JP4918390B2

JP4918390B2 - 送信機

Info

Publication number: JP4918390B2
Application number: JP2007096015A
Authority: JP
Inventors: 宏二四本
Original assignee: Hitachi Kokusai Electric Inc
Current assignee: Hitachi Kokusai Electric Inc
Priority date: 2007-04-02
Filing date: 2007-04-02
Publication date: 2012-04-18
Anticipated expiration: 2027-04-02
Also published as: US20080240287A1; US8031803B2; JP2008258703A

Description

本発明は、送信機に関し、特に、ピーク信号を効果的に抑圧する送信機に関する。

例えば、無線通信システムでは、送信側の通信装置に設けられた送信機により信号を無線送信し、受信側の通信装置に設けられた受信機により当該信号を受信することが行われる。
図６には、送信機の構成例を示してある。なお、説明の便宜上から、後述する実施例で参照する図１に示されるのと同様な構成部については同一の符号を付してあるが、ここでは、本発明を不要に限定する意図は無い。

図６に示される送信機は、送信信号に対するリミッタ機能と、増幅器７に対する歪補償機能を有している。
増幅器７に対する歪補償については、従来から増幅器の非線形特性に起因して発生する歪は問題となっており、様々な歪補償の方法が提案されている。
ここでは、後述する実施例で参照する図１に示される構成とは異なる部分であるリミッタ４１及びローパスフィルタ（ＬＰＦ：ＬｏｗＰａｓｓＦｉｌｔｅｒ）４２について説明する。

リミッタ４１では、変調器１から乗算器２を介して入力された変調信号が遅延器５１により遅延させられてピーク抑圧フィルタ５３に入力されるとともに、当該変調信号がピーク判定器５２に入力される。ピーク判定器５２により当該変調信号のピークが判定されてその結果がピーク抑圧フィルタ５３へ通知され、ピーク抑圧フィルタ５３により当該通知内容に基づいて当該変調信号のピークが抑圧されてＬＰＦ４２へ出力される。そして、ＬＰＦ４２からの出力信号がＤ／Ａ（ＤｉｇｉｔａｌｔｏＡｎａｌｏｇ）変換器４及び遅延器１７へ出力される。

ここで、例えば、ＱＰＳＫ（ＱｕａｄｒａｔｕｒｅＰｈａｓｅＳｈｉｆｔＫｅｙｉｎｇ）方式やＣＤＭＡ（ＣｏｄｅＤｉｖｉｓｉｏｎＭｕｌｔｉｐｌｅＡｃｃｅｓｓ）方式といった非定包絡線のデジタル変復調方式では、図７に示されるようなピークが発生し、増幅器の歪が発生する要因になっている。
図７には、ピーク電力を有するキャリアの信号の一例を模式的に示してある。横軸は時間を表しており、縦軸は振幅（瞬時電力）を表している。
また、図７には、ピーク電力と平均電力を示してある。

このようなピークを抑える一つの方法として、ベースバンド帯や中間周波数（ＩＦ：ＩｎｔｅｒｍｅｄｉａｔｅＦｒｅｑｕｅｎｃｙ）帯でピーク成分を抑圧するリミッタを設ける方法があり、非定包絡線のデジタル変復調方式に対して活用されている。
しかしながら、近年の傾向では、増幅器の効率よりも周波数の利用効率が重要視されている。例えば、より広帯域のＣＤＭＡ方式や周波数効率の高いＯＦＤＭ（ＯｒｔｈｏｇｏｎａｌＦｒｅｑｕｅｎｃｙＤｉｖｉｓｉｏｎＭｕｌｔｉｐｌｅｘｉｎｇ）方式といったデジタル変復調方式に対しては、リミッタによる歪が影響し、特にＯＦＤＭ方式では周波数間干渉の発生が著しく無線特性を劣化させるため、リミッタの適用が困難になっている。この場合、ピークが抑圧されていない信号が増幅器に入力されるため、十分にバックオフをとった動作をさせる必要が生じ、増幅器の効率が著しく低くなってしまうという問題が起きている。

具体例として、第２世代のＰＤＣ（ＰｅｒｓｏｎａｌＤｉｇｉｔａｌＣｅｌｌｕｌａｒ）方式の携帯電話では、π／４ＱＰＳＫ変調方式が用いられ、約３ｄＢ程度のＰＡＰＲ（ＰｅａｋＡｖｅｒａｇｅＰｏｗｅｒＲａｔｉｏ）であるが、無線ＬＡＮ（ＬｏｃａｌＡｒｅａＮｅｔｗｏｒｋ）やデジタルＴＶに用いられるＯＦＤＭ変調波では、１０ｄＢを越えるピークが発生する。また、第３世代以降の携帯電話方式では、更に広帯域が使用されるため、よりＰＡＰＲが拡大することが予想される。

特開２００２−０４４０５４号公報

上述のように、送信機においては、大きいＰＡＰＲに対しても、周波数間干渉を発生させずにピーク抑圧が可能なリミッタが要求されている。
これに対して、従来のリミッタ方式を改善して、高いＰＡＰＲに対応する構成が検討等されている。例えば、図６に示されるリミッタ４１とＬＰＦ４２では、ピーク抑圧後にＬＰＦ４２により歪を除去するが、送信信号がＬＰＦ４２を通過することにより再度ピークが発生するため、リミッタ４１とＬＰＦ４２を繰り返して設けて動作（反復動作）させることで、動作を収束させる方法等が検討されている。
しかしながら、このようなリミッタ方式では、処理が煩雑になり過ぎて、実装が難しくなるという問題があった。

本発明は、このような従来の事情に鑑み為されたもので、ピーク信号を効果的に抑圧することができ、例えば、周波数間干渉を発生させずにピーク信号を抑圧することができる送信機を提供することを目的とする。

上記目的を達成するため、本発明に係る送信機では、次のような構成により、送信対象となる信号のピークを抑圧する。
すなわち、周波数領域取得手段が、前記送信対象となる信号について、周波数領域の信号を取得する。レベル制御手段が、前記周波数領域取得手段により取得される周波数領域の信号に対して、前記ピークを抑圧するためのレベル制御を行う。時間領域変換手段が、前記周波数領域の信号を前記レベル制御手段によりレベル制御が行われた時間領域の信号へ変換する。送信手段が、前記時間領域変換手段により変換された時間領域の信号を送信する。

従って、送信対象となる信号のピークを抑圧するためのレベル制御が周波数領域で行われるため、ピーク信号を効果的に抑圧することができ、例えば、周波数間干渉を発生させずにピーク信号を抑圧することができる。

ここで、通信（送信や受信）としては、無線通信が用いられてもよく、或いは、有線通信が用いられてもよい。
また、通信方式としては、種々な方式が用いられてもよい。
また、送信対象となる信号について周波数領域の信号を取得する態様としては、例えば、送信対象となる時間領域の信号を周波数領域の信号へ変換する態様が用いられてもよく、或いは、送信対象となる信号として初めから周波数領域の信号を生成するような態様が用いられてもよい。

また、周波数領域の信号に対して時間領域の信号のピークを抑圧するためのレベル制御を行う態様としては、種々な態様が用いられてもよく、例えば、ピーク時には周波数領域全体のレベルを低減させるような態様を用いることができる。
具体的には、例えば、周波数領域の信号のレベルを検出してそれが所定の閾値以下（又は、所定の閾値未満）となるようにレベル制御する態様を用いることができる。また、他の例として、時間領域の信号のレベルを検出して、ピークのレベルが所定の閾値以下（又は、所定の閾値未満）となるようにレベル制御する態様や、或いは、ＰＡＰＲを検出してそれが所定の閾値以下（又は、所定の閾値未満）となるようにレベル制御する態様を用いることも可能である。

また、周波数領域の信号を取得する処理と、周波数領域においてレベル制御を行う処理と、周波数領域の信号を時間領域の信号へ変換する処理の順序としては、例えば、それぞれの処理が別個に行われてもよく、或いは、周波数領域の信号を取得する処理においてレベル制御を行う態様が用いられてもよく、また、周波数領域の信号を時間領域の信号へ変換する処理においてレベル制御が行われる態様が用いられてもよい。

本発明に係る送信機では、一構成例として、次のような構成とした。
すなわち、前記周波数領域取得手段は、複数段のＦＦＴ（高速フーリエ変換）演算を行って、前記送信対象となる信号について時間領域の信号を周波数領域の信号へ変換することで、周波数領域の信号を取得する。前記時間領域変換手段は、複数段のＩＦＦＴ（逆高速フーリエ変換）演算を行って、前記周波数領域の信号を前記レベル制御手段によりレベル制御が行われた時間領域の信号へ変換する。前記レベル制御手段は、２段目以降の各段のＦＦＴ演算の前段の位置と各段のＩＦＦＴ演算の前段の位置のうちの１つ以上の位置で、処理対象となる信号の語長を制御することで、レベル制御を行う。

従って、ＦＦＴ演算の途中やＩＦＦＴ演算の途中で語長を制御することにより、ピーク信号を効果的に抑圧することができる。
ここで、ＦＦＴ演算の途中やＩＦＦＴ演算の途中で語長を制御する態様としては、種々な態様が用いられてもよく、例えば、有効語長が所定値以下（又は、所定値未満）となるように制御することで、最終的なＩＦＦＴ結果の語長が希望の語長となるようにする態様を用いることができる。
また、ＦＦＴ演算の段数とＩＦＦＴ演算の段数は、例えば、同じ段数となる。

以上説明したように、本発明に係る送信機によると、送信対象となる信号のピークを抑圧するためのレベル制御を周波数領域で行うようにしたため、例えば、周波数間干渉を発生させずに、ピーク信号を効果的に抑圧することができる。

本発明に係る実施例を図面を参照して説明する。
図１には、本発明の一実施例に係る送信機の構成例を示してある。
本例の送信機は、変調器１と、乗算器２と、リミッタ３と、Ｄ／Ａ（ＤｉｇｉｔａｌｔｏＡｎａｌｏｇ）変換器４と、バンドパスフィルタ（ＢＰＦ：ＢａｎｄＰａｓｓＦｉｌｔｅｒ）５と、乗算器６と、増幅器７と、方向性結合器８と、バンドパスフィルタ（ＢＰＦ）９と、デュプレクサ１０と、アンテナ１１と、発振器１２と、バンドパスフィルタ（ＢＰＦ）１３と、乗算器１４と、バンドパスフィルタ（ＢＰＦ）１５と、Ａ／Ｄ（ＡｎａｌｏｇｔｏＤｉｇｉｔａｌ）変換器１６と、遅延器１７と、加算器１８と、歪補償量算出部１９を備えている。

リミッタ３は、ＦＦＴ（ＦａｓｔＦｏｕｒｉｅｒＴｒａｎｓｆｏｒｍ）部２１と、ＤＡＧＣ（ＤｉｇｉｔａｌＡｕｔｏｍａｔｉｃＧａｉｎＣｏｎｔｒｏｌ）部２２と、ローパスフィルタ（ＬＰＦ：ＬｏｗＰａｓｓＦｉｌｔｅｒ）２３と、ＩＦＦＴ（ＩｎｖｅｒｓｅＦＦＴ）部２４を備えている。
本例の送信機は、送信信号に対するリミッタ機能（リミッタ３）と、増幅器７に対する歪補償機能（フィードバック系２、８、１３〜１９）を有している。

本例の送信機において行われる動作の一例を示す。
送信対象となるデータの信号が変調器１に入力される。
変調器１は、入力されたデータの信号を変調し、これにより得られた変調信号を乗算器２へ出力する。
乗算器２は、変調器１から入力された変調信号に対して歪補償量算出部１９から入力された歪補償係数信号を乗算し、その乗算結果の信号をＦＦＴ部２１へ出力する。

ＦＦＴ部２１は、乗算器２から入力された信号を高速フーリエ変換（ＦＦＴ）することで、時間領域の信号から周波数領域の信号へ変換し、その結果の信号をＤＡＧＣ部２２へ出力する。
ＤＡＧＣ部２２は、自動利得制御（ＡＧＣ）を行う機能を有しており、これにより、ＦＦＴ部２１から入力された信号についてそのレベル（本例では、振幅や電力）を調整し、その結果の信号をＬＰＦ２３へ出力する。
なお、ＤＡＧＣ部２２は、例えば、可変減衰器或いは可変増幅器を用いて構成することができる。

ＬＰＦ２３は、ＤＡＧＣ部２２から入力された信号をフィルタリングしてＩＦＦＴ部２４へ出力する。
ＩＦＦＴ部２４は、ＬＰＦ２３から入力された信号を逆高速フーリエ変換（ＩＦＦＴ）することで、周波数領域の信号から時間領域の信号へ変換し、その結果の信号をＤ／Ａ変換器４及び遅延器１７へ出力する。

Ｄ／Ａ変換器４は、ＩＦＦＴ部２４から入力された信号をデジタル信号からアナログ信号へ変換し、その結果の信号をＢＰＦ５へ出力する。
ＢＰＦ５は、Ｄ／Ａ変換器４から入力された信号をフィルタリングして乗算器６へ出力する。
乗算器６は、ＢＰＦ５から入力された信号と発振器１２から入力された信号とを乗算して、その結果の信号を増幅器７へ出力する。これにより、本例では、送信信号を周波数変換（アップコンバート）している。

増幅器７は、乗算器６から入力された信号を増幅して方向性結合器８へ出力する。
方向性結合器８は、増幅器７から入力された信号をＢＰＦ９へ出力するとともに、その信号の一部をＢＰＦ１３へ出力する。
ＢＰＦ９は、方向性結合器８から入力された信号をフィルタリングしてデュプレクサ１０へ出力する。

デュプレクサ１０は、ＢＰＦ９から入力された信号（送信信号）をアンテナ１１へ出力し、アンテナ１１から入力された信号（受信信号）を受信系へ出力する。
なお、本例では、受信系（受信機）については詳しい説明は省略する。
アンテナ１１は、デュプレクサ１０から入力された信号（送信信号）を無線により送信し、無線により受信した信号（受信信号）をデュプレクサ１０へ出力する。

発振器１２は、所定の周波数の信号を発振して、その信号を乗算器６及び乗算器１４へ出力する。
ＢＰＦ１３は、方向性結合器８から入力された信号をフィルタリングして乗算器１４へ出力する。
乗算器１４は、ＢＰＦ１３から入力された信号と発振器１２から入力された信号とを乗算して、その結果の信号をＢＰＦ１５へ出力する。これにより、本例では、フィードバック信号を周波数変換（ダウンコンバート）している。

ＢＰＦ１５は、乗算器１４から入力された信号をフィルタリングしてＡ／Ｄ変換器１６へ出力する。
Ａ／Ｄ変換器１６は、ＢＰＦ１５から入力された信号をアナログ信号からデジタル信号へ変換して加算器１８へ出力する。
遅延器１７は、ＩＦＦＴ部２４から入力された信号を遅延させて加算器１８へ出力する。なお、この遅延時間は、フィードバック系の処理時間との調整を行うものである。

加算器１８は、Ａ／Ｄ変換器１６から入力された信号（フィードバック信号）から、遅延器１７から入力された信号（送信信号）を減算（逆相で加算）し、その結果の信号を歪補償算出部１９へ出力する。
歪補償量算出部１９は、加算器１８から入力された信号に基づいて歪補償量を算出し、その結果に基づく歪補償を行うための歪補償係数信号を乗算器２へ出力する。

本例のリミッタ機能について詳しく説明する。
本例のリミッタ３では、時間領域の信号を周波数領域の信号へ変換するＦＦＴ演算を行う機能（ＦＦＴ部２１）や、その逆変換であるＩＦＦＴ演算を行う機能（ＩＦＦＴ部２４）を備えている。これらの機能は、例えば、ＤＳＰ（ＤｉｇｉｔａｌＳｉｇｎａｌＰｒｏｃｅｓｓｏｒ）やＦＰＧＡ（ＦｉｅｌｄＰｒｏｇｒａｍｍａｂｌｅＧａｔｅＡｒｒａｙ）などのように、デジタル演算が可能なデバイスを用いて実現することができる。
なお、ＯＦＤＭ方式のように、通信システムにＩＦＦＴ演算機能が組み込まれているような送信機では、例えば、ＦＦＴ演算機能（ＦＦＴ部２１）が用いられない構成とされてもよい。

図２（ａ）、（ｂ）には、時間領域におけるピーク信号と周波数領域におけるピーク信号との関係を模式的に示してある。
図２（ａ）には、時間領域におけるピーク信号の一例を示してある。横軸は時間を表しており、縦軸は振幅（或いは、電力レベル）を表している。
図２（ｂ）には、周波数領域におけるピーク信号の一例を示してある。横軸は周波数を表しており、縦軸は振幅（或いは、電力レベル）を表している。
図２（ａ）、（ｂ）に示されるように、時間領域でのピーク信号は、周波数領域では領域全体に拡散される。

すなわち、時間領域と周波数領域とで図３（ａ）、（ｂ）に示されるような関係のある信号にピークが発生した場合には、図４（ａ）、（ｂ）に示されるように、一様な振幅成分（周波数領域における直流成分に相当）が支配的になる。

図３（ａ）、（ｂ）には、ＰＡＰＲが小さい場合について、時間領域における信号と周波数領域における信号との関係を模式的に示してある。
図３（ａ）には、時間領域における信号の一例を示してある。横軸は時間を表しており、縦軸は振幅（或いは、電力レベル）を表している。
図３（ｂ）には、周波数領域における信号の一例を示してある。横軸は周波数を表しており、縦軸は振幅（或いは、電力レベル）を表している。

図４（ａ）、（ｂ）には、ＰＡＰＲが大きい場合について、時間領域における信号と周波数領域における信号との関係を模式的に示してある。
図４（ａ）には、時間領域における信号の一例を示してある。横軸は時間を表しており、縦軸は振幅（或いは、電力レベル）を表している。
図４（ｂ）には、周波数領域における信号の一例を示してある。横軸は周波数を表しており、縦軸は振幅（或いは、電力レベル）を表している。

本例では、このような特性を利用して、周波数領域全体のレベルを一律に下げるためのゲイン調整機能（ＤＡＧＣ部２２）を備えることで、ピーク信号を抑圧することが行われる。
つまり、本例のＤＡＧＣ部２２では、ＦＦＴ部２１から入力された周波数領域の信号について、その周波数領域全体のレベルがピークの発生により上がった場合には、その周波数領域全体のレベル（例えば、図４（ｂ）に示される周波数領域における直流成分のレベル）を一律に下げて、例えば予め設定された所定のレベルに調整することが行われる。

ここで、本例では、ＦＦＴ演算機能（ＦＦＴ部２１）の後段にゲイン調整機能（ＤＡＧＣ部２２）を設けたが、他の簡易な構成例として、ＦＦＴ部２１やＩＦＦＴ部２４にゲイン調整機能を設けることも可能である。この場合、例えば、ＩＦＦＴ演算後の出力語長が所望の量子数になるように、ＦＦＴ／ＩＦＦＴの演算途中で有効語長が或る一定値を越えないように制御する。

また、例えば、ＦＦＴ／ＩＦＦＴの演算が固定小数点演算で実現されている場合には、オーバーフローしないように制御するだけでもよい。この場合、ゲイン調整のタイミングとしては、例えば、図５に示されるように、ＦＦＴ／ＩＦＦＴの演算の各段の合間において、１以下の乗数を一律に全ポイントと乗算する構成や、或いは、全ポイントを右シフトする（ビットをシフトする）構成などを用いて実現することができる。

図５には、ゲイン調整制御部（本例のリミッタ３の部分の他の構成）の構成例を示してある。
具体的には、複数であるｎ段のＦＦＴの演算部Ａ１〜Ａｎと、ＬＰＦ３１と、複数であるｎ段のＩＦＦＴの演算部Ｂ１〜Ｂｎが直列に接続されている。
各段目のＦＦＴの演算部Ａ１〜Ａｎの前段にポイント（ポイント１〜ｎ）があり、各段目のＩＦＦＴの演算部Ｂ１〜Ｂｎの前段にポイント（ポイントｎ＋１〜２ｎ）があり、最終段のＩＦＦＴの演算部Ｂｎの後段にポイント（ポイント２ｎ＋１）がある。

ゲイン調整するポイントとしては、図５に示される（１）〜（２ｎ＋１）のいずれの位置に入れ込んでもよい。その位置の数や配置としては、特に限定はなく、例えば、複数箇所であっても構わない。
所望の出力語長に合わせることで、最適なＰＡＰＲを得ることができる。
好ましい態様例として、オーバーフローしない限り、できるだけ後段においてゲイン調整するようにした方が、ＦＦＴ演算による丸め誤差の混入を小さくすることができ、本来のダイナミックレンジを維持することもできる。
また、本例では、送信信号を周波数領域へ変換するなどして周波数領域で扱っているため、通常は畳み込み演算となるデジタルＬＰＦとしては、例えば、単純な乗算を行うもので済む。

以上のように、本例の送信機では、周波数領域において時間領域で発生するピーク信号を抑圧する機能を有する。具体例として、周波数領域の信号へ変換する機能と、周波数領域でゲイン調整する機能を有する。これにより、周波数間干渉を発生させずに、ピーク信号を抑圧することができ、送信信号のＰＡＰＲを抑圧することができる。

従って、本例の送信機では、ピーク信号が広帯域化する特性を活かして、周波数領域で簡易にピーク信号を丸め込むことができ、周波数間干渉の発生を極力抑えたまま、ＰＡＰＲを抑圧することが可能となる。また、例えば、ＩＦＦＴの演算がオーバーフローしないように制御するだけの簡単な制御でも実現が可能であり、実装も簡易である。
このように、本例では、大きいＰＡＰＲに対しても、周波数間干渉を発生させずに簡易な手法でピーク抑圧が可能なリミッタを実現することができ、増幅器の効率を高めることができる。すなわち、従来では困難であった広帯域の非定包絡線変復調方式に対するＰＡＰＲの抑圧が可能となるため、非線形から生ずる送信機の増幅器歪の発生を抑えることができ、増幅器の高効率化を図ることができる。

なお、図１に示される本例の送信機では、ＦＦＴ部２１が時間領域の信号から周波数領域の信号を取得する機能により周波数領域取得手段が構成されており、ＤＡＧＣ部２２が周波数領域でレベル制御を行う機能によりレベル制御手段が構成されており、ＩＦＦＴ部２４が周波数領域の信号を時間領域の信号へ変換する機能により時間領域変換手段が構成されており、これらのリミッタ３の機能により得られた送信信号を送信するための処理部４〜１１の機能により送信手段が構成されている。
また、図５に示されるように、ＦＦＴ演算の途中やＩＦＦＴ演算の途中でレベル制御を行うようなことも可能である。

ここで、本発明に係るシステムや装置などの構成としては、必ずしも以上に示したものに限られず、種々な構成が用いられてもよい。また、本発明は、例えば、本発明に係る処理を実行する方法或いは方式や、このような方法や方式を実現するためのプログラムや当該プログラムを記録する記録媒体などとして提供することも可能であり、また、種々なシステムや装置として提供することも可能である。
また、本発明の適用分野としては、必ずしも以上に示したものに限られず、本発明は、種々な分野に適用することが可能なものである。
また、本発明に係るシステムや装置などにおいて行われる各種の処理としては、例えばプロセッサやメモリ等を備えたハードウエア資源においてプロセッサがＲＯＭ（ＲｅａｄＯｎｌｙＭｅｍｏｒｙ）に格納された制御プログラムを実行することにより制御される構成が用いられてもよく、また、例えば当該処理を実行するための各機能手段が独立したハードウエア回路として構成されてもよい。
また、本発明は上記の制御プログラムを格納したフロッピー（登録商標）ディスクやＣＤ（ＣｏｍｐａｃｔＤｉｓｃ）−ＲＯＭ等のコンピュータにより読み取り可能な記録媒体や当該プログラム（自体）として把握することもでき、当該制御プログラムを当該記録媒体からコンピュータに入力してプロセッサに実行させることにより、本発明に係る処理を遂行させることができる。

本発明の一実施例に係る送信機の構成例を示す図である。時間領域におけるピーク信号と周波数領域におけるピーク信号の関係の一例を示す図である。ＰＡＰＲが小さい場合について時間領域における信号と周波数領域における信号の一例を示す図である。ＰＡＰＲが大きい場合について時間領域における信号と周波数領域における信号の一例を示す図である。本発明の一実施例に係るゲイン調整制御部の構成例を示す図である。送信機の構成例を示す図である。ピーク電力の一例を示す図である。

符号の説明

１・・変調器、２、６、１４・・乗算器、３、４１・・リミッタ、４・・Ｄ／Ａ変換器（ＤＡＣ）、５、９、１３、１５・・バンドパスフィルタ（ＢＰＦ）、７・・増幅器、８・・方向性結合器、１０・・デュプレクサ、１１・・アンテナ、１２・・発振器、１６・・Ａ／Ｄ変換器（ＡＤＣ）、１７、５１・・遅延器、１８・・加算器、１９・・歪補償量算出部、２１・・ＦＦＴ部、２２・・ＤＡＧＣ部、２３、３１、４２・・ローパスフィルタ（ＬＰＦ）、２４・・ＩＦＦＴ部、５２・・ピーク判定器、５３・・ピーク抑圧フィルタ、Ａ１〜Ａｎ・・ＦＦＴの演算部、Ｂ１〜Ｂｎ・・ＩＦＦＴの演算部、

Claims

送信対象となる信号のピークを抑圧する送信機において、
前記送信対象となる信号について周波数領域の信号を取得する周波数領域取得手段と、
前記周波数領域取得手段により取得される周波数領域の信号に対して、その周波数領域全体における直流成分のレベルを一律に下げることにより、前記ピークを抑圧するためのレベル制御を行うレベル制御手段と、
前記周波数領域の信号を前記レベル制御手段によりレベル制御が行われた時間領域の信号へ変換する時間領域変換手段と、
前記時間領域変換手段により変換された時間領域の信号を送信する送信手段と、を備え、
前記周波数領域取得手段は、複数段のＦＦＴ演算を行って、前記送信対象となる信号について時間領域の信号を周波数領域の信号へ変換することで、周波数領域の信号を取得し、
前記時間領域変換手段は、複数段のＩＦＦＴ演算を行って、前記周波数領域の信号を前記レベル制御手段によりレベル制御が行われた時間領域の信号へ変換し、
前記レベル制御手段は、２段目以降の各段のＦＦＴ演算の前段の位置と各段のＩＦＦＴ演算の前段の位置のうちの１つ以上の位置で、処理対象となる信号の語長を制御することで、レベル制御を行う、
ことを特徴とする送信機。