JP4703135B2 - 送信機および送信制御方法 - Google Patents

Description

本発明は、無線通信に用いられる送信機および送信制御方法に関する。

マルチパス環境においても、符号間干渉の影響を受けずに受信可能な方式としてＯＦＤＭ(Orthogonal Frequency Division Multiplexing)伝送方式が注目されている。このＯＦＤＭ伝送方式で用いられる送信機の構成を、図１を参照して説明する。

送信機１は、情報ビットが入力されるシンボル生成部２と、シンボル生成部２と接続されたＳ／Ｐ（直列／並列）変換部３と、Ｓ／Ｐ変換部３と接続されたＩＦＦＴ(Inverse Fast Fourier Transform)部４と、ＩＦＦＴ部４と接続されたＰ／Ｓ（並列／直列）変換部５と、Ｐ／Ｓ変換部５と接続されたＧＩ付加部６と、ＧＩ付加部６と接続されたアンテナ７とを備える。

情報ビットがシンボル生成部２に入力されると、シンボル生成部２は、シングルキャリア伝送時と同様に、入力された情報ビット系列に対して、誤り訂正符号化、インタリーブ、シンボルマッピングなどを行い、送信シンボルを生成し、生成した送信シンボルをＳ／Ｐ変換部３に入力する。Ｓ／Ｐ変換部３は、入力された送信シンボルを直並列変換し、直並列変換した信号をＩＦＦＴ部４に入力する。ＩＦＦＴ部４は入力信号を直交したマルチキャリア信号に変換し、この信号をＰ／Ｓ変換部５に入力する。Ｐ／Ｓ変換部５は、入力信号を並直列変換し、この信号をＧＩ付加部６に入力する。ＧＩ付加部６はこの信号に対して、この信号の一部をコピーしたガードインターバルを挿入する。ガードインターバルが挿入された信号は、アンテナ７から送信される。
上述したＯＦＤＭ伝送を行う場合の問題として、ＯＦＤＭ変調された信号、すなわちＩＦＦＴ部４の出力信号に、平均振幅と比較して非常に大きい振幅値を有する信号が現れるＰＡＰＲ(Peak to Average Power Ratio)問題がある。

この問題は、マルチキャリア変調の特徴であり、個々に変調された多くのキャリアの信号成分がある時点において同位相で合成されると、その時点の信号に対する加算出力が非常に大きくなり、平均出力に対して大きなピークを持つようになる。生じ得る最大のピーク電力は平均電力に対して最大使用するサブキャリア数倍になる。

送信アンプでは、増幅器への入出力が線形となる領域が限られており、線形領域を超えた信号が入力された場合、出力波形が歪むことにより、伝送品質の劣化や、帯域外への電力輻射を増大させるなどの問題が生じる。また、この線形領域を広げると、増幅効率が低くなることが知られており、送信信号の振幅（電力）分布としては、平均値に比較して、高い振幅を持つサンプルが存在しないほうが好ましい。ＰＡＰＲ低減法として、ＰＴＳ法、巡回シフト法が提案されている。

次に、ピーク低減を行う場合の送信機の構成について、図２を参照して説明する。

この送信機は、図１を参照して説明した送信機を構成するＩＦＦＴ部４に代わりＰＴＳ法、巡回シフト法を適用した低ピークＩＦＦＴ部８を用いるものである（例えば、非特許文献１参照）。

低ピークＩＦＦＴ部８の構成について、例として２分割して逆フーリエ変換を行う場合について図３を参照して説明する。

低ピークＩＦＦＴ部８は、分割ＩＦＦＴ部８−１と、分割ＩＦＦＴ部８−１と接続されたピーク低減部８−２とを備える。ピーク低減部８−２は、分割ＩＦＦＴ部８−１と接続されたピーク低減処理部８−２１およびピーク低減処理部８−２２と、ピーク低減処理部８−２１、ピーク低減処理部８−２２および分割ＩＦＦＴ部８−１と接続されたピーク低減処理制御部８−２３と、ピーク低減処理部８−２１およびピーク低減処理部８−２２と接続された加算部８−２４とを備える。加算部８−２４は、ピーク低減処理部８−２１およびピーク低減処理部８−２２と接続された複数の加算器を備える。また、加算部８−２４の出力信号はＰ／Ｓ変換部５に入力される。

この方式では、分割ＩＦＦＴ部８−１は、入力される複数のサブキャリアを複数のグループ、例えばＮ_Ｇ個のグループ（Ｎ_Ｇは、２以上の整数）に分割して逆フーリエ変換（ＩＦＦＴ）を行う。分割ＩＦＦＴ部８−１の構成を、８ポイントの逆フーリエ変換を２つに分割して行う場合を例として、図４を参照して説明する。

分割ＩＦＦＴ部８−１は、第１ＩＦＦＴ部８−１１と第２ＩＦＦＴ部８−１２とを備える。例えば、ｆ（０）からｆ（３）に対応する時間信号を生成する場合、第１ＦＦＴ部８−１１のｆ（０）からｆ（３）に逆フーリエ変換を行いたい信号を入力し、ｆ（４）からｆ（７）に０を入力する。しかし、このような構成をとる場合、２つのＩＦＦＴ部、すなわち第１ＩＦＦＴ部８−１１および第２ＩＦＦＴ部８−１２を用いることからもわかるように、分割しない場合に比べ２倍の計算量がＩＦＦＴ処理において必要となる。

このように生成された２つのＩＦＦＴ部からの出力のうち、上段、すなわち第１ＩＦＦＴ部８−１１からは、サブキャリア０から３に対応する時間信号成分が、下段、すなわち第２ＩＦＦＴ部８−１２からは、サブキャリア４から７に対応する時間信号成分が出力する。通常のＩＦＦＴでは、上段の信号と下段の信号との同一時点を示す信号が加算される。

この巡回シフト法およびＰＴＳ法によるＰＡＰＲ低減を用いた方式では、ピーク低減処理部８−２１、８−２２において、これらの信号［Ｆ（０） Ｆ（１） ．．． Ｆ（Ｎ_{ＦＦＴ−１}）］を巡回シフトあるいは位相回転させ、その後、加算部８−２４において加算し出力する。ここで、Ｎ_ＦＦＴ（Ｎ_ＦＦＴはＮ_ＦＦＴ＞１の整数）は全フーリエ変換ポイント数である。ピーク低減処理制御部８−２３はこの巡回シフト量あるいは位相回転量を、出力信号におけるピークが低くなるように制御する。このようにすることにより、大きなピークの発生を抑える。

また、ＰＴＳ法または巡回シフト法を用いた場合は、位相回転量または巡回シフト量を制御情報として、受信機に伝送する必要があるが、これは、例えば、制御信号を用いる方法がある（例えば、非特許文献３、４参照）。
L.J and N.R.Sollenberger, "Peak-to-Average power ratio reduction of an OFDM signal using partial transmit sequences", IEEE Commun. Lett., vol.4, no.3, pp.86-88, March, 2000．） Seog Geun Kang, et. al. "A Novel subblock partition scheme for partial transmit sequence OFDM", IEEE Trans. on Broadcasting vol.45, no.3, pp.333-338. Sep. 1999 Wong Sai Ho et. al., "Peak-to-average power reduction using partial transmit sequence: a suboptimal approach based on dual layered phase sequencing", IEEE Trans. on Broadcasting, vol.49, no.2, pp.225-231, June 2003 A.D.S.Jayalath et. al., "Reduced complexity PTS and new phase sequences for SLM to reduce PAP of an OFDM signal", Proc, of IEEE VTC 2000, vol.3, pp.1194-1917

しかしながら、上述した背景技術には以下の問題がある。

複数のサブキャリアを複数のグループに分割してＩＦＦＴを行うと、ＩＦＦＴに必要な計算量が分割数倍に増加する問題がある。

また、入力されるシンボル数に応じて、ピーク低減処理の制御が複雑になるという問題がある。

そこで本発明においては、効果的に逆フーリエ変換処理およびピーク低減処理を行うことができる送信機および送信制御方法を提供することを目的としている。

本送信機は、
ＯＦＤＭ伝送方式で送信する送信機において、
複数の複素信号を並べ替え、２のべき乗のグループに分割するソート部と、
該ソート部により分割されたグループ毎に、各グループに含まれる複素信号を逆高速フーリエ変換する複数のＩＦＦＴ部と、
該ＩＦＦＴ部により逆高速フーリエ変換されたN（Nは２のべき乗）個の複素信号に応じて、ｎ番目の偶数次高調波成分を含む入力信号を、ｎ番目及び（ｎ＋Ｎ）番目の出力信号として出力する第１の倍数離散信号生成部と、
前記ＩＦＦＴ部により逆高速フーリエ変換されたN個の複素信号に応じて、ｎ番目の奇数次高調波成分を含む入力信号に対して異なる重みを乗算し、ｎ番目及び（ｎ＋Ｎ）番目の出力信号として出力する第２の倍数離散信号生成部と、
前記第１の倍数離散信号生成部及び第２の倍数離散信号生成部の出力信号に基づいて、ピーク低減処理を行うピーク低減部と
を備え、
前記ソート部は、Ｎ_ＦＦＴ（Ｎ_ＦＦＴは２のべき乗）個の複素信号をＮ_Ｇ個（Ｎ_Ｇは２のべき乗、Ｎ _Ｇ ≦Ｎ _ＦＦＴ ）のグループに分割する場合に、剰余演算子Ｍｏｄ（サブキャリア番号，（２^Ｘ））（Ｘは１からｌｏｇ_２（Ｎ_Ｇ）までの自然数）をＸ番目に優先するキー、サブキャリア番号をｌｏｇ_２（Ｎ_Ｇ）＋１番目に優先するキーとしてソートを行い、前記複数のＩＦＦＴ部のうちｌ番目（ｌは１からＮ _Ｇ までの整数）のＩＦＦＴ部のＮ_ＦＦＴ／Ｎ_Ｇポイントの入力端子に、該ソートが行われた（ｌ−１）Ｎ_ＦＦＴ／Ｎ_ＧからｌＮ_ＦＦＴ／Ｎ_Ｇ−１までの複素信号を入力する。

このようにすることにより、逆フーリエ変換に必要な処理量を削減することができ、分割数倍の演算量の増加を防止することができる。すなわち、少ない処理量でピーク低減処理を行うことができる。

さらに、前記第１の倍数離散信号生成部は、Ｎ個（Ｎは２のべき乗）の入力信号に対して２Ｎ個の信号を出力する際に、ｎ番目の入力信号をｎ番目とｎ＋Ｎ番目の出力信号とし、前記第２の倍数離散信号生成部は、Ｎ個の入力信号に対して２Ｎ個の信号を出力する際に、ｎ番目の入力信号に対してＷ_２Ｎ ^ｎ （Ｗ_２Ｎ ^ｎ＝ｅｘｐ（ｊ（２π／２Ｎ）ｎ））を重み付けしてｎ番目の出力信号とし、ｎ番目の入力信号に対してＷ_２Ｎ ^ｎ＋Ｎ （Ｗ_２Ｎ ^ｎ＋Ｎ＝ｅｘｐ（ｊ（２π／２Ｎ）（ｎ＋Ｎ）））を重み付けしてｎ＋Ｎ番目の出力信号とする。

さらに、複数の前記第１及び第２の倍数離散信号生成部と、
複数の前記ピーク低減部と
を備え、
前記第１及び第２の倍数離散信号生成部と前記ピーク低減部とが多段に構成されるようにしてもよい。
さらに、一部のサブキャリアを使用する、あるいは複数のユーザに対してグループ化したサブキャリアを割り当てる場合に、
前記ＩＦＦＴ部は、前記グループ単位で複素信号を逆高速フーリエ変換するようにしてもよい。

さらに、ピーク低減部は、前記第１の倍数離散信号生成部及び第２の倍数離散信号生成部からの出力信号が入力されない場合にインアクティブにするようにしてもよい。
さらに、ピーク低減部をインアクティブにする場合、より後段のピーク低減部からインアクティブにするようにしてもよい。

本送信制御方法は、
ＯＦＤＭ伝送方式で送信する送信機における送信制御方法において、
複数の複素信号を並べ替えるステップと、
前記並べ替えるステップにより並べ替えられた複素信号を２のべき乗のグループに分割するステップと、
前記分割するステップにより分割されたグループ毎に、各グループに含まれる複素信号を逆高速フーリエ変換するステップと、
前記逆高速フーリエ変換するステップにより逆高速フーリエ変換されたN（Nは２のべき乗）個の複素信号に応じて、ｎ番目の偶数次高調波成分を含む入力信号を、ｎ番目及び（ｎ＋Ｎ）番目の出力信号として出力する第１の倍数離散信号生成ステップと、
前記逆高速フーリエ変換するステップにより逆高速フーリエ変換されたN個の複素信号に応じて、ｎ番目の奇数次高調波成分を含む入力信号に対して異なる重みを乗算し、ｎ番目及び（ｎ＋Ｎ）番目の出力信号として出力する第２の倍数離散信号生成ステップと、
前記第１の倍数離散信号生成ステップ及び第２の倍数離散信号生成ステップによる出力信号に基づいて、ピーク低減処理を行うステップと
を有し、
前記複数の複素信号を並べ替えるステップでは、入力されたＮ_ＦＦＴ（Ｎ_ＦＦＴは２のべき乗）個の複素信号をＮ_Ｇ個（Ｎ_Ｇは２のべき乗、Ｎ _Ｇ ≦Ｎ _ＦＦＴ ）のグループに分割する場合に、剰余演算子Ｍｏｄ（サブキャリア番号，（２^Ｘ））（Ｘは１からｌｏｇ_２（Ｎ_Ｇ）までの自然数）をＸ番目に優先するキー、サブキャリア番号をｌｏｇ_２（Ｎ_Ｇ）＋１番目に優先するキーとしてソートを行い、前記逆高速フーリエ変換する複数のＩＦＦＴ部のうちｌ番目（ｌは１からＮ _Ｇ までの整数）のＩＦＦＴ部のＮ_ＦＦＴ／Ｎ_Ｇポイントの入力端子に、該ソートが行われた（ｌ−１）Ｎ_ＦＦＴ／Ｎ_ＧからｌＮ_ＦＦＴ／Ｎ_Ｇ−１までの複素信号を入力する。このようにすることにより、逆高速フーリエ変換に必要な処理量を削減することができ、分割数倍の演算量の増加を防止することができる。すなわち、少ない処理量でピーク低減処理を行うことができる。

本発明の実施例によれば、効果的に逆フーリエ変換処理およびピーク低減処理を行うことができる送信機および送信制御方法を実現できる。

次に、本発明の実施例について図面を参照して説明する。
なお、実施例を説明するための全図において、同一機能を有するものは同一符号を用い、繰り返しの説明は省略する。

本発明の実施例にかかる送信機について、図５を参照して説明する。

本実施例にかかる送信機１００は、情報ビットが入力されるシンボル生成部１０１と、シンボル生成部１０１と接続されたＳ／Ｐ（直列／並列）変換部１０２と、Ｓ／Ｐ変換部１０２と接続された低ピークＩＦＦＴ部１０３と、低ピークＩＦＦＴ部１０３と接続されたＰ／Ｓ（並列／直列）変換部１０４と、Ｐ／Ｓ変換部１０４と接続されたＧＩ付加部１０５と、ＧＩ付加部１０５と接続されたアンテナ１０６とを備える。

シンボル生成部１０１は、入力された情報ビットに対して、誤り訂正符号化、インタリーブ、シンボルマッピングなどを行うことにより送信シンボルを生成し、生成した送信シンボルをＳ／Ｐ変換部１０２に入力する。Ｓ／Ｐ変換部１０２は入力された送信シンボルを直並列変換し、直並列変換した信号を低ピークＩＦＦＴ部１０３に入力する。低ピークＩＦＦＴ部１０３は入力信号を複数のグループに分割して逆フーリエ変換を行い、ピーク低減処理を行い、Ｐ／Ｓ変換部１０４に入力する。Ｐ／Ｓ変換部１０４は入力信号を並直列変換し、並直列変換した信号をＧＩ付加部１０５に入力する。ＧＩ付加部１０５は入力信号に対して、この信号の一部をコピーしたガードインターバルを挿入する。ガードインターバルが挿入された信号は、アンテナ１０６から送信される。

次に、本実施例にかかる送信機１００における低ピークＩＦＦＴ部１０３について、図６を参照して説明する。本実施例にかかる送信機１００の低ピークＩＦＦＴ部１０３は、ソート部１０３−１と、ソート部１０３−１と接続された分割ＩＦＦＴ部１０３−２と、分割ＩＦＦＴ部１０３−２と接続された倍数離散信号生成部１０３−３と、倍数離散信号生成部１０３−３と接続されたピーク低減部１０３−４と、ピーク低減部１０３−４と接続された倍数離散信号生成部１０３−５と、倍数離散信号生成部１０３−５と接続されたピーク低減部１０３−６とを備える。

分割ＩＦＦＴ部１０３−２は、例えば４個のＩＦＦＴ部１０３−２１、１０３−２２、１０３−２３および１０３−２４を備え、倍数離散信号生成部１０３−３は、各ＩＦＦＴ部１０３−２１、１０３−２２、１０３−２３および１０３−２４とそれぞれ接続された例えば４個の倍数離散信号生成部、すなわち倍数離散信号生成部（偶数次高調波）１０３−３１、倍数離散信号生成部（奇数次高調波）１０３−３２、倍数離散信号生成部（偶数次高調波）１０３−３３および倍数離散信号生成部（奇数次高調波）１０３−３４を備え、ピーク低減部１０３−４は倍数離散信号生成部１０３−３１および１０３−３２、倍数離散信号生成部１０３−３３および１０３−３４とそれぞれ接続された例えば２個のピーク低減部１０３−４１、１０３−４２を備え、倍数離散信号生成部１０３−５はピーク低減部１０３−４１、１０３−４２とそれぞれ接続された例えば２個の倍数離散信号生成部すなわち倍数離散信号生成部（偶数次高調波）１０３−５１、倍数離散信号生成部（奇数次高調波）１０３−５２を備える。

ソート部１０３−１は、入力された複数の複素信号を並べ替え、複数のグループに分割する。具体的には剰余演算子Ｍｏｄ（サブキャリア番号、（Ｚ^Ｘ））（Ｚは２以上の整数、Ｘは１からｌｏｇ_ｚ（Ｎ_Ｇ）までの自然数）をＸ番目に優先するキーとし、サブキャリア番号をｌｏｇ_ｚ（Ｎ_Ｇ）＋１番目に優先するキーとして、昇順にソートを行い、ソート結果を各出力端子から出力する。

ここで、Ｎ_Ｇ（Ｎ_ＧはＺ（Ｚは２以上の整数）の整数乗）は入力された複数のサブキャリアを分割するグループの数、すなわちＩＦＦＴ部１０３−２に備えられるＩＦＦＴ部の数である。以下では、Ｚ＝２の場合について説明する。複数のＩＦＦＴ部のｎ番目（ｎは、ｎ＞０の整数）のＩＦＦＴ部はＮ_ＦＦＴ／Ｎ_Ｇポイントの入力端子を備え、これらの入力端子に（ｎ−１）Ｎ_ＦＦＴ／Ｎ_ＧからｎＮ_ＦＦＴ／Ｎ_Ｇ−１までの複素信号が入力される。

逆フーリエ変換処理を効率よく分割して行うためには、分割ＩＦＦＴ部１０３−２の構成により分割の仕方が制限されるため、このソート部１０３−１を適切に構成することによって、分割数に従い、逆フーリエ変換に必要な処理量を減少させることができ、分割数倍の演算量の増加を防止することができる。

次に、分割ＩＦＦＴ部１０３−２について、図７を参照して説明する。ここでは、例としてＩＦＦＴ部１０３−２１について説明する。ＩＦＦＴ部１０３−２２〜１０３−２４については、ＩＦＦＴ１０３−２１と同様の構成であるため説明を省略する。

ＩＦＦＴ１０３−２１は、ソート部１０３−２１１と演算部１０３−２１２とを備える。ソート部１０３−２１１は、複素信号を演算部１０３−２１２に入力する。演算部１０３−２１２は、入力された複素信号を逆フーリエ変換する。例えば、ＩＦＦＴ１０３−２１は、通常の４ポイントの逆フーリエ変換を行う。Ｗ_Ｎ ^ｎは回転因子を表し、Ｗ_Ｎ ^ｎ＝ｅｘｐ（ｊ（２π／Ｎ）ｎ）である。ｊは虚数単位を表す。ここでは、Ｎ＝４である。

ここで、ＩＦＦＴ部１０３−２１にもソート部１０３−２１１があるが、上述した低ピークＩＦＦＴ部１０３におけるソート部１０３−１の処理と、各ＩＦＦＴ部１０３−２１〜１０３−２４内部にあるソート部１０３−２１１の処理とを一括して行うソート部を備えるように構成することも可能である。このようにすることにより、より処理を効率的に行うことができる。

次に、倍数離散信号生成部１０３−３について、図８を参照して説明する。倍数離散信号生成部１０３−３は、複数のＩＦＦＴ部１０３−２１〜１０３−２４の出力信号から、指定されたサンプル数の離散信号を生成する。

倍数離散信号生成部１０３−３はＮ個の入力信号に対して２Ｎ個の出力信号を生成する。この場合ｎ番目の入力は、ｎとｎ＋Ｎ番目の出力信号として出力される。ここでは、入力が４ポイント、出力が８ポイントの場合について説明する。

倍数離散信号生成部１０３−３から偶数次高調波成分が出力される場合には、図８（ａ）に示すようにそのままｎ番目とｎ＋Ｎ番目の出力信号として出力する。

また、倍数離散信号生成部１０３−３から奇数次高調波成分が出力される場合には、図８（ｂ）に示すように、ｎ番目の入力信号に対してＷ_２Ｎ ^ｎを重み付けしてｎ番目の出力信号とし、ｎ番目の入力信号に対してＷ_２Ｎ ^ｎ＋Ｎを重み付けしてｎ＋Ｎ番目の出力信号とする。ここで、Ｗ_２Ｎ ^ｎは、Ｗ_２Ｎ ^ｎ＝ｅｘｐ（ｊ（２π／２Ｎ）ｎ）であり、Ｗ_２Ｎ ^ｎ＋Ｎは、Ｗ_２Ｎ ^ｎ＋Ｎ＝ｅｘｐ（ｊ（２π／２Ｎ）（ｎ＋Ｎ））である。このようにすることにより、重み付け処理を効率化できる。

例えば、倍数離散信号生成部（偶数次高調波）１０３−３１は、偶数次高調波成分を出力するため、入力が４ポイントである場合には、図８（ａ）に示すように、０番目の入力は０番目と４番目の出力信号として、１番目の入力は１番目と５番目の出力信号として、２番目の入力は２番目と６番目の出力信号として、３番目の入力は３番目と７番目の出力信号としてそのまま出力する。倍数離散信号生成部（偶数次高周波）１０３−３３の場合も同様である。

また、倍数離散信号生成部（奇数次高調波）１０３−３２は、奇数次高調波成分を出力するため、入力が４ポイントである場合には、図８（ｂ）に示すように、０番目の入力は０番目と４番目の出力信号として、０番目の出力にはＷ_２Ｎ ^０を重み付け４番目の出力にはＷ_２Ｎ ^４を重み付け出力する。

同様に、１番目から３番目の入力に対して、１番目から３番目、５番目から７番目の出力信号を生成する。倍数離散信号生成部（奇数次高周波）１０３−３４の場合も同様である。このように、通常の逆フーリエ変換処理を分割して行うようにすることにより分割数倍の演算量の増加を防止することができる。

次に、ピーク低減部１０３−４について説明する。ピーク低減部１０３−４１とピーク低減部１０３−４２は、図３を参照して説明したものと入力数が異なる場合があるが、同様の構成であるため、その説明を省略する。

倍数離散信号生成部１０３−５は、倍数離散信号生成部１０３−３と入力数が異なる場合があるが、同様の構成であるため、その説明を省略する。また、ピーク低減部１０３−６は、ピーク低減部１０３−４１および１０３−４２と入力数が異なるが同様の構成であるため、その説明を省略する。

本実施例においては、図９（ａ）に示すように分割ＩＦＦＴ部の後段をそのまま適用するような形で、倍数離散信号を生成する。一方、従来方式では、図９（ｂ）に示すように、分割ＩＦＦＴ部の出力からの信号に対して、各出力への重みを予め求めておき、一度の乗算で最終的な信号を生成する（例えば、非特許文献２参照）。

上記の説明から、本実施例では、グループ数を可変にする場合、倍数離散信号生成部では、（グループ数）倍の離散信号を生成する必要がある。この点に関して、従来方式では例えば４倍離散信号を生成する場合と８倍離散信号を生成する場合において係数が異なるため、想定される全ての離散信号に対応するウエイトを予め記憶しておく必要がある。一方、本実施例では、グループ数が変化した場合でも、用いられるウエイトが、図１０（ａ）に示すように分割ＩＦＦＴ部で用いられるか、図１０（ｂ）に示すように倍数離散信号生成部で用いられるかの違いのみで用いられるウエイトは同一となるため記憶するウエイト数を少なくすることができる。図１０（ｂ）において、同時に行わない処理を点線で示す。

また、本実施例では、倍数離散信号生成部とピーク低減部とを交互に配置する構成とすることにより、より少ない処理量でのピーク低減を実現することが可能となる。例えば、図６において、ピーク低減部１０３−４１への入力が８シンボル×２である場合には、ピーク低減部１０３−６への入力は１６シンボル×２となる。

ピーク低減部では、入力されるシンボルの数と決定するウエイトの数に応じて、ピーク低減処理、ピーク低減処理の制御が複雑になるので、一部のウエイトがより少ない入力数で決定できるため、本実施例では演算量を少なく抑えることができる。

また、ピーク低減処理の制御量に関しては、従来の構成を用いて、多段構成によりウエイトを決定する場合、ピーク低減部への入力の一部を観測して、ピーク低減処理方法を決定することにより、本実施例と同様なピーク低減処理の制御を行うことができる。

また、グループ数を可変にする方法として、一部のピーク低減部をinactive、すなわち巡回シフト、PTSによるウエイトの乗算を行わずに、加算のみを行うようにすることにより実現することができる。

上述した実施例では、入力されたサブキャリアを４分割してＩＦＦＴを行う例を示したが、分割数については２のＸ乗としてもよい。また、この制限内であれば、効率的に逆フーリエ変換を分割して行うことができる。

また、２段の分割ＩＦＦＴ部については、Ｎ_ＦＦＴ／４ポイントからＮ_ＦＦＴ／２ポイントへの変換時には入力信号が出力信号における奇数次高調波成分であり、Ｎ_ＦＦＴ／２ポイントからＮ_ＦＦＴポイントへの変換時共に入力信号が出力信号における偶数次高調波成分となる。

次に、本発明の第２の実施例にかかる送信機について説明する。

本実施例にかかる送信機１００の構成は図５を参照して説明したものと同様であるため、その説明を省略する。

本実施例にかかる送信機１００においては、ユーザに対して、一部の帯域を割り当てて通信を行う場合に、上述した実施例を適用することにより効率良く送信信号を生成する。

具体的には、各ＩＦＦＴ部に入力されるサブキャリアの組単位でユーザ帯域が割り当てられる。このようにサブキャリアを割り当てることにより、他の使わないサブキャリア成分に必要な処理を容易に削減することが可能となる。

割り当て法として本実施例に示したサブキャリアを割り当てる分割ＩＦＦＴ部について、図１２を参照して説明する。図１１は従来の割り当て方法を示す。図１１および図１２において、省略可能である演算を点線で示す。図１１によれば、省略できる演算数は少なく、また省略可能な演算が分散して存在するため、省略動作の制御を行いにくいことがわかる。

本実施例にかかる分割ＩＦＦＴ部１０３−２について図１２を参照して説明する。図１２によれば、省略可能な演算数が多いことに加え、省略可能な演算部が分散して存在していないため、動作を省略する場合の制御を行いやすくなる。例えば、分割ＩＦＦＴ部１０３−２２の動作を省略できる。

また、ピーク低減部は、割り当てるサブキャリアが入力されないピーク低減部のみをインアクティブにするようにしてもよい。このようにすることにより、割り当てないサブキャリアが入力されたピーク低減部の消費電力を削減できる。

また、ピーク低減部をインアクティブにする場合、より後段のピーク低減部からインアクティブにするようにしてもよい。このようにすることにより、より消費電力を削減できる。

また、周波数選択性フェ−ジングを考慮した場合、隣接するサブキャリア成分は相関が高いため、フェ−ジングによるチャネル利得の落ち込みも同様となるが、本実施例では、あるユーザに割り当てた帯域が、本割り当て法では占有帯域の様々な周波数成分を持つため、周波数ダイバーシチ効果を得やすい。

また、例えば、基地局が本実施例で示したユーザへの割り当てを用いて、同時に、上述した実施例に示したピーク抑圧法を用いた場合、すなわち、分割ＩＦＦＴ部１０３−２が各ユーザに割り当てるサブキャリアとピーク低減部１０３−４がピークの抑圧制御を行うサブキャリアのグループを同一にすることで、各ユーザはピーク抑圧処理による補正を行わずに、受信処理を行うことも可能となる。すなわち、受信機に対して、ピーク低減処理を認識させずに受信させることができる。

本発明を用いることにより、処理量をほぼ増加させずに分割してＩＦＦＴを行うことができる。このＩＦＦＴの分割法を用いることにより、送信機におけるピーク抑圧法を効率的に実現することを可能とし、また、複数のユーザで帯域を分割し各ユーザが一部のサブキャリアを使用して通信を行う場合には、少ない計算量で送信信号を生成することが可能となる。

また、図４を参照して説明したような構成とする場合と比較して、ピーク低減による受信特性の劣化がなく、同等なピーク低減能力を得ることができる。

本発明にかかる送信機および送信制御方法は、無線通信に適用できる。

ＯＦＤＭ送信機を説明するためのブロック図である。 ピーク低減を行うＯＦＤＭ送信機を説明するためのブロック図である。 低ピークＩＦＦＴ部を説明するためのブロック図である。 分割ＩＦＦＴ部を説明するためのブロック図である。 本発明の実施例にかかる送信機を説明するためのブロック図である。 本発明の第１の実施例にかかる送信機における低ピークＩＦＦＴ部を説明するための説明図である。 本発明の第１の実施例にかかる送信機における分割ＩＦＦＴ部を説明するための説明図である。 本発明の第１の実施例にかかる送信機における倍数離散信号生成部を説明するための説明図である。 送信機における分割ＩＦＦＴ部および倍数離散信号生成部を説明するためのブロック図である。 本発明の第１の実施例にかかる送信機における分割ＩＦＦＴ部および倍数離散信号生成部を説明するためのブロック図である。 低ピ―クＩＦＦＴ処理を説明するための説明図である。 本発明の第２の実施例にかかる送信機における低ピ―クＩＦＦＴ部の処理を説明するための説明図である。

符号の説明

１、１００ 送信機

Claims (7)

1. ＯＦＤＭ伝送方式で送信する送信機において、
   複数の複素信号を並べ替え、２のべき乗のグループに分割するソート部と、
   該ソート部により分割されたグループ毎に、各グループに含まれる複素信号を逆高速フーリエ変換する複数のＩＦＦＴ部と、
   該ＩＦＦＴ部により逆高速フーリエ変換されたN（Nは２のべき乗）個の複素信号に応じて、ｎ番目の偶数次高調波成分を含む入力信号を、ｎ番目及び（ｎ＋Ｎ）番目の出力信号として出力する第１の倍数離散信号生成部と、
   前記ＩＦＦＴ部により逆高速フーリエ変換されたN個の複素信号に応じて、ｎ番目の奇数次高調波成分を含む入力信号に対して異なる重みを乗算し、ｎ番目及び（ｎ＋Ｎ）番目の出力信号として出力する第２の倍数離散信号生成部と、
   前記第１の倍数離散信号生成部及び第２の倍数離散信号生成部の出力信号に基づいて、ピーク低減処理を行うピーク低減部と
   を備え、
   前記ソート部は、Ｎ_ＦＦＴ（Ｎ_ＦＦＴは２のべき乗）個の複素信号をＮ_Ｇ個（Ｎ_Ｇは２のべき乗、Ｎ_Ｇ≦Ｎ_ＦＦＴ）のグループに分割する場合に、剰余演算子Ｍｏｄ（サブキャリア番号，（２^Ｘ））（Ｘは１からｌｏｇ_２（Ｎ_Ｇ）までの自然数）をＸ番目に優先するキー、サブキャリア番号をｌｏｇ_２（Ｎ_Ｇ）＋１番目に優先するキーとしてソートを行い、前記複数のＩＦＦＴ部のうちｌ番目（ｌは１からＮ_Ｇまでの整数）のＩＦＦＴ部のＮ_ＦＦＴ／Ｎ_Ｇポイントの入力端子に、該ソートが行われた（ｌ−１）Ｎ_ＦＦＴ／Ｎ_ＧからｌＮ_ＦＦＴ／Ｎ_Ｇ−１までの複素信号を入力することを特徴とする送信機。
2. 請求項１に記載の送信機において、
   前記第１の倍数離散信号生成部は、Ｎ個（Ｎは２のべき乗）の入力信号に対して２Ｎ個の信号を出力する際に、ｎ番目の入力信号をｎ番目とｎ＋Ｎ番目の出力信号とし、
   前記第２の倍数離散信号生成部は、Ｎ個の入力信号に対して２Ｎ個の信号を出力する際に、ｎ番目の入力信号に対してＷ_２Ｎ ^ｎ （Ｗ_２Ｎ ^ｎ＝ｅｘｐ（ｊ（２π／２Ｎ）ｎ））を重み付けしてｎ番目の出力信号とし、ｎ番目の入力信号に対してＷ_２Ｎ ^ｎ＋Ｎ （Ｗ_２Ｎ ^ｎ＋Ｎ＝ｅｘｐ（ｊ（２π／２Ｎ）（ｎ＋Ｎ）））を重み付けしてｎ＋Ｎ番目の出力信号とする、ことを特徴とする送信機。
3. 請求項１又は２に記載の送信機において、
   複数の前記第１及び第２の倍数離散信号生成部と、
   複数の前記ピーク低減部と
   を備え、
   前記第１及び第２の倍数離散信号生成部と前記ピーク低減部とが多段に構成されることを特徴とする送信機。
4. 請求項１ないし３のいずれか１項に記載の送信機において、
   一部のサブキャリアを使用する、あるいは複数のユーザに対してグループ化したサブキャリアを割り当てる場合に、
   前記ＩＦＦＴ部は、前記グループ単位で複素信号を逆高速フーリエ変換することを特徴とする送信機。
5. 請求項４に記載の送信機において、
   前記ピーク低減部は、前記第１の倍数離散信号生成部及び第２の倍数離散信号生成部からの出力信号が入力されない場合にインアクティブにすることを特徴とする送信機。
6. 請求項５に記載の送信機において、
   前記ピーク低減部をインアクティブにする場合、より後段のピーク低減部からインアクティブにすることを特徴とする送信機。
7. ＯＦＤＭ伝送方式で送信する送信機における送信制御方法において、
   複数の複素信号を並べ替えるステップと、
   前記並べ替えるステップにより並べ替えられた複素信号を２のべき乗のグループに分割するステップと、
   前記分割するステップにより分割されたグループ毎に、各グループに含まれる複素信号を逆高速フーリエ変換するステップと、
   前記逆高速フーリエ変換するステップにより逆高速フーリエ変換されたN（Nは２のべき乗）個の複素信号に応じて、ｎ番目の偶数次高調波成分を含む入力信号を、ｎ番目及び（ｎ＋Ｎ）番目の出力信号として出力する第１の倍数離散信号生成ステップと、
   前記逆高速フーリエ変換するステップにより逆高速フーリエ変換されたN個の複素信号に応じて、ｎ番目の奇数次高調波成分を含む入力信号に対して異なる重みを乗算し、ｎ番目及び（ｎ＋Ｎ）番目の出力信号として出力する第２の倍数離散信号生成ステップと、
   前記第１の倍数離散信号生成ステップ及び第２の倍数離散信号生成ステップによる出力信号に基づいて、ピーク低減処理を行うステップと
   を有し、
   前記複数の複素信号を並べ替えるステップでは、入力されたＮ_ＦＦＴ（Ｎ_ＦＦＴは２のべき乗）個の複素信号をＮ_Ｇ個（Ｎ_Ｇは２のべき乗、Ｎ_Ｇ≦Ｎ_ＦＦＴ）のグループに分割する場合に、剰余演算子Ｍｏｄ（サブキャリア番号，（２^Ｘ））（Ｘは１からｌｏｇ_２（Ｎ_Ｇ）までの自然数）をＸ番目に優先するキー、サブキャリア番号をｌｏｇ_２（Ｎ_Ｇ）＋１番目に優先するキーとしてソートを行い、前記逆高速フーリエ変換する複数のＩＦＦＴ部のうちｌ番目（ｌは１からＮ_Ｇまでの整数）のＩＦＦＴ部のＮ_ＦＦＴ／Ｎ_Ｇポイントの入力端子に、該ソートが行われた（ｌ−１）Ｎ_ＦＦＴ／Ｎ_ＧからｌＮ_ＦＦＴ／Ｎ_Ｇ−１までの複素信号を入力することを特徴とする送信制御方法。

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