transmitter or receiver, e.g. adaptive shaping networks
    • H04L25/03828—Arrangements for spectral shaping; Arrangements for providing signals with specified spectral properties
    • H—ELECTRICITY
    • H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
    • H04L—TRANSMISSION OF DIGITAL INFORMATION, e.g. TELEGRAPHIC COMMUNICATION
    • H04L27/00—Modulated-carrier systems
    • H04L27/26—Systems using multi-frequency codes
    • H04L27/2601—Multicarrier modulation systems
    • H04L27/2602—Signal structure
    • H—ELECTRICITY
    • H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
    • H04L—TRANSMISSION OF DIGITAL INFORMATION, e.g. TELEGRAPHIC COMMUNICATION
    • H04L27/00—Modulated-carrier systems
    • H04L27/26—Systems using multi-frequency codes
    • H04L27/2601—Multicarrier modulation systems
    • H04L27/2626—Arrangements specific to the transmitter only
    • H04L27/26265—Arrangements for sidelobes suppression specially adapted to multicarrier systems, e.g. spectral precoding
    • H—ELECTRICITY
    • H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
    • H04L—TRANSMISSION OF DIGITAL INFORMATION, e.g. TELEGRAPHIC COMMUNICATION
    • H04L27/00—Modulated-carrier systems
    • H04L27/32—Carrier systems characterised by combinations of two or more of the types covered by groups H04L27/02, H04L27/10, H04L27/18 or H04L27/26
    • H04L27/34—Amplitude- and phase-modulated carrier systems, e.g. quadrature-amplitude modulated carrier systems
    • H04L27/36—Modulator circuits; Transmitter circuits
    • H04L27/362—Modulation using more than one carrier, e.g. with quadrature carriers, separately amplitude modulated

Definitions

  • the present invention relates to a transmission device, a reception device, and a communication system.
  • transmission path frequency selectivity and time variation occur due to multipath fading caused by reflection of a transmission signal on a building or the like and Doppler fluctuation caused by movement of a terminal.
  • the received signal is a signal that interferes with a transmitted symbol and a symbol that arrives after a delay time.
  • a single carrier block transmission method has recently attracted attention in order to obtain the best reception characteristics (for example, see Non-Patent Document 1 below).
  • the single carrier (SC) block transmission system has lower peak power than the OFDM (Orthogonal Frequency Division Multiplexing) transmission system (for example, see Non-Patent Document 2 below), which is a multiple carrier (MC) block transmission. can do.
  • OFDM Orthogonal Frequency Division Multiplexing
  • a transmitter that performs SC block transmission for example, the following transmission is performed to take measures against multifading.
  • PSK Phase Shift Keying
  • QAM Quadrature Amplitude Modulation
  • the digital modulation signal is converted into a time domain signal by the precoder and IDFT (Inverse Discrete Fourier Transform) processing unit. Convert.
  • IDFT Inverse Discrete Fourier Transform
  • a CP is inserted in a CP (Cyclic Prefix) insertion unit.
  • the CP insertion unit copies a predetermined number of samples after the time domain signal and adds them to the beginning of the transmission signal.
  • ZP Zero Padding
  • a transmitter that performs SC transmission generally performs DFT (Discrete Fourier Transform) processing in a precoder.
  • DFT Discrete Fourier Transform
  • the transmission peak power is suppressed while reducing the influence of multipath fading.
  • the phase and amplitude between the SC blocks are discontinuous, which causes an out-of-band spectrum or out-of-band leakage.
  • the out-of-band spectrum becomes interference of adjacent channels and needs to be suppressed.
  • a spectrum mask is defined in a general communication system, and it is necessary to suppress the out-of-band spectrum so as to satisfy the mask.
  • the present invention has been made in view of the above, and an object thereof is to obtain a transmission device, a reception device, and a communication system that can suppress out-of-band spectrum.
  • the present invention is a transmission apparatus that transmits a block signal including a plurality of data symbols, and is similar to a data symbol generation unit that generates data symbols in a complex plane.
  • a symbol arrangement unit that generates a block symbol by arranging the data symbol and the same quadrant symbol so that a single quadrant symbol serving as a quadrant signal point is inserted at a predetermined position in each block signal per block.
  • a CP insertion unit that inserts a Cyclic Prefix for the block symbol, and an interpolation unit that performs an interpolation process on the block symbol after CP insertion.
  • FIG. 1 is a diagram illustrating a functional configuration example of a transmission apparatus according to the first embodiment.
  • FIG. 2 is a diagram illustrating an example of a frame configuration used in a communication system that performs SC block transmission.
  • FIG. 3 is a diagram showing an example in which the phase and amplitude between SC blocks are discontinuous in conventional SC block transmission.
  • FIG. 4 is a diagram illustrating a fixed symbol arrangement example according to the first embodiment.
  • FIG. 5 is a diagram illustrating an example of a block symbol after CP insertion.
  • FIG. 6 is a diagram illustrating an example of a frame configuration according to the first embodiment.
  • FIG. 7 is a diagram illustrating an example of a fixed symbol when a QPSK symbol is used as a data symbol.
  • FIG. 8 is a diagram illustrating a functional configuration example of the transmission apparatus according to the second embodiment.
  • FIG. 9 is a diagram illustrating an example of processing data in the transmission apparatus according to the second embodiment.
  • FIG. 10 is a diagram for explaining the out-of-band leakage suppression effect by the transmission apparatus of the second embodiment.
  • FIG. 11 is a diagram illustrating a functional configuration example of the transmission apparatus according to the third embodiment.
  • FIG. 12 is a diagram illustrating an example of the arrangement of pilot symbols in the frequency domain.
  • FIG. 13 is a diagram illustrating an example of a relationship between a time domain pilot signal and a frequency domain pilot signal.
  • FIG. 14 is a diagram illustrating an example of the symbol arrangement of the present embodiment after correction by the symbol correction unit.
  • FIG. 14 is a diagram illustrating an example of the symbol arrangement of the present embodiment after correction by the symbol correction unit.
  • FIG. 15 is a diagram illustrating an example of a frame configuration according to Embodiment 3 in which pilot symbols are inserted into all blocks in a frame.
  • FIG. 16 is a diagram illustrating an example of a frame configuration in a case where blocks into which pilot symbols are inserted and blocks into which pilot symbols are not inserted are mixed.
  • FIG. 17 is a diagram illustrating a functional configuration example of the transmission apparatus according to the fourth embodiment.
  • FIG. 18 is a diagram illustrating a functional configuration example of the receiving apparatus according to the fifth embodiment.
  • FIG. 19 is a diagram illustrating a functional configuration example of the transmission apparatus according to the sixth embodiment.
  • FIG. 20 is a diagram illustrating an example of symbol arrangement according to the sixth embodiment.
  • FIG. 21 is a diagram showing a mapping area of a 64QAM constellation and a quadrant symbol.
  • FIG. 22 is a diagram illustrating an example of a block symbol when 64QAM is used.
  • FIG. 23 is a diagram illustrating an example of a block symbol when 64QAM is used.
  • FIG. 24 is a diagram illustrating an arrangement example of fixed symbols according to the seventh embodiment.
  • FIG. 1 is a diagram illustrating a functional configuration example of a first embodiment of a transmission device according to the present invention.
  • the transmission apparatus according to the present embodiment includes a data symbol generation unit 1, a fixed symbol arrangement unit (symbol arrangement unit) 2, a CP insertion unit 3, an interpolation unit 4, and a transmission processing unit 5.
  • the data symbol generator 1 generates data symbols (for example, PSK (Phase Shift Keying) symbols, QAM (Quadrature Amplitude Modulation) symbols, etc.).
  • the fixed symbol arrangement unit 2 generates a block symbol in which one predetermined fixed symbol (fixed signal) is arranged at a predetermined position for a data symbol.
  • the CP insertion unit 3 performs CP insertion on the block symbols generated by the fixed symbol arrangement unit 2.
  • the interpolation unit 4 performs an interpolation process on the block symbol after CP insertion.
  • the transmission processing unit 5 performs transmission filter processing, analog signal conversion processing, and the like on the block symbol of the interpolation processing unit, and transmits it as an SC block signal (block signal).
  • FIG. 2 is a diagram illustrating an example of a frame configuration used in a communication system that performs SC block transmission.
  • D k (n) in FIG. 2 indicates the k-th symbol of the n-th block.
  • SC block is composed of N b symbols
  • one frame shows an example composed of N F SC block.
  • FIG. 3 is a diagram showing an example in which the phase and amplitude between SC blocks are discontinuous in conventional SC block transmission.
  • an out-of-band spectrum or out-of-band leakage occurs between the kth block and the (k + 1) th block.
  • Such an out-of-band spectrum becomes interference of adjacent channels.
  • out-of-band spectrum is reduced by inserting fixed symbols between data symbols and performing CP insertion after the insertion of fixed symbols.
  • the fixed symbol arrangement unit 2 arranges one predetermined fixed symbol “A” for the data symbol at a predetermined position.
  • the fixed symbol may be any symbol as long as it satisfies the regulations of the applied communication system, and may be a symbol such as a PSK symbol or a QAM symbol.
  • FIG. 4 is a diagram illustrating a fixed symbol arrangement example according to the present embodiment.
  • the fixed symbol “A” is inserted in the NN CP + 1st position within a block symbol (a symbol group constituting one block).
  • d k represents the k-th data symbol among the data symbols in one block.
  • FIG. 5 is a diagram illustrating an example of a block symbol after CP insertion.
  • the CP insertion unit 3 copies (duplicates) the last N CP symbols of the block symbol after the fixed symbol insertion, and adds it to the head of the block symbol, as shown in FIG.
  • FIG. 6 is a diagram illustrating an example of a frame configuration according to the present embodiment. As shown in FIG. 6, a fixed symbol is inserted at the same position (N ⁇ N CP +1) of each block in the frame. In this way, if the first (NN CP + 1) th symbol in the region copied by the CP insertion unit is set as a fixed symbol, the first symbol of the block after CP insertion becomes a fixed symbol.
  • FIG. 7 is a diagram illustrating an example of a fixed symbol when a QPSK symbol is used as a data symbol.
  • a data symbol is assigned to one of four points shown as a QPSK constellation (abbreviated as a constellation in the figure) shown in the upper part of FIG. 7 according to information to be transmitted.
  • the 1st symbol and the NN CP + 1st symbol become fixed symbols and are fixed at 1 + j.
  • FIG. 7 is an example, and the fixed symbol is not limited to the QPSK symbol, and the fixed symbol value is not limited to 1 + j.
  • N CP 0, the CP insertion unit 3 does not perform copy processing.
  • an oversampling process (a process of increasing the sampling rate, that is, reducing the sampling interval) is performed. Oversampling is performed on the time domain signal input to the interpolation unit 4 so that L sampling points per symbol are obtained. That is, oversampling is performed so that the sampling rate is L times the input.
  • the oversampling rate is a value indicating how many times the sampling rate after oversampling is higher than the input sampling rate.
  • the interpolation unit 4 converts an input time domain signal into a frequency domain signal, performs zero insertion processing for inserting zeros into the frequency domain signal, and converts the signal into a time domain signal again. To do.
  • oversampling processing can be performed using zero insertion processing.
  • the oversampling process (interpolation process) in the interpolation unit 4 may use other interpolation methods. A method of performing interpolation (oversampling) without changing to a frequency domain signal may be used.
  • Sample points interpolated between symbols are added by the oversampling process (interpolation process) of the interpolation unit 4.
  • the last sample of the SC block and the first sample (fixed symbol) of the next SC block are added.
  • An oversampling process is performed so that the phase and amplitude are smoothly connected. For example, interpolation is performed assuming that there is a fixed symbol point next to the last sample point of the SC block, and an interpolation point is added after the last sample point of the SC block.
  • the oversampling rate is L
  • the number of samples of the output signal of the interpolation unit 4 is (N + N CP ) ⁇ L.
  • the “fixed symbol” indicates a symbol whose phase and amplitude are fixed, but a symbol in a specific quadrant may be used.
  • the above processing is performed for each single carrier block symbol.
  • the oversampling rate L need not be an integer.
  • fixed symbol placement unit 2 places a fixed symbol at the beginning of the area copied by data CP insertion unit 3 for each data symbol for each block, and inserts a CP.
  • the unit 3 performs CP insertion on the block symbol after the fixed symbol insertion.
  • the interpolation unit 4 performs oversampling processing on the block symbol after CP insertion. For this reason, the continuity of the phase and amplitude between blocks is maintained, and the out-of-band spectrum can be suppressed.
  • FIG. FIG. 8 is a diagram illustrating an example of a functional configuration of the transmission apparatus according to the second embodiment of the present invention.
  • FIG. 8 illustrates a configuration example of the interpolation unit 4 of the transmission apparatus according to the first embodiment.
  • the interpolation unit 4 in FIG. 1 includes a DFT unit (Fourier transform unit) 41, a waveform shaping filter 42, and an oversampling / IDFT (Inverse DFT) unit (inverse Fourier transform unit) 43.
  • IDFT Inverse DFT
  • Data symbol generation unit 1, fixed symbol arrangement unit 2, CP insertion unit 3 and transmission processing unit 5 are the same as those in the first embodiment.
  • Components having the same functions as those in the first embodiment are denoted by the same reference numerals as those in the first embodiment, and redundant description is omitted.
  • the DFT unit 41 performs (N + N CP ) point DFT processing to convert an input time domain signal into a frequency domain signal.
  • the waveform shaping filter processing unit 42 performs a filtering process for removing signals other than the desired frequency domain from the frequency domain signal.
  • this filtering processing for example, "T. S. Rappaport,” Wireless Communications “, 2 nd edition, Prentice Hall PTR, 2002” (hereinafter referred to Rappaport document) using a process such as Nyquist filtering that is described in be able to.
  • the filtering process is not limited to this.
  • the oversampling process / IDFT unit 43 increases the number of samples L times by zero insertion or the like with respect to the frequency domain signal after the filtering process (increases the number of samples corresponding to the oversampling rate L). Thereafter, the oversampling process / IDFT unit 43 performs IDFT processing on the frequency domain signal to generate a time domain signal.
  • the number of samples of the IDFT processing is L ⁇ (N + N CP ).
  • an oversampling processing unit that performs oversampling processing and an IDFT unit that performs IDFT processing may be provided.
  • N + N CP 2 p (P is an integer of 1 or more)
  • L is preferably an integer.
  • the waveform shaping filter 42 changes the number of signal samples, it is desirable that the number of samples to be input to the IDFT processing is 2 p ′ (P ′ is an integer of 1 or more).
  • N A N + N CP in this example, but N A > N + N CP may be used.
  • the waveform shaping filter unit does not change the number of points, s i (0 ⁇ i ⁇ N + N CP ⁇ 1) is output from the waveform shaping filter unit, and 0 (bold) 1, M is 1 ⁇ M zero.
  • s i is mapped to the N A carrier in the oversampling processing / IDFT unit 43 as shown in the following equation (1). Further, zero insertion is performed for y (bold) and oversampling is performed. In this case, the number of output samples of the oversampling / IDFT unit 43 may be N A * L. Note that any process may be used for mapping to total carriers.
  • FIG. 9 is a diagram illustrating an example of processing data in the transmission apparatus according to the present embodiment.
  • BPSK Binary Phase Shift Keying
  • the numbers are rounded to the fifth decimal place for the sake of simplicity.
  • the fixed symbol is inserted at the first and thirteenth symbol and output from the CP insertion unit 3.
  • a symbol serving as an interpolation point is added after the last symbol in the symbol group.
  • the zero insertion method in this example is merely an example, and other zero insertion methods such as performing zero insertion after applying a cyclic shift to the signal in the frequency domain may be used.
  • FIG. 10 is a diagram for explaining the out-of-band leakage suppression effect by the transmission apparatus of the present embodiment.
  • FIG. 10 shows a transmission signal 101 when the out-of-band leakage suppression using the above-described fixed symbol according to the present embodiment is performed, and a transmission signal 102 when the out-of-band leakage suppression is not performed.
  • the desired band is shown in the center, and areas that cause out-of-band leakage are shown at both ends of the desired band.
  • the out-of-band leakage is reduced by about 16 dB in the transmission signal 101 in which out-of-band leakage suppression is performed, compared to the transmission signal 102 in the case where out-of-band leakage suppression is not performed.
  • N A 512
  • the waveform shaping filter uses the frequency domain zero roll-off filter described in the Rappaport literature, and the frequency domain
  • the mapping to the carrier was performed as shown in the following formula (2).
  • the signal y (bold) is an input value of the oversampling process / IDFT unit 43.
  • the oversampling process / IDFT unit 43 performs the oversampling process, and after the oversampling process These signals are converted into time domain signals by IDFT. For this reason, as described in Embodiment 1, the continuity of the phase and amplitude between the blocks is maintained, and the out-of-band spectrum can be suppressed.
  • N CP 0, the CP insertion unit 3 in FIG. 8 does not perform the copy process, and d 0 (first symbol in the block) is set as a fixed symbol in the fixed symbol arrangement unit 2.
  • FIG. FIG. 11 is a figure which shows the function structural example of Embodiment 3 of the transmitter concerning this invention.
  • FIG. 11 illustrates a configuration example of the interpolation unit 4 of the transmission apparatus according to the first embodiment.
  • the transmission apparatus of the present embodiment includes a data symbol generation unit 1, a fixed symbol arrangement unit 2, a CP insertion unit 3, a symbol correction unit 40, a DFT unit 41, waveform shaping filters 42-1 and 42-2, pilot signal generation / A CP processing unit 6, a frequency domain multiplexing unit 7, an oversampling / IDFT unit 43 and a transmission processing unit 5 are provided.
  • Data symbol generation unit 1 fixed symbol arrangement unit 2, CP insertion unit 3, DFT unit 41, oversampling / IDFT unit 43, and transmission processing unit 5 are the same as those in the second embodiment.
  • Components having the same functions as those of the second embodiment are denoted by the same reference numerals as those of the second embodiment, and redundant description is omitted.
  • pilot signal that is a known signal may be used to perform synchronization processing or transmission path estimation on the receiving side.
  • pilot signals pilot symbols
  • pilot symbols are generally arranged in the frequency domain.
  • pilot signals pilot symbols
  • the pilot signal generation / CP processing unit 6 generates a pilot signal in the time domain and a pilot signal in the frequency domain, inputs the pilot signal in the frequency domain to the waveform shaping filter 42-2, and corrects the pilot signal in the time domain by symbol correction. Input to the unit 40.
  • the pilot signal generation / CP processing unit 6 may add CP processing (CP insertion processing) to the pilot symbols in the time domain. Further, the pilot signal generation / CP processing unit 6 may normalize the pilot signal.
  • the time domain signal of the pilot signal is q 0 , q 1 ,..., Q N-1 and N CP is the CP length
  • q N-NCP q N ⁇ 1 , q 1 , q after CP processing 0 , q 1 ,..., Q N-1 (in the subscript, N CP is expressed as NCP).
  • the pilot signal generation / CP processing unit 6 generates a signal obtained by performing DFT processing on the signal inserted into the time domain signal of the pilot signal as the frequency domain pilot signal.
  • the frequency domain pilot signal is used for multiplexing, and the time domain pilot signal is used for fixed symbol calculation.
  • the frequency domain multiplexing unit 7 converts the data symbol converted into the frequency domain signal by the DFT unit 41 input via the waveform shaping filter 42-1, and the frequency domain pilot signal (via the waveform shaping filter 42-2). Pilot symbols) in the frequency domain.
  • the waveform shaping filters 42-1 and 42-2 are the same as the waveform shaping filter 42 of the second embodiment.
  • the waveform shaping filter 42-1 performs waveform shaping in the frequency domain on the output from the DFT unit 41, and the waveform shaping filter 42-2 performs waveform shaping on the pilot symbols in the frequency domain. There are no particular restrictions on the pilot signal, and any signal may be used.
  • the time domain pilot signal is generated based on the arrangement position of the pilot signal in the frequency domain.
  • FIG. 12 is a diagram illustrating an example of the arrangement of pilot symbols in the frequency domain.
  • N ′ / 2 An example in which the number of data symbols including symbols is N ′ / 2 is shown.
  • pilot symbols p 0 , p 1 ,..., P N ′ / 2-1 in the frequency domain are replaced with data symbol symbols s 0 , s 1 ,. 1 and are arranged alternately.
  • FIG. 12 is an example, and there are no restrictions on the pilot symbol arrangement and the number of pilot symbols in the block symbol.
  • the fixed symbol in the time domain signal that is the IDFT output (output from the oversampling process / IDFT unit 43) is “ To set A ′′, it is necessary to consider a time domain pilot signal.
  • the pilot signal time domain signals are q 0, q 1, q 2, ...
  • the values of b k ′ and c k ′ are determined by the pilot signal insertion position and fixed symbol arrangement position in the frequency domain.
  • N T N ′ / 2
  • the data symbols into which the CP has been inserted are assumed to be x 0 , x 1 ,..., X ND ⁇ 1 .
  • the pilot symbol p (bold) z arranged in the frequency domain is represented by the following expression (3).
  • the pilot symbol q (bold) in the time domain after IDFT processing is expressed by the following equation (4).
  • the pilot signal multiplexed in the frequency domain and the data signal to which DFT processing is added are expressed by the following equation (7), and the time domain signal after the IDFT processing is expressed by the following equation (8).
  • FIG. 13 is a diagram illustrating an example of the relationship between a time domain pilot signal and a frequency domain pilot signal.
  • FIG. 13 is based on the arrangement of data symbols and pilot symbols in the frequency domain shown in FIG.
  • a time domain pilot signal is obtained by performing IDFT processing using a signal obtained by replacing a data symbol (including a fixed symbol) portion with 0 as an input of IDFT processing. Can be obtained.
  • a time-domain pilot signal that does not perform oversampling is shown for the sake of simplification, but a pilot signal that has been subjected to oversampling such as zero insertion may be used in the frequency domain. .
  • FIG. 14 is a diagram illustrating an example of the symbol arrangement of the present embodiment after correction by the symbol correction unit 40.
  • the total number of symbols before CP insertion in one block is N
  • phase rotation and amplitude adjustment may be applied to the fixed symbol, or a fixed signal may be added.
  • FIG. 14 shows that the ⁇ N CP + 1st symbol and the N / 2 ⁇ N CP + 1th symbol are adjusted, only the ⁇ N CP + 1th symbol may be adjusted.
  • FIG. 15 is a diagram illustrating an example of a frame configuration (fixed symbols and data symbols after correction by the symbol correction unit 40) of the present embodiment when pilot symbols are inserted into all blocks in the frame. As shown in FIG. 15, the fixed symbols after correction are inserted so that the fixed symbol insertion positions are the same between the blocks.
  • Embodiment 1 is an example in which block symbols are configured only by data symbols
  • Embodiment 2 is an example in which block symbols are configured by pilot symbols and data symbols, but fixed symbols in the time domain. Can be arranged in the same position for each block, a frame configuration combining the two embodiments may be used. Also in this case, an out-of-band spectrum suppression effect can be obtained.
  • FIG. 16 is a diagram illustrating an example of a frame configuration in a case where blocks into which pilot symbols are inserted and blocks into which pilot symbols are not inserted are mixed. In FIG.
  • FIG. 17 is a diagram illustrating a functional configuration example of the transmission apparatus according to the fourth embodiment of the present invention.
  • the transmission apparatus of the present embodiment includes a data symbol generation unit 1, a fixed symbol arrangement unit 2, a CP insertion unit 3, a symbol correction unit 40, an interpolation unit 4, a pilot signal generation / CP processing unit 61, a time domain multiplexing unit 8, and A transmission processing unit 5 is provided.
  • Data symbol generation unit 1, fixed symbol arrangement unit 2, CP insertion unit 3, interpolation unit 4, and transmission processing unit 5 are the same as those in the first embodiment.
  • the symbol correction unit 40 is the same as that in the second embodiment. Components having the same functions as those in the first or second embodiment are denoted by the same reference numerals as those in the first or second embodiment, and redundant description is omitted.
  • pilot signals are multiplexed in the time domain.
  • the pilot signal generation / CP processing unit 61 generates a time domain pilot signal and inputs it to the time domain multiplexing unit 8 and the symbol symbol correction unit 40.
  • the interpolation unit 4 generates time-domain data symbols (including fixed symbols)
  • the time-domain multiplexing unit 8 includes time-domain data symbols (including fixed symbols) and time-domain data symbols.
  • the pilot signal is multiplexed in the time domain.
  • the symbol correction unit 40 corrects fixed symbols. For this reason, even when pilot signals are multiplexed in the time domain, the continuity of phase and amplitude between blocks is maintained, and the out-of-band spectrum can be suppressed.
  • FIG. FIG. 18 is a diagram illustrating a functional configuration example of a fifth embodiment of the receiving device according to the present invention.
  • the receiving apparatus according to the present embodiment receives the SC block signal transmitted by the transmitting apparatus described in the first to fourth embodiments.
  • the reception / synchronization processing unit 10 performs synchronization processing such as frame synchronization, frequency synchronization, and symbol synchronization on the received signal (SC block signal).
  • CP removing section 11 performs CP removal on the received signal after the synchronization processing.
  • the DFT unit 12 performs DFT processing on the received signal from which the CP has been removed.
  • the transmission path estimation unit 13 performs transmission path estimation based on the signal after DFT processing.
  • the sampling / interference removal processing unit 14 performs a downsampling process on the signal after the DFT process.
  • the FDE unit (equalization processing unit) 15 performs FDE (Frequency Domain Equalizer) processing based on the downsampled signal and the transmission path estimation result.
  • the IDFT unit 16 performs IDFT processing on the signal after the FDE processing.
  • Fixed symbol removal / demodulation / decoding section 17 removes fixed symbols from the signal after IDFT processing, and performs demodulation / decoding processing on the signal after fixed symbol removal.
  • the fixed symbol removal / demodulation / decoding unit 17 performs fixed symbol removal and demodulation / decoding processing, but the fixed symbol removal unit and demodulation / decoding processing for removing fixed symbols are performed. You may make it each provide the demodulation / decoding part to perform.
  • the oversampling process is performed on the signal including the CP subjected to the DFT process on the transmission side, the CP component enters the data area. Therefore, if necessary, CP interference cancellation is performed on the receiving side. For example, since the value of the CP symbol and the interference value can be estimated in the synchronization processing unit 10, the CP interference value can be given to the sampling / interference removal processing unit 14 to perform CP interference removal. Further, CP estimation may be performed in the transmission path estimation unit 13.
  • the receiving apparatus that receives the SC block signal transmitted by the transmitting apparatus described in Embodiments 1 to 3 has been described.
  • the received signal is demodulated and decoded.
  • FIG. 19 is a diagram illustrating a functional configuration example of the transmission apparatus according to the sixth embodiment of the present invention.
  • the transmission apparatus according to the present embodiment includes a data symbol generation unit 1, a quadrant mapping unit 21, a CP insertion unit 3, a DFT unit 41, a waveform shaping filter 42, an oversampling / IDFT unit 43, and a transmission processing unit 5.
  • Data symbol generation unit 1, CP insertion unit 3, DFT unit 41, waveform shaping filter 42, oversampling processing / IDFT unit 43, and transmission processing unit 5 are the same as those in the second embodiment.
  • Components having the same functions as those of the second embodiment are denoted by the same reference numerals as those of the second embodiment, and redundant description is omitted.
  • the same quadrant mapping unit 21 performs mapping so that a symbol at a predetermined position in the block becomes the same quadrant symbol in the time domain.
  • FIG. 20 is a diagram illustrating an example of the symbol arrangement of the present embodiment.
  • Symbol A (i) indicates the same quadrant symbol of the i-th block.
  • a (i-1) and A (i) are mapped to the same quadrant, though not necessarily the same.
  • FIG. 21 is a diagram showing a mapping area of a 64QAM constellation and a quadrant symbol.
  • a 64QAM symbol is used as a data symbol
  • the same quadrant symbol is mapped to, for example, a point in the upper right quadrant (area surrounded by a dotted line in FIG. 21).
  • the symbol A (i) which is the same quadrant symbol of the i-th block, has only to be arranged in the area indicated by the dotted line, the upper 2 bits of the same quadrant symbol are fixed to “00”.
  • the remaining lower 4 bits can be used as data bits.
  • the upper 2 bits of the same quadrant symbol placed at a predetermined position in the time domain are fixed to “00”, and the lower 4 bits are set to arbitrary values.
  • the mapping area of the same quadrant symbol is set in one quadrant, but the same quadrant symbol may be mapped in a narrower area in the same quadrant.
  • FIG. 22 and 23 are diagrams illustrating examples of block symbols when 64QAM is used.
  • FIG. 22 shows an example in which the NN CP +1 symbol is the same quadrant symbol, the upper 2 bits of the same quadrant symbol are fixed to “01”, and the same processing is given to all blocks.
  • FIG. 23 shows an example in which the NN CP +1 symbol is the same quadrant symbol, the upper 4 bits of the same quadrant symbol are fixed to “0100”, and the same processing is given to all blocks.
  • the number of data bits per block symbol is 6N-2 bits
  • the number of data bits per block symbol is 6N-4 bits.
  • the configuration example in which interpolation using DFT is performed is shown.
  • the same quadrant symbol is used instead of the fixed symbol in the configuration example in which the interpolation unit 4 is used.
  • the receiving apparatus that receives the signal transmitted from the transmitting apparatus according to the present embodiment is the same as the fixed symbol removing / demodulating / decoding unit 17 of the receiving apparatus described in the fifth embodiment in place of fixed symbol removal.
  • the remainder after removing the fixed bits is treated as a data bit, and the decoding process is performed.
  • the same quadrant symbol is arranged instead of the fixed symbol. For this reason, data loss can be reduced compared with the case where a fixed symbol is used.
  • the present invention is not limited to this, and can be applied to various types of transmission devices and reception devices including wired communication. Further, generation of the fixed symbol and the same quadrant symbol has been described, but the present invention is not limited to the example described above, and for example, a plurality of methods may be combined. Further, the configurations of the transmitting device and the receiving device are not limited to the device configurations shown in the respective embodiments. As the interpolation method and transmission processing method used in the oversampling process described in the embodiment, any method can be used as long as the continuity of the first and last samples is maintained in the SC block symbol. May be.
  • Embodiment 7 FIG. Next, a transmission apparatus according to the seventh embodiment will be described.
  • FIG. 24 is a diagram illustrating an arrangement example of fixed symbols according to the present embodiment.
  • N CP 0, fixed symbols are inserted around the first symbol and the last symbol in the block in order to improve the suppression effect of the out-of-band spectrum.
  • F i indicates a fixed symbol.
  • N L + N R +1 out of N symbols in one block are fixed symbols.
  • N R indicates the number of consecutive fixed symbols arranged on the right side from the first symbol.
  • N L is the number of fixed symbols consecutive on the left side from the last symbol. In the present embodiment, this N L + N R +1 fixed symbols are referred to as fixed symbol sequences. As shown in FIG.
  • F i the fixed symbol sequence [F -NL, F -NL + 1 , F -NL + 2, ..., F -1, F 0, F 1, ..., F NR] denoted.
  • NL and NR in the subscript indicate N L and N R , respectively.
  • F i may be set to have different values.
  • F i may use symbols such as M-PSK (M-ary-Phase Shift Keying) and M-QAM (M-ary Quadrature Amplitude Modulation), and some of F i may be zero. It may be set to.
  • a sequence described in “D. C. Chu,“ Polyphase Codes With Good Periodic Correlation Properties ”, IEEE Transactions on Information Theory, pp. 531-532, July 1972” may be used as a fixed symbol sequence.
  • the same fixed symbol sequence is used in all blocks, and the same fixed symbols are arranged at the same position between blocks.
  • the arrangement method of the fixed symbol series is as follows. F 0 of the fixed symbol series is arranged at the first position in the block. And these positional reference in the order of the fixed symbol sequence a [F -NL, F -NL + 1 , F -NL + 2, ..., F -1, F 0, F 1, ..., F NR] symbols However, the fixed symbols are arranged on the left and right of the reference position so that they are arranged in the order without changing the relative order.
  • sample points interpolated between symbols are added. Due to the cyclic nature of the IDFT output, the interpolation point added after the last symbol is the last symbol. The point is to interpolate between F ⁇ 1 and the first (first) symbol F 0 . For this reason, the continuity of the phase and amplitude between blocks can be maintained, and an out-of-band spectrum can be suppressed. Further, by increasing N L and N R , further out-of-band spectrum suppression effect can be obtained.
  • the fixed symbol series is the same between the blocks.
  • the fixed symbol series may be configured to have the same quadrant symbol between the blocks. .
  • the first (upper) bit of the symbol with the symbol number N is fixed to “00”
  • the fixed symbol sequence of the present embodiment may be used.
  • the same fixed symbol series is arranged in each block around the reference position with the first block symbol as the reference position. For this reason, the continuity of the phase and amplitude between blocks can be maintained, and an out-of-band spectrum can be suppressed.
  • the transmission device, the reception device, and the communication system according to the present invention are useful for a communication system that performs SC block transmission.
  • 1 data symbol generation unit 1 fixed symbol placement unit, 3 CP insertion unit, 4 interpolation unit, 5 transmission processing unit, 6, 61 pilot signal generation / CP processing unit, 7 frequency domain multiplexing unit, 8 time domain multiplexing unit, 21 Same quadrant mapping unit, 40 symbol correction unit, 41 DFT unit, 42, 42-1, 42-2 waveform shaping filter, 43 oversampling processing / IDFT unit, 10 reception / synchronization processing unit, 11 CP removal unit, 12 DFT unit , 13 Transmission path estimation unit, 14 Sampling / interference removal processing unit, 15 FDE unit, 16 IDFT unit, 17 Fixed symbol removal / demodulation / decoding unit.

Landscapes

  • Engineering & Computer Science (AREA)
  • Computer Networks & Wireless Communication (AREA)
  • Signal Processing (AREA)
  • Physics & Mathematics (AREA)
  • Spectroscopy & Molecular Physics (AREA)
  • Discrete Mathematics (AREA)
  • General Physics & Mathematics (AREA)
  • Mathematical Physics (AREA)
  • Power Engineering (AREA)
  • Digital Transmission Methods That Use Modulated Carrier Waves (AREA)
  • Transmitters (AREA)

Abstract

　複数のデータシンボルを含むブロック信号を送信する送信装置であって、データシンボルを生成するデータシンボル生成部と、複素平面において同象限の信号点となる同象限シンボルを、各ブロック信号内の所定の位置に１ブロックにつき１シンボル挿入するように、前記データシンボルおよび前記同象限シンボルを配置してブロックシンボルを生成するシンボル配置部と、前記ブロックシンボルに対してCyclic　Prefixの挿入を行うＣＰ挿入部と、ＣＰ挿入後の前記ブロックシンボルに対して補間処理を行う補間部と、を備える。

Description

送信装置、受信装置および通信システム
　本発明は、送信装置、受信装置および通信システムに関する。
　デジタル通信システムにおいて、送信信号が建物などに反射して起こるマルチパスフェージングや端末の移動によって起こるドップラ変動によって、伝送路の周波数選択性と時間変動が発生する。このようなマルチパス環境において、受信信号は送信シンボルと遅延時間が経って届くシンボルと干渉した信号となる。
　このような周波数選択性のある伝送路において、最良の受信特性を得るためシングルキャリアブロック伝送方式が近年注目を集めている（例えば、下記非特許文献１参照）。シングルキャリア（Single　Carrier：ＳＣ）ブロック伝送方式は、マルチキャリア（Multiple　Carrier：ＭＣ）ブロック伝送であるＯＦＤＭ（Orthogonal　Frequency　Division　Multiplexing）伝送方式（例えば、下記非特許文献２参照）に比べピーク電力を低くすることができる。
　ＳＣブロック伝送を行う送信機では、例えば次のような伝送を行うことによりマルチフェージング対策を行っている。まず、“Modulator”においてデジタル変調信号であるＰＳＫ（Phase　Shift　Keying）信号やＱＡＭ（Quadrature　Amplitude　Modulation）信号を生成後、プリコーダおよびＩＤＦＴ（Inverse　Discrete　Fourier　Transform）処理部によりデジタル変調信号を時間領域信号に変換する。その後マルチパスフェージング対策として、ＣＰ（Cyclic　Prefix）挿入部においてＣＰが挿入される。ＣＰ挿入部では時間領域信号の後ろの所定数のサンプルをコピーして、送信信号の初めに付加する。この他に、マルチパスフェージング対策手段として、データのはじめ又はおわりの部分にゼロを挿入するＺＰ（Zero　Padding：ゼロ挿入）が行われる。
　また、送信ピーク電力を抑圧するため、ＳＣ伝送を行う送信機では、プリコーダでは一般的にＤＦＴ（Discrete　Fourier　Transform）処理が行われる。
N．　Benvenuto，R．　Dinis，D．　Falconer　and　S．　Tomasin，"Single　carrier　modulation　with　nonlinear　frequency　domain　equalization：an　idea　whose　time　has　come－again"，Proceeding　of　the　IEEE，vol．98，no．1，Jan　2010，pp．69－96． J．A．C．Bingham，"Multicarrier　modulation　for　data　transmission：an　idea　whose　time　has　come"，IEEE　Commun．Mag．，vol．28，no．5，May　1990，pp．5－14．
　上記従来のＳＣブロック伝送の技術によれば、マルチパスフェージングの影響を低減しつつ送信ピーク電力を抑圧している。しかしながら、ＳＣブロック伝送においては、ＳＣブロック間の位相および振幅が不連続となるため、帯域外スペクトルまたは帯域外漏洩が発生するというが課題がある。帯域外スペクトルは隣接するチャネルの干渉となり、抑圧する必要がある。また、一般的な通信システムにおいてスペクトルマスクが定められており、マスクを満足するように帯域外スペクトルを抑圧する必要がある。
　本発明は、上記に鑑みてなされたものであって、帯域外スペクトルを抑制することができる送信装置、受信装置および通信システムを得ることを目的とする。
　上述した課題を解決し、目的を達成するために、本発明は、複数のデータシンボルを含むブロック信号を送信する送信装置であって、データシンボルを生成するデータシンボル生成部と、複素平面において同象限の信号点となる同象限シンボルを、各ブロック信号内の所定の位置に１ブロックにつき１シンボル挿入するように、前記データシンボルおよび前記同象限シンボルを配置してブロックシンボルを生成するシンボル配置部と、前記ブロックシンボルに対してCyclic　Prefixの挿入を行うＣＰ挿入部と、ＣＰ挿入後の前記ブロックシンボルに対して補間処理を行う補間部と、を備えることを特徴とする。
　本発明によれば、帯域外スペクトルを抑制することができるという効果を奏する。
図１は、実施の形態１の送信装置の機能構成例を示す図である。 図２は、ＳＣブロック伝送を行う通信システムで用いられるフレーム構成の一例を示す図である。 図３は、従来のＳＣブロック伝送においてＳＣブロック間の位相および振幅が不連続となる一例を示す図である。 図４は、実施の形態１の固定シンボル配置例を示す図である。 図５は、ＣＰ挿入後のブロックシンボルの一例を示す図である。 図６は、実施の形態１のフレーム構成の一例を示す図である。 図７は、データシンボルとしてＱＰＳＫシンボルを用いた場合の固定シンボルの一例を示す図である。 図８は、実施の形態２の送信装置の機能構成例を示す図である。 図９は、実施の形態２の送信装置における処理データの一例を示す図である。 図１０は、実施の形態２の送信装置による帯域外漏洩抑圧効果を説明するための図である。 図１１は、実施の形態３の送信装置の機能構成例を示す図である。 図１２は、周波数領域でのパイロットシンボルの配置の一例を示す図である。 図１３は、時間領域のパイロット信号と周波数領域のパイロット信号の関係の一例を示す図である。 図１４は、シンボル修正部による修正後の本実施の形態のシンボル配置の一例を示す図である。 図１５は、フレーム内の全ブロックにパイロットシンボルが挿入される場合の実施の形態３のフレーム構成の一例を示す図である。 図１６は、パイロットシンボルを挿入するブロックと挿入しないブロックが混在する場合のフレーム構成の一例を示す図である。 図１７は、実施の形態４の送信装置の機能構成例を示す図である。 図１８は、実施の形態５の受信装置の機能構成例を示す図である。 図１９は、実施の形態６の送信装置の機能構成例を示す図である。 図２０は、実施の形態６のシンボル配置の一例を示す図である。 図２１は、６４ＱＡＭコンステレーションと同象限シンボルのマッピング領域を示す図である。 図２２は、６４ＱＡＭを用いた場合のブロックシンボルの一例を示す図である。 図２３は、６４ＱＡＭを用いた場合のブロックシンボルの一例を示す図である。 図２４は、実施の形態７の固定シンボルの配置例を示す図である。
　以下に、本発明にかかる送信装置、受信装置および通信システムの実施の形態を図面に基づいて詳細に説明する。なお、この実施の形態によりこの発明が限定されるものではない。
実施の形態１．
　図１は、本発明にかかる送信装置の実施の形態１の機能構成例を示す図である。図１に示すように、本実施の形態の送信装置は、データシンボル生成部１、固定シンボル配置部（シンボル配置部）２、ＣＰ挿入部３、補間部４および送信処理部５を備える。
　データシンボル生成部１は、データシンボル（例えば、ＰＳＫ（Phase　Shift　Keying）シンボル、ＱＡＭ（Quadrature　Amplitude　Modulation）シンボル等）を生成する。固定シンボル配置部２は、データシンボルに対して１個のあらかじめ定められた固定シンボル（固定信号）を所定位置に配置したブロックシンボルを生成する。ＣＰ挿入部３は、固定シンボル配置部２により生成されたブロックシンボルに対してＣＰ挿入を行う。補間部４は、ＣＰ挿入後のブロックシンボルに対して補間処理を実施する。送信処理部５は、補間処理部のブロックシンボルに対して送信フィルタ処理、アナログ信号変換処理等を実施し、ＳＣブロック信号（ブロック信号）として送信する。
　ここで、従来のＳＣブロック伝送について説明する。ＳＣブロック伝送では、ＳＣブロック間の位相および振幅が不連続となる。図２は、ＳＣブロック伝送を行う通信システムで用いられるフレーム構成の一例を示す図である。図２のｄk (n)は、ｎ番目のブロックのｋ番目のシンボルを示す。また、図２では、ＳＣブロックがＮb個のシンボルで構成され、１フレームがＮFＳＣブロックで構成される例を示している。図３は、従来のＳＣブロック伝送においてＳＣブロック間の位相および振幅が不連続となる一例を示す図である。図３の例では、ｋ番目のブロックとｋ＋１番目のブロックの間で帯域外スペクトルまたは帯域外漏洩が発生する。このような、帯域外スペクトルは隣接するチャネルの干渉となる。本実施の形態では、データシンボル間に固定シンボルを挿入し、固定シンボル挿入後にＣＰ挿入を実施することにより、帯域外スペクトルを低減させる。
　次に、本実施の形態の動作について説明する。以下、１シングルキャリアブロック（ＳＣブロック）のＣＰ挿入前のシンボル数（データシンボルと固定シンボルの合計のシンボル数）をＮ個として説明する。
　固定シンボル配置部２は、データシンボルに対して１個のあらかじめ定められた固定シンボル“Ａ”を所定位置に配置する。固定シンボルは、適用される通信システムの規定を満たすのであれば、どのようなシンボルを用いても良く、ＰＳＫシンボルやＱＡＭシンボルのようなシンボルでも良い。
　図４は、本実施の形態の固定シンボル配置例を示す図である。図４の例では、ブロックシンボル（１ブロックを構成するシンボル群）内のＮ－ＮCP＋１番目に固定シンボル“Ａ”が挿入される。ｄkは、１ブロック内のデータシンボルのうちｋ番目のデータシンボルを示す。
　図５は、ＣＰ挿入後のブロックシンボルの一例を示す図である。ＣＰ挿入部３は、ＣＰ挿入処理として、図５に示すように、固定シンボル挿入後のブロックシンボルの最後のＮCP個のシンボルをコピー（複製）し、ブロックシンボルの先頭に付加する。図６は、本実施の形態のフレーム構成の一例を示す図である。図６に示すように、フレーム内の各ブロックの同じ位置（Ｎ－ＮCP＋１番目）に固定シンボルが挿入される。このように、ＣＰ挿入部によりコピーされる領域の先頭（Ｎ－ＮCP＋１番目）のシンボルを固定シンボルとしておけば、ＣＰ挿入後にはブロックの先頭のシンボルは固定シンボルとなる。なお、ＮCP＝０の場合、図５におけるｄ0（ブロック内一番目のシンボル）を固定シンボルに設定する。
　図７は、データシンボルとしてＱＰＳＫシンボルを用いた場合の固定シンボルの一例を示す図である。データシンボルは、伝送する情報に応じて、図７の上に示したＱＰＳＫコンスタレーション（図ではコンステと略す）として示した４つの点のいずれかに割り当てられる。図７に示すように、１番目のシンボルとＮ－ＮCP＋１番目のシンボルが固定シンボルとなり１＋ｊに固定される。なお、図７は、一例であり、固定シンボルはＱＰＳＫシンボルに限定されず、固定シンボル値も１＋ｊに限定されない。なお、ＮCP＝０の場合、ＣＰ挿入部３はコピー処理を行わない。
　補間部４では、例えば、「B．Porat，“A　Course　in　Digital　Signal　Processing”，John　Wiley　and　Sons　Inc．，1997」（以下、Porat文献という）に記載されている信号補間式等を用いて、オーバーサンプリング処理（サンプリングレートを上げる、すなわちサンプリング間隔を細かくする処理）を行う。補間部４へ入力される時間領域信号に対し、１シンボルあたりのサンプリング点がＬ個となるようオーバーサンプリングを行う。すなわち、入力に対してサンプリングレートがＬ倍となるようオーバーサンプリングを行う。なお、オーバーサンプリングレートは、オーバーサンプリング後のサンプリングレートが入力のサンプリングレートの何倍であるかを示す値とする。
　具体的には、例えば、補間部４は、入力される時間領域信号を周波数領域信号に変換し、周波数領域信号に対してゼロを挿入するゼロ挿入処理を実施して、再び時間領域信号に変換する。このように、ゼロ挿入処理を用いてオーバーサンプリング処理を行うことができる。補間部４におけるオーバーサンプリング処理（補間処理）は、その他の補間方法を用いてもよい。一旦、周波数領域信号に変更することなく、補間（オーバーサンプリング）を行う方法でもよい。
　補間部４のオーバーサンプリング処理（補間処理）により、シンボル間に補間されたサンプル点が追加されるが、この際、ＳＣブロックの最後のサンプルと次のＳＣブロックの最初のサンプル（固定シンボル）の位相および振幅は滑らかに繋がるようにオーバーサンプリング処理を実施する。例えば、ＳＣブロックの最後のサンプル点の次に固定シンボルの点があるとして補間して、ＳＣブロックの最後のサンプル点の後に、補間点が追加されるようにする。オーバーサンプリングレートをＬとすると、補間部４の出力信号のサンプル数は（Ｎ＋ＮCP）×Ｌとなる。なお、本実施の形態において“固定シンボル”は位相および振幅が固定されているシンボルを示すが、特定の象限にあるシンボルを用いても良い。上記の処理がシングルキャリアブロックシンボル毎に行われる。オーバーサンプリングレートＬは整数である必要は無い。
　以上のように、本実施の形態では、固定シンボル配置部２が、ブロックごとに、データシンボルに対して、データＣＰ挿入部３によりコピーされる領域の先頭位置に固定シンボルを配置し、ＣＰ挿入部３が、固定シンボル挿入後のブロックシンボルに対してＣＰ挿入を行う。そして、補間部４がＣＰ挿入後のブロックシンボルにオーバーサンプリング処理を実施するようにした。このため、ブロック間の位相および振幅の連続性が保たれ、帯域外スペクトルを抑制することができる。
実施の形態２．
　図８は、本発明にかかる送信装置の実施の形態２の機能構成例を示す図である。図８では、実施の形態１の送信装置の補間部４の構成例を示している。本実施の形態では、図１の補間部４が、ＤＦＴ部（フーリエ変換部）４１、波形整形フィルタ４２およびオーバーサンプリング処理・ＩＤＦＴ（Inverse　ＤＦＴ）部（逆フーリエ変換部）４３で構成される例を示す。データシンボル生成部１、固定シンボル配置部２、ＣＰ挿入部３および送信処理部５は、実施の形態１と同様である。実施の形態１と同様の機能を有する構成要素は、実施の形態１と同一の符号を付して重複する説明を省略する。
　ＤＦＴ部４１は、（Ｎ＋ＮCP）ポイントＤＦＴ処理を実施して、入力される時間領域信号を周波数領域信号に変換する。波形整形フィルタ処理部４２は、周波数領域信号に対して所望の周波数領域以外の信号を除去するフィルタリング処理を行う。なお、このフィルタリング処理では、例えば、「T．　S．　Rappaport，“Wireless　Communications”，2nd　edition，Prentice　Hall　PTR，2002」（以下、Rappaport文献という）に記載されているナイキストフィルタリングなどの処理を用いることができる。フィルタリング処理はこれに限定されない。
　オーバーサンプリング処理・ＩＤＦＴ部４３は、フィルタリング処理後の周波数領域信号に対しゼロ挿入などによりサンプル数をＬ倍に増加させる（オーバーサンプリングレートＬに対応するサンプル数に増加させる）。その後、オーバーサンプリング処理・ＩＤＦＴ部４３は、周波数領域信号に対して、ＩＤＦＴ処理を実施して時間領域信号を生成する。波形整形フィルタ４２が信号のサンプル数を変えない場合、ＩＤＦＴ処理のサンプル数は、Ｌ・（Ｎ＋ＮCP）となる。なお、オーバーサンプリング処理・ＩＤＦＴ部４３の替わりに、オーバーサンプリング処理を行うオーバーサンプリング処理部と、ＩＤＦＴ処理を行うＩＤＦＴ部とを備えるようにしてもよい。なお、このようにＤＦＴ処理、ＩＤＦＴ処理を、低演算量を必要とするＩＦＦＴ（Inverse　Fast　Fourier　Transform）やＦＦＴなどを用いて実施するため、（Ｎ＋ＮCP）は２p（Ｐは１以上の整数）であることが望ましく、Ｌは整数であることが望ましい。波形整形フィルタ４２が信号のサンプル数を変える場合は、ＩＤＦＴ処理の入力となるサンプル数が２p’（Ｐ’は１以上の整数）であることが望ましい。
　なお、ＮAを総キャリア数とすると、本例ではＮA＝Ｎ＋ＮCPであるが、ＮA＞Ｎ＋ＮCPでもかまわない。この場合、波形整形フィルタ部がポイント数を変えないとし、si（０≦ｉ≦Ｎ＋ＮCP－１）を波形整形フィルタ部の出力、０（太字）1,Mを１×Ｍのゼロによって成り立つベクトル、ＮA－Ｎ－ＮCPを偶数とすると、オーバーサンプリング処理・ＩＤＦＴ部４３内で、siを以下の式（１）に示すように、ＮAキャリアにマッピングする。さらにｙ（太字）に対しゼロ挿入を行い、オーバーサンプリングを行う。この場合、オーバーサンプリング処理・ＩＤＦＴ部４３の出力サンプル数をＮA＊Ｌとしてもよい。なお、総キャリアへのマッピングはどのような処理を用いても良い。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000001
　図９は、本実施の形態の送信装置における処理データの一例を示す図である。図９では、ＢＰＳＫ（Binary　Phase　Shift　Keying）を用い、Ｌ＝２、Ｎ＝６、ＮCP＝２とし、固定シンボルとしてＡ＝１を５シンボル目に配置する例を示している。また、図９の例では、オーバーサンプリング処理としてゼロ挿入を用いた例を示している。図９では、表記の簡易化のため、小数第５位で四捨五入を行った。図９に示すように、５シンボル目に固定シンボルを配置することにより、オーバーサンプリング処理・ＩＤＦＴ部４３による処理後には、先頭と１３シンボル目に固定シンボルが挿入され、ＣＰ挿入部３から出力されるシンボル群の最後のシンボルの後に補間点となるシンボルが追加されていることがわかる。なお、本例におけるゼロ挿入手法は一例であり、周波数領域において信号に循環シフトを加えた後にゼロ挿入を行うなど、他のゼロ挿入手法を用いても良い。
　図１０は、本実施の形態の送信装置による帯域外漏洩抑圧効果を説明するための図である。図１０には、本実施の形態の上記の固定シンボルを用いた帯域外漏洩抑圧を実施した場合の送信信号１０１と、帯域外漏洩抑圧を実施しない場合の送信信号１０２とを示している。図１０では、所望帯域を中央部に示しており、所望帯域の両端に帯域外漏洩となる領域を示している。図１０に示すように、帯域外漏洩抑圧を実施した送信信号１０１は、帯域外漏洩抑圧を実施しない場合の送信信号１０２と比べて帯域外漏洩が約１６ｄＢ低減していることがわかる。本例においては、ＮA＝５１２、ＮCP＝１６、Ｎ＝４３４、オーバーサンプリングレートはＬ＝４とし、波形整形フィルタはRappaport文献に記載されている周波数領域ゼロロールオフフィルタを用い、周波数領域においてキャリアへのマッピングは、以下の式（２）に示すように行った。信号ｙ（太字）はオーバーサンプリング処理・ＩＤＦＴ部４３の入力値となる。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000002
　以上のように、本実施の形態では、ＤＦＴ部４１がＣＰ挿入後のブロックシンボルを周波数領域信号に変換した後に、オーバーサンプリング処理・ＩＤＦＴ部４３が、オーバーサンプリング処理を実施し、オーバーサンプリング処理後の信号をＩＤＦＴにより時間領域信号に変換するようにした。このため、実施の形態１で述べたように、ブロック間の位相および振幅の連続性が保たれ、帯域外スペクトルを抑制することができる。なお、ＮCP＝０の場合、図８におけるＣＰ挿入部３はコピー処理を行わず、固定シンボル配置部２においてｄ0（ブロック内の一番目のシンボル）を固定シンボルに設定する。
実施の形態３．
　図１１は、本発明にかかる送信装置の実施の形態３の機能構成例を示す図である。図１１では、実施の形態１の送信装置の補間部４の構成例を示している。本実施の形態の送信装置は、データシンボル生成部１、固定シンボル配置部２、ＣＰ挿入部３、シンボル修正部４０、ＤＦＴ部４１、波形整形フィルタ４２－１，４２－２、パイロット信号生成・ＣＰ処理部６、周波数領域多重部７、オーバーサンプリング処理・ＩＤＦＴ部４３および送信処理部５を備える。データシンボル生成部１、固定シンボル配置部２、ＣＰ挿入部３、ＤＦＴ部４１、オーバーサンプリング処理・ＩＤＦＴ部４３、送信処理部５は、実施の形態２と同様である。実施の形態２と同様の機能を有する構成要素は、実施の形態２と同一の符号を付して重複する説明を省略する。
　受信側で同期処理や伝送路推定を行うため、既知信号であるパイロット信号が用いられることがある。ブロック伝送においては、一般的にパイロット信号（パイロットシンボル）は周波数領域において配置される。本実施の形態では、このように、周波数領域においてパイロット信号が配置される例について説明する。
　パイロット信号生成・ＣＰ処理部６は、時間領域におけるパイロット信号と周波数領域におけるパイロット信号を生成して、周波数領域のパイロット信号を波形整形フィルタ４２－２へ入力し、時間領域におけるパイロット信号をシンボル修正部４０へ入力する。パイロット信号生成・ＣＰ処理部６は、時間領域のパイロットシンボルにＣＰ処理（ＣＰ挿入処理）を加えてもよい。また、パイロット信号生成・ＣＰ処理部６は、パイロット信号に対し正規化を行ってもよい。例えば、パイロット信号の時間領域信号をｑ0，ｑ1，…，ｑN-1とし、ＮCPをＣＰ長とすると、ＣＰ処理後にｑN-NCP，…，ｑN-1，ｑ1，ｑ0，ｑ1，…，ｑN-1（添え字では、ＮCPをNCPと表記）となる。ＣＰ処理を加える場合、パイロット信号生成・ＣＰ処理部６は、周波数領域のパイロット信号として、パイロット信号の時間領域信号にＣＰ挿入した信号に対してＤＦＴ処理を実施した信号を生成する。
　周波数領域のパイロット信号は多重用に用いられ、時間領域のパイロット信号は固定シンボル計算のため用いられる。周波数領域多重部７は、波形整形フィルタ４２－１経由で入力されるＤＦＴ部４１により周波数領域信号に変換されたデータシンボルと、波形整形フィルタ４２－２経由で入力される周波数領域のパイロット信号（パイロットシンボル）とを周波数領域で多重する。波形整形フィルタ４２－１，４２－２は、実施の形態２の波形整形フィルタ４２と同様である。波形整形フィルタ４２－１はＤＦＴ部４１からの出力に対し周波数領域における波形整形を行い、波形整形フィルタ４２－２は、周波数領域におけるパイロットシンボルに対して、波形整形を行う。なお、パイロット信号に関して特に制約はなく、どのような信号を用いてもよい。なお、時間領域のパイロット信号は、パイロット信号の周波数領域での配置位置に基づいて生成される。
　図１２は、周波数領域でのパイロットシンボルの配置の一例を示す図である。図１２では一例として、１ブロック内の総シンボル数（ＣＰ挿入後）をＮ’（＝Ｎ＋２ＮCP）個とし、１ブロック内のパイロットシンボル数ＮPをＮ’／２とし、１ブロック内の固定シンボルを含むデータシンボル数をＮ’／２個とした例を示している。図１２の例では、周波数領域でのパイロットシンボルｐ0，ｐ1，…，ｐN’/2-1を、固定シンボルを含むデータシンボルシンボルｓ0，ｓ1，…，ｓN’/2-1とを交互に配置している。なお、図１２は一例であり、パイロットシンボル配置およびブロックシンボル内のパイロットシンボルの個数に関する規制は無い。
　周波数領域多重部７により周波数領域にてパイロットシンボルと固定シンボルを含むデータシンボルとが多重されるため、ＩＤＦＴ出力（オーバーサンプリング処理・ＩＤＦＴ部４３からの出力）である時間領域信号において固定シンボルが“Ａ”となるように設定するには、時間領域のパイロット信号を考慮する必要がある。パイロット信号の時間領域信号をｑ0，ｑ1，ｑ2，…，ｑN/2-1とし、ｋ’を時間領域における固定シンボル挿入位置とし、ｂk’，ｃk’はＩＤＦＴ出力の所定位置のシンボルが“Ａ”となるような位相回転，振幅調整とすると、シンボル修正部４０は、固定シンボル配置部２が生成する固定シンボル“Ａ”を修正したＡk’を、Ａk’＝ｃk’Ａ－ｂk’ｑk’として求める。ｂk’およびｃk’の値は周波数領域におけるパイロット信号の挿入位置および固定シンボル配置位置によって決まる。
　具体例をここで示す。説明の簡易化のため、オーバーサンプリング処理が加わってない信号を用いる。また、ＣＰ挿入後のデータシンボル数ＮDをＮD＝Ｎ’／２とし、パイロットシンボル数ＮTをＮT＝Ｎ’／２とする。本例において、ＣＰ挿入済みのデータシンボルを、ｘ0，ｘ1，…，ｘND-1とする。周波数領域において配置されたパイロットシンボルｐ（太字）zを以下の式（３）とする。ＩＤＦＴ処理後の時間領域におけるパイロットシンボルｑ（太字）は以下の式（４）となる。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000003
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000004
　また、周波数領域に配置されたＤＦＴ処理が加わったデータ信号（ｘ0，ｘ1，…，ｘND-1）を以下の式（５）とし、定数ｂを正規化用定数とすると、ＩＤＦＴ処理後の時間領域におけるデータ信号ｔ（太字）は以下の式（６）となる。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000005
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000006
　周波数領域において多重されたパイロット信号およびＤＦＴ処理が加わったデータ信号は以下の式（７）となり、ＩＤＦＴ処理後の時間領域信号は以下の式（８）となる。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000007
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000008
　時間領域において、ｔ1,0をｔ1の１番目の要素とするとｔ1,0＝ｘ0であるので、ｙ0＝Ａのように、シンボル時間ｎ＝０において、固定信号“Ａ”と設定したい場合、データシンボルに以下の式（９）に示すようなシンボルを挿入すれば良い。なお、本例において、説明の簡易化のため、正規化用定数、位相回転の記載を省略した。周波数領域におけるシンボル配置によって、式（９）において位相回転および振幅調整の必要がある。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000009
　図１３は、時間領域のパイロット信号と周波数領域のパイロット信号の関係の一例を示す図である。図１３では、図１２に示した周波数領域におけるデータシンボルおよびパイロットシンボルの配置を前提としている。図１３に示すように、図１２に示した周波数配置において、データシンボル（固定シンボルを含む）の部分を０に置き換えた信号をＩＤＦＴ処理の入力としてＩＤＦＴ処理を行うことで、時間領域のパイロット信号を得られる。なお、図１３において、説明の簡略化のためオーバサンプル処理を行わない時間領域パイロット信号を示したが、周波数領域において、ゼロ挿入を行うなど、オーバーサンプリング処理が加わったパイロット信号を用いても良い。
　本実施の形態では、パイロットシンボルを周波数領域で挿入するため、固定シンボルの値はパイロットシンボルや固定シンボルの挿入位置によって変わるため、ブロックごとに上記の処理が行われる。ただし、パイロット信号や固定シンボルの挿入位置がブロック間で固定であれば、一度Ａk’を求めておき、以降は既に求めたＡk’を用いてもよい。図１４は、シンボル修正部４０による修正後の本実施の形態のシンボル配置の一例を示す図である。図１４では、１ブロック内のＣＰ挿入前の総シンボル数をＮ個とし、１ブロック内のパイロットシンボル数ＮPをＮ’／２としている。ブロック間の位相および振幅の連続性を保つため、固定シンボルに位相回転や振幅調整を与えたり、固定信号を足したりしても構わない。また、図１４に－ＮCP＋１番目とＮ／２－ＮCP＋１番目のシンボルが調整されるように記載されているが、－ＮCP＋１番目のシンボルのみ調整を行っても良い。
　図１５は、フレーム内の全ブロックにパイロットシンボルが挿入される場合の本実施の形態のフレーム構成（シンボル修正部４０による修正後の固定シンボルおよびデータシンボル）の一例を示す図である。図１５に示すように、ブロック間で固定シンボルの挿入位置が同じになるように、修正後の固定シンボルが挿入される。
　なお、実施の形態１はブロックシンボルがデータシンボルのみによって構成された実施例であり、実施の形態２はブロックシンボルがパイロットシンボルとデータシンボルによって構成された実施例であるが、時間領域において固定シンボルがブロックごとに同じ位置に配置されるように設定されるのであれば、２つの実施例を組み合わせたフレーム構成でも良い。この場合にも、帯域外スペクトル抑圧効果が得られる。図１６は、パイロットシンボルを挿入するブロックと挿入しないブロックが混在する場合のフレーム構成の一例を示す図である。図１６では、ｉ番目のブロックではパイロットシンボルを挿入しないため、実施の形態１と同様の処理が実施され、ｉ－１番目のブロックではパイロットシンボルを挿入するため、実施の形態１と同様の処理を実施する。
　以上のように本実施の形態では、パイロットシンボルを周波数領域で多重して送信する場合に、パイロット信号の配置位置に基づいて、パイロット信号が多重された後のＩＤＦＴ後の固定シンボルが所定の位置の所定の値となるように、シンボル修正部４０が固定シンボルを修正するようにした。このため、パイロット信号を多重する場合も、ブロック間の位相および振幅の連続性が保たれ、帯域外スペクトルを抑圧することができる。なお、本実施の形態においても、ＮCP＝０の場合ブロック内の一番目のデータシンボルを固定シンボルに設定し、時間領域におけるパイロットシンボルを用いてシンボル修正を行って良い。
実施の形態４．
　図１７は、本発明にかかる送信装置の実施の形態４の機能構成例を示す図である。本実施の形態の送信装置は、データシンボル生成部１、固定シンボル配置部２、ＣＰ挿入部３、シンボル修正部４０、補間部４、パイロット信号生成・ＣＰ処理部６１、時間領域多重部８および送信処理部５を備える。データシンボル生成部１、固定シンボル配置部２、ＣＰ挿入部３、補間部４、送信処理部５は、実施の形態１と同様である。シンボル修正部４０は、実施の形態２と同様である。実施の形態１または２と同様の機能を有する構成要素は、実施の形態１または２と同一の符号を付して重複する説明を省略する。
　実施の形態３では、周波数領域においてパイロット信号を多重する例を説明したが、本実施の形態では、時間領域においてパイロット信号を多重する。パイロット信号生成・ＣＰ処理部６１は、時間領域のパイロット信号を生成して、時間領域多重部８とシンボルシンボル修正部４０へ入力する。補間部４は、実施の形態１と同様に、時間領域のデータシンボル（固定シンボルを含む）を生成し、時間領域多重部８は、時間領域のデータシンボル（固定シンボルを含む）と時間領域のパイロット信号とを時間領域で多重する。時間領域の多重は、例えば、ｓkを時間領域におけるデータ信号、ｐkを時間領域におけるパイロット信号とすると、時間領域における多重は、多重後の信号をｙkとし、ｙk＝ｓk＋ｐkのように実施することができる。
　以上のように、本実施の形態では、パイロットシンボルを時間領域で多重して送信する場合に、シンボル修正部４０が固定シンボルを修正するようにした。このため、パイロット信号を時間領域で多重する場合も、ブロック間の位相および振幅の連続性が保たれ、帯域外スペクトルを抑圧することができる。
実施の形態５．
　図１８は、本発明にかかる受信装置の実施の形態５の機能構成例を示す図である。本実施の形態の受信装置は、実施の形態１～４で説明した送信装置により送信されたＳＣブロック信号を受信する。
　本実施の形態の受信装置では、受信・同期処理部１０が、受信信号（ＳＣブロック信号）に対してフレーム同期、周波数同期、シンボル同期などの同期処理を行う。ＣＰ除去部１１は、同期処理後の受信信号に対してＣＰ除去を行う。ＤＦＴ部１２は、ＣＰが除去された受信信号に対してＤＦＴ処理を行う。伝送路推定部１３は、ＤＦＴ処理後の信号に基づいて伝送路推定を行う。サンプリング・干渉除去処理部１４は、ＤＦＴ処理後の信号に対してダウンサンプリング処理を実施する。ＦＤＥ部（等化処理部）１５は、ダウンサンプリング後の信号と伝送路推定結果に基づいてＦＤＥ（Frequency　Domain　Equalizer：周波数領域等化）処理を行う。ＩＤＦＴ部１６は、ＦＤＥ処理後の信号に対してＩＤＦＴ処理を行う。固定シンボル除去・復調・復号部１７は、ＩＤＦＴ処理後の信号から固定シンボルを除去し、固定シンボル除去後の信号に対して復調・復号処理を行う。なお、図１８の構成例では、固定シンボル除去・復調・復号部１７が固定シンボルを除去と復調・復号処理を行うようにしたが、固定シンボルを除去する固定シンボル除去部と復調・復号処理を行う復調・復号部をそれぞれ備えるようにしてもよい。
　なお、実施の形態１～３で述べたように、送信側において、オーバーサンプリング処理はＤＦＴ処理が施されたＣＰを含む信号に対して行うので、ＣＰ成分がデータ領域に入る。したがって、必要であれば、受信側でＣＰ干渉除去を行う。たとえば、同期処理部１０において、ＣＰシンボルの値、および干渉値が推定出来るので、ＣＰ推定値をサンプリング・干渉除去処理部１４に与え、ＣＰ干渉除去を行うことは可能である。また、伝送路推定部１３においてＣＰ推定を行っても良い。
　以上のように、本実施の形態では、実施の形態１～３で説明した送信装置により送信されたＳＣブロック信号を受信する受信装置を示した。この受信装置では、ダウンサンプリング処理および固定シンボルの除去を行った後に、受信信号の復調・復号を実施する。これにより、固定シンボルが挿入されて補間処理されて送信された信号を復調・復号することができる。
実施の形態６．
　図１９は、本発明にかかる送信装置の実施の形態６の機能構成例を示す図である。本実施の形態の送信装置は、データシンボル生成部１、同象限マッピング部２１、ＣＰ挿入部３、ＤＦＴ部４１、波形整形フィルタ４２およびオーバーサンプリング処理・ＩＤＦＴ部４３および送信処理部５を備える。データシンボル生成部１、ＣＰ挿入部３、ＤＦＴ部４１、波形整形フィルタ４２、オーバーサンプリング処理・ＩＤＦＴ部４３および送信処理部５は、実施の形態２と同様である。実施の形態２と同様の機能を有する構成要素は、実施の形態２と同一の符号を付して重複する説明を省略する。
　実施の形態１～４では、固定シンボルを所定位置に配置する例を説明したが、本実施の形態では、固定シンボルではなく複素平面（ＩＱ平面）において同象限の信号点となるシンボル（以下、同象限シンボルという）を所定の位置に配置する。
　同象限マッピング部２１は、時間領域においてブロック内の所定の位置のシンボルが同象限シンボルとなるようにマッピングする。図２０は、本実施の形態のシンボル配置の一例を示す図である。シンボルＡ(i)はｉ番目のブロックの同象限シンボルを示す。例えば、Ａ(i-1)とＡ(i)は、同じとは限らないものの同一象限にマッピングされる。このように全て同一値となる固定シンボルではなく、同象限シンボルを用いることにより、同象限シンボルにデータビットを含めることが可能となり、データロスを最小限に留めることができる。
　図２１は、６４ＱＡＭコンステレーションと同象限シンボルのマッピング領域を示す図である。データシンボルとして６４ＱＡＭシンボルを用いる場合に、同象限シンボルを例えば右上の象限（図２１の点線で囲った領域）内の点にマッピングする。図２１の場合、ｉ番目のブロックの同象限シンボルであるシンボルＡ(i)を点線で示した領域内に配置すればよいため、同象限シンボルの上位の２ビットを“００”と固定し、残りの下位４ビットはデータビットとして用いることができる。そして、全てのブロックについて時間領域で所定の位置に配置される同象限シンボルの上位２ビットを“００”に固定し、下位４ビットは任意の値とする。なお、図２１の例では、同象限シンボルのマッピング領域を１つの象限内としたが、同一象限内のさらに狭い領域内に同象限シンボルをマッピングするようにしてもよい。
　またパイロットシンボルが挿入された場合でも、実施の形態２と同様に、Ａk (i)’を同象限シンボルとし、ｋ’を挿入位置とすると、Ａk (i)’＝ｃk’Ａ(i)－ｂk’ｑk’としてパイロット成分を考慮して、ＩＤＦＴ出力がＡ(i)となるよう、同象限シンボルを修正すれば良い。
　図２２、２３は、６４ＱＡＭを用いた場合のブロックシンボルの一例を示す図である。図２２は、Ｎ－ＮCP＋１のシンボルを同象限シンボルとし、同象限シンボルの上位２ビットを“０１”と固定し、全てのブロックに同処理を与えた例を示している。図２３は、Ｎ－ＮCP＋１のシンボルを同象限シンボルとし、同象限シンボルの上位４ビットを“０１００”と固定し、全てのブロックに同処理を与えた例を示している。図２２の例では１ブロックシンボルあたりのデータビット数は６Ｎ－２ビットとなり、図２３の例では１ブロックシンボルあたりのデータビット数は６Ｎ－４ビットとなる。
　なお、本実施の形態では、ＤＦＴを用いた補間を行う構成例を示したが、実施の形態１で述べたように、補間部４を用いる構成例にも固定シンボルの代わりに同象限シンボルを用いることができる。また、本実施の形態の送信装置から送信された信号を受信する受信装置は、実施の形態５で述べた受信装置の固定シンボル除去・復調・復号部１７において、固定シンボルの除去の代わりに同象限シンボルの固定ビットの除去を行うとともに、固定ビットを除去した残りをデータビットとして扱い、復号処理を実施する。
　以上のように、本実施の形態では、固定シンボルの代わりに同象限シンボルを配置するようにした。このため、固定シンボルを用いる場合に比べデータロスを低減することができる。
　また、以上の実施の形態では、ブロック伝送を行う例について説明したが、本発明はこれに限定されず有線を含むさまざまな方式の送信装置および受信装置に適用が可能である。また、固定シンボル、同象限シンボルの生成についてそれぞれ説明したが、上記説明した例に限定されず、例えば、複数の手法を組み合わせてもよい。また、送信装置および受信装置の構成は、各実施の形態で示された装置構成に限定されない。また、実施の形態において説明したオーバーサンプリング処理などに用いられる補間手法や送信処理手法は、ＳＣブロックシンボルにおいて、始めと最後のサンプルの連続性が保たれるのであれば、どのような手法を用いても良い。
実施の形態７．
　次に実施の形態７の送信装置について説明する。実施の形態１の図５で、ＮCP＝０の例について説明したが、本実施の形態では、ＮCP＝０の場合の拡張としてさらに帯域外スペクトルを抑制する固定シンボルの配置方法について説明する。
　図２４は、本実施の形態の固定シンボルの配置例を示す図である。図２４の例では、ＮCP＝０の場合に、帯域外スペクトルの抑圧効果を向上させるため、ブロック内の１番目のシンボルの周辺と最後のシンボルの周辺に固定シンボルを挿入する。図２４において、文字の書かれていない空白部分はデータシンボルを示し、Ｆiは固定シンボルを示す。本実施の形態では、１ブロックのＮシンボルのうちＮL＋ＮR＋１個を固定シンボルとする。ＮRは、１番目のシンボルから右側に配置される連続する固定シンボルの数を示す。ＮLは、最後のシンボルから左側に連続する固定シンボルの数である。本実施の形態では、このＮL＋ＮR＋１個の固定シンボルを固定シンボル系列と呼ぶこととする。図２４に示すように、固定シンボル系列を［Ｆ-NL，Ｆ-NL+1，Ｆ-NL+2，…，Ｆ-1，Ｆ0，Ｆ1，…，ＦNR］と表す。なお、下付き文字におけるNL，NRは、それぞれＮL，ＮRを示す。固定シンボル系列の各シンボルＦiの値に制約は無く、Ｆiのうち２つ以上が同じ値であってもよいし、固定シンボル系列をブロックシンボル内に配置後に、電力正規化が行われるのであれば、Ｆiをそれぞれ異なる値となるように設定しても良い。例えば、ＦiはＭ－ＰＳＫ（M-ary－Phase　Shift　Keying），Ｍ－ＱＡＭ（M-ary　Quadrature　Amplitude　Modulation）のようなシンボルを用いても良く、また、Ｆiのうちの数個をゼロに設定しても良い。また、「D.　C.　Chu，“Polyphase　Codes　With　Good　Periodic　Correlation　Properties”，IEEE　Transactions　on　Information　Theory，pp．531－532，July　1972」に記載されている系列を固定シンボル系列として用いても良い。
　スペクトル抑圧効果を得るためには、全ブロック内において、同じ固定シンボル系列を使い、同じ固定シンボルはブロック間で同じ位置に配置することになる。固定シンボル系列の配置方法は、次のようになる。固定シンボル系列のうちのＦ0が、ブロック内の１番目の位置に配置される。そして、これらの位置を基準に固定シンボル系列の順番が［Ｆ-NL，Ｆ-NL+1，Ｆ-NL+2，…，Ｆ-1，Ｆ0，Ｆ1，…，ＦNR］のシンボルが、順番の通りに相対的な順序を変えることなく配置されるように基準位置の左右に固定シンボルが配置される。具体的には、固定シンボル系列を基準位置（Ｆ0の位置）より左側のシンボル群（第１のシンボル群）と基準位置とそれより右側のシンボル群［Ｆ0，Ｆ1，…，ＦNR］（第２のシンボル群）に分ける。［Ｆ0，Ｆ1，…，ＦNR］は、ブロック内の１番目の位置から順に配置する。また、ＮCP＝０であるため、各ブロックの１番目のシンボルの前は、前のブロックの最後のシンボルとなる。したがって、各ブロックの最後の部分に、［Ｆ-NL，Ｆ-NL+1，Ｆ-NL+2，…，Ｆ-1］を配置することにより、これらのシンボル（［Ｆ-NL，Ｆ-NL+1，Ｆ-NL+2，…，Ｆ-1］）が基準位置（１番目のシンボル）の左側に配置されることになる。
　実施の形態１と同様に補間処理を行った場合、シンボル間に補間されたサンプル点が追加されるが、ＩＤＦＴ出力の循環性により、最後のシンボルの後に追加される補間点は、最後のシンボルＦ-1と最初（１番目）のシンボルＦ0との間を補間するような点となる。このため、ブロック間の位相および振幅の連続性を保つことができ、帯域外スペクトルを抑制することができる。また、ＮLおよびＮRを増やすことで、更なる帯域外スペクトル抑圧効果を得られる。
　また、本実施の形態では、固定シンボル系列が、各ブロック間で同一となるようにしたが、実施の形態６で述べたように各ブロック間で同象限シンボルとなるように構成してもよい。具体例として、例えば、図２１のような６４ＱＡＭ信号を用いる場合、シンボル番号Ｎのシンボルの最初の（上位の）ビットを“００”と固定し、シンボル番号１のシンボルの最初の２ビットを“０１”と固定、そして、シンボル番号２のシンボルの最初の２ビットを“１１”と固定すると、合計４×３＝１２ビットをデータビットとして用いることができる。また、実施の形態３、４で述べたようにパイロットシンボルを多重する場合に、本実施の形態の固定シンボル系列を用いてもよい。
　以上のように、本実施の形態では、ブロックシンボルの１番目を基準位置として、基準位置を中心として前後に各ブロックで同一の固定シンボル系列が配置されるようにした。このため、ブロック間の位相および振幅の連続性を保つことができ、帯域外スペクトルを抑制することができる。
　以上のように、本発明にかかる送信装置、受信装置および通信システムは、ＳＣブロック伝送を行う通信システムに有用である。
　１　データシンボル生成部、２　固定シンボル配置部、３　ＣＰ挿入部、４　補間部、５　送信処理部、６，６１　パイロット信号生成・ＣＰ処理部、７　周波数領域多重部、８　時間領域多重部、２１　同象限マッピング部、４０　シンボル修正部、４１　ＤＦＴ部、４２，４２－１，４２－２　波形整形フィルタ、４３　オーバーサンプリング処理・ＩＤＦＴ部、１０　受信・同期処理部、１１　ＣＰ除去部、１２　ＤＦＴ部、１３　伝送路推定部、１４　サンプリング・干渉除去処理部、１５　ＦＤＥ部、１６　ＩＤＦＴ部、１７　固定シンボル除去・復調・復号部。

Claims (15)

  1. 　複数のデータシンボルを含むブロック信号を送信する送信装置であって、
    　データシンボルを生成するデータシンボル生成部と、
    　複素平面において同象限の信号点となる同象限シンボルを、各ブロック信号内の所定の位置に１ブロックにつき１シンボル挿入するように、前記データシンボルおよび前記同象限シンボルを配置してブロックシンボルを生成するシンボル配置部と、
    　前記ブロックシンボルに対してCyclic　Prefixの挿入を行うＣＰ挿入部と、
    　ＣＰ挿入後の前記ブロックシンボルに対して補間処理を行う補間部と、
    　を備えることを特徴とする送信装置。
  2. 　データシンボルを生成するデータシンボル生成部と、
    　時間領域のパイロット信号を生成するパイロット信号生成部と、
    　複素平面において同象限の信号点となる同象限シンボルを、各ブロック信号内の所定の位置に１ブロックにつき１シンボル挿入するように、前記データシンボルおよび前記同象限シンボルを配置してブロックシンボルを生成するシンボル配置部と、
    　前記ブロックシンボルに対してCyclic　Prefixの挿入を行うＣＰ挿入部と、
    　ＣＰ挿入後の前記ブロックシンボル内の前記同象限シンボルを前記パイロット信号に基づいて修正して修正シンボルとするシンボル修正部と、
    　前記シンボル修正部により前記同象限シンボルが修正された後のＣＰ挿入後の前記ブロックシンボルに対して補間処理を行う補間部と、
    　前記パイロット信号と、前記補間処理後の信号とを多重する時間領域多重部と、
    　を備え、
    　前記シンボル修正部は、前記時間領域多重部による多重後の前記修正シンボルに対応する位置のシンボルの値が前記シンボル配置部により生成された前記同象限シンボルの値となるよう前記同象限シンボルを修正することを特徴とする送信装置。
  3. 　前記シンボル配置部は、前記同象限シンボルをCyclic　Prefixとしてコピーされるシンボルの先頭に配置し、
    　前記補間部は、前記ブロックシンボルの最後のシンボルとＣＰ挿入後の前記ブロックシンボルの先頭のシンボルとの間を補間した補間点が前記最後のシンボルの後ろに追加されるように前記補間処理を実施することを特徴とする請求項１または２に記載の送信装置。
  4. 　前記補間部は、
    　前記ブロックシンボルに対してフーリエ変換処理を行うフーリエ変換部と、
    　前記フーリエ変換処理後のデータに対してデータ点数を増加させるオーバーサンプリング処理を行うオーバーサンプリング処理部と、
    　前記オーバーサンプリング処理後のデータに対して逆フーリエ変換を行う逆フーリエ変換部と、
    　を備えることを特徴とする請求項３に記載の送信装置。
  5. 　複数のデータシンボルを含むブロック信号を送信する送信装置であって、
    　データシンボルを生成するデータシンボル生成部と、
    　周波数領域のパイロット信号と、前記パイロット信号の時間領域信号を生成するパイロット信号生成部と、
    　複素平面において同象限の信号点となる同象限シンボルを、各ブロック信号内の所定の位置に１ブロックにつき１シンボル挿入するように、前記データシンボルおよび前記同象限シンボルを配置してブロックシンボルを生成するシンボル配置部と、
    　前記ブロックシンボルに対してCyclic　Prefixの挿入を行うＣＰ挿入部と、
    　ＣＰ挿入後の前記ブロックシンボル内の前記同象限シンボルを前記時間領域信号に基づいて修正して修正シンボルとするシンボル修正部と、
    　前記シンボル修正部により前記同象限シンボルが修正された後のＣＰ挿入後の前記ブロックシンボルに対してフーリエ変換処理を行うフーリエ変換部と、
    　前記フーリエ変換処理後のデータと前記パイロット信号とを周波数領域上で多重した多重データを生成する周波数領域多重部と、
    　前記多重データに対してデータ点数を増加させるオーバーサンプリング処理を行うオーバーサンプリング処理部と、
    　前記オーバーサンプリング処理後のデータに対して逆フーリエ変換を行う逆フーリエ変換部と、
    　を備え、
    　前記シンボル修正部は、前記逆フーリエ変換後の前記修正シンボルに対応する位置のシンボルの値が前記シンボル配置部により生成された前記同象限シンボルの値となるよう前記同象限シンボルを修正することを特徴とする送信装置。
  6. 　前記シンボル配置部は、前記同象限シンボルをCyclic　Prefixとしてコピーされるシンボルの先頭に配置することを特徴とする請求項５に記載の送信装置。
  7. 　前記同象限シンボルとして位相および振幅が同一のシンボルを生成することを特徴とする請求項１から６のいずれか１つに記載の送信装置。
  8. 　前記同象限シンボルのうち一部のビットをデータビットとして用いることを特徴とする請求項１から６のいずれか１つに記載の送信装置。
  9. 　前記同象限シンボルのうち前記データビット以外のビットを固定の値とすることを特徴とする請求項８に記載の送信装置。
  10. 　フレーム内の全てのブロック信号に対して、ブロック信号内の同一位置に前記同象限シンボルが配置することを特徴とする請求項１から９のいずれか１つに記載の送信装置。
  11. 　前記同象限シンボルに対し、それぞれ位相回転、振幅調整のうち１つ以上を加えることを特徴とする請求項１から１０のいずれか１つに記載の送信装置。
  12. 　前記所定の位置を、前記ブロックシンボルの先頭とし、
    　前記シンボル配置部は、前記同象限シンボルを含む複数のシンボルにより構成されるシンボル系列を生成し、前記シンボル系列は、第１のシンボル位置より前の第１のシンボル群と前記第１のシンボル位置以降の第２のシンボル群とで構成され、前記ブロックシンボルの先頭が前記第２のシンボル群の先頭となるよう前記第２のシンボル群を配置し、前記ブロックシンボルの最後のシンボルが前記第１のシンボル群の最後のシンボルとなるよう前記第１のシンボル群を配置することを特徴とする請求項１から１１のいずれか１つに記載の送信装置。
  13. 　請求項７に記載の送信装置から送信された信号を受信信号として受信する受信装置であって、
    　前記受信信号からCyclic　Prefixを除去するＣＰ除去部と、
    　Cyclic　Prefix除去後の前記受信信号に対してＤＦＴ処理を行うＤＦＴ処理部と、
    　前記ＤＦＴ処理後の信号に対してダウンサンプリング処理を行うサンプリング処理部と、
    　前記ＤＦＴ処理後の信号に基づいて伝送路推定を行う伝送路推定部と、
    　前記伝送路推定の結果と前記ダウンサンプリング処理の信号とに基づいて等化処理を行う等化処理部と、
    　前記等化処理後の信号から所定位置に挿入されているデータシンボル以外のシンボルである固定シンボルを除去する固定シンボル除去部と、
    　前記固定シンボルが除去された後の信号に基づいて復調および復号を行う復調復号処理部と、
    　を備えることを特徴とする受信装置。
  14. 　請求項８に記載の送信装置から送信された信号を受信信号として受信する受信装置であって、
    　前記受信信号からCyclic　Prefixを除去するＣＰ除去部と、
    　Cyclic　Prefix除去後の前記受信信号に対してＤＦＴ処理を行うＤＦＴ処理部と、
    　前記ＤＦＴ処理後の信号に対してダウンサンプリング処理を行うサンプリング処理部と、
    　前記ＤＦＴ処理後の信号に基づいて伝送路推定を行う伝送路推定部と、
    　前記伝送路推定の結果と前記ダウンサンプリング処理の信号とに基づいて等化処理を行う等化処理部と、
    　前記等化処理後の信号のうち所定位置のデータシンボルに基づいて復調および復号を行い、一部のビットがデータビットとして用いられている所定位置の同象限シンボルについて前記同象限シンボルのデータビットに基づいて復調および復号を行う復調復号処理部と、
    　を備えることを特徴とする受信装置。
  15. 　請求項１から１２のいずれか１つに記載の送信装置と、
    　前記送信装置から送信された信号を受信する受信装置と、
    　を備えることを特徴とする通信システム。
PCT/JP2014/056211 2013-03-13 2014-03-10 送信装置、受信装置および通信システム WO2014142082A1 (ja)

Priority Applications (9)

Application Number Priority Date Filing Date Title
EP21197261.7A EP3985891B1 (en) 2013-03-13 2014-03-10 Transmission apparatus
EP19151284.7A EP3499752B1 (en) 2013-03-13 2014-03-10 Transmission apparatus, reception apparatus, and communication system
US14/773,975 US9917716B2 (en) 2013-03-13 2014-03-10 Transmission apparatus, reception apparatus, and communication system to insert symbols and cyclic prefix into a block signal
EP14762995.0A EP2975790B1 (en) 2013-03-13 2014-03-10 Transmission device, reception device and communication system
JP2015505470A JP5952487B2 (ja) 2013-03-13 2014-03-10 送信装置、受信装置および通信システム
EP20204540.7A EP3793109A1 (en) 2013-03-13 2014-03-10 Transmission apparatus for suppressing out-of-band interferences
CN201480013375.XA CN105009490B (zh) 2013-03-13 2014-03-10 发送装置、接收装置以及通信系统
US15/885,965 US10644920B2 (en) 2013-03-13 2018-02-01 Transmission apparatus, reception apparatus, and communication system
US16/832,988 US11290312B2 (en) 2013-03-13 2020-03-27 Transmission apparatus that transmits a block signal

Applications Claiming Priority (2)

Application Number Priority Date Filing Date Title
JP2013050930 2013-03-13
JP2013-050930 2013-03-13

Related Child Applications (2)

Application Number Title Priority Date Filing Date
US14/773,975 A-371-Of-International US9917716B2 (en) 2013-03-13 2014-03-10 Transmission apparatus, reception apparatus, and communication system to insert symbols and cyclic prefix into a block signal
US15/885,965 Division US10644920B2 (en) 2013-03-13 2018-02-01 Transmission apparatus, reception apparatus, and communication system

Publications (1)

Publication Number Publication Date
WO2014142082A1 true WO2014142082A1 (ja) 2014-09-18

Family

ID=51536738

Family Applications (1)

Application Number Title Priority Date Filing Date
PCT/JP2014/056211 WO2014142082A1 (ja) 2013-03-13 2014-03-10 送信装置、受信装置および通信システム

Country Status (5)

Country Link
US (3) US9917716B2 (ja)
EP (4) EP2975790B1 (ja)
JP (5) JP5952487B2 (ja)
CN (2) CN105009490B (ja)
WO (1) WO2014142082A1 (ja)

Cited By (2)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
WO2017085971A1 (ja) * 2015-11-19 2017-05-26 ソニー株式会社 装置、方法及びプログラム
JP2017157947A (ja) * 2016-02-29 2017-09-07 三菱電機株式会社 送信装置、受信装置および通信システム

Families Citing this family (10)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
US9749933B2 (en) * 2012-06-29 2017-08-29 Cable Television Laboratories, Inc. Dynamic network selection
CN105453462B (zh) * 2013-08-06 2018-04-03 三菱电机株式会社 发送装置、接收装置以及通信系统
US10454739B2 (en) * 2015-01-23 2019-10-22 Texas Instruments Incorporated Transmission scheme for SC-FDMA with two DFT-precoding stages
EP3326342B1 (en) * 2015-07-20 2019-09-25 Telefonaktiebolaget LM Ericsson (publ) Transceiver architecture that maintains legacy timing by inserting and removing cyclic prefix at legacy sampling rate
US20170181167A1 (en) * 2015-12-22 2017-06-22 Intel IP Corporation Long range low power transmitter operations
FR3056368B1 (fr) * 2016-09-21 2018-09-28 Commissariat A L'energie Atomique Et Aux Energies Alternatives Emetteur ofdm a filtrage par blocs et systeme d'emission/reception correspondant
EP3595251B1 (en) * 2017-03-09 2021-07-07 Mitsubishi Electric Corporation Transmitter apparatus, receiver apparatus, communication system and transmission method
EP3731477A4 (en) * 2018-01-31 2020-12-23 Mitsubishi Electric Corporation TRANSMISSION DEVICE, RECEPTION DEVICE AND TRANSMISSION PROCESS
EP3657748B1 (en) * 2018-11-20 2021-07-28 Mitsubishi Electric R&D Centre Europe B.V. Preamble symbol generator and method thereof for dft-spread-ofdm modulation
US20230396479A1 (en) * 2020-10-26 2023-12-07 Telefonaktiebolaget Lm Ericsson (Publ) Network node, and methods performed thereby for determining modulation symbols

Citations (8)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
JPH10308713A (ja) * 1997-05-02 1998-11-17 Sony Corp 受信装置および受信方法
JP2000269919A (ja) * 1999-03-16 2000-09-29 Matsushita Electric Ind Co Ltd Ｏｆｄｍ通信装置
JP2004201286A (ja) * 2002-12-04 2004-07-15 Matsushita Electric Ind Co Ltd データ送信方法とデータ受信方法およびそれらを用いた送信装置と受信装置
JP2008136055A (ja) * 2006-11-29 2008-06-12 Kyocera Corp 無線通信システム、無線通信装置及び無線通信方法
JP2008177693A (ja) * 2007-01-16 2008-07-31 Futaba Corp Ｏｆｄｍ方式通信システム及びｏｆｄｍ方式受信装置
WO2010055639A1 (ja) * 2008-11-13 2010-05-20 パナソニック株式会社 変調装置及び変調方法
JP2012209703A (ja) * 2011-03-29 2012-10-25 Fujitsu Semiconductor Ltd 送信機
JP2013201549A (ja) * 2012-03-23 2013-10-03 Fujitsu Semiconductor Ltd 送信器

Family Cites Families (43)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
JP2785804B2 (ja) * 1996-05-30 1998-08-13 日本電気株式会社 移動通信システム
US7106689B1 (en) * 1999-03-02 2006-09-12 Matsushita Electric Industrial Co., Ltd. OFDM transmission/reception apparatus
US7248559B2 (en) * 2001-10-17 2007-07-24 Nortel Networks Limited Scattered pilot pattern and channel estimation method for MIMO-OFDM systems
UA86190C2 (uk) * 2002-10-25 2009-04-10 Квелкомм Инкорпорейтед Регулювання швидкості замкненим контуром, яке призначене для багатоканальної системи зв'язку
US7543009B2 (en) * 2002-12-24 2009-06-02 Stmicroelectronics Belgium Nv Fractional fourier transform convolver arrangement
US7680213B2 (en) * 2004-04-14 2010-03-16 Nokia Corporation Generating higher order modulation using QPSK modulations
CN101091340A (zh) * 2004-12-28 2007-12-19 松下电器产业株式会社 无线通信装置和无线通信方法
EP1931070A1 (en) * 2005-10-28 2008-06-11 Matsushita Electric Industrial Co., Ltd. Transmitting device, receiving device, transmitting method, receiving method and wireless communication system
US20070102635A1 (en) * 2005-11-08 2007-05-10 Zeying Ma Methods and systems for identifying ink
TWI403113B (zh) * 2005-12-21 2013-07-21 Interdigital Tech Corp 正交分頻多工存取基礎系統／無線通訊系統中執行胞元搜尋的無線傳輸/接收單元及方法
JP2007329588A (ja) * 2006-06-06 2007-12-20 Fujitsu Ltd 送信機及び送信方法
US7948868B2 (en) * 2006-08-18 2011-05-24 Telefonaktiebolaget Lm Ericsson (Publ) Method and arrangement relating to the insertion of pilot tones in the frequency domain in SC-FDMA
KR100884556B1 (ko) * 2006-11-10 2009-02-19 한국전자통신연구원 단일 반송파 주파수 분할 다중 접속 시스템에서 개별 사용자 단말의 보호구간 확장을 위한 송신장치 및 방법
KR20080042680A (ko) * 2006-11-10 2008-05-15 한국전자통신연구원 직교주파수 분할 다중접속과 단일 반송파 주파수분할다중접속을 혼용하기 위한 파일럿 송신장치 및 그 방법
JP4416782B2 (ja) 2006-12-15 2010-02-17 キヤノン株式会社 画像処理装置、決定装置、変更装置、および画像処理方法
JP4342565B2 (ja) * 2007-03-08 2009-10-14 株式会社東芝 送信機および受信機
JP2008227586A (ja) * 2007-03-08 2008-09-25 Toshiba Corp 送信機および受信機
JP4728991B2 (ja) 2007-03-26 2011-07-20 日本電信電話株式会社 光線路監視方法、光線路監視システム、および光線路監視装置とそのプログラム
JP4466670B2 (ja) 2007-03-27 2010-05-26 パナソニック電工株式会社 データ伝送方法
US8213538B2 (en) * 2007-05-29 2012-07-03 Qualcomm Incorporated Methods and apparatus for improved utilization of air link resources in a wireless communications system
EP2890068B1 (en) * 2007-08-17 2016-12-14 Sun Patent Trust Radio communication device and radio communication method to receive reference signals
JP2008136255A (ja) 2008-03-06 2008-06-12 Ntt Electornics Corp ダイバーシチ受信装置および電子装置
CN100589571C (zh) 2008-05-08 2010-02-10 中兴通讯股份有限公司 一种由节目预览切换到正常节目的方法及装置
JP5158958B2 (ja) * 2008-07-31 2013-03-06 パナソニック株式会社 Ｏｆｄｍシンボル検出方法、ｏｆｄｍ受信装置、集積回路および回路モジュール
JP2010041687A (ja) * 2008-08-08 2010-02-18 Fujitsu Ltd 無線通信装置および無線通信制御方法
US8223906B2 (en) * 2008-08-23 2012-07-17 Redpine Signals, Inc. Interpolation IIR filter for OFDM baseband processing
US9608780B2 (en) * 2008-09-23 2017-03-28 Qualcomm Incorporated Transmit diversity for SC-FDMA
JP5703227B2 (ja) * 2008-10-22 2015-04-15 ゼットティーイー（ユーエスエー）インコーポレーテッド 逆方向リンク肯定応答シグナリング
JP5167097B2 (ja) * 2008-12-03 2013-03-21 株式会社エヌ・ティ・ティ・ドコモ 信号生成装置及び信号生成方法
US8331468B2 (en) * 2009-05-29 2012-12-11 Nokia Corporation Apparatus and method for inserting a cyclic postfix for a time-rotated symbol in a communication system
US8625710B2 (en) * 2010-02-18 2014-01-07 Qualcomm Incorporated Resource block mapping for cross-carrier assignments
US20130142177A1 (en) * 2010-06-02 2013-06-06 Nokia Corporation Method and apparatus for adjacent-channel emission limit depending on synchronization of interfered receiver
JP5648500B2 (ja) 2011-01-28 2015-01-07 富士通セミコンダクター株式会社 送信装置、送信方法、受信装置、及び受信方法
CA2770166C (en) * 2011-03-06 2015-04-21 Pcn Technology Inc. Systems and methods of data transmission and management
CN103004164B (zh) * 2011-05-18 2017-09-05 松下知识产权经营株式会社 接收装置、集成电路、接收方法及程序
US8634288B2 (en) * 2011-06-01 2014-01-21 Telefonaktiebolaget L M Ericsson (Publ) Symbol FFT RACH processing methods and devices
EP2777286B1 (en) * 2011-11-11 2017-01-04 GE Video Compression, LLC Effective wedgelet partition coding
EP4123947A1 (en) * 2013-01-16 2023-01-25 Interdigital Patent Holdings, Inc. Improved uplink spectrum efficiency
WO2014126132A1 (ja) * 2013-02-13 2014-08-21 日本電信電話株式会社 光伝送システム、位相補償方法、及び光受信装置
WO2014136726A1 (ja) 2013-03-04 2014-09-12 三菱電機株式会社 送信装置、受信装置および通信システム
GB2513634B (en) * 2013-05-02 2020-08-19 Cisco Tech Inc Power management in a cellular system
JP6026006B2 (ja) 2013-10-30 2016-11-16 三菱電機株式会社 送信装置、受信装置および通信システム
JP6199162B2 (ja) 2013-11-13 2017-09-20 株式会社日立国際電気 無線通信システム

Patent Citations (8)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
JPH10308713A (ja) * 1997-05-02 1998-11-17 Sony Corp 受信装置および受信方法
JP2000269919A (ja) * 1999-03-16 2000-09-29 Matsushita Electric Ind Co Ltd Ｏｆｄｍ通信装置
JP2004201286A (ja) * 2002-12-04 2004-07-15 Matsushita Electric Ind Co Ltd データ送信方法とデータ受信方法およびそれらを用いた送信装置と受信装置
JP2008136055A (ja) * 2006-11-29 2008-06-12 Kyocera Corp 無線通信システム、無線通信装置及び無線通信方法
JP2008177693A (ja) * 2007-01-16 2008-07-31 Futaba Corp Ｏｆｄｍ方式通信システム及びｏｆｄｍ方式受信装置
WO2010055639A1 (ja) * 2008-11-13 2010-05-20 パナソニック株式会社 変調装置及び変調方法
JP2012209703A (ja) * 2011-03-29 2012-10-25 Fujitsu Semiconductor Ltd 送信機
JP2013201549A (ja) * 2012-03-23 2013-10-03 Fujitsu Semiconductor Ltd 送信器

Non-Patent Citations (6)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Title
B. PORAT: "A Course in Digital Signal Processing", 1997, JOHN WILEY AND SONS INC.
D. C. CHU: "Polyphase Codes With Good Periodic Correlation Properties", IEEE TRANSACTIONS ON INFORMATION THEORY, July 1972 (1972-07-01), pages 531 - 532
FUMIHIRO HASEGAWA: "A Novel Out-Of-Band Power Suppression Method for SC-OFDM", PROCEEDINGS OF THE 2013 IEICE GENERAL CONFERENCE TSUSHIN 1, 5 March 2013 (2013-03-05), pages 537, B-5 - 127, XP008180944 *
FUMIHIRO HASEGAWA: "A Novel Out-of-Band Spectrum Suppression Method without Data Loss", IEICE TECHNICAL REPORT, vol. 113, no. 194, 22 August 2013 (2013-08-22), pages 57 - 62, XP008180947 *
J. A. C. BINGHAM: "Multicarrier Modulation for Data Transmission: An idea Whose Time Has Come", IEEE COMMUN. MAG., vol. 28, no. 5, May 1990 (1990-05-01), pages 5 - 14
N. BENVENUTO; R. DINIS; D. FALCONER; S. TOMASIN: "Single Carrier Modulation With Nonlinear Frequency Domain Equalization: An Idea Whose Time Has Come-Again", PROCEEDING OF THE IEEE, vol. 98, no. 1, January 2010 (2010-01-01), pages 69 - 96

Cited By (4)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
WO2017085971A1 (ja) * 2015-11-19 2017-05-26 ソニー株式会社 装置、方法及びプログラム
JPWO2017085971A1 (ja) * 2015-11-19 2018-09-06 ソニー株式会社 装置、方法及びプログラム
US10938608B2 (en) 2015-11-19 2021-03-02 Sony Corporation Apparatus and method
JP2017157947A (ja) * 2016-02-29 2017-09-07 三菱電機株式会社 送信装置、受信装置および通信システム

Also Published As

Publication number Publication date
JP2016184959A (ja) 2016-10-20
US20200228378A1 (en) 2020-07-16
US10644920B2 (en) 2020-05-05
EP3499752B1 (en) 2020-12-30
EP3793109A1 (en) 2021-03-17
EP2975790A4 (en) 2016-11-23
JP2018125855A (ja) 2018-08-09
CN108737316B (zh) 2021-04-23
US20160036615A1 (en) 2016-02-04
JP2020074630A (ja) 2020-05-14
US20180159712A1 (en) 2018-06-07
EP3985891B1 (en) 2023-05-31
EP2975790B1 (en) 2019-02-20
JP6300992B2 (ja) 2018-03-28
CN108737316A (zh) 2018-11-02
JP6162859B2 (ja) 2017-07-12
EP2975790A1 (en) 2016-01-20
CN105009490A (zh) 2015-10-28
JP5952487B2 (ja) 2016-07-13
US11290312B2 (en) 2022-03-29
US9917716B2 (en) 2018-03-13
EP3499752A1 (en) 2019-06-19
JP6657277B2 (ja) 2020-03-04
CN105009490B (zh) 2018-07-24
EP3985891A1 (en) 2022-04-20
JPWO2014142082A1 (ja) 2017-02-16
JP6918157B2 (ja) 2021-08-11
JP2017169239A (ja) 2017-09-21

Similar Documents

Publication Publication Date Title
JP6300992B2 (ja) 送信装置
JP5951107B2 (ja) 送信装置、受信装置および通信システム
JP6025987B2 (ja) 送信装置、受信装置および通信システム
JP2014526201A (ja) フィルタバンク・マルチキャリア・システムにおいてｐａｐｒを低減させるための方法および装置
JP6026006B2 (ja) 送信装置、受信装置および通信システム
US10848360B1 (en) Receiver for receiving discrete fourier transform-spread-OFDM with frequency domain precoding
WO2018130973A1 (en) Receiver for receiving discrete fourier transform-spread-ofdm with frequency domain precoding
WO2016031496A1 (ja) 送信装置、送信方法、受信装置、および受信方法

Legal Events

Date Code Title Description
121 Ep: the epo has been informed by wipo that ep was designated in this application

Ref document number: 14762995

Country of ref document: EP

Kind code of ref document: A1

ENP Entry into the national phase

Ref document number: 2015505470

Country of ref document: JP

Kind code of ref document: A

WWE Wipo information: entry into national phase

Ref document number: 14773975

Country of ref document: US

NENP Non-entry into the national phase

Ref country code: DE

WWE Wipo information: entry into national phase

Ref document number: 2014762995

Country of ref document: EP