JP4918390B2 - 送信機 - Google Patents
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Description
図6には、送信機の構成例を示してある。なお、説明の便宜上から、後述する実施例で参照する図1に示されるのと同様な構成部については同一の符号を付してあるが、ここでは、本発明を不要に限定する意図は無い。
増幅器7に対する歪補償については、従来から増幅器の非線形特性に起因して発生する歪は問題となっており、様々な歪補償の方法が提案されている。
ここでは、後述する実施例で参照する図1に示される構成とは異なる部分であるリミッタ41及びローパスフィルタ(LPF:Low Pass Filter)42について説明する。
図7には、ピーク電力を有するキャリアの信号の一例を模式的に示してある。横軸は時間を表しており、縦軸は振幅(瞬時電力)を表している。
また、図7には、ピーク電力と平均電力を示してある。
しかしながら、近年の傾向では、増幅器の効率よりも周波数の利用効率が重要視されている。例えば、より広帯域のCDMA方式や周波数効率の高いOFDM(Orthogonal Frequency Division Multiplexing)方式といったデジタル変復調方式に対しては、リミッタによる歪が影響し、特にOFDM方式では周波数間干渉の発生が著しく無線特性を劣化させるため、リミッタの適用が困難になっている。この場合、ピークが抑圧されていない信号が増幅器に入力されるため、十分にバックオフをとった動作をさせる必要が生じ、増幅器の効率が著しく低くなってしまうという問題が起きている。
これに対して、従来のリミッタ方式を改善して、高いPAPRに対応する構成が検討等されている。例えば、図6に示されるリミッタ41とLPF42では、ピーク抑圧後にLPF42により歪を除去するが、送信信号がLPF42を通過することにより再度ピークが発生するため、リミッタ41とLPF42を繰り返して設けて動作(反復動作)させることで、動作を収束させる方法等が検討されている。
しかしながら、このようなリミッタ方式では、処理が煩雑になり過ぎて、実装が難しくなるという問題があった。
すなわち、周波数領域取得手段が、前記送信対象となる信号について、周波数領域の信号を取得する。レベル制御手段が、前記周波数領域取得手段により取得される周波数領域の信号に対して、前記ピークを抑圧するためのレベル制御を行う。時間領域変換手段が、前記周波数領域の信号を前記レベル制御手段によりレベル制御が行われた時間領域の信号へ変換する。送信手段が、前記時間領域変換手段により変換された時間領域の信号を送信する。
また、通信方式としては、種々な方式が用いられてもよい。
また、送信対象となる信号について周波数領域の信号を取得する態様としては、例えば、送信対象となる時間領域の信号を周波数領域の信号へ変換する態様が用いられてもよく、或いは、送信対象となる信号として初めから周波数領域の信号を生成するような態様が用いられてもよい。
具体的には、例えば、周波数領域の信号のレベルを検出してそれが所定の閾値以下(又は、所定の閾値未満)となるようにレベル制御する態様を用いることができる。また、他の例として、時間領域の信号のレベルを検出して、ピークのレベルが所定の閾値以下(又は、所定の閾値未満)となるようにレベル制御する態様や、或いは、PAPRを検出してそれが所定の閾値以下(又は、所定の閾値未満)となるようにレベル制御する態様を用いることも可能である。
すなわち、前記周波数領域取得手段は、複数段のFFT(高速フーリエ変換)演算を行って、前記送信対象となる信号について時間領域の信号を周波数領域の信号へ変換することで、周波数領域の信号を取得する。前記時間領域変換手段は、複数段のIFFT(逆高速フーリエ変換)演算を行って、前記周波数領域の信号を前記レベル制御手段によりレベル制御が行われた時間領域の信号へ変換する。前記レベル制御手段は、2段目以降の各段のFFT演算の前段の位置と各段のIFFT演算の前段の位置のうちの1つ以上の位置で、処理対象となる信号の語長を制御することで、レベル制御を行う。
ここで、FFT演算の途中やIFFT演算の途中で語長を制御する態様としては、種々な態様が用いられてもよく、例えば、有効語長が所定値以下(又は、所定値未満)となるように制御することで、最終的なIFFT結果の語長が希望の語長となるようにする態様を用いることができる。
また、FFT演算の段数とIFFT演算の段数は、例えば、同じ段数となる。
図1には、本発明の一実施例に係る送信機の構成例を示してある。
本例の送信機は、変調器1と、乗算器2と、リミッタ3と、D/A(Digital to Analog)変換器4と、バンドパスフィルタ(BPF:Band Pass Filter)5と、乗算器6と、増幅器7と、方向性結合器8と、バンドパスフィルタ(BPF)9と、デュプレクサ10と、アンテナ11と、発振器12と、バンドパスフィルタ(BPF)13と、乗算器14と、バンドパスフィルタ(BPF)15と、A/D(Analog to Digital)変換器16と、遅延器17と、加算器18と、歪補償量算出部19を備えている。
本例の送信機は、送信信号に対するリミッタ機能(リミッタ3)と、増幅器7に対する歪補償機能(フィードバック系2、8、13〜19)を有している。
送信対象となるデータの信号が変調器1に入力される。
変調器1は、入力されたデータの信号を変調し、これにより得られた変調信号を乗算器2へ出力する。
乗算器2は、変調器1から入力された変調信号に対して歪補償量算出部19から入力された歪補償係数信号を乗算し、その乗算結果の信号をFFT部21へ出力する。
DAGC部22は、自動利得制御(AGC)を行う機能を有しており、これにより、FFT部21から入力された信号についてそのレベル(本例では、振幅や電力)を調整し、その結果の信号をLPF23へ出力する。
なお、DAGC部22は、例えば、可変減衰器或いは可変増幅器を用いて構成することができる。
IFFT部24は、LPF23から入力された信号を逆高速フーリエ変換(IFFT)することで、周波数領域の信号から時間領域の信号へ変換し、その結果の信号をD/A変換器4及び遅延器17へ出力する。
BPF5は、D/A変換器4から入力された信号をフィルタリングして乗算器6へ出力する。
乗算器6は、BPF5から入力された信号と発振器12から入力された信号とを乗算して、その結果の信号を増幅器7へ出力する。これにより、本例では、送信信号を周波数変換(アップコンバート)している。
方向性結合器8は、増幅器7から入力された信号をBPF9へ出力するとともに、その信号の一部をBPF13へ出力する。
BPF9は、方向性結合器8から入力された信号をフィルタリングしてデュプレクサ10へ出力する。
なお、本例では、受信系(受信機)については詳しい説明は省略する。
アンテナ11は、デュプレクサ10から入力された信号(送信信号)を無線により送信し、無線により受信した信号(受信信号)をデュプレクサ10へ出力する。
BPF13は、方向性結合器8から入力された信号をフィルタリングして乗算器14へ出力する。
乗算器14は、BPF13から入力された信号と発振器12から入力された信号とを乗算して、その結果の信号をBPF15へ出力する。これにより、本例では、フィードバック信号を周波数変換(ダウンコンバート)している。
A/D変換器16は、BPF15から入力された信号をアナログ信号からデジタル信号へ変換して加算器18へ出力する。
遅延器17は、IFFT部24から入力された信号を遅延させて加算器18へ出力する。なお、この遅延時間は、フィードバック系の処理時間との調整を行うものである。
歪補償量算出部19は、加算器18から入力された信号に基づいて歪補償量を算出し、その結果に基づく歪補償を行うための歪補償係数信号を乗算器2へ出力する。
本例のリミッタ3では、時間領域の信号を周波数領域の信号へ変換するFFT演算を行う機能(FFT部21)や、その逆変換であるIFFT演算を行う機能(IFFT部24)を備えている。これらの機能は、例えば、DSP(Digital Signal Processor)やFPGA(Field Programmable Gate Array)などのように、デジタル演算が可能なデバイスを用いて実現することができる。
なお、OFDM方式のように、通信システムにIFFT演算機能が組み込まれているような送信機では、例えば、FFT演算機能(FFT部21)が用いられない構成とされてもよい。
図2(a)には、時間領域におけるピーク信号の一例を示してある。横軸は時間を表しており、縦軸は振幅(或いは、電力レベル)を表している。
図2(b)には、周波数領域におけるピーク信号の一例を示してある。横軸は周波数を表しており、縦軸は振幅(或いは、電力レベル)を表している。
図2(a)、(b)に示されるように、時間領域でのピーク信号は、周波数領域では領域全体に拡散される。
図3(a)には、時間領域における信号の一例を示してある。横軸は時間を表しており、縦軸は振幅(或いは、電力レベル)を表している。
図3(b)には、周波数領域における信号の一例を示してある。横軸は周波数を表しており、縦軸は振幅(或いは、電力レベル)を表している。
図4(a)には、時間領域における信号の一例を示してある。横軸は時間を表しており、縦軸は振幅(或いは、電力レベル)を表している。
図4(b)には、周波数領域における信号の一例を示してある。横軸は周波数を表しており、縦軸は振幅(或いは、電力レベル)を表している。
つまり、本例のDAGC部22では、FFT部21から入力された周波数領域の信号について、その周波数領域全体のレベルがピークの発生により上がった場合には、その周波数領域全体のレベル(例えば、図4(b)に示される周波数領域における直流成分のレベル)を一律に下げて、例えば予め設定された所定のレベルに調整することが行われる。
具体的には、複数であるn段のFFTの演算部A1〜Anと、LPF31と、複数であるn段のIFFTの演算部B1〜Bnが直列に接続されている。
各段目のFFTの演算部A1〜Anの前段にポイント(ポイント1〜n)があり、各段目のIFFTの演算部B1〜Bnの前段にポイント(ポイントn+1〜2n)があり、最終段のIFFTの演算部Bnの後段にポイント(ポイント2n+1)がある。
所望の出力語長に合わせることで、最適なPAPRを得ることができる。
好ましい態様例として、オーバーフローしない限り、できるだけ後段においてゲイン調整するようにした方が、FFT演算による丸め誤差の混入を小さくすることができ、本来のダイナミックレンジを維持することもできる。
また、本例では、送信信号を周波数領域へ変換するなどして周波数領域で扱っているため、通常は畳み込み演算となるデジタルLPFとしては、例えば、単純な乗算を行うもので済む。
このように、本例では、大きいPAPRに対しても、周波数間干渉を発生させずに簡易な手法でピーク抑圧が可能なリミッタを実現することができ、増幅器の効率を高めることができる。すなわち、従来では困難であった広帯域の非定包絡線変復調方式に対するPAPRの抑圧が可能となるため、非線形から生ずる送信機の増幅器歪の発生を抑えることができ、増幅器の高効率化を図ることができる。
また、図5に示されるように、FFT演算の途中やIFFT演算の途中でレベル制御を行うようなことも可能である。
また、本発明の適用分野としては、必ずしも以上に示したものに限られず、本発明は、種々な分野に適用することが可能なものである。
また、本発明に係るシステムや装置などにおいて行われる各種の処理としては、例えばプロセッサやメモリ等を備えたハードウエア資源においてプロセッサがROM(Read Only Memory)に格納された制御プログラムを実行することにより制御される構成が用いられてもよく、また、例えば当該処理を実行するための各機能手段が独立したハードウエア回路として構成されてもよい。
また、本発明は上記の制御プログラムを格納したフロッピー(登録商標)ディスクやCD(Compact Disc)−ROM等のコンピュータにより読み取り可能な記録媒体や当該プログラム(自体)として把握することもでき、当該制御プログラムを当該記録媒体からコンピュータに入力してプロセッサに実行させることにより、本発明に係る処理を遂行させることができる。
Claims (1)
- 送信対象となる信号のピークを抑圧する送信機において、
前記送信対象となる信号について周波数領域の信号を取得する周波数領域取得手段と、
前記周波数領域取得手段により取得される周波数領域の信号に対して、その周波数領域全体における直流成分のレベルを一律に下げることにより、前記ピークを抑圧するためのレベル制御を行うレベル制御手段と、
前記周波数領域の信号を前記レベル制御手段によりレベル制御が行われた時間領域の信号へ変換する時間領域変換手段と、
前記時間領域変換手段により変換された時間領域の信号を送信する送信手段と、を備え、
前記周波数領域取得手段は、複数段のFFT演算を行って、前記送信対象となる信号について時間領域の信号を周波数領域の信号へ変換することで、周波数領域の信号を取得し、
前記時間領域変換手段は、複数段のIFFT演算を行って、前記周波数領域の信号を前記レベル制御手段によりレベル制御が行われた時間領域の信号へ変換し、
前記レベル制御手段は、2段目以降の各段のFFT演算の前段の位置と各段のIFFT演算の前段の位置のうちの1つ以上の位置で、処理対象となる信号の語長を制御することで、レベル制御を行う、
ことを特徴とする送信機。
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