JP5379373B2

JP5379373B2 - ノイズ電波の自動分離検出装置

Info

Publication number: JP5379373B2
Application number: JP2007299198A
Authority: JP
Inventors: 英樹熊谷; 卓熊谷
Original assignee: 英樹熊谷
Priority date: 2007-11-19
Filing date: 2007-11-19
Publication date: 2013-12-25
Anticipated expiration: 2027-11-19
Also published as: TW200925641A; WO2009066495A1; TWI367345B; EP2196826B1; EP2196826A1; JP2009122068A; US8249516B2; EP2196826A4; CN101828131B; ES2515169T3; US20120007671A1; CN101828131A

Description

本発明は自然界における活動に伴い発生したと思われる電磁波を検出する装置に関するものであり、特に地震発生の予兆と思われる電磁波の変化を検知可能な装置に関する。

地球の地殻を構成する各種のプレートの移動により、プレート間には複雑な応力が発生する。特にわが国は複数のプレートがせめぎ合う場所に位置しているため定期的に大規模な地震に見舞われることが、いわば運命づけられているといえる。このような観点から、地震の予知は極めて重要でありかつ急務であるが、残念ながら現在の科学水準では地震発生の時刻、場所等を特定する地震予知は殆ど不可能であるのが実情であることは、我々の良く知るところである。

地震予知或いは電磁波の観測による地震予知方法、或いは自然界の電磁波の観測方法等に関して、下記特許文献に示されるように幾つかの技術が提案されている。
特開昭６３−１８４０８８特開昭５４−１３３１７４実開平０３−０６００９４特許３１８８６０９このうち、特許文献１及び２に記載の発明はいずれも直接的に地震予知に関するものであり、特許文献１記載の発明は深井戸にアンテナを挿入して地中の電波を観測することにより地震の予知を行うとするものであり、特許文献２記載の発明は人工的に電波を発信し、受信側での受信状態の異常等により地震発生を予知するとするものであるが、不確定要素が多すぎて、実際には場所、時刻を特定した地震予知は事実上不可能であると考えざるを得ない。

更に特許文献３に記載の考案は、予知というよりも震源或いは地震以外の振動源の特定に主眼を置くものである。最後に特許文献４記載の発明は本願出願人等が先に開発し、特許を取得したものでり、例えばラジオ放送等の通信、放送手段として用いられる電磁波を測定対象とし、この測定対象の電磁波から自然界由来のノイズと思われるものを抽出し、例えばそのノイズの発生回数の変化等により地殻の異常等を推測するよう構成したものである。

本発明は上記特許文献４に記載の発明「電磁波のノイズ検知・解析装置」（以下「旧発明」とする）の改良に関するものである。
出願人らはこの旧発明により、自然界で発生する電磁波ノイズの自動分離検出システムを構成し、現在全国３６箇所の観測点に当該装置を設置してノイズの検知を行い、比較的良好な確率で地震予測を可能としている。

しかしながら、このシステムにおいて時に地震予兆としての電磁波ノイズを十分に捕らえたとは思われない場合が発生し、その原因を追求した結果、この旧発明の構成ではやや弱い自然界電磁波ノイズについてはそのすべてを確実に検出できているとは言えないことが判った。
ここで、ＡＭ変調された放送・通信等の存在する周波数帯の電磁波においては、ノイズを単純に受信波の振幅レベルでスレッシュホルドにより検出するよう構成されていると、ノイズが無く単に信号自体の振幅が大きい場合と、電磁波ノイズを受信した場合との区別が困難となってしまい、結果としてノイズ検知のデータの信頼性が低下してしまうことが判っていた。

以下前記旧発明の構成とその解決すべき課題を示す。
通常受信したＡＭラジオ波形は図１のように、高周波搬送波ＨＣを音声波である低周波信号ＳＶで変調することで、低周波エンベロープＳＬを有する変調済み高周波信号となり、この変調済み高周波信号が放送波ＳＨとして放送局ＢＣから発信される（図２も併せて参照）。

図２において、この放送波ＳＨが放送局ＢＣからラジオ受信機ＲＤまで伝播する途中で、地中の歪みストレス等による地下歪みエネルギーＱＥにより発生したと思われる電磁波ノイズＮＺがこの放送電波ＳＨに混入すると考えられている。

前記旧発明における電磁波ノイズ自動分離検出方式は、この電磁波ノイズＮＺを、放送信号の大小（或いはエンベロープの波形）の如何に係わらず分離検出しようとするもので、具体的には次のような構成になっている。
すなわち、図３のブロック図で示すとおり、受信したＡＭラジオ波ＳＨを高周波のまま増幅する第１の高周波増幅手段ＡＭＰ１と、一方でこの高周波の受信電波を検波・増幅し平滑化して情報信号とする情報信号再生用の第２の増幅手段ＡＭＰ２と、これら第１の高周波増幅手段の出力ＳＨと第２の情報信号再生用増幅手段の復調された出力ＳＶとを差動的に増幅することにより、前記情報伝達信号の大小に係わらず出力レベルを一定にする第３の高周波差動増幅手段ＡＭＰ３とを有し、当該情報伝達信号ＳＶ以外の高周波ノイズＮＺ（図１参照）を受信したとき、上記出力レベルの一定化機能が無効となることにより、高周波ノイズＮＺ''（図４参照）を検出できるように構成したものであった。

これを図４でより具体的に示すと、高周波のまま増幅して得た波形ＳＨ〔図４（Ａ）参照〕と、これを検波増幅し平滑化して得た低周波の情報信号波形図ＳＶ〔図４ｂ参照〕とを相互差し引きすることにより、図４（Ｂ）に示されるＮＺ' のように低周波側で僅かしか現れない高周波パルスノイズを図４（Ｃ）のＮＺ''のように際立たせて検出するものであった。しかし、この方式では放送波ＳＨに混入したすべてのパルスノイズを確実に捕らえることは出来ない。もちろん十分振幅の大きいパルスノイズは殆ど検出されると思われるが、小さいノイズはスレッシュホルドＴＨ等の設定条件によっては、検出不能となってしまう。

放送波ＳＨに混入する高周波自然界ノイズは、図５に示すように、常に搬送波のピークに近いところに乗るノイズ（符号ＮｚＡで示す）のようなものばかりとは限らない。むしろ、確率的には符号ＮｚＢで示すように搬送波のピーク以外の中腹や裾野の部分に乗る方が多いと思われる。

自然界ノイズが搬送波のピークに乗った場合と裾野に乗った場合とを拡大して図６に示す。
旧発明の電磁波のノイズ検知・解析装置においては、高周波ノイズの乗った放送波ＳＨについて、低周波エンベロープＳＬに相当する低周波信号との差をとって、それより突出したものを検出する方式であるために、例えば、図６のノイズＮｚＡのように高周波のピーク部に近い時刻に受信されたノイズは、低周波ＳＬと差し引きすることにより突出部分のみが残るのでこのノイズＮｚＡは検出される。

一方、搬送波の裾野部分に乗ったノイズでも、低周波エンベロープを超えるだけの振幅のものは検出可能であるが、図６のノイズＮｚＢのように、低周波エンベロープＳＬより振幅の小さいノイズは、低周波エンベロープＳＬに埋もれてしまい検出不可能であった。いわば、低周波波形と高周波波形の谷間部分との間（図６の斜線部分）に一種のノイズ不感帯が生じているようなものである。

本発明は上記旧発明の問題点を解決し、より効果的な自然界由来のノイズ抽出が行える装置を提供することを目的とする。
即ち、本発明は自然界由来と思われるノイズを容易に自動分離検出可能とするべく、ＡＭ変調の受信高周波波形を２系統に分離し、それぞれ独立の処理を施した後、両系統の波形を相互に差し引きすることで、信号波形以外の高周波ノイズの部分を際立たせて検出するものであり、ノイズの検出に低周波エンベロープを用いることなく高周波処理のみで行うこととし、上述のような" 不感帯" に相当する部分を無くしたものであり、高周波ノイズの発生時刻の如何にかかわらずノイズの自動分離・検出を可能とし、またノイズの振幅の大きさについても、理論的には極めて小さい振幅でも検出可能としたものである。

本発明の方式によれば、前記旧発明において電磁波ノイズ自動分離検出に用いた音声用低周波増幅を実施することなく、高周波増幅系のみでノイズ検出するので、高周波と平滑化低周波との周波数の差による不安定な位相変動を避けることができること、及び高周波・低周波間の振幅差に起因するノイズの検出不能部分の発生も生じないことにより、比較的微小なノイズであっても検知することが可能となり、ノイズの検出率が大幅に向上し、従ってきわめて高精度のノイズ分離検出が可能となる。

基本的に搬送波としての同調周波数部分について、低周波変調の大きさや波形の如何に係らず、これを完全に近い状態でキャンセルするものであり、必ずしもＡＭ変調領域に限らず、殆どすべての周波数帯域において本発明を有効に実施できるので、装置の設置地域、設置環境等に対応して最適な装置の設置が可能であり、かつまた同じ観測地点で複数の周波数帯域でのノイズを検出するなどの方法により自然界電磁波ノイズをより高精度で検出することが可能となる。

図１のように音声波ＳＶのような低周波変調をかけた高周波搬送波ＳＨ（放送波）に、図５或は図６に示すような高周波ノイズＮｚＢが混入していた場合を考える。
図７において、高周波搬送波ＳＨを周波数ＳＨへの同調回路ＴＵＮＥで受信し、その初段増幅回路ＡＭＰ１が出力したラジオ波信号を、例えばＡＭＰ２のような、反転出力を有する高周波増幅回路によって増幅し、正規出力側の出力信号ＳＨＳと反転出力側の出力信号ＳＨＲとを得て、これら出力信号ＳＨＳとＳＨＲのバランスを整えれば、ＳＨＳとＳＨＲとは、図８、図９に波形が示されるように完全に同一波形の上下反転したものを得ることができる。

この段階では、前記図８、図９に示されるとおり混入した高周波ノイズも符号ＮｚＢＳ、ＮｚＢＲで示されるように全く同一の波形が正負逆転しただけのものとなって表されることになる。

次にこれらを第２次増幅するがその際、同調周波数ＳＨに関する位相差を生じない条件で増幅する。ただし、片方の出力信号、例えば出力信号ＳＨＲだけは高周波領域のゲインがやや低い増幅手法を用いる。

より具体的には、一例として図１３に示す回路を構成し、出力信号ＳＨＳを比較的広帯域の高周波増幅ＡＭＰ３により、また出力信号ＳＨＲは高周波側振幅低減手段を講じたＡＭＰ４でそれぞれ第２次増幅を行う。この場合、ＡＭＰ４は高周波領域のゲインが小さいので、その出力ＳＨＲ−２は図１０に示されるように全体的に振幅が減少することが考えられるが、高周波ノイズＮｚＢは搬送波ＳＨよりさらに周波数が高いので、ノイズＮｚＢの振幅はより一層小さくなる（ＮｚＢＲ−２）。

他方の出力信号ＳＨＳは広帯域の増幅装置ＡＭＰ３によりそのまま増幅されるが、その振幅をＳＨＲ−２と同レベルに揃えるように全域にわたっての振幅調整手段を通して、出力される。その波形ＳＨＳ−２は図１１のようになっている（ＮｚＢＳ−２）。

このようしてＳＨＳ−２とＳＨＲ−２との出力レベル、すなわち振幅を揃えてから、図１３に示すように、もう一度両信号を加算増幅手段により相互加算するのである。なお、出力レベルの揃え方は、可変抵抗器などによって簡単に出来るが、前記の第２次増幅の際に、基本的にＳＨＳ側のゲインをＳＨＲ側より下げておく方法でも実行可能である。

図１２はこの両信号を相互加算した結果の一例を示している。つまり、図１０と図１１を加算した波形、具体的には（ＳＨＲ−２）＋（ＳＨＳ−２）の波形を示している。
上述の通り、搬送波すなわち同調周波数部分については、丁度、相互に反転した信号なので、基本的に加算結果は振幅ゼロとなる。しかし、その搬送波に乗っている高周波ノイズＮｚＢは、ＳＨＲ側の方が振幅が小さいので、明らかに差が残ることになる。

そこでこの差を図１２で示されるように、一定レベルのスレッシュホルド（閾値）ＴＨで検出すれば、搬送波波形のピーク部のノイズも、裾野部のノイズもその発生時刻（受信時刻）に関係なく、純粋に同一振幅のノイズは同一条件で検出できることになる（ＮｚＢ３）。

すなわち、本発明の方式によれば、旧発明の電磁波ノイズ自動分離検出に用いた音声用低周波増幅を用いることなく、高周波増幅系のみで作動するので、高周波と平滑化低周波との周波数の差による不安定な位相変動を避けることが出来ること、高周波・低周波間の振幅差による「不感帯」も生じないことなどの改善効果があり、きわめて高精度の分離検出が可能である。

当然理解されるごとく、本発明は、基本的に搬送波としての同調周波数部分について、低周波変調の大きさ・波形の如何に係らず、これを完全に近い状態でキャンセルするものであり、必ずしもＡＭ変調領域に限らず、殆どすべての帯域において有効である。
また、言うまでもなく図７の初段の同調回路「ＴＵＮＥ」、および初段の増幅回路「ＡＭＰ1 」については、説明上最も単純な形態の回路構成を示したに過ぎず、通常のラジオと同様のいろいろな高度の回路を用いることも差し支えない。

上記実施例１においては、
（１）同調周波数を高周波増幅して、これを２系統に分離すること、
（２）分離された２系統の出力波形それぞれを、周波数特性の異なる増幅装置で独立に増幅すること、（３）独立に増幅された２系統の出力の同調周波数についての振幅と位相を揃えること、（４）その後両信号を相互に差し引きすることで同調周波数部分について出力をゼロに近くすること、により信号の差引を、具体的には正負反転の逆位相信号を作ってこれらを加算する方法により実現している。
これに対して本実施例では、同位相の信号のままこれらを差動増幅で差し引きする方法を用いて実現するよう構成されている。

すなわち本実施例において、初段の同調増幅機構は前記実施例１と同じ図７で示される回路構成、またはその他のラジオ用同調・増幅回路と同様のものでよい。ただし本実施例では高周波増幅器ＡＭＰ２の正規出力、ＳＨＳのみを用いるためＡＭＰ２は反転出力を有する増幅機構である必要はない。つまり正規又は反転の何れか一つの出力があればよい。

前記出力ＳＨＳを図１４に示すようにＡＭＰ３、ＡＭＰ４の２系統の高周波増幅器へ供給する際、ＡＭＰ４は高周波側振幅低減手段を有するため、全体的に出力振幅が低減する。このためＡＭＰ4 の側には大きめの振幅で供給するように、入力振幅調整手段が用いられる。このようにしてＡＭＰ３とＡＭＰ４の出力を、基本同調周波数ＳＨＳについて殆ど同振幅にそろえて出力ＳＨＳ−Ａ、ＳＨＳ−Ｂを得た場合、図１５に示すとおりノイズ部分だけは、ＮｚＢＳ―Ａ、ＮｚＢＳ―Ｂのように大きさが異なったものとして現れる。

なお、ＡＭＰ３側の入力信号と、ＡＭＰ4 側の入力信号とは完全に同位相であるが、ＡＭＰ４にローパスフィルタなどの高周波側振幅低減手段を用いた場合には図１５に示すように基本同調周波数についての位相のずれＦＳを生じる場合がある。
この場合、位相ずれ修正せずに両信号を差動増幅すると、同１５図（Ｃ）に示すように相互キャンセルではなく同調周波数部分を却って増大させてしまう可能性がある。その場合は、図１４に示すようにＡＭＰ３またはＡＭＰ４の後に位相調整手段を設けて同位相とするよう構成することも有効である。即ち、図１５（Ａ）に示される位相修正済波形ＳＨＳ−Ａ’とＳＨＳ−Ｂとを差引すれば図１６に示すように搬送波部分の残留振幅が極めて小さくなる。位相ずれを例えば６°以内に修正すると、搬送波部分の残留振幅が、大略、元の振幅の１０％以下になるので、適切なスレッシュホルドＴＨを設定すればノイズを確実に検出することができる。

以上の結果、両系統の位相・振幅をそろえた入力信号ＳＨＳ―Ａ' 、ＳＨＳ―Ｂを図１４の差動増幅手段ＡＭＰ５に供給すれば、基本同調周波数部分は相互にキャンセルされて殆どゼロとなり、図１６に示すようにノイズ部分ＮｚＢ３だけが抽出されるので、これを閾値（スレッシュホルド）ＴＨを設定して検出・記録・計数など任意の情報処理が可能となる。なお、閾値を２段以上の複数設定してノイズ振幅の大きさによる分類・計数等も可能であり、また、ノイズ波形をディジタル処理用の一定のパルス状に整形することにより情報処理を容易にするなどの手法も考えられる。

なお、いずれか１系統の周波数特性を異ならせる手段としては、増幅機能素子の組み合わせにより高い周波数の部分の振幅を減少する方法もあるが、増幅機能素子自身の高周波領域特性の異なるものを用いる方法もある。例えばトランジスタの増幅率限界周波数とも言うべきトランジション周波数（利得帯域幅積）について、ＳＨＳ側にはトランジション周波数の高い素子を用いて広帯域の周波数に対応するようにし、ＳＨＲ側についてはトランジション周波数の低いものを用いることによって高周波側の振幅を低減させ、他の回路素子はできるだけ同一にして、ＳＨＳ側とＳＨＲ側との位相ずれを最小限にとどめる方法もある。

具体的な例を挙げれば、中波帯ＡＭ放送領域の低域で、基本同調周波数５００ｋＨｚをとったとして、トランジション周波数４００ＭＨｚの素子ＱＡと、５０ＭＨｚの素子ＱＢとを用い、何れも電流増幅率が１００であると仮定する。トランジション周波数は増幅率と使用周波数との積であるから、素子ＱＡの場合、周波数４０ＭＨｚでも増幅率が１０あるのに対し、素子ＱＢは４０ＭＨｚでは１．２５の増幅率しかないので、明らかに高周波特性が低下している。この場合、基本同調周波数５００ｋＨｚについては、いずれも増幅率１００を満足しているので基本同調周波数のキャンセルは問題なく行われるが、１０ＭＨｚでは増幅率４０と５、５０ＭＨｚでは増幅率８と１というように増幅率が異なるので、高周波ノイズについては相互キャンセルできずにこれら高周波ノイズが抽出されることは明らかである。

但し、上記のようにしても、僅かの位相ずれ等による小さな残留振幅が残る場合もある。この場合は元の基本同調周波数の受信振幅が仮に２倍になった場合には残留振幅も２倍になることになる。従って、スレッシュホルドＴＨのレベルは、残留振幅の大きさに応じて変動させることが有効である。
即ち図１７に示すようにＳＨＳ−Ａ’とＳＨＳ−Ｂとの差引を行う差動振幅手段ＡＭＰ５に残留振幅検出手段を加え、その値を敷居値設定・ノイズ検出手段に伝える。閾値設定・ノイズ検出手段においては単純な閾値設定手段のほかに、その閾値の基準レベルを適切に自動設定する閾値バイアス設定手段も設けるようにする。

上記閾値バイアス設定手段としては、標準的に選定した閾値に、残留振幅の波形を整流した値、またはその値に比例した値を加える方法が一般的であるが、整流前の波形や半波整流した波形、またはそれに比例した値を加える方法を用いても、結果としてのノイズ検出性能は大きくは変わらない。

上述の各実施例は、正規信号とその反転信号との相殺による高周波ノイズの自動分離検出方法であるが、本実施例は反転信号に代えて１８０°位相ずれを有する信号による同調周波数キャンセルによりノイズを検出するよう構成されている。

図１８において、本来の正規信号波形にノイズＮｚＢＳ−Ａが乗ったＳＨＳ−Ａに対し、このＳＨＳ−Ａを１８０°位相を遅らせたものがＳＨＳ−Ｂである。
位相のずれが高い周波数帯についても同一であるとすれば高周波ノイズＮｚＢＳも１８０°遅れるので、ＮｚＢＳ−Ｃの如くノイズ高周波波形でも１８０°遅れとなる。また、位相ずれが高周波成分では発生しないとすると、ＮｚＢＳ−ＤのようにＮｚＢＳ−Ａと同位相で残ることになる。仮に搬送波６００ＫＨｚ、高周波パルスノイズ６０ＭＨｚとおくと、１８０°の位相遅れで、搬送波の山の位置（時刻）は、０．８３３ｎｓ遅れる（ＳＨＳ−Ｂ）が、パルスノイズの山の位置（時刻）は、０．０００８３３ｎｓしか遅れないので、ＮｚＢＳ−Ｃのようになる。回路構成によっては、周波数によって位相遅れ特性が異なる場合が多く、高周波領域では、殆ど働かない回路の場合は、ＮｚＢＳ−Ｄのようになる。

ここでＳＨＳ−Ａと、その１８０°位相ずれのＳＨＳ−Ｂとをそのまま加算すると基本同調周波数についても殆どゼロ振幅となるが、ＮｚＢＳ−Ｃの場合はＮｚＢＳ−ＡとＮｚＢＳ−Ｃとが相殺されずにふたつ山になって残ることになり、ＮｚＢＳ−Ｄの場合は、ＮｚＢＳ−ＡにＮｚＢＳ−Ｄが加算されるので振幅が２倍のひとつ山のノイズ波形が現れることになる。即ち、いずれの場合もノイズは消去されずに残るので、ノイズは確実に検出されることになる。

一般には高周波ノイズ部分は１８０°位相ずれと、０°（位相ずれなし）との中間になることが多いので、ＮｚＢＳ−Ａの振幅よりも大きい合成波形となって残ることになる。従って、この方式によれば、基本同調周波数のキャンセルと共にノイズ波形の強調が行われることになり、自然界電磁場ノイズの自動分離検出には極めて有効な手段となるものである。

この実施例では、位相ずれは、両信号が相互に１８０°のずれであればよいので、どちらか一方を１８０°進めてもよく、またＳＨＳ−Ａを９０°進め、ＳＨＳ−Ｂを９０°遅らせても勿論実現可能である。

当然のことながら１８０°の位相ずれを発生させるためには、極めて多数の信号処理手法がある。ごく一例をあげれば図１９に示すように初段の受信信号ＳＨＳから分岐して得られた二つの信号ＳＨＳ−ＡとＳＨＳ−Ｂの何れかを、例えばハイパスフィルターを複数段通過させることによって可能となる。
位相ずれ発生後のＳＨＳ−Ｂ’は振幅も変化しているので、ＳＨＳ−Ａ側に振幅調整手段を設けてＳＨＳ−Ａ’の振幅がＳＨＳ−Ｂ’と一致するようにしてある。図２０は上記手段を実現するための具体的な回路構成の一例を示す。図中ＡＭＰ１２、ＡＭＰ１３が低周波側振幅低減手段、ＶＲ２が振幅調整手段である。

但し、基本同調周波数の波形が無変調であれば、相互に１８０°のずれを有するＳＨＳ−Ａ’とＳＨＳ−Ｂ’とを加算すれば完全に基本同調周波数部分はキャンセルできるが、ＡＭ変調をかけた波形の場合は、低周波エンベロープのずれによる差が幾らか残ることになる。

しかし、例えば６００ｋＨｚの搬送波を１０ｋＨｚで１００％変調したような悪条件の場合でも、その差によって生じる波形、即ち残留小振幅波形は基本同調周波数の振幅の５．３％以下でしかないため、ノイズの分離検出には殆ど影響を及ぼさない。
勿論、前記実施例２のとおり、キャンセル後の閾値設定ノイズ検出手段において、図１９のＡＭＰ１４以下に示すような残留振幅検出によるスレッシュホルドのバイアスの自動設定を設けることも有効である。

本発明は地震発生の前兆現象としての地下の歪みエネルギーが電磁波として放出されることによる自然由来の電磁波が所定の高周波の放送波に対してノイズとして作用した場合に、このノイズを検出することにより例えば地震発生を予測する等の手段として用いられるものであるが、ノイズはこのような自然由来のものでなく、人工的なノイズも検知可能であるため、ノイズ発生のパターン、発生時間等の特定によりノイズ発生源の特定等、一般的産業分野においても利用可能である。

搬送波を音声波で変調した放送波の模式図である。放送波に混入する自然界からの電磁波の混入状態を示す図である。発明者等が先に提案した電磁波のノイズ検知・解析装置の構成を示すブロック図である。図３の装置におけるノイズの検出状態を示す概念図である。放送波に高周波ノイズが乗った状態をを示す波形の概念図である。図５の拡大部分図である。本発明に係る装置を構成する回路の一構成例である。高周波ノイズが波形の裾野近くに乗った状態の搬送波の波形を示す図である。図８の波形を上下逆転した状態を示す図である。図９に示す波形を高周波感度を落として増幅した波形を示す。図８に示す波形の振幅を図１０に示す波形の場合と同レベルに落とした波形を示す図である。図１０と図１１に示す波形を加算した波形を示す図である。本発明の第１の実施例を構成する装置のブロック図である。本発明の第２の実施例を構成する装置のブロック図である。図８に示す波形の振幅を図１０示す波形と同レベルに落とした状態の波形と位相とのずれの関係を示す図である。図１５の上段の点線の波形から同図の中断の波形を差し引いた状態の波形を示す図である。図１４に示す回路構成に対して閾値バイアス設定手段を設けたブロック図である。第３の実施例を示す図であって、位相を１８０°ずらした状態の波形を示す図である。波形ＳＨＳ−Ｂの位相を１８０°ずらす装置のブロック図である。波形ＳＨＳ−Ｂの位相を１８０°ずらす装置の回路構成の一例を示す図である。

符号の説明

ＳＶ音声波
ＨＣ搬送波
ＮｚＡ搬送波のピーク近くに乗ったノイズ
ＮｚＢ搬送波の裾野近くに乗ったノイズ

Claims

特定の周波数の電波から抽出されたノイズ信号に対し、設定した閾値を超えた振幅のものを検出し、又は記録し、又は計数するものにおいて、受信した高周波電波を印加して相互に上下反転した位相を有する２系統の出力信号を得る双方向増幅手段と、当該双方向増幅手段により得られた２系統の信号の振幅を揃える振幅調整手段と、振幅調整後の両系統の信号を加算して合成出力信号を得る信号合成手段とを有し、信号合成手段は、当初の入力信号が低周波変調されているか否かに拘わらず相互に打消し合って振幅ゼロに近い出力となるよう構成され、前記２系統のうちいずれか１系統の周波数特性を、他方のそれと異ならせることにより、前記高周波電波より高周波側のノイズ電波を打消さずに残すことにより当該ノイズ電波を抽出するよう構成したことを特徴とするノイズ電波の自動分離検出装置。
特定の周波数の電波から抽出されたノイズ信号に対し、設定した閾値を超えた振幅のものを検出し、又は記録し、又は計数するものにおいて、受信した高周波電波を印加して高周波増幅する第１の増幅手段と、当該第１の増幅手段からの出力を同相のまま２系統の独立した出力信号に分離する出力分離機構と、出力分離機構から出力された２系統の出力の振幅を揃える振幅調整手段と、１系統を正入力、他の１系統を負入力にそれぞれ印加して増幅する差動増幅機構と、差動増幅後には当初の入力信号が低周波変調されているか否かに拘わらず相互に打消し合って振幅ゼロに近い出力となる信号再合成手段とを有し、前記２系統のうちいずれか１系統の周波数特性を、他方系統の周波数特性と異ならせることにより、基本入力信号波より高周波側のノイズ電波を打消さずに残すことを特徴とするノイズ電波の自動分離検出装置。
特定の周波数の電波から抽出されたノイズ信号に対し、設定した閾値を超えた振幅のものを検出し、又は記録し、又は計数するものにおいて、受信した高周波電波を印加して高周波増幅する第１の増幅手段と、当該第１の増幅手段からの出力を同相のまま２系統の独立した出力信号に分離する出力分離機構と、この出力分離機構から出力された２系統の出力の位相を相互に約１８０°異ならしめる位相処理手段と、両系統の振幅を揃える振幅調整手段と、位相処理及び振幅調整後の両系統の信号を加算する信号加算機構とを有し、位相の異なる両系統の信号を相互に加算することにより、当初の信号入力が低周波変調されているか否かにかかわらず相互に打ち消し合って振幅ゼロに近い出力となると共に、基本入力信号波より高周波側のノイズ電波を打消さずに残すことを特徴とするノイズ電波の自動分離検出装置。
２系統の信号のうち、何れかの系統の信号の周波数特性を他の系統の信号の周波数特性と異ならせることにより当該２系統の基本周波数における位相が相互にずれを生じた際にこのずれを修正するための位相修正手段を設けたことを特徴とする請求項１乃至３の何れかに記載のノイズ電波の自動分離検出装置。
２系統の信号のうち、何れか一方の系統の信号の周波数特性を他の系統の信号の周波数特性と異ならせる手段として、同質の増幅機能素子でかつトランジション周波数の異なるものを用いることにより、高周波領域の増幅率特性を異ならせるよう構成したことを特徴とする請求項１乃至４の何れかに記載のノイズ電波の自動分離検出装置。
２系統の信号を相互に打消しあって振幅ゼロに近い出力となるよう構成され、打消しあった後の残留振幅を検出する残留出力検出手段と、残留出力の値によって閾値のバイアスレベルを自動設定する閾値調整手段とを有することにより、残留振幅に見合った閾値設定を行うよう構成したことを特徴とする請求項１乃至５の何れかに記載のノイズ電波の自動分離検出装置。