KR101549021B1 - 상향링크 ｐａｐｒ을 줄이기 위한 프리코딩 방법 및 이를 위한 장치 - Google Patents

상향링크 ｐａｐｒ을 줄이기 위한 프리코딩 방법 및 이를 위한 장치 Download PDF

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Abstract

본 발명은 무선 통신 시스템에 관한 것이다. 보다 구체적으로, 본 발명은 무선 통신 시스템에서 단말의 상향링크 전송 방법에 있어서, 하나 이상의 데이터 시퀀스에 푸리에 변환을 수행하여 하나 이상의 제1 주파수 영역 시퀀스를 생성하는 단계; 상기 하나 이상의 제1 주파수 영역 시퀀스에 다중안테나 전송을 위한 프리코딩을 적용하여 하나 이상의 제2 주파수 영역 시퀀스를 생성하는 단계; 하나 이상의 제2 주파수 영역 시퀀스에 역푸리에 변환을 수행하여 하나 이상의 전송 심볼을 생성하는 단계; 및 상기 하나 이상의 전송 심볼을 다중안테나를 통해 전송하는 단계를 포함하는 상향링크 전송 방법을 제공한다.

Description

상향링크 ＰＡＰＲ을 줄이기 위한 프리코딩 방법 및 이를 위한 장치{PRECODING METHOD FOR REDUCED UPLINK PAPR AND APPRATUS THEREFOR}
본 발명은 무선 통신 시스템에 관한 것이다. 본 발명은 SC-FDMA(Single Carrier-Frequency Division Multiple Access), MC-FDMA(Multi Carrier-Frequency Division Multiple Access) 및 OFDMA(Orthogonal Frequency Division Multiple Access) 중에서 적어도 하나를 지원하는 무선 통신 시스템에 관한 것이다. 구체적으로, 본 발명은 무선 통신 시스템에서 상향링크 PAPR(Peak-to-Average Power Ratio)을 줄이기 위한 프리코딩 적용 방법 및 이를 위한 장치에 관한 것이다.
WCDMA(Wideband Code Division Multiple Access) 무선 접속(radio access) 기술을 기반으로 하는 3GPP(3rd Generation Partnership Project) 무선 통신 시스템은 전세계에서 광범위하게 전개되고 있다. WCDMA의 첫 번째 진화(evolution) 단계로 정의할 수 있는 HSDPA(High Speed Downlink Packet Access)는 중기적인(mid-term) 미래에서 높은 경쟁력을 가지는 무선 접속 기술을 3GPP에 제공한다. 장기적인 미래에서 높은 경쟁력을 제공하기 위한 것으로서 E-UMTS(Evolved-Universal Mobile Telecommunications System)가 있다.
도 1은 E-UMTS의 네트워크(Network) 구조를 나타낸다. E-UMTS 시스템은 WCDMA UMTS 시스템에서 진화한 시스템으로 3GPP(3rd Generation Partnership Project)에서 표준화 작업을 진행하고 있다. E-UMTS는 LTE(Long Term Evolution) 시스템이라 불리기도 한다. UMTS 및 E-UMTS의 기술 규격(technical specification)의 상세한 내용은 각각 "3rd Generation Partnership Project; Technical Specification Group Radio Access Network"의 Release 7과 Release 8을 참조할 수 있다.
도 1을 참조하면, E-UMTS는 크게 단말(User Equipment; UE), 기지국(eNode B; eNB), 네트워크(E-UTRAN)의 종단에 위치하여 외부 네트워크와 연결되는 접속 게이트웨이(Access Gateway; AG)로 구성된다. 통상적으로 기지국은 브로드캐스트(Broadcast) 서비스, 멀티캐스트(Multicast) 서비스 및/또는 유니캐스트(Unicast) 서비스를 위해 다중 데이터 스트림(Multiple Data Stream)을 동시 송신할 수 있다. AG는 사용자 트래픽(user traffic) 처리를 담당하는 부분과 제어용 트래픽(control traffic)을 처리하는 부분으로 나누어 질 수도 있다. 이때, 새로운 사용자 트래픽 처리를 위한 AG와 제어용 트래픽을 처리하는 AG 사이에 새로운 인터페이스를 사용하여 서로 통신할 수 있다. 하나의 기지국에는 하나 이상의 셀(cell)이 존재한다. 기지국 간에는 사용자 트래픽 또는 제어 트래픽 전송을 위한 인터페이스가 사용될 수 있다. CN(Core Network)은 AG와 단말의 사용자 등록 등을 위한 네트워크 노드 등으로 구성될 수 있다. E-UTRAN과 CN을 구분하기 위한 인터페이스가 사용될 수 있다. AG는 TA(Tracking Area) 단위로 단말의 이동성을 관리한다. TA 는 복수의 셀들로 구성되며, 단말은 특정 TA에서 다른 TA로 이동할 경우, AG에게 자신이 위치한 TA가 변경되었음을 알려준다.
무선 통신 기술은 WCDMA를 기반으로 LTE까지 개발되어 왔지만, 사용자와 사업자의 요구와 기대는 지속적으로 증가하고 있다. 또한, 다른 무선 접속 기술이 계속 개발되고 있으므로 향후 경쟁력을 가지기 위해서는 새로운 기술 진화가 요구된다. 비트당 비용 감소, 서비스 가용성 증대, 융통성 있는 주파수 밴드의 사용, 단순구조와 개방형 인터페이스, 단말의 적절한 파워 소모 등이 요구된다. 이와 관련하여, 3GPP는 LTE의 후속 기술에 대한 표준화 작업을 진행하고 있다. 본 명세서에서는 상기 기술을 "LTE-Advanced" 또는 "LTE-A"라고 지칭한다.
한편, LTE의 경우 하향링크로 MIMO(Multiple-Input Multiple-Output)가 적용되어 공간다중화가 사용되었으나 상향링크로는 단말기의 전력증폭기의 효율성 및 안테나 배치 등의 문제 때문에 공간 다중화(spatial multiplexing)가 고려되지 않았다. 그러나, 보다 고속 통신의 요구와 주파수 자원 활용의 극대화를 위해서 LTE-A는 상향링크에서 MIMO를 이용한 공간 다중화를 요구하고 있다. 구체적으로, LTE-A는 상향링크 전송에서 최대 4개 계층(layer)까지 공간 다중화를 요구하고 있다. 또한, LTE-A는 상향링크 전송에서 단일 사용자에 의한 다중화의 경우 콤포넌트 반송파(component carrier) 당 하나의 서브프레임(subframe)을 통해 최대 2개의 전송 블록을 전송하도록 요구하고 있다. 여기에서, 콤포넌트 반송파는 주파수 집성(carrier aggregation)에 사용되는 기본 주파수 블록을 의미한다. 주파수 집성은 복수의 주파수 블록을 논리적으로 합쳐 광대역을 지원하는 기술을 의미하며, LTE-A 는 광대역을 위해 주파수 집성 기술을 사용하도록 하고 있다.
본 발명은 상기한 바와 같은 종래기술의 문제점을 해결하기 위해 안출된 것으로서, 본 발명의 목적은 무선 통신 시스템에서 다중안테나를 통해 상향링크 전송을 수행하는 방법 및 이를 위한 장치를 제공하는 것이다.
본 발명의 다른 목적은 SC-FDMA 기술을 이용하여 상향링크 전송을 수행하는 경우에 프리코딩을 적용하는 방법 및 이를 위한 장치를 제공하는 것이다.
본 발명의 또 다른 목적은 다중안테나를 통한 상향링크 전송과 관련된 시그널링 방법 및 이를 위한 장치를 제공하는 것이다.
본 발명에서 이루고자 하는 기술적 과제들은 이상에서 언급한 기술적 과제들로 제한되지 않으며, 언급하지 않은 또 다른 기술적 과제들은 아래의 기재로부터 본 발명이 속하는 기술분야에서 통상의 지식을 가진 자에게 명확하게 이해될 수 있을 것이다.
본 발명의 일 양상으로, 무선 통신 시스템에서 단말의 상향링크 전송 방법에 있어서, 하나 이상의 데이터 시퀀스(data sequence)에 푸리에 변환(Fourier Transform)을 수행하여 하나 이상의 제1 주파수 영역 시퀀스(frequency domain sequence)를 생성하는 단계; 상기 하나 이상의 제1 주파수 영역 시퀀스에 다중안테나 전송을 위한 프리코딩(precoding)을 적용하여 하나 이상의 제2 주파수 영역 시퀀스를 생성하는 단계; 하나 이상의 제2 주파수 영역 시퀀스에 역푸리에 변환을 수행하여 하나 이상의 전송 심볼을 생성하는 단계; 및 상기 하나 이상의 전송 심볼을 다중안테나를 통해 전송하는 단계를 포함하는 상향링크 전송 방법이 제공된다.
본 발명의 일 양상은 하나 이상의 제2 주파수 영역 시퀀스를 주파수 대역 내에 연속적으로 또는 불연속적으로 매핑(mapping)하는 단계를 더 포함할 수 있다.
여기에서, 상기 하나 이상의 제2 주파수 영역 시퀀스는 상기 주파수 대역 내에 설정된 복수의 클러스터(cluster)에 매핑될 수 있다. 이 경우, 상기 다중안테나 전송을 위한 프리코딩은 클러스터 단위로 동일하게 적용될 수 있다.
본 발명의 일 양상은 하나 이상의 프리코딩 행렬 지시자(Precoding Matrix Indicator; PMI)를 기지국으로부터 수신하는 단계를 더 포함할 수 있다.
여기에서, 상기 PMI가 적용되는 자원 단위는 서브밴드(subband) 및 클러스터 중에서 적어도 하나를 포함할 수 있다.
여기에서, 각각의 PMI와 연관된 주파수 영역의 크기는 불균등할 수 있다.
여기에서, PMI는 PDCCH(Physical Downlink Control CHannel)를 통해 수신되는 DCI(Downlink Control Information) 내에 설정된 하나 이상의 특정 필드(field)에 포함될 수 있다.
여기에서, 상기 특정 필드의 개수는 상기 단말에 대해 스케줄링된 상향링크 자원에 따라 변동될 수 있다. 이 경우, 상기 특정 필드의 개수는 상기 단말에게 스케줄링된 클러스터와 연관되는 서브밴드의 개수일 수 있다. 또한, 상기 특정 필드의 개수는 상기 단말에게 스케줄링된 클러스터의 개수일 수 있다.
여기에서, 상기 특정 필드의 개수는 상기 단말에 대해 스케줄링된 상향링크 자원에 관계없이 일정하게 유지될 수 있다. 이 경우, 상기 특정 필드의 개수는 주 파수 대역 내에 존재하는 서브밴드의 총 개수와 동일하게 설정될 수 있다. 또한, 상기 단말에게 할당된 PMI의 개수가 상기 특정 필드의 개수보다 작은 경우, 상기 특정 필드 중에서 남는 필드에는 미리 정해진 값이 포함될 수 있다.
본 발명의 다른 양상으로, 무선 통신 시스템에서 상향링크 전송을 수행하도록 구성된 단말에 있어서, 하나 이상의 데이터 시퀀스에 푸리에 변환을 수행하여 하나 이상의 제1 주파수 영역 시퀀스를 생성하도록 구성된 DFT(Discrete Fourier Transform) 모듈; 상기 하나 이상의 제1 주파수 영역 시퀀스에 다중안테나 전송을 위한 프리코딩을 적용하여 하나 이상의 제2 주파수 영역 시퀀스를 생성하도록 구성된 프리코더(Precoder); 하나 이상의 제2 주파수 영역 시퀀스에 역푸리에 변환을 수행하여 하나 이상의 전송 심볼을 생성하도록 구성된 SC-FDMA(Single Carrier-Frequency Division Multiple Access) 신호 생성 모듈; 및 상기 하나 이상의 전송 심볼을 다중안테나를 통해 전송하도록 구성된 RF(Radio Frequency) 모듈을 포함하는 단말이 제공된다.
본 발명의 다른 양상은 하나 이상의 제2 주파수 영역 시퀀스를 주파수 대역 내에 연속적으로 또는 불연속적으로 매핑하도록 구성된 모듈을 더 포함할 수 있다.
여기에서, 하나 이상의 제2 주파수 영역 시퀀스는 상기 주파수 대역 내에 설정된 복수의 클러스터에 매핑될 수 있다. 이 경우, 상기 다중안테나 전송을 위한 프리코딩은 클러스터 단위로 동일하게 적용될 수 있다.
여기에서, 상기 RF 모듈은 하나 이상의 프리코딩 행렬 지시자(Precoding Matrix Indicator; PMI)를 기지국으로부터 수신하도록 구성될 수 있다. 이 경우, 상기 프리코더(precoder)는 RF 모듈을 통해 수신한 PMI를 이용하여 하나 이상의 제1 주파수 영역 시퀀스에 다중안테나 전송을 위한 프리코딩을 적용할 수 있다.
여기에서, 상기 PMI가 적용되는 자원 단위는 서브밴드 및 클러스터 중에서 적어도 하나를 포함할 수 있다.
여기에서, 각각의 PMI와 연관된 주파수 영역의 크기는 불균등할 수 있다.
여기에서, PMI는 PDCCH(Physical Downlink Control CHannel)를 통해 수신되는 DCI(Downlink Control Information) 내에 설정된 하나 이상의 특정 필드에 포함될 수 있다.
여기에서, 상기 특정 필드의 개수는 상기 단말에 대해 스케줄링된 상향링크 자원에 따라 변동될 수 있다. 이 경우, 상기 특정 필드의 개수는 상기 단말에게 스케줄링된 클러스터와 연관되는 서브밴드의 개수일 수 있다. 또한, 상기 특정 필드의 개수는 상기 단말에게 스케줄링된 클러스터의 개수일 수 있다.
여기에서, 상기 특정 필드의 개수는 상기 단말에 대해 스케줄링된 상향링크 자원에 관계없이 일정하게 유지될 수 있다. 이 경우, 상기 특정 필드의 개수는 주파수 대역 내에 존재하는 서브밴드의 총 개수와 동일하게 설정될 수 있다. 또한, 상기 단말에게 할당된 PMI의 개수가 상기 특정 필드의 개수보다 작은 경우, 상기 특정 필드 중에서 남는 필드에는 미리 정해진 값이 포함될 수 있다.
본 발명의 실시예들에 따르면 다음과 같은 효과가 있다.
첫째, 무선 통신 시스템에서 다중안테나를 통해 상향링크 전송을 수행하는 방법 및 이를 위한 장치를 제공할 수 있다.
둘째, SC-FDMA 기술을 이용하여 상향링크 전송을 수행하는 경우에 프리코딩을 적용하는 방법 및 이를 위한 장치를 제공할 수 있다.
셋째, 다중안테나를 통한 상향링크 전송과 관련된 시그널링(signaling) 방법 및 이를 위한 장치를 제공할 수 있다.
본 발명에서 얻을 수 있는 효과는 이상에서 언급한 효과들로 제한되지 않으며, 언급하지 않은 또 다른 효과들은 아래의 기재로부터 본 발명이 속하는 기술분야에서 통상의 지식을 가진 자에게 명확하게 이해될 수 있을 것이다.
첨부된 도면을 참조하여 설명되는 본 발명의 바람직한 실시예들에 의해 본 발명의 구성, 작용 및 다른 특징들이 용이하게 이해될 수 있을 것이다. 이하에서 설명되는 실시예들은 본 발명의 기술적 특징이 3GPP 시스템에 적용된 예들이다. 그러나, 이는 예시로서 본 발명은 다중안테나를 통해 SC-FDMA 신호를 전송하는 어떠한 통신 시스템에도 제한 없이 사용될 수 있다.
OFDMA 및 SC - FDMA 를 이용한 다중접속
OFDMA는 직교 주파수 분할 다중화(Orthogonal Frequency Division Multiplexing; OFDM)를 이용한다. OFDM은 높은 전송률의 데이터 열을 낮은 전송률의 많은 데이터 열로 나누고 이들을 복수의 직교하는 부반송파(sub-carrier)를 사용하여 동시에 전송한다. OFDMA는 가용한 부반송파의 일부를 각 사용자에게 제공하여 다중 접속을 실현한다. OFDMA는 높은 스펙트럼 효율, 다중 경로 영향들에 대한 견고함 등의 바람직한 특성을 갖는다. 그러나, OFDMA의 가장 큰 단점은 높은 첨두 전력-대-평균 전력비(Peak to Average Power Ratio; PAPR)이다. 높은 PAPR은 부반송파들의 동상 부가로부터 발생한다. PAPR은 한 사용자가 신호를 송신하는 부반송파의 수가 증가함에 따라 증가하며 95% 신뢰 수준에서 PAPR은 약 8dB 이내로 수렴한다. 무선 통신 시스템에서 높은 PAPR은 바람직하지 못하며 시스템 성능을 저하시킬 수 있다. 구체적으로, OFDMA 심볼에서 큰 첨두 전력은 전력 증폭 과정에서 비선형 영역에서 동작하거나 소정 값으로 고정(clip)될 수 있다. 따라서, 높은 첨두 전력은 신호 품질의 저하 및 신호 왜곡을 수반하고, 이로 인해 채널 추정, 데이터 검출 등에 영향을 미칠 수 있다. SC-FDMA는 OFDMA에서 관찰되는 높은 PAPR을 감소시키기 위해 제안된 기술이다. SC-FDMA가 OFDMA 방식과 다른 점은 IFFT(Inverse Fast Fourier Transform) 처리 이전에 DFT 프리코딩(precoding)을 통해 데이터를 주파수 영역에 확산시키는 점에 있다. 이런 방식을 이용하여 송신 신호의 PAPR을 OFDMA 방식에 비해 크게 줄일 수 있다. 본 명세서에서 SC-FDMA는 DFT-s-OFDMA와 혼용된다.
도 2는 OFDMA 및 SC-FDMA를 위한 송신기 및 수신기의 블럭도를 예시한다. 상향링크에서 송신기는 단말의 일부일 수 있고 수신기는 기지국의 일부일 수 있다. 하향링크에서 송신기는 기지국의 일부일 수 있고 수신기는 단말의 일부일 수 있다.
도 2를 참조하면, OFDMA 송신기는 직/병렬 변환기(Serial to Parallel converter, 202), 부반송파 매핑(sub-carrier mapping) 모듈(206), M-포인트(point) IDFT 모듈(208), 순한전치(Cyclic prefix; CP) 부가 모듈(210), 병/직렬 변환기(Parallel to Serial converter, 212) 및 RF(Radio Frequency)/DAC(Digital to Analog Converter) 모듈(214)을 포함한다.
OFDMA 송신기에서 신호 처리 과정은 다음과 같다. 먼저, 비트 스트림(bit stream)이 데이터 심볼 시퀀스(data symbol sequence)로 변조된다. 상기 비트 스트림은 매체접속제어(Medium Access Control; MAC) 계층으로부터 전달받은 데이터 블럭에 채널 부호화(channel encoding), 인터리빙(interleaving), 스크램블링(scrambling) 등과 같은 다양한 신호 처리를 함으로써 얻어질 수 있다. 상기 비트 스트림(bit stream)은 부호어(codeword)로 지칭되기도 하며 MAC 계층으로부터 전달받는 데이터 블록과 등가이다. MAC 계층으로부터 전달받는 데이터 블럭은 전송 블럭으로 지칭되기도 한다. 변조 방식은 채널 상태, 버퍼 상태, 요구되는 서비스 품질 등을 고려하여 결정되며, 이로 제한되는 것은 아니지만 BPSK(Binary Phase Shift Keying), QPSK(Quadrature Phase Shift Keying), n-QAM(Quadrature Amplitude Modulation)을 포함할 수 있다. 그 후, 직렬의 데이터 심볼 시퀀스는 N개씩 병렬로 변환된다(202). N개의 데이터 심볼은 전체 M개의 부반송파 중에서 할당받은 N개의 부반송파에 매핑(mapping)되고 M-N개의 남은 부반송파는 0으로 패딩(padding)된다(206). 그 후, 주파수 영역에 매핑된 데이터 심볼은 M-포인트 IDFT 처리를 통해 시간 영역 시퀀스로 변환된다(208). 그 후, 심볼간 간섭(Inter-Symbol Interference; ISI)과 반송파간 간섭(Inter-Carrier Interference; ICI)을 줄이기 위해서, 상기 시간 영역 시퀀스에 순환전치를 더하여 OFDMA 심볼을 생성한다(210). 생성된 OFDMA 심볼은 병렬에서 직렬로 변환된다(212). 그 후, OFDMA 심볼은 디지털-대-아날로그 변환, 주파수 상향변환 등의 과정을 거쳐 수신기로 전송된다(214). 다른 사용자는 앞의 사용자가 사용하고 남은 M-N개의 부반송파 중에서 가용한 부반송파를 할당받아 데이터를 전송한다. 반면, OFDMA 수신기는 RF/ADC(Analog to Digital Converter) 모듈(216), 순환전치 제거(Remove CP) 모듈(218), 직/병렬 변환기(220), M-포인트(point) DFT 모듈(222), 부반송파 디매핑(demapping)/등화(equalization) 모듈(224), 병/직렬 변환기(228) 및 검출(detection) 모듈(230)을 포함한다. OFDMA 수신기의 신호 처리 과정은 OFDMA 송신기의 역으로 구성된다.
한편, SC-FDMA 송신기는 OFDMA 송신기와 비교하여 부반송파 매핑 모듈(206) 이전에 N-포인트 DFT 모듈(204)을 추가로 포함한다. SC-FDMA 송신기는 IDFT 처리 이전에 DFT를 통해 복수의 데이터를 주파수 영역에 확산시킴으로써 송신 신호의 PAPR을 OFDMA 방식에 비해 크게 줄일 수 있다. SC-FDMA 수신기는 OFDMA 수신기와 비교하여 부반송파 디매핑 모듈(224) 이후에 N-포인트(point) IDFT 모듈(226)을 추가로 포함한다. SC-FDMA 수신기의 신호 처리 과정은 SC-FDMA 송신기의 역으로 구성된다.
도 2에서 예시한 모듈은 설명을 위한 것으로서, 송신기 및/또는 수신기는 필요한 모듈을 더 포함할 수 있고, 일부 모듈/기능은 생략되거나 서로 다른 모듈로 분리될 수 있으며, 둘 이상의 모듈이 하나의 모듈로 통합될 수 있다.
도 3은 LTE 시스템에 정의된 상향링크 송신기의 구조를 나타낸다. LTE 시스템은 상향링크 전송에 SC-FDMA를 사용하고 하향링크 전송에 OFDMA를 사용한다.
도 3을 참조하면, SC-FDMA 송신기는 스크램블링 모듈(Scrambling, 302), 변조 매퍼(Modulation mapper, 304), 변환 프리코더(Transform precoder, 306), 자원 요소 매퍼(Resource element mapper, 308) 및 SC-FDMA 신호 생성 모듈(310)을 포함한다. 신호 처리 과정은 다음과 같다. 스크램블링 모듈(302)은 단말의 특정 스크램블링 코드/시퀀스를 사용하여 비트 스트림을 스크램블링할 수 있다. 스크램블링된 신호는 변조 매퍼(304)에 입력되어 전송 신호의 종류 및/또는 채널 상태에 따라 BPSK, QPSK 또는 16 QAM 방식으로 복소 심볼(complex symbol)로 변조된다. 그 후, 변조된 복소 심볼은 변환 프리코더(306)에 의해 처리된 후, 자원 요소 매퍼(308)에 입력된다. 자원 요소 맵퍼(308)는 복소 심볼을 스케줄링된 부반송파에 매핑한다. 그 후, 부반송파에 매핑된 신호는 SC-FDMA 신호 생성기(310)를 거쳐 상향링크로 전송될 수 있다.
참고로, 변환 프리코더(306)는 도 2의 N-포인트(point) DFT 모듈(204)에 대응한다. 자원 요소 매퍼(308)는 도 2의 부반송파 매핑 모듈(206)에 대응한다. SC-FDMA 신호 생성 모듈(310)은 도 2의 M-포인트(point) IDFT 모듈(206), CP 부가 모듈(210) 및 병/직렬 변환기(212)에 대응한다. 도 3에서 예시한 모듈은 설명을 위한 것으로서, SC-FDMA 송신기는 필요한 모듈을 더 포함할 수 있고, 일부 모듈/기능은 생략되거나 서로 다른 모듈로 분리될 수 있으며, 둘 이상의 모듈이 하나의 모듈로 통합될 수 있다.
이하, 변환 프리코더(306)에서의 신호 처리 과정을 보다 구체적으로 설명한다. 변환 프리코더(306)로 입력되는 데이터 심볼 시퀀스는 d(O), …, d(M symb-1)로 표시되는 복소 심볼일 수 있다. 변환 프리코더(306)는 한번에 N개의 데이터 심볼을 처리하며, 데이터 심볼 시퀀스는 M symb/N 세트로 나눠진다. 각 세트는 최종적으로 SC-FDMA 심볼을 구성한다. 여기서, N은 스케줄링된 부반송파의 개수를 나타낸다. 변환 프리코더(306)로 입력된 데이터 심볼은 하기 수학식에 의해 처리될 수 있다.
Figure 112009046918618-pat00001
수학식 1의 과정은 DFT 프로세스에 해당하며, 변환 프리코더(306)에 의해 D(O), …, D(M symb-1)로 표시되는 주파수 영역 시퀀스가 생성된다. 주파수 영역 시퀀스의 각 값은 매핑되는 부반송파의 크기 및 위상을 결정한다.
도 4는 무선 프레임(radio frame)의 구조를 예시한다.
도 4를 참조하면, 무선 프레임은 10ms(327200·Ts)의 길이를 가지며 10개의 균등한 크기의 서브프레임(subframe)으로 구성되어 있다. 각각의 서브프레임은 1ms의 길이를 가지며 2개의 슬롯(slot)으로 구성되어 있다. 각각의 슬롯은 0.5ms(15360·Ts)의 길이를 가진다. 여기에서, Ts는 샘플링 시간을 나타내고, Ts=1/(15kHz×2048)=3.2552×10-8(약 33ns)로 표시된다. 슬롯은 시간 영역에서 복수의 전송 심볼을 포함하고, 주파수 영역에서 복수의 자원블록(Resource Block; RB) 을 포함한다. 데이터가 전송되는 단위시간인 TTI(Transmission Time Interval)는 하나 이상의 서브프레임 단위로 정해질 수 있다. 상술한 무선 프레임의 구조는 예시에 불과하고, 무선 프레임에 포함되는 서브프레임의 수 또는 서브프레임에 포함되는 슬롯의 수, 슬롯에 포함되는 전송 심볼의 수는 다양하게 변경될 수 있다.
도 5는 하향링크 물리 채널의 구조를 나타낸다.
도 5를 참조하면, 각각의 서브프레임은 스케줄링 정보 및 그 밖의 제어 정보를 전송하기 위한 구간(제어 영역, control region)과 하향링크 데이터를 전송하기 위한 구간(데이터 영역, data region)으로 나눠진다. 제어 영역은 서브프레임의 첫 번째 OFDMA 심볼로부터 시작되며 하나 이상의 OFDMA 심볼을 포함한다. 제어 영역의 크기는 서브프레임마다 독립적으로 설정될 수 있다. 제어 영역에는 PDCCH(Physical Downlink Control CHannel)를 포함한 다양한 제어 채널이 매핑된다. PDCCH는 물리 하향링크 제어 채널로서 서브프레임의 처음 n개의 OFDMA 심볼에 할당된다. PDCCH는 전송 채널인 PCH(Paging CHannel) 및 DL-SCH(Downlink-Shared CHannel)의 자원할당과 관련된 정보, 상향링크 스케줄링 그랜트(Uplink Scheduling Grant), HARQ 정보 등을 각 단말 또는 단말 그룹에게 알려준다. PDCCH를 통해 전송되는 정보를 총칭하여 하향링크 제어 정보(Downlink Control Information; DCI)라고 한다. PDCCH는 전송 정보에 따라 다양한 포맷을 갖는다. PDCCH 포맷은 DCI 포맷(DCI format)이라고도 불린다. 일 예로, 상향링크 스케줄링과 관련된 DCI 포맷 0은 하기 표 1과 같을 수 있다.
Field Bits Comnent
Format 1 Uplink grant or downlink assignment
Hopping flag 1 Frequency hopping on/off
RB assignment 7 -
MCS 5 -
: : :
RNTI/CRC 16 16 bit RNTI implicitly encoded in CRC
Total 38 -
* MCS: 변조 및 부호화 방식(Modulation and Coding Scheme)
PDCCH가 어떤 단말에게 전송되는 것인지 여부는 RNTI(Radio Network Temporary Identifer)를 이용하여 식별된다. 일 예로, PDCCH가 "A"라는 RNTI(Radio Network Temporary Identifer)로 CRC 마스킹(masking)되어 있고, "B"라는 상향링크 무선자원 할당 정보(예, 주파수 위치) 및 "C"라는 전송형식정보(예, 전송 블록 사이즈, 변조 방식, 코딩 정보 등)가 특정 서브프레임을 통해 전송된다고 가정한다. 이 경우, 셀에 있는 단말은 자신이 가지고 있는 RNTI 정보를 이용하여 PDCCH를 모니터링(monitoring) 하고, "A" RNTI를 가지고 있는 단말은 PDCCH로부터 얻은 "B"와 "C"의 정보에 따라 상향링크 전송을 수행한다.
도 6은 슬롯에 대한 자원 그리드(resource grid)를 예시한다. 도 6은 상향링크 슬롯을 나타내고 있지만 하향링크 슬롯에도 동일하게 적용된다.
도 6을 참조하면, 상향링크 슬롯은 시간 영역에서 복수의 SC-FDMA 심볼을 포함하고 주파수 영역에서 다수의 자원블록(Resource Block; RB)을 포함한다. 도 6은 상향링크 슬롯이 7 SC-FDMA 심볼(symbols)을 포함하고, 자원블록이 12 부반송파(sub-carrier)를 포함하는 것으로 예시하고 있지만 이로 제한되는 것은 아니다. 예를 들어, 상향링크 슬롯에 포함되는 SC-FDMA 심볼의 개수는 순환전치(Cyclic prefix)의 길이에 따라 변형될 수 있다. 자원 그리드 상의 각 요소(element)를 자원 요소(resource element)라 한다. 하나의 자원블록은 12×7 자원요소를 포함한다. 상향링크 슬롯에 포함되는 자원블록의 수 NUL은 셀에서 설정되는 상향링크 전송 대역폭(bandwidth)에 종속한다.
SC-FDMA는 DFT 프리코딩에 의해 생성된 주파수 영역 시퀀스를 부반송파에 매핑하는 방법에 따라 세분화될 수 있다. 편의상, 로칼화된(localized) SC-FDMA 및 클러스터된(clustered) SC-FDMA에 대하여 설명한다.
도 7은 로칼화된 SC-FDMA 방식의 자원 매핑을 설명하는 일 예를 나타낸다. 로칼화된 SC-FDMA는 LFDMA(Localized FDMA), 협대역 FDMA(Narrowband FDMA), 고전적 FDMA(Classical FDMA) 및 FDMA로 불리기도 한다.
도 7a를 참조하면, Nu개의 데이터 심볼이 Nu-DFT 모듈로 입력된다. 여기서, Nu는 주어진 시점에 스케줄링된 부반송파의 개수를 나타낸다. Nu-DFT 모듈은 Nu개의 데이터 심볼로부터 주파수 영역에 확산된 Nu 길이의 주파수 영역 시퀀스를 생성한다. Nu-DFT 모듈로부터 출력된 주파수 영역 시퀀스는 부반송파 매핑 과정을 통해 시스템 대역(Nc개의 부반송파) 중에서 Nu개의 부반송파에 연속적으로 할당된다. 그 후, Nc-포인트 IFFT 모듈을 통해 로칼화된 SC-FDMA 심볼이 생성된다.
도 7b를 참조하면, 상향링크 서브프레임은 두 개의 슬롯을 포함한다. 각각의 슬롯은 CP 길이에 따라 6 또는 7개의 로칼화된 SC-FDMA 심볼을 포함한다. 로칼화된 SC-FDMA 심볼은 복수의 연속된 부반송파를 포함한다. 로칼화된 SC-FDMA 심볼은 시간축상에서 단일 반송파 특성을 가지므로 OFDMA 심볼에 비해 PAPR이 작아진다. 또한, 로칼화된 SC-FDMA 방식은 주파수 선택적 스케줄링을 수행하는 것이 가능하다. 그러나, 로칼화된 SC-FDMA 방식은 주어진 시점에 연속된 부반송파들을 통해서만 데이터 송신이 가능하므로 스케줄링 유연성이 떨어질 수 있다. 일 예로, 송수신단이 어느 시점에 복수의 서로 떨어진 주파수 영역에서 좋은 무선 채널 응답 특성을 가지는 경우에 서로 떨어진 주파수 영역을 통해 동시에 데이터를 전송할 수 없다.
도 8은 클러스터된 SC-FDMA 방식의 자원 매핑을 설명하는 일 예를 나타낸다.
도 8a를 참조하면, Nu개의 데이터 심볼이 Nu-DFT 모듈로 입력된다. 여기서, Nu는 주어진 시점에 스케줄링된 부반송파의 개수를 나타낸다. Nu-DFT 모듈은 Nu개의 데이터 심볼로부터 주파수 영역에 확산된 Nu 길이의 주파수 영역 시퀀스를 생성한다. Nu-DFT 모듈로부터 출력된 주파수 영역 시퀀스는 부반송파 매핑 과정을 통해 시스템 대역(Nc개의 부반송파) 내에 설정된 하나 이상의 클러스터에 매핑된다. 클러스터는 로칼화된 SC-FDMA 방식이 적용되는 주파수 대역을 나타낸다. 각각의 클러스터는 하나 이상의 연속된 부반송파를 포함한다. 따라서, 데이터 심볼은 주파수 영역 내에서 복수의 클러스터에 불연속적으로 매핑되고, 각각의 클러스터 내에서 하나 이상의 부반송파에 연속적으로 매핑된다. 그 후, Nc-포인트 IFFT 모듈을 통해 클러스터된 SC-FDMA 심볼이 생성된다.
도 8b를 참조하면, 상향링크 서브프레임은 두 개의 슬롯을 포함한다. 각각의 슬롯은 순한전치(Cyclic prefix) 길이에 따라 6 또는 7개의 클러스터된 SC-FDMA 심볼을 포함한다. 클러스터된 SC-FDMA 심볼은 불연속적으로 설정된 하나 이상의 클러스터를 포함하고, 각각의 클러스터는 하나 이상의 연속된 부반송파를 포함한다. 도 8b는 클러스터가 2개인 경우를 예시한다. 각 클러스터들의 크기(예, 부반송파 개수)는 동일하도록 제한을 두거나 독립적으로 설정할 수도 있다. 클러스터된 SC-FDMA 심볼은 시간축상에서 단일 반송파 특성이 깨지므로 PAPR이 다소 증가하는 단점이 있다. 그러나, 클러스터의 개수를 적절한 범위 내에서 설정한다면, OFDMA 방식보다 작은 PAPR을 보장하면서 스케줄링 유연성을 향상하는 장점이 있다.
다중안테나( MIMO ) 기술의 정의 및 분류
다중안테나(Multiple-Input Multiple-Output; MIMO) 기술은 다중 송신 안테나 및/또는 다중 수신 안테나를 사용하여 통신을 수행하는 기술을 말한다. MIMO 기술은 추가적인 주파수 할당이나 전력증가 없이도 통신 용량 및 송수신 성능을 획기적으로 향상시킬 수 있다. 따라서, MIMO 기술은 데이터 통신 확대 등으로 인해 한계 상황에 다다른 이동통신의 전송량 한계를 극복할 수 있는 차세대 기술로 관심을 모으고 있다. 또한, MIMO 기술은 단말과 중계기 등에 폭넓게 사용될 수 있다.
도 9는 다중안테나를 사용하는 무선 통신 시스템의 구성 예를 나타낸다. 도 9에서와 같이 송신 안테나의 수를 NT개로, 수신 안테나의 수를 NR개로 늘리면, 송신기나 수신기에서만 다수의 안테나를 사용하게 되는 경우와 달리 안테나 수에 비례하여 이론적인 채널 전송 용량이 증가한다. 따라서, 전송률을 향상시키고 주파수 효율을 획기적으로 향상시킬 수 있다.
다중안테나 관련 연구 동향을 살펴보면 다양한 채널 환경 및 다중접속 환경에서의 다중안테나 통신 용량 계산 등과 관련된 정보 이론 측면 연구, 다중안테나 시스템의 무선 채널 측정 및 모형 도출 연구, 전송 신뢰도 향상 및 전송률 향상을 위한 시공간 신호 처리 기술 연구 등 다양한 관점에서 연구가 진행되고 있다.
다중안테나의 기술은 다양한 채널 경로를 통과한 심볼들을 이용하여 전송 신뢰도를 높이는 공간 다이버시티(spatial diversity) 방식과, 다수의 송신 안테나를 이용하여 다수의 데이터 심볼을 동시에 전송하여 전송률을 향상시키는 공간 다중화(spatial multiplexing) 방식이 있다. 또한, 두 가지 방식을 적절히 결합하여 각각의 장점을 적절히 얻고자 하는 연구도 최근 많이 연구되고 있다. 각각의 방식에 대해 좀더 구체적으로 살펴보면 다음과 같다.
첫째, 공간 다이버시티 방식은 시공간 블록 부호(Space Time Block Code) 계열 방식과 다이버시티 이득(Diversity Gain)과 부호화 이득(Coding Gain)을 동시에 이용하는 시공간 트렐리스 부호(Space Time Trellis Code) 계열 방식을 포함한다. 일반적으로 비트 오류율(Bit Error Rate) 개선 성능과, 부호 생성 자유도는 트렐리스 부호 방식이 우수하지만 연산 복잡도(Computation Complexity)는 시공간 블록 부호가 간단하다. 공간 다이버서티 이득은 송신 안테나 수와 수신 안테나 수의 곱에 해당되는 양을 얻을 수 있다.
둘째, 공간 다중화 기법은 각 송신 안테나를 통해 서로 다른 데이터 열을 송신한다. 이때, 송신기로부터 동시에 전송된 데이터 사이에는 상호 간섭이 발생하므로, 수신기는 적절한 신호처리 기법을 이용하여 상호 간섭을 제거한 뒤에 신호를 검출한다. 간섭 제거 방식의 예는 최대 우도(maximum likelihood; ML) 방식, ZF(Zero Forcing) 방식, MMSE(Minimum Mean Square Error) 방식, D-BLAST(Diagonal Bell Laboratories Layered Space-Time) 방식, V-BLAST(Vertical Bell Labs Layered Space-Time) 방식 등을 포함한다. 송신기가 채널 정보를 알 수 있는 경우에는 SVD(Singular Value Decomposition) 방식 등을 사용할 수 있다.
셋째, 공간 다이버시티와 공간 다중화가 결합된 하이브리드(Hybrid) 방식을 사용할 수 있다. 공간 다이버시티 이득만을 얻을 경우 다이버시티 차수의 증가에 따른 성능개선 이득이 점차 포화되며, 공간 다중화 이득만을 취하면 무선 채널에서 전송 신뢰도가 떨어진다. 이러한 하이브리드 방식은 이중 시공간 전송 다이버시티(Double-Space Time Transmit Diversity; D-STTD), 시공간 BICM(Space Time Bit-Interleaved Coded Modulation; STBICM) 등을 포함한다.
다중안테나( MIMO ) 시스템의 모델링
다중안테나 시스템을 수학적 모델링을 이용하여 보다 구체적으로 설명한다. 상기 시스템에는 NT개의 송신 안테나와 NR개의 수신 안테나가 존재한다고 가정한다.
송신 신호를 살펴보면, NT개의 송신 안테나가 있는 경우 전송 가능한 최대 정보는 NT개이다. 전송 정보는 다음과 같이 표현될 수 있다.
Figure 112009046918618-pat00002
각각의 전송 정보
Figure 112009046918618-pat00003
는 전송 전력(Transmission Power)이 다를 수 있다. 각각의 전송 전력을
Figure 112009046918618-pat00004
라고 하면, 전송 전력이 조정된 전송 정보는 다음과 같이 표현될 수 있다.
Figure 112009046918618-pat00005
또한,
Figure 112009046918618-pat00006
는 전송 전력의 대각행렬
Figure 112009046918618-pat00007
를 이용해 다음과 같이 표현될 수 있다.
Figure 112009046918618-pat00008
전송전력이 조정된 정보 벡터
Figure 112009046918618-pat00009
에 가중치(weighting) 행렬
Figure 112009046918618-pat00010
가 적용되어 실제 전송되는 NT개의 송신신호
Figure 112009046918618-pat00011
가 구성되는 경우를 고려해 보자. 가중치 행렬
Figure 112009046918618-pat00012
는 전송 정보를 전송 채널 상황 등에 따라 각 안테나에 적절히 분배해 주는 역할을 한다.
Figure 112009046918618-pat00013
는 벡터
Figure 112009046918618-pat00014
를 이용하여 다음과 같이 표현될 수 있다.
Figure 112009046918618-pat00015
여기에서,
Figure 112009046918618-pat00016
는 i번째 송신 안테나와 j번째 정보간의 가중치를 의미한다.
Figure 112009046918618-pat00017
는 프리코딩 행렬이라고 불린다.
여기에서, 송신 신호는 공간 다이버시티를 사용하는 경우와 공간 다중화를 사용하는 경우로 나눠 생각해 볼 수 있다. 공간 다중화는 서로 다른 신호를 다중화하여 보내므로 정보 벡터
Figure 112009046918618-pat00018
의 원소들이 모두 다른 값을 갖는다. 반면, 공간 다이버시티는 동일한 신호를 여러 채널 경로를 통하여 보내므로 정보 벡터
Figure 112009046918618-pat00019
의 원소들이 모두 같은 값을 갖는다. 또한, 공간 다중화와 공간 다이버시티를 혼합하는 방법도 고려할 수 있다. 일 예로, 3개의 송신 안테나를 통해서는 동일한 신호를 전송하고, 나머지 송신 안테나를 통해서는 안테나마다 서로 다른 신호를 전송할 수 있다.
한편, NR개의 수신 안테나가 있는 경우에 각 안테나에서의 수신 신호
Figure 112009046918618-pat00020
은 벡터로 다음과 같이 표현될 수 있다.
Figure 112009046918618-pat00021
도 10은 NT개의 송신 안테나에서 수신 안테나 i로의 채널을 예시하였다. 채널은 송수신 안테나 인덱스에 따라 구분될 수 있다. 송신 안테나 j로부터 수신 안테나 i를 거치는 채널을
Figure 112009046918618-pat00022
로 표시하기로 한다.
Figure 112009046918618-pat00023
에서, 인덱스의 순서가 수신 안테나 인덱스가 먼저, 송신 안테나의 인덱스가 나중임에 유의한다. 상기 채널을 묶어서 벡터 및 행렬 형태로 표시할 수 있다. 총 NT개의 송신 안테나로부터 수신 안테나 i로 도착하는 채널은 다음과 같이 나타낼 수 있다.
Figure 112009046918618-pat00024
따라서, NT개의 송신 안테나로부터 NR개의 수신 안테나로 도착하는 모든 채널은 다음과 같이 표현될 수 있다.
Figure 112009046918618-pat00025
실제 채널에는 채널 행렬
Figure 112009046918618-pat00026
를 거친 후에 백색잡음(AWGN; Additive White Gaussian Noise)이 더해진다. NR개의 수신 안테나 각각에 더해지는 백색잡음
Figure 112009046918618-pat00027
은 다음과 같이 표현될 수 있다.
Figure 112009046918618-pat00028
상술한 수학적 모델링을 통해 수신 신호는 다음과 같이 표현될 수 있다.
Figure 112009046918618-pat00029
한편, 행렬의 랭크(rank)는 서로 독립인 행 또는 열의 개수 중에서 최소 개수로 정의된다. 따라서, 채널 행렬
Figure 112009046918618-pat00030
의 랭크(
Figure 112009046918618-pat00031
)는 다음과 같이 제한된다.
Figure 112009046918618-pat00032
랭크의 다른 정의는 행렬을 고유치 분해(Eigen value decomposition) 하였을 때, 0이 아닌 고유치들의 개수로 정의할 수 있다. 유사하게, 랭크의 또 다른 정의는 특이치 분해(singular value decomposition) 하였을 때, 0이 아닌 특이치들의 개수로 정의할 수 있다. 따라서, 채널 행렬에서 랭크의 물리적인 의미는 주어진 채널에서 서로 다른 정보를 보낼 수 있는 최대 수라고 할 수 있다.
도 11은 다중안테나 시스템에서 통신을 수행하는 일 예를 나타낸다.
도 11을 참조하면, 송신기와 수신기는 MIMO 기술을 적용하기 위한 코드북(Codebook)을 공유하고 있다. 코드북은 미리 정의된 프리코딩 행렬의 집합을 의미한다. 프리코딩 행렬은 NT×NL 크기를 가진다. NT는 신호 전송에 사용하는 안테나의 개수를 나타내고, NL은 레이어의 개수를 나타낸다. 레이어의 개수는 채널 행렬의 랭크에 따라 결정될 수 있다. 프리코딩 행렬은 네스티드(nested) 형태로 구성될 수 있다. 한편, LTE는 2개의 안테나 포트를 사용하는 경우, 코드북을 표 2와 같이 정의하고 있다. 4개의 안테나 포트를 사용하는 경우의 코드북은 3GPP TS36.211을 참조할 수 있다.
Figure 112009046918618-pat00033
편의상, 도 11은 송신기와 수신기가 Wi∈{W0, W1, …, WL -1}을 포함하는 코드북을 공유하고 있다고 가정한다. 송신기는 코드북으로부터 소정 기준 또는 랜덤하게 프리코딩 행렬을 선택한다. 그 후, 송신기는 프리코딩 행렬을 이용하여 처리된 신호를 다중안테나를 통해 수신기로 전송한다. 수신기는 수신된 신호를 코드북 내의 프리코딩 행렬을 이용하여 역처리한다. 이 과정에서, 수신기는 MIMO 채널 상황 등을 고려하여 적합한 프리코딩 행렬을 선택할 수 있다. 이 경우, 수신기는 코드북 내의 특정 프리코딩 행렬에 대한 지시자를 송신기로 피드백(feedback) 할 수 있다. 프리코딩 행렬에 대한 지시자를 PMI(Precoding Matrix Indicator)라고 지칭한다 (PMI∈{0, 1, …, L-1}). 표 2의 경우, 코드북 인덱스가 PMI에 해당할 수 있다. 송신기는 송신기로부터 PMI를 수신한 뒤, PMI가 지시하는 프리코딩 행렬을 이용하여 통신을 수행할 수 있다.
다중안테나를 지원하는 SC - FDMA 송신기
LTE는 하향링크로는 다중안테나 기술을 사용하였지만 상향링크로는 다양한 이유로 다중안테나 기술을 고려하지 않았다. 그러나, LTE-A는 고속 통신에 대한 요구를 충족시키고 주파수 자원에 대한 활용을 극대화하기 위하여 상향링크에서 다중안테나를 통한 신호 전송을 요구하고 있다.
도 12는 다중안테나를 지원하는 SC-FDMA 송신기의 일 예를 나타낸다.
도 12를 참조하면, 스크램블링 모듈(Scrambling, 1210#1-1210#NCW)은 NCW개의 부호어(Codeword;CW)를 단말의 특정 스크램블링 코드/시퀀스를 사용하여 비트 스트림을 스크램블링할 수 있다. NCW개의 스크램블링된 신호는 변조 매퍼(Modulation mapper, 1220#1-1220#NCW)에 입력되어 전송 신호의 종류 및/또는 채널 상태에 따라 BPSK, QPSK 또는 16 QAM 방식으로 복소 심볼로 변조된다. 그 후, NCW개의 변조된 복소 심볼은 레이어 매퍼(Layer mapper, 1230)를 통해 NL개의 레이어로 매핑된다. 프리코더(Precoder, 1235)는 프리코딩 벡터/행렬을 이용하여 NL개의 레이어를 안테나 포트에 대응되는 NT개의 스트림으로 매핑한다. 따라서, 프리코딩 벡터/행렬은 시간축 신호에 곱해지게 된다. 프리코딩 벡터/행렬은 소정의 규칙에 의해 또는 랜덤하게 선택될 수 있다. 또한, 프리코딩 벡터/행렬은 수신기로부터 전송받은 PMI를 이용하여 선택될 수 있다. 각각의 스트림은 변환 프리코더(Transform precoder, 1240#1-1240#NT)에 의해 처리된 후, 자원 요소 매퍼(Resource element mapper, 1250#1-1250#NT)에 입력된다. 그 후, 부반송파에 매핑된 신호는 SC-FDMA 신호 생성기(1260#1-1260#NT)를 거친 뒤 안테나 포트로 전달된다. 안테나 포트는 안테나 가상화(antenna virtualization)을 통해 물리 안테나로 매핑된다.
도 13은 다중안테나를 지원하는 SC-FDMA 송신기의 다른 예를 나타낸다.
도 13을 참조하면, 프리코더(1365)가 SC-FDMA 신호 생성기(1360#1-1360#NT) 이후에 부가되었다는 점을 제외하고는 도 12와 동일하다. 따라서, 프리코딩 벡터/행렬은 시간축 신호인 SC-FDMA 심볼에 곱해지게 된다.
도 14는 다중안테나를 지원하는 SC-FDMA 송신기의 또 다른 예를 나타낸다.
도 14를 참조하면, 프리코더(1445)가 변환 프리코더(1440#1-1440#NT) 이후에 부가되었다는 점을 제외하고는 도 12와 동일하다. 따라서, DFT 처리가 수행된 후 주파수축에서 각 부반송파별로 프리코딩 벡터/행렬이 곱해지고, 프리코딩된 출력이 IFFT 처리에 의해 SC-FDMA 심볼로 생성된다.
요약하면, 도 12 및 도 13은 프리코딩 행렬이 시간 영역 신호에 곱해진다. 반면, 도 14는 프리코딩 행렬이 주파수 영역 신호에 곱해진다. 따라서, 도 14에서 각 부반송파에 곱해지는 프리코딩 행렬이 동일한 경우, 도 12 내지 도 14에 예시된 시스템은 서로 등가이다. 그러나, 도 14의 경우, 주파수 영역에서 프리코딩 행렬이 곱해지므로 부파수 대역별로 최적의 프리코딩 행렬을 적용할 수 있다. 다만, 각 부반송파에 곱해지는 프리코딩 행렬을 부반송파 별로 다르게 적용한다면, SC-FDMA의 단일 반송파 특성이 깨지기 때문에 PAPR이 증가할 수 있다.
광대역 시스템의 주파수축에서의 채널 변화
도 15는 광대역 시스템의 경우 주파수축에서의 채널 변화를 예시한다.
도 15를 참조하면, 시스템 대역이 코히어런스 대역(coherence bandwidth)보다 큰 경우에 시스템 대역 내에서 채널이 급격한 변화를 보일 수 있다. 따라서, 해당 대역에 대한 최적의 프리코딩 행렬도 달라지게 된다. 한편, SC-FDMA는 주어진 대역 내에 복수의 부반송파를 포함하고 각각의 부반송파를 통해 변조 심볼을 전송하므로 주파수축에서 최적의 프리코딩 행렬을 적용하는 것이 가능하다.
도 16은 SC-FDMA인 경우 주파수축에서 프리코딩 행렬을 적용하는 예이다.
도 16을 참조하면, 하나의 프리코딩 행렬은 소정의 자원 단위에 대해 동일하게 적용될 수 있다. 소정의 자원 단위는 시스템 대역, 서브밴드, 클러스터 또는 부반송파를 포함한다. 여기에서, 시스템 대역은 복수의 서브밴드로 나눠지고, 각 서브밴드는 동일한 크기 또는 서로 다른 크기를 가질 수 있다. 서브밴드의 개수 및 크기는 고정되거나 반-정적(semi-static)으로 변경될 수 있다. 각 서브밴드는 하나 이상의 연속된 부반송파를 포함한다. 또한, 클러스터는 스케줄링에 의해 기지국이 단말에게 할당하는 자원 단위로서 하나 이상의 연속된 부반송파를 포함한다. 하나 이상의 클러스터가 상향링크 그랜트를 통해 단말에게 할당될 수 있다. 각각의 클러스터는 주파수 대역 내에서 불연속적으로 위치하고, 각 클러스터의 크기는 스케줄링 결과에 따라 독립적으로 설정된다. 한편, SC-FDMA 전송에서 DFT 처리를 통해 주파수 영역 신호는 넓은 대역으로 확산되고 각 부반송파의 채널 이득은 주파수 선택성에 의해 변동되므로, 하나의 프리코딩 행렬을 시스템 대역에 적용된다면 성능 개선은 어려울 수 있다. 반면, 부반송파마다 최적의 프리코딩 행렬을 적용하는 경우 시그널링 오버헤드가 지나치게 커지게 된다.
도 17은 SC-FDMA 송신기에 프리코딩 행렬을 적용하는 예를 나타낸다. 본 실시예는 편의상 도 14의 SC-FDMA 송신기를 이용하여 설명한다. 또한, 설명의 편의를 위해, SC-FDMA 송신기는 2개의 송신 안테나를 갖는 것으로 가정한다.
도 17a를 참조하면, 부호어 1(CW1) 및 부호어 2(CW2)는 각각 DFT 모듈에 의해 각각의 주파수 영역 시퀀스로 변환된다. 프리코딩 모듈은 PMI#1에 해당하는 프리코딩 행렬을 이용하여 2개의 주파수 영역 시퀀스를 송신 안테나에 대응하는 2개의 스트림으로 매핑한다. 그 후, 프리코딩된 주파수 영역 시퀀스는 부반송파 매핑 모듈에 의해 주파수 대역 내의 부반송파에 연속적으로 매핑된다. 즉, 로칼화된 SC-FDMA 방식에 의해 부호어는 복수의 부반송파에 연속적으로 매핑되고, 각각의 부반송파에 적용된 프리코딩 행렬은 동일하다. 따라서, 단일 반송파 특성이 유지되므로 낮은 PAPR 값을 유지할 수 있다. 다만, 스케줄링된 대역 내에서 채널 상황이 달라질 경우 시스템 성능이 저하될 수 있다. 한편, 부반송파별로 프리코딩 행렬을 다르게 적용할 경우 단일 반송파 특성이 깨져 PAPR이 증가하게 된다.
도 17b를 참조하면, 부호어 1(CW1) 및 부호어 2(CW2)는 각각 DFT 모듈에 의해 각각의 주파수 영역 시퀀스로 변환된다. 프리코딩 모듈은 PMI#1에 해당하는 프리코딩 행렬을 이용하여 2개의 주파수 영역 시퀀스를 송신 안테나에 대응하는 2개의 스트림으로 매핑한다. 그 후, 프리코딩된 주파수 영역 시퀀스는 부반송파 매핑 모듈에 의해 주파수 대역 내의 클러스터로 매핑된다. 즉, 클러스터된 SC-FDMA 방식에 의해 부호어는 주파수 대역 내에 불연속적으로 매핑되지만 각각의 부반송파에 적용된 프리코딩 행렬은 클러스터와 관계없이 동일하다. 이 경우, 비연속적인 부반송파 매핑으로 인해 단일 반송파 특성이 깨져 PAPR은 다소 높아지지만 유연한 스케줄링을 지원할 수 있다.
다만, 클러스터별로 채널 상황이 다를 경우 시스템 성능이 저하될 수 있다.
도 17c를 참조하면, 부호어 1(CW1) 및 부호어 2(CW2)는 각각 DFT 모듈에 의해 각각의 주파수 영역 시퀀스로 변환된다. 프리코딩 모듈은 클러스터별로 PMI#1 및 PMI#2에 해당하는 프리코딩 행렬을 이용하여 2개의 주파수 영역 시퀀스를 송신 안테나에 대응하는 2개의 스트림으로 매핑한다. PMI#1 및 PMI#2은 서로 독립적이므로 동일하거나 서로 다를 수 있다. 그 후, 프리코딩된 주파수 영역 시퀀스는 부반송파 매핑 모듈에 의해 주파수 대역 내의 클러스터로 매핑된다. 즉, 클러스터된 SC-FDMA 방식에 의해 부호어는 주파수 대역 내에 불연속적으로 매핑된다. 또한, 각각의 부반송파에 적용되는 프리코딩 행렬은 클러스터에 따라 독립적으로 결정된다. 즉, 클러스터 내의 부반송파에 대해서는 동일한 프리코딩 행렬이 적용된다. 이 경우, 비연속적인 부반송파 매핑으로 유연한 스케줄링을 지원할 수 있다. 또한, 클러스터별로 최적의 프리코딩 행렬을 적용하므로 주파수축에서 채널 이득이 변동되더라도 최적의 시스템 성능을 보장할 수 있다. 참고로, 로칼화된 SC-FDMA 방식에서는 스케줄링된 부반송파에 대해 프리코딩 행렬을 다르게 적용할 경우 단일 반송파 특성이 깨져 PAPR 특성이 나빠진다. 그러나, 클러스터된 SC-FDMA 방식에서는 클러스터간의 비연속성으로 인해 단일 반송파 특성이 이미 깨졌기 때문에 클러스터별로 프리코딩 행렬을 다르게 하더라도 더 이상의 PAPR의 증가는 없다. 다만, 클러스터 내부에서 프리코딩 행렬을 다르게 사용하면 추가적으로 PAPR이 증가할 수 있다.
편의상 앞에서는 2개의 송신 안테나를 갖는 경우에 2개의 부호어가 프리코딩 과정을 거쳐 2개의 독립적인 데이터 스트림으로 매핑되는 것으로 가정하였다. 그러나, 이는 예시로서, 본 발명의 실시예는 일반적으로 2개 이상의 안테나를 갖는 경우에 1개 이상의 부호어가 프리코딩 과정을 거쳐 1개 이상의 독립적인 데이터 스트림으로 매핑되는 경우에도 적용될 수 있다.
시뮬레이션 결과
도 17의 경우에 대하여 시뮬레이션을 수행하였다. 즉, 전 대역(Whole Bandwidth; WB)에 하나의 프리코딩 행렬(Precoding Matrix; PM)을 적용한 경우와 클러스터별로 프리코딩 행렬을 적용한 경우에 대해 시뮬레이션을 수행하였다. 참고로, 클러스터 내에서 프리코딩 행렬을 다르게 적용한 경우에 대해서도 시뮬레이션을 수행하였다. 결과를 표 3에 나타내었다.
Figure 112009046918618-pat00034
* PSF: 파형 성형 필터(Pulse Shape Filter)
* CM: 큐빅 매트릭(Cubic Metric)
표 3을 참조하면, 전 대역에 하나의 프리코딩 행렬을 사용한 경우와 클러스터별로 프리코딩 행렬을 독립적으로 사용한 경우에 99.9%PAPR과 CM이 거의 유사한 것을 알 수 있다. 따라서, 클러스터별로 프리코딩 행렬을 동일하게 적용하는 경우에 PAPR의 추가적인 증가는 없다는 것을 알 수 있다. 반면, 클러스터 내에서 프리코딩 행렬을 다르게 적용하는 경우에는 PAPR이 추가적으로 증가하는 것을 볼 수 있다(2PMs per Cluster). 일반적으로 프리코딩 행렬에서 첫 번째 행은 1로 고정되고 1행 이외의 행에서 값이 달라지므로, ANT1의 경우에 PAPR 증가가 없는 것으로 나타나지만(2PMs per Cluster - ANT1), ANT2의 경우에는 최대 0.29dB의 차이가 발생하는 것을 볼 수 있다(2PMs per Cluster - ANT2).
PMI 를 시그널링 /할당하는 방법
SC-FDMA 전송에서 DFT 처리를 통해 주파수 영역 신호는 넓은 대역으로 확산되고 각 부반송파의 채널 이득은 주파수 선택성에 의해 변동되므로, 하나의 프리코딩 행렬을 전 주파수 대역에 적용된다면 성능 개선은 어려울 수 있다. 따라서, 클러스터별로 프리코딩을 적용하는 것이 유연한 스케줄링 및 채널 효율을 고려할 때 바람직할 수 있다. 이하, 클러스터별로 프리코딩을 적용하기 위한 PMI 시그널링/할당 방법에 대하여 도면을 참조하여 구체적으로 예시하도록 한다.
먼저, 발명의 이해를 돕기 위해 기호를 다음과 같이 정의하도록 한다.
NSB: 전체 상향링크 대역을 구성하는 서브밴드의 개수
LSB: 각각의 서브밴드를 구성하는 부반송파의 개수
NCL: 상향링크 전송을 위해 단말에게 할당된 클러스터의 개수
LCL ,i (i=0, ..., NCL -1): i번째 클러스터를 구성하는 부반송파의 개수
* 단말에게 할당되는 PMI의 최대 개수는 NSB로 가정한다.
* NSB 및 LSB는 고정되거나 반-정적으로 변경될 수 있다.
* NCL 및 LCL ,i는 시변성의 CSI(Channel State Information)에 의존하므로, NCL은 상향링크 스케줄링에 따라 달라지고 LCL ,i는 각 클러스터에 대해 독립적이다.
도 18은 기지국이 단말에게 PMI를 시그널링 하는 일 예를 나타낸다.
도 18을 참조하면, 단말(UE)은 기지국(BS)에게 채널 상태를 리포트한다(S1810). 채널 상태 리포트는 전 대역에 대해 수행되는 것이 바람직하며 일정 대역씩 나누어 수행될 수 있다. 채널 상태 리포트는 주기적(periodic) 또는 비주기적으로 수행되거나 이벤트에 의해 트리거(trigger) 될 수 있다. 일 예로, 채널 상태 리포트는 사운딩 기준신호(Sounding Reference Signal; SRS)를 이용하여 수행될 수 있다. 기지국은 단말로부터 얻은 채널 상태 정보에 기초하여 각각의 자원 단위에 최적의 PMI를 할당한다(S1820). 하나의 PMI가 할당되는 자원 단위는 서브밴드 또는 클러스터를 포함한다. 그 후, 기지국은 할당된 PMI에 관한 제어 정보를 단말에게 전송한다(S1830). 이때, 상기 제어 정보는 상향링크(UL) 자원 할당 정보를 추가적으로 포함할 수 있다. 만약, 상기 제어 정보가 상향링크 자원 할당 정보를 포함하고 있지 않은 경우, 상향링크 자원 할당 정보는 별도의 과정을 통해 단말에게 전송될 수 있다(S1840). 상기 제어 정보는 PDCCH를 통해 전송될 수 있다. 이 경우, PDCCH를 통해 전송되는 DCI는 PMI에 관한 필드를 추가적으로 포함할 수 있다. 이 경우, DCI는 하나 이상의 PMI를 가변적으로 포함하거나 고정된 개수의 PMI 필드를 포함할 수 있다. 일 예로, 상기 제어 정보는 표 4에 예시한 포맷을 가질 수 있다.
Field Bits Comnent
Format 1 Uplink grant or downlink assignment
Hopping flag 1 Frequency hopping on/off
RB assignment 7 -
MCS 5 -
PMI#1 p Precoding matrix indicator for 1st resource unit
: : -
PMI#N p Precoding matrix indicator for Nth resource unit
: :
RNTI/CRC 16 16 bit RNTI implicitly encoded in CRC
Total 38+N×p -
* PMI#N에서 N은 1 이상의 정수를 나타내며 가변되거나 고정될 수 있다.
그 후, 단말은 기지국으로부터 수신한 제어 정보로부터 PMI를 확인한다. 상기 제어 정보가 PDCCH를 통해 전송되는 경우, 단말은 PDCCH에 실린 DCI에 대해 디코딩(Blind decoding)을 수행한다. 단말은 DCI로부터 상향링크 전송을 위한 자원위치 및 클러스터와 연관된 PMI를 얻을 수 있다. PMI 필드의 개수에 따라 DCI의 길이가 가변되는 경우, 단말은 여러 길이에 대해 CRC를 이용한 블라인드 디코딩을 수행할 수 있다. 그 후, 단말은 기지국으로 전송해야할 데이터를 PMI에 의해 지시된 프리코딩 행렬을 이용하여 프리코딩한다(S1850). 마지막으로, 단말은 프리코딩된 데이터 스트림을 다중안테나를 통해 기지국으로 전송한다(S1860).
이하, PMI를 DCI에 할당하는 방법에 대해 구체적으로 예시하도록 한다. PMI 할당 방법은 단말이 블라인드 디코딩을 지원하는지 여부와 PMI가 할당되는 자원 단위에 따라 4가지 경우를 고려할 수 있다.
옵션 1: DCI 크기에 대한 블라인드 디코딩( Non - Blind decoding ) 및 서브밴드별 PMI 할당
옵션 1은 단말이 다양한 크기의 DCI에 대해 블라인드 디코딩을 수행할 수 있다고 가정한다. 기지국은 상향링크 서브밴드 별로 PMI를 할당한다. 옵션 1은 스케줄링된 클러스터의 개수(NCL)와 무관하게 적용되고 각 PMI는 서브밴드 단위로 클러스터에 최적화될 수 있다. 즉, PMI는 서브밴드 단위로 할당되고 각 PMI는 해당 서브밴드 내에 있는 하나 이상의 클러스터로 할당된다. 이와 같이, PMI 할당 관점에서 서브밴드와 클러스터는 1-대-1로 연관된다. 따라서, 하나의 클러스터가 둘 이상의 서브밴드에 걸친다면, 상기 클러스터는 소정의 규칙 또는 랜덤하게 하나의 서브밴드와 연관될 수 있다. 일 예로, 하나의 클러스터가 두 개의 서브밴드에 걸치는 경우, 상기 클러스터는 더 많은 자원이 속하는 서브밴드와 연관될 수 있다. 옵션 1에서, 다르게 언급하지 않으면, 서브밴드는 PMI 할당 관점에서 클러스터와 연관된 서브밴드를 의미한다.
구체적으로, 기지국은 클러스터와 연관된 서브밴드의 개수(NSB : CL)를 계수하고, 해당 서브밴드 내의 클러스터에 대해 최적화된 PMI를 계산할 수 있다. 그 후, 기지국은 PMI를 NSB : CL개의 PMI 필드에 할당함으로써 DCI를 구성한다. 기지국은 PDCCH를 통해 각각의 단말에게 PMI를 포함하는 DCI를 전송한다. 이와 같이, 해당 서브밴드에 대해서만 PMI를 시그널링 하기 때문에 DCI는 모든 서브밴드에 대해 PMI를 시그널링 하는 경우에 비해 작은 크기를 가질 수 있다. 단말은 기지국으로부터 PDCCH를 수신한 뒤, DCI에 대해 블라인드 디코딩을 수행한다. 최종적으로, 단말은 NSB : CL개의 서브밴드에 대해 NSB : CL개의 PMI를 획득할 수 있다.
다른 예로, LCL ,i>1.5×LSB를 만족하는 특정 클러스터의 경우, 상기 특정 클러스터는 둘 이상의 서브밴드에 걸친다. 이 경우, PMI 필드의 낭비를 최소화하고 DCI 오버헤드를 줄이기 위해, 예외적으로 상기 특정 클러스터에 대해서는 클러스터 PMI를 할당하는 것을 고려할 수 있다. 이 경우, DCI 내의 PMI 필드는 서브밴드 PMI와 클러스터 PMI를 구분하기 위한 비트 정보를 더 포함할 수 있다. 또한, 서브밴드를 위한 제1 PMI 세트와 클러스터를 위한 제2 PMI 세트를 정의함으로써 PMI 필드의 값을 통해 서브밴드 PMI 및 클러스터 PMI를 구분할 수 있다.
도 19는 옵션 1에 따라 상향링크 PMI를 할당하는 예를 나타낸다. 본 실시예는 NSB=4이고 NCL=2인 경우를 가정한다. 도 19를 참조하면, 상술한 기준에 따를 때, 서브밴드#1(SB#1)은 클러스터#1(CL#1)과 연관된다. 서브밴드#3(SB#3)은 클러스터#2(CL#2)와 연관될 수 있다. 서브밴드#2(SB#2) 및 서브밴드#4(SB#4)는 클러스터와 연관되지 않는다. 따라서, 기지국은 DCI 내에 두 개의 PMI 필드만 포함시키고, 각각의 PMI 필드에는 CL#1 및 CL#2에 최적화된 서브밴드 PMI를 순차적으로 할당할 수 있다 (PMI#2-PMI#4).
도 20은 옵션 1에 따라 상향링크 PMI를 할당하는 다른 예를 나타낸다. 본 실시예는 NSB=4이고 NCL=3인 경우를 가정한다. 도 20을 참조하면, 상술한 기준에 따를 때, 서브밴드#1(SB#1)은 클러스터#1(CL#1)과 연관된다. 서브밴드#2(SB#2)는 클러스터#2(CL#2) 및 클러스터#3(CL#3)과 연관된다. 서브밴드#3(SB#3) 및 서브밴드#4(SB#4)는 클러스터와 연관되지 않는다. 즉, 클러스터와 연관된 서브밴드의 개수(NSB : CL)는 2이다. 따라서, 기지국은 DCI 내에 두 개의 PMI 필드만 포함시키고, 각각의 PMI 필드에는 CL#1 및 CL#2/CL#3에 최적화된 서브밴드 PMI를 순차적으로 할당할 수 있다 (PMI#2-PMI#1).
도 21은 옵션 1에 따라 상향링크 PMI를 할당하는 또 다른 예를 나타낸다. 본 실시예는 NSB=4이고 NCL=2인 경우를 가정한다. 도 21을 참조하면, 상술한 기준에 따를 때, 서브밴드#1(SB#1)은 클러스터#1(CL#1)과 연관된다. 서브밴드#4(SB#4)는 클러스터#2(CL#2)와 연관될 수 있다. 서브밴드#2(SB#2) 및 서브밴드#3(SB#3)은 클러스터와 연관되지 않는다. 즉, 클러스터와 연관된 서브밴드의 개수(NSB : CL)는 2이다. 따라서, 기지국은 DCI 내에 두 개의 PMI 필드만 포함시키고, 각각의 PMI 필드에는 CL#1 및 CL#2에 최적화된 서브밴드 PMI를 순차적으로 할당할 수 있다 (PMI#2-PMI#3).
다른 예로, 클러스터#1(CL#1)은 서브밴드#1(SB#1)에 포함되지만, 클러스터#2(CL#2)는 크기가 LCL ,i>1.5×LSB를 만족하고 서브밴드#3(SB#3) 및 서브밴드#4(SB#4)에 공통적으로 포함되어 있다. 따라서, 클러스터가 LCL ,i>1.5×LSB인 경우의 예외를 적용할 수 있다. 즉, 기지국은 DCI 내에 두 개의 PMI 필드만 포함시키고, 각각의 PMI 필드에는 CL#1에 최적화된 서브밴드 PMI(PMISB)와 CL#2에 최적화된 클러스터 PMI(PMICL)를 할당할 수 있다 (PMISB#2-PMICL#3).
도 22는 옵션 1에 따라 상향링크 PMI를 할당하는 또 다른 예를 나타낸다. 본 실시예는 NSB=4이고 NCL=5인 경우를 가정한다. 도 22를 참조하면, 상술한 기준에 따를 때, 서브밴드#1(SB#1)은 클러스터#1(CL#1)과 연관된다. 서브밴드#2(SB#2)는 클러스터#2(CL#2) 및 클러스터#3(CL#3)과 연관된다. 서브밴드#3(SB#3)은 클러스터#4(CL#4) 및 클러스터#5(CL#5)와 연관될 수 있다. 서브밴드#4(SB#4)는 클러스터와 연관되지 않는다. 즉, 클러스터와 연관된 서브밴드의 개수(NSB : CL)는 3이다. 따라서, 기지국은 DCI 내에 세 개의 PMI 필드만 포함시키고, 각각의 PMI 필드에는 CL#1, CL#2/CL#3 및 CL#4/CL#5에 최적화된 서브밴드 PMI를 순차적으로 할당할 수 있다 (PMI#2-PMI#1-PMI#4).
옵션 2: DCI 크기에 대한 블라인드 디코딩 및 클러스터별 PMI 할당
옵션 2는 단말이 다양한 크기의 DCI에 대해 블라인드 디코딩을 수행할 수 있다고 가정한다. 기지국은 상향링크 서브밴드 별로 PMI를 할당한다. 옵션 2는 스케줄링된 클러스터의 개수(NCL)와 무관하게 적용되고 각 PMI는 해당 클러스터에 최적화될 수 있다. 다만, 여러 이유로, 기지국이 단말에게 전송할 수 있는 PMI의 최대 개수가 제한될 수 있다. 일 예로, PMI의 최대 개수는 서브밴드의 개수(NSB)에 의해 제한될 수 있다. 이 경우, 옵션 2는 스케줄링된 클러스터의 개수가 단말에게 전송할 수 있는 PMI의 최대 개수와 같거나 작은 경우에만 적용될 수 있다. 각각의 PMI는 해당 클러스터에 최적화될 수 있다.
구체적으로, 기지국은 단말에게 스케줄링된 NCL개의 클러스터에 대해 NCL개의 PMI를 계산한다. 그 후, 기지국은 PMI를 NCL개의 PMI 필드에 할당함으로써 DCI를 구성한다. 기지국은 PDCCH를 통해 각각의 단말에게 PMI를 포함하는 DCI를 전송한다. 이와 같이, 스케줄링된 클러스터에 대해서만 PMI를 시그널링 하기 때문에 DCI는 모든 서브밴드에 대해 PMI를 시그널링 하는 경우에 비해 작은 크기를 가질 수 있다. 단말은 기지국으로부터 PDCCH를 수신한 뒤, DCI에 대해 블라인드 디코딩을 수행한다. 최종적으로, 단말은 NCL개의 클러스터에 대해 NCL개의 PMI를 획득할 수 있다.
도 23은 옵션 2에 따라 상향링크 PMI를 할당하는 예를 나타낸다. 본 실시예는 NSB=4이고 NCL=2인 경우를 가정한다. 도 23을 참조하면, 기지국은 단말에게 두 개의 클러스터를 스케줄링한다. 따라서, 기지국은 DCI 내에 두 개의 PMI 필드만 포함시키고, 각각의 PMI 필드에는 CL#1 및 CL#2에 최적화된 클러스터 PMI를 순차적으로 할당할 수 있다 (PMI#2-PMI#4).
도 24는 옵션 2에 따라 상향링크 PMI를 할당하는 다른 예를 나타낸다. 본 실시예는 NSB=4이고 NCL=3인 경우를 가정한다. 도 24를 참조하면, 기지국은 단말에게 세 개의 클러스터를 스케줄링한다. 따라서, 기지국은 DCI 내에 세 개의 PMI 필드만 포함시키고, 각각의 PMI 필드에는 CL#1, CL#2 및 CL#3에 최적화된 클러스터 PMI를 순차적으로 할당할 수 있다 (PMI#2-PMI#4-PMI#3).
도 25는 옵션 2에 따라 상향링크 PMI를 할당하는 또 다른 예를 나타낸다. 본 실시예는 NSB=4이고 NCL=2인 경우를 가정한다. 도 25를 참조하면, 기지국은 단말에게 두 개의 클러스터를 스케줄링한다. 따라서, 기지국은 DCI 내에 두 개의 PMI 필드만 포함시키고, 각각의 PMI 필드에는 CL#1 및 CL#2에 최적화된 클러스터 PMI를 순차적으로 할당할 수 있다 (PMI#2-PMI#4).
옵션 3: DCI 크기에 대한 논-블라인드 디코딩 및 서브밴드별 PMI 할당
옵션 3은 단말이 다양한 크기의 DCI에 대해 블라인드 디코딩을 수행할 수 없다고 가정한다. 또한, 기지국은 상향링크 서브밴드 별로 PMI를 할당한다. 따라서, DCI는 항상 NSB개의 PMI 필드를 포함한다. 옵션 3은 스케줄링된 클러스터의 개수(NCL)와 무관하게 적용되고 각 PMI는 서브밴드 단위로 클러스터에 최적화될 수 있다. 만약, 특정 서브밴드가 클러스터를 포함하지 않다면, 상기 특정 서브밴드에 할당되는 PMI는 서브밴드 내의 모든 부반송파를 대상으로 최적화될 수 있다. 따라서, PMI는 서브밴드 단위로 할당되고 각 PMI는 해당 서브밴드 내에 있는 하나 이상의 클러스터로 할당된다. 이와 같이, PMI 할당 관점에서 서브밴드와 클러스터는 1-대-1로 연관된다. 따라서, 하나의 클러스터가 둘 이상의 서브밴드에 걸친다면, 상기 클러스터는 소정의 규칙 또는 랜덤하게 하나의 서브밴드와 연관될 수 있다. 일 예로, 하나의 클러스터가 두 개의 서브밴드에 걸치는 경우, 상기 클러스터는 더 많은 자원이 속하는 서브밴드와 연관될 수 있다.
구체적으로, 기지국은 각각의 서브밴드가 클러스터를 포함하고 있는지 여부를 결정하고, 모든 서브밴드에 대해 PMI를 계산한다(NSB개의 PMI). 그 후, 기지국은 PMI를 NSB개의 PMI 필드에 할당함으로써 고정된 크기의 DCI를 구성한다. 기지국은 PDCCH를 통해 단말에게 PMI를 포함하는 DCI를 전송한다. 옵션 4에서 DCI 내의 PMI 부분은 상향링크 서브밴드의 개수(NSB)에 대응하는 고정된 크기를 가진다. 단말은 블라인드 디코딩을 할 수 없으므로, DCI의 크기는 사전에 기지국과 단말 사이에 공유된다. 단말은 기지국으로부터 PDCCH를 수신한 뒤, DCI에 대해 디코딩을 수행한다. 최종적으로, 단말은 서브밴드에 대해 할당된 NSB개의 PMI를 획득할 수 있다.
일반적으로, PMI 할당 주기는 클러스터 할당 주기보다 클 수 있다. 이 경우, PMI가 서브밴드 내의 클러스터에 대해 최적화되지 않고 서브밴드 자체에 대해 최적화될 수 있다. 일 예로, 일부 DCI 포맷이 PMI 필드를 포함하지 않는 경우, 서브밴드에 대해 최적화된 PMI는 다음 스케줄링 시점에 해당 서브밴드와 연관된 클러스터에 재사용될 수 있다.
도 26은 옵션 3에 따라 상향링크 PMI를 할당하는 예를 나타낸다. 본 실시예는 NSB=4이고 NCL=2인 경우를 가정한다. 도 26을 참조하면, 상술한 기준에 따를 때, 서브밴드#1(SB#1)은 클러스터#1(CL#1)과 연관된다. 서브밴드#3(SB#3)은 클러스터#2(CL#2)와 연관된다. 서브밴드#2(SB#2) 및 서브밴드#4(SB#4)는 클러스터와 연관되지 않는다. 이 경우, 기지국은 DCI에 NSB개의 PMI 필드를 포함시켜 고정된 크기의 DCI를 생성한다. 그 후, 기지국은 각각의 PMI 필드에 CL#1, SB#2, CL#2 및 SB#4에 최적화된 서브밴드 PMI를 순차적으로 할당할 수 있다 (PMI#1-PMI#4-PMI#3-PMI#2).
도 27은 옵션 3에 따라 상향링크 PMI를 할당하는 다른 예를 나타낸다. 본 실시예는 NSB=4이고 NCL=3인 경우를 가정한다. 도 27을 참조하면, 상술한 기준에 따를 때, 서브밴드#1(SB#1)은 클러스터#1(CL#1)과 연관된다. 서브밴드#2(SB#2)는 클러스터#2(CL#2) 및 클러스터#3(CL#3)과 연관된다. 서브밴드#3(SB#3) 및 서브밴드#4(SB#4)는 서브밴드#2(SB#3)는 클러스터와 연관되지 않는다. 이 경우, 기지국은 DCI에 NSB개의 PMI 필드를 포함시켜 고정된 크기의 DCI를 생성한다. 그 후, 기지국은 각각의 PMI 필드에 CL#1, CL#2/CL#3, SB#3 및 SB#4에 최적화된 서브밴드 PMI를 할당할 수 있다 (PMI#1-PMI#4-PMI#3-PMI#2).
도 28은 옵션 3에 따라 상향링크 PMI를 할당하는 또 다른 예를 나타낸다. 본 실시예는 NSB=4이고 NCL=2인 경우를 가정한다. 도 28을 참조하면, 상술한 기준에 따를 때, 서브밴드#1(SB#1)은 클러스터#1(CL#1)과 연관된다. 서브밴드#3(SB#3) 또는 서브밴드#4(SB#4)는 클러스터#2(CL#2)와 연관될 수 있다. 서브밴드#2(SB#3)는 클러스터와 연관되지 않는다. 이 경우, 기지국은 DCI에 NSB개의 PMI 필드를 포함시켜 고정된 크기의 DCI를 생성한다. 그 후, 기지국은 각각의 PMI 필드에 CL#1, SB#2, CL#2 및 CL#2에 최적화된 PMI를 할당할 수 있다 (PMI#1-PMI#2-PMI#4-PMI#4).
도 29는 옵션 3에 따라 상향링크 PMI를 할당하는 또 다른 예를 나타낸다. 본 실시예는 NSB=4이고 NCL=5인 경우를 가정한다. 도 29를 참조하면, 상술한 기준에 따를 때, 서브밴드#1(SB#1)은 클러스터#1(CL#1)과 연관된다. 서브밴드#2(SB#2)는 클러스터#2(CL#2) 및 클러스터#3(CL#3)과 연관된다. 서브밴드#3(SB#3)은 클러스터#4(CL#4) 및 클러스터#5(CL#5)와 연관된다. 서브밴드#4(SB#4)는 클러스터와 연관되지 않는다. 이 경우, 기지국은 DCI에 NSB개의 PMI 필드를 포함시켜 고정된 크기의 DCI를 생성한다. 그 후, 기지국은 각각의 PMI 필드에 CL#1, CL#2/CL#3, CL#4/CL#5 및 SB#4에 최적화된 서브밴드 PMI를 할당할 수 있다 (PMI#1-PMI#3-PMI#4-PMI#2).
옵션 4: DCI 크기에 대한 논-블라인드 디코딩 및 클러스터별 PMI 할당
옵션 4는 단말이 다양한 크기의 DCI에 대해 블라인드 디코딩을 수행할 수 없다고 가정한다. 또한, 기지국은 스케줄링된 클러스터에 대해 PMI를 할당한다. 옵션 4에서 DCI는 고정된 크기를 가지므로 기지국이 단말에게 전송할 수 있는 PMI의 최대 개수는 제한된다. 이 경우, 옵션 4는 스케줄링된 클러스터의 개수가 단말에게 전송할 수 있는 PMI의 최대 개수와 같거나 작은 경우에만 적용될 수 있다. 일 예로, PMI의 최대 개수는 서브밴드의 개수(NSB)로 정의될 수 있다. 이하에서는 편의상 DCI에 포함되는 PMI 필드의 최대 개수를 NSB라고 가정한다.
구체적으로, 기지국은 단말에게 스케줄링된 NCL개의 클러스터에 대해 NCL개의 PMI를 계산한다. 그 후, 기지국은 NCL개의 PMI를 NSB개의 PMI 필드에 할당함으로써 고정된 크기의 DCI를 구성한다. 따라서, DCI에 포함된 NSB개의 PMI 필드 중에서 NCL개의 필드는 유효한 값을 가지고, NSB-NCL개의 필드는 무효한 값을 갖는다. 기지국은 PDCCH를 통해 단말에게 PMI를 포함하는 DCI를 전송한다. 단말은 블라인드 디코딩을 할 수 없으므로, DCI의 크기는 사전에 기지국과 단말 사이에 공유된다. 단말은 기지국으로부터 PDCCH를 수신한 뒤, DCI에 대해 디코딩을 수행한다. 최종적으로, 단말은 NSB개의 PMI를 획득하게 된다. 단말은 NSB개의 PMI 중에서 처음 NCL개의 PMI 만을 NCL개의 클러스터를 프리코딩 하는데 이용하고, 나머지 NSB-NCL개의 PMI를 무시할 수 있다. 또한, PMI 필드의 낭비를 최소화하기 위하여, 남은 NSB-NCL개의 PMI 필드는 서브밴드 그룹 또는 전 밴드에 대한 PMI를 할당하는데 사용될 수 있다.
도 30은 옵션 4에 따라 상향링크 PMI를 할당하는 예를 나타낸다. 본 실시예는 NSB=4이고 NCL=2인 경우를 가정한다. 본 실시예는 각 클러스터의 위치 및/또는 크기에 관계없이 적용될 수 있다. 도 30을 참조하면, 기지국은 DCI에 NSB개의 PMI 필드를 포함시켜 고정된 크기의 DCI를 생성한다. 그 후, 기지국은 처음 두 개의 PMI 필드에 CL#1 및 CL#2에 최적화된 PMI를 할당하고, 남은 두 개의 PMI 필드에 무효한 PMI를 할당할 수 있다 (PMI#1-PMI#3-PMIinvalid-PMIinvalid).
도 31은 옵션 4에 따라 상향링크 PMI를 할당하는 다른 예를 나타낸다. 본 실시예는 NSB=4이고 NCL=3인 경우를 가정한다. 도 31을 참조하면, 기지국은 DCI에 NSB개의 PMI 필드를 포함시켜 고정된 크기의 DCI를 생성한다. 그 후, 기지국은 처음 세 개의 PMI 필드에 CL#1, CL#2 및 CL#3에 최적화된 PMI를 할당하고, 남은 한 개의 PMI 필드에 무효한 PMI를 할당할 수 있다 (PMI#1-PMI#2-PMI#3-PMIinvalid).
도 32는 옵션 4에 따라 상향링크 PMI를 할당하는 또 다른 예를 나타낸다. 본 실시예는 NSB=4이고 NCL=2인 경우를 가정한다. 도 32를 참조하면, 기지국은 DCI에 NSB개의 PMI 필드를 포함시켜 고정된 크기의 DCI를 생성한다. 그 후, 기지국은 처음 두 개의 PMI 필드에 CL#1 및 CL#2에 최적화된 PMI를 할당하고, 남은 두 개의 PMI 필드에 무효한 PMI를 할당할 수 있다 (PMI#1-PMI#4-PMIinvalid-PMIinvalid).
도 33은 본 발명의 일 실시예에 따른 송수신기의 블록도를 예시한다. 송수신기는 기지국 또는 단말의 일부일 수 있다.
도 33을 참조하면, 송수신기(3300)는 프로세서(3310), 메모리(3320), RF 모듈(3330), 디스플레이 모듈(3340) 및 사용자 인터페이스 모듈(3350)을 포함한다. 송수신기(3300)는 설명의 편의를 위해 도시된 것으로서 일부 모듈은 생략되거나 통합될 수 있다. 또한, 송수신기(3300)는 필요한 모듈을 더 포함할 수 있다. 또한, 송수신기(3300)에서 일부 모듈은 보다 세분화된 모듈로 구분될 수 있다. 프로세서(3320)는 도면을 참조하여 예시한 본 발명의 실시예에 따른 동작을 수행하도록 구성된다. 프로세서(3320)의 자세한 동작은 도 1 내지 도 32에 기재된 내용을 참조할 수 있다. 메모리(3320)는 프로세서(3310)에 연결되며 오퍼레이팅 시스템, 어플리케이션, 프로그램 코드, 데이터 등을 저장한다. RF 모듈(3330)은 프로세서(3310)에 연결되며 기저대역 신호를 무선 신호를 변환하거나 무선신호를 기저대역 신호로 변환하는 기능을 수행한다. 일 예로, RF 모듈(3330)은 아날로그 변환, 증폭, 필터링 및 주파수 상향 변환 또는 이들의 역과정을 수행할 수 있다. 디스플레이 모듈(3340)은 프로세서(3310)에 연결되며 다양한 정보를 디스플레이한다. 디스플레이 모듈(3340)은 이로 제한되는 것은 아니지만 LCD(Liquid Crystal Display), LED(Light Emitting Diode), OLED(Organic Light Emitting Diode)와 같은 잘 알려진 요소를 사용할 수 있다. 사용자 인터페이스 모듈(3350)은 프로세서(3310)와 연결되며 키패드, 터치 스크린 등과 같은 잘 알려진 사용자 인터페이스의 조합으로 구성될 수 있다.
이상에서 설명된 실시예들은 본 발명의 구성요소들과 특징들이 소정 형태로 결합된 것들이다. 각 구성요소 또는 특징은 별도의 명시적 언급이 없는 한 선택적인 것으로 고려되어야 한다. 각 구성요소 또는 특징은 다른 구성요소나 특징과 결합되지 않은 형태로 실시될 수 있다. 또한, 일부 구성요소들 및/또는 특징들을 결합하여 본 발명의 실시예를 구성하는 것도 가능하다. 본 발명의 실시예들에서 설명되는 동작들의 순서는 변경될 수 있다. 어느 실시예의 일부 구성이나 특징은 다른 실시예에 포함될 수 있고, 또는 다른 실시예의 대응하는 구성 또는 특징과 교체될 수 있다. 특허청구범위에서 명시적인 인용 관계가 있지 않은 청구항들을 결합하여 실시예를 구성하거나 출원 후의 보정에 의해 새로운 청구항으로 포함시킬 수 있음은 자명하다.
본 발명에 따른 실시예는 다양한 수단, 예를 들어, 하드웨어, 펌웨어(firmware), 소프트웨어 또는 그것들의 결합 등에 의해 구현될 수 있다. 하드웨어에 의한 구현의 경우, 본 발명의 일 실시예는 하나 또는 그 이상의 ASICs(application specific integrated circuits), DSPs(digital signal processors), DSPDs(digital signal processing devices), PLDs(programmable logic devices), FPGAs(field programmable gate arrays), 프로세서, 콘트롤러, 마이크로 콘트롤러, 마이크로 프로세서 등에 의해 구현될 수 있다.
펌웨어나 소프트웨어에 의한 구현의 경우, 본 발명의 일 실시예는 이상에서 설명된 기능 또는 동작들을 수행하는 모듈, 절차, 함수 등의 형태로 구현될 수 있다. 소프트웨어 코드는 메모리 유닛에 저장되어 프로세서에 의해 구동될 수 있다. 상기 메모리 유닛은 상기 프로세서 내부 또는 외부에 위치하여, 이미 공지된 다양한 수단에 의해 상기 프로세서와 데이터를 주고 받을 수 있다.
본 발명은 본 발명의 특징을 벗어나지 않는 범위에서 다른 특정한 형태로 구체화될 수 있음은 당업자에게 자명하다. 따라서, 상기의 상세한 설명은 모든 면에서 제한적으로 해석되어서는 아니되고 예시적인 것으로 고려되어야 한다. 본 발명의 범위는 첨부된 청구항의 합리적 해석에 의해 결정되어야 하고, 본 발명의 등가적 범위 내에서의 모든 변경은 본 발명의 범위에 포함된다.
본 발명은 무선 통신 시스템에 적용될 수 있다. 본 발명은 SC-FDMA(Single Carrier-Frequency Division Multiple Access), MC-FDMA(Multi Carrier-Frequency Division Multiple Access) 및 OFDMA(Orthogonal Frequency Division Multiple Access) 중에서 적어도 하나를 지원하는 무선 통신 시스템에 적용될 수 있다. 구체적으로, 본 발명은 무선 통신 시스템에서 상향링크 PAPR(Peak-to-Average Power Ratio)을 줄이기 위한 프리코딩 적용 방법 및 이를 위한 장치에 적용될 수 있다.
본 발명에 관한 이해를 돕기 위해 상세한 설명의 일부로 포함되는, 첨부 도면은 본 발명에 대한 실시예를 제공하고, 상세한 설명과 함께 본 발명의 기술적 사상을 설명한다.
도 1은 E-UMTS의 네트워크 구조를 나타낸다.
도 2는 OFDMA 및 SC-FDMA를 위한 송신기 및 수신기의 블럭도를 예시한다.
도 3은 LTE 시스템에 정의된 상향링크 송신기의 구조를 나타낸다.
도 4는 무선 프레임(radio frame)의 구조를 예시한다.
도 5는 하향링크 물리 채널의 구조를 나타낸다.
도 6은 슬롯에 대한 자원 그리드(resource grid)를 예시한다.
도 7은 로칼화된 SC-FDMA 방식의 자원 매핑을 설명하는 일 예를 나타낸다.
도 8은 클러스터된 SC-FDMA 방식의 자원 매핑을 설명하는 일 예를 나타낸다.
도 9는 다중안테나를 사용하는 무선 통신 시스템의 구성 예를 나타낸다.
도 10은 NT개의 송신 안테나에서 수신 안테나 i로의 채널을 예시하였다.
도 11은 다중안테나 시스템에서 통신을 수행하는 일 예를 나타낸다.
도 12-14는 다중안테나를 지원하는 SC-FDMA 송신기의 일 예를 나타낸다.
도 15는 광대역 시스템의 경우 주파수축에서의 채널 변화를 예시한다.
도 16은 SC-FDMA인 경우 주파수축에서 프리코딩 행렬을 적용하는 예이다.
도 17은 SC-FDMA 송신기에 프리코딩 행렬을 적용하는 예를 나타낸다.
도 18은 기지국이 단말에게 PMI를 시그널링 하는 일 예를 나타낸다.
도 19-22는 옵션 1에 따라 상향링크 PMI를 할당하는 예를 나타낸다.
도 23-25는 옵션 2에 따라 상향링크 PMI를 할당하는 예를 나타낸다.
도 26-29는 옵션 3에 따라 상향링크 PMI를 할당하는 예를 나타낸다.
도 30-32는 옵션 4에 따라 상향링크 PMI를 할당하는 예를 나타낸다.
도 33은 본 발명의 일 실시예에 적용될 수 있는 송수신기를 예시한다.

Claims (15)

  1. 무선 통신 시스템에서 다중 안테나를 통한 단말의 상향링크 전송 방법에 있어서,
    기지국으로부터 상기 상향링크 전송을 위한 스케줄링 정보 및 PMI(precoding matrix indicator) 정보를 수신하는 단계, 상기 스케줄링 정보는 상기 상향링크 전송을 위해 제1 클러스터 및 제2 클러스터를 포함하여 복수의 클러스터를 스케줄링하고, 상기 PMI 정보는 제1 프리코딩 행렬을 지시하는 제1 PMI 필드와 상기 제1 프리코딩 행렬과 서로 다른 제2 프리코딩 행렬을 지시하는 제2 PMI 필드를 포함하여 복수의 PMI 필드를 포함하며;
    하나 이상의 데이터 시퀀스에 푸리에 변환(Fourier Transform)을 수행하여 제1 복수의 주파수 영역 시퀀스를 생성하는 단계, 상기 제1 복수의 주파수 영역 시퀀스에서 각각의 주파수 영역 시퀀스는 상기 제1 클러스터에 대응하는 제1 부분과 상기 제2 클러스터에 대응하는 제2 부분을 포함하며;
    상기 제1 복수의 주파수 영역 시퀀스를 프리코딩하여 제2 복수의 주파수 영역 시퀀스를 생성하는 단계, 상기 제1 부분은 상기 제1 프리코딩 행렬로 프리코딩되고 상기 제2 부분은 상기 제2 프리코딩 행렬로 프리코딩되며;
    상기 제2 복수의 주파수 영역 시퀀스에 역푸리에 변환(Inverse Fourier Transform)을 수행하여 하나 이상의 전송 심볼을 생성하는 단계; 및
    상기 하나 이상의 전송 심볼을 상기 다중 안테나를 통해 전송하는 단계를 포함하는 상향링크 전송 방법.
  2. 제1항에 있어서,
    상기 제2 복수의 주파수 영역 시퀀스를 주파수 대역 내에 연속적으로 또는 불연속적으로 매핑(mapping) 하는 단계를 더 포함하는 상향링크 전송 방법.
  3. 제2항에 있어서,
    상기 제2 복수의 주파수 영역 시퀀스는 상기 주파수 대역 내에서 상기 복수의 클러스터에 매핑되는 것을 특징으로 하는 상향링크 전송 방법.
  4. 제1항에 있어서,
    상기 복수의 클러스터는 상기 주파수 대역 내에서 불연속적인 것을 특징으로 하는 상향링크 전송 방법.
  5. 삭제
  6. 삭제
  7. 제1항에 있어서,
    상기 제1 클러스터의 크기는 상기 제2 클러스터의 크기와 서로 다른 것을 특징으로 하는 상향링크 전송 방법.
  8. 제1항에 있어서,
    상기 스케줄링 정보 및 상기 PMI 정보는 물리 하향링크 제어 채널(Physical Downlink Control Channel, PDCCH)을 통해 수신되는 하향링크 제어 정보(Downlink Control Information, DCI) 내에 포함되는 것을 특징으로 하는 상향링크 전송 방법.
  9. 제1항에 있어서,
    상기 복수의 PMI 필드의 개수는 상기 상향링크 전송을 위해 스케줄링된 서브밴드(subband)의 개수와 동일하게 설정되는 것을 특징으로 하는 상향링크 전송 방법.
  10. 제1항에 있어서,
    상기 복수의 PMI 필드의 개수는 상기 복수의 클러스터와 관련된 서브밴드의 개수와 동일하게 설정되는 것을 특징으로 하는 상향링크 전송 방법.
  11. 제1항에 있어서,
    상기 복수의 PMI 필드의 개수는 상기 복수의 클러스터의 개수와 동일하게 설정되는 것을 특징으로 하는 상향링크 전송 방법.
  12. 제1항에 있어서,
    상기 복수의 PMI 필드의 개수는 상기 스케줄링 정보에 관계없이 일정하게 유지되는 것을 특징으로 하는 상향링크 전송 방법.
  13. 제12항에 있어서,
    상기 복수의 PMI 필드의 개수는 상기 주파수 대역 내에 존재하는 서브밴드의 총 개수와 동일하게 설정되는 것을 특징으로 하는 상향링크 전송 방법.
  14. 제12항에 있어서,
    상기 PMI 정보가 상기 복수의 PMI 필드의 개수보다 많은 필드를 포함하는 경우, 상기 PMI 정보 중에서 상기 복수의 PMI 필드를 제외한 나머지 필드에는 미리 정해진 값이 포함되는 것을 특징으로 하는 상향링크 전송 방법.
  15. 무선 통신 시스템에서 다중 안테나를 통한 상향링크 전송을 수행하도록 구성된 단말에 있어서,
    RF(radio frequency) 모듈; 및
    프로세서를 포함하며,
    상기 프로세서는 상기 RF 모듈을 제어하여 기지국으로부터 상기 상향링크 전송을 위한 스케줄링 정보 및 PMI(precoding matrix indicator) 정보를 수신하도록 구성되고, 상기 스케줄링 정보는 상기 상향링크 전송을 위해 제1 클러스터 및 제2 클러스터를 포함하여 복수의 클러스터를 스케줄링하고, 상기 PMI 정보는 제1 프리코딩 행렬을 지시하는 제1 PMI 필드와 상기 제1 프리코딩 행렬과 서로 다른 제2 프리코딩 행렬을 지시하는 제2 PMI 필드를 포함하여 복수의 PMI 필드를 포함하며,
    상기 프로세서는 하나 이상의 데이터 시퀀스에 푸리에 변환(Fourier Transform)을 수행하여 제1 복수의 주파수 영역 시퀀스를 생성하도록 구성되고, 상기 제1 복수의 주파수 영역 시퀀스에서 각각의 주파수 영역 시퀀스는 상기 제1 클러스터에 대응하는 제1 부분과 상기 제2 클러스터에 대응하는 제2 부분을 포함하며,
    상기 프로세서는 상기 제1 복수의 주파수 영역 시퀀스를 프리코딩하여 제2 복수의 주파수 영역 시퀀스를 생성하도록 구성되고, 상기 제1 부분은 상기 제1 프리코딩 행렬로 프리코딩되고 상기 제2 부분은 상기 제2 프리코딩 행렬로 프리코딩되며,
    상기 프로세서는 상기 제2 복수의 주파수 영역 시퀀스에 역푸리에 변환(Inverse Fourier Transform)을 수행하여 하나 이상의 전송 심볼을 생성하도록 구성되고,
    상기 프로세서는 상기 RF 모듈을 제어하여 상기 하나 이상의 전송 심볼을 상기 다중 안테나를 통해 전송하도록 구성되는 단말.
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