KR101678438B1 - 다중 안테나를 갖는 송신기 - Google Patents

다중 안테나를 갖는 송신기 Download PDF

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Abstract

본 발명은 무선 통신 시스템에 관한 것이다. 구체적으로, 본 발명은 복수의 송신 안테나; 송신 안테나 별로 구성된 복수의 RF(Radio Frequency) 체인; 기저 대역에서 하나 이상의 송신 신호를 생성하는 신호 생성부; 및 상기 하나 이상의 송신 신호를 상기 복수의 RF 체인에 맵핑하는 RF 스위치를 포함하는, 무선 통신을 위한 송신 장치 및 이를 위한 방법에 관한 것이다.

Description

다중 안테나를 갖는 송신기{TRANSMITTER HAVING MULTIPLE ANTENNAS}
본 발명은 무선 통신 시스템에 관한 것이다. 구체적으로, 본 발명은 다중 안테나를 갖는 송신기에 관한 것으로서, 보다 구체적으로 송신기의 RF 구조 및 이를 위한 방법에 관한 것이다.
무선 통신 시스템이 음성이나 데이터 등과 같은 다양한 종류의 통신 서비스를 제공하기 위해 광범위하게 전개되고 있다. 일반적으로 무선 통신 시스템은 가용한 시스템 자원(대역폭, 송신 파워 등)을 공유하여 다중 사용자와의 통신을 지원할 수 있는 다중 접속(multiple access) 시스템이다. 다중 접속 시스템의 예들로는 CDMA(code division multiple access) 시스템, FDMA(frequency division multiple access) 시스템, TDMA(time division multiple access) 시스템, OFDMA(orthogonal frequency division multiple access) 시스템, SC-FDMA(single carrier frequency division multiple access) 시스템, MC-FDMA(multi carrier frequency division multiple access) 시스템 등이 있다.
본 발명의 목적은 MIMO(Multiple Input Multiple Output) 시스템에서 전력을 효율적으로 사용할 수 송신기 및 이를 위한 방법을 제공하는 것이다.
본 발명에서 이루고자 하는 기술적 과제들은 이상에서 언급한 기술적 과제들로 제한되지 않으며, 언급하지 않은 또 다른 기술적 과제들은 아래의 기재로부터 본 발명이 속하는 기술분야에서 통상의 지식을 가진 자에게 명확하게 이해될 수 있을 것이다.
본 발명의 일 양상으로, 복수의 송신 안테나; 송신 안테나 별로 구성된 복수의 RF(Radio Frequency) 체인; 기저 대역에서 하나 이상의 송신 신호를 생성하는 신호 생성부; 및 상기 하나 이상의 송신 신호를 상기 복수의 RF 체인에 맵핑하는 RF 스위치를 포함하는, 무선 통신을 위한 송신 장치가 제공된다.
여기에서, 각각의 RF 체인은 주파수 변환을 위한 믹서 및 이에 연결된 전력 증폭기(Power Amplifier: PA)를 포함하고, 상기 RF 스위치는 상기 믹서와 상기 PA의 사이에 위치할 수 있다.
여기에서, 각각의 RF 체인은 주파수 변환을 위한 믹서 및 이에 연결된 전력 증폭기(Power Amplifier: PA)를 포함하고, 상기 RF 스위치는 상기 믹서의 전단에 위치할 수 있다.
여기에서, 상기 RF 스위치는 상기 하나 이상의 송신 신호 중에서 적어도 일부를 상기 복수의 RF 체인에 일-대-다(one to multi) 맵핑할 수 있다.
여기에서, 상기 RF 스위치는 상기 하나 이상의 송신 신호에 사용되는 송신 전력의 값에 기초해서, 상기 하나 이상의 송신 신호에 맵핑되는 RF 체인의 개수를 변경할 수 있다.
여기에서, 상기 RF 스위치는 상기 하나 이상의 송신 신호와 상기 복수의 RF 체인 사이의 맵핑을 송신 신호별로 독립적으로 수행할 수 있다.
여기에서, 상기 RF 스위치는 상기 하나 이상의 송신 신호와 상기 복수의 RF 체인 사이의 맵핑 패턴을 시간에 따라 변화시킬 수 있다.
본 발명의 다른 양상으로, 다중안테나(Multiple Input Multiple Output)을 지원하는 무선 통신 시스템에서 송신 장치가 신호를 송신하는 방법에 있어서, 하나 이상의 기저 대역 신호를 생성하는 단계; 상기 하나 이상의 기저 대역 신호를 송신 안테나 별로 구성된 RF(Radio Frequency) 체인을 통해 하나 이상의 대역 통과 신호로 변환하는 단계; 및 상기 하나 이상의 대역 통과 신호를 수신 장치로 송신하는 단계를 포함하되, 상기 변환 단계는 상기 하나 이상의 기저 대역 신호를 상기 복수의 RF 체인에 맵핑하는 단계를 더 포함하는, 신호 송신 방법이 제공된다.
여기에서, 상기 변환 단계는, 상기 하나 이상의 기저 대역 신호를 주파수 상향 변환하는 단계; 및 상기 주파수 상향 변환된 신호의 전력을 증폭하는 단계를 더 포함하고, 상기 맵핑 단계는 상기 주파수 상향 변환 단계와 상기 전력 증폭 단계의 사이에 수행될 수 있다.
여기에서, 상기 변환 단계는, 상기 하나 이상의 기저 대역 신호를 주파수 상향 변환하는 단계; 및 상기 주파수 상향 변환된 신호의 전력을 증폭하는 단계를 더 포함하고, 상기 맵핑 단계는 상기 주파수 상향 변환 단계 이전에 수행될 수 있다.
여기에서, 상기 하나 이상의 기저 대역 신호 중에서 적어도 일부는 상기 RF 체인에 일-대-다(one to multi) 맵핑될 수 있다.
여기에서, 상기 하나 이상의 기저 대역 신호를 송신하기 위한 송신 전력의 값에 기초해서, 상기 하나 이상의 기저 대역 신호에 맵핑되는 RF 체인의 개수가 변경될 수 있다.
여기에서, 상기 하나 이상의 기저 대역 신호와 상기 RF 체인 사이의 맵핑은 기저 대역 신호별로 독립적으로 수행될 수 있다.
여기에서, 상기 하나 이상의 기저 대역 신호와 상기 RF 체인 사이의 맵핑 패턴은 시간에 따라 변화될 수 있다.
본 발명의 실시예들에 따르면, MIMO(Multiple Input Multiple Output) 시스템에서 전력을 효율적으로 사용할 있다. 또한, 송신기의 최대 송신 전력을 증가시킬 수 있고, 송신 신호 품질을 향상시킬 수 있다. 또한, 소비 전력의 감소에 따라 송신기의 사용 시간을 증가시킬 수 있다.
본 발명에서 얻을 수 있는 효과는 이상에서 언급한 효과들로 제한되지 않으며, 언급하지 않은 또 다른 효과들은 아래의 기재로부터 본 발명이 속하는 기술분야에서 통상의 지식을 가진 자에게 명확하게 이해될 수 있을 것이다.
본 발명에 관한 이해를 돕기 위해 상세한 설명의 일부로 포함되는, 첨부 도면은 본 발명에 대한 실시예를 제공하고, 상세한 설명과 함께 본 발명의 기술적 사상을 설명한다.
도 1은 E-UMTS(Evolved Universal Mobile Telecommunications System)의 네트워크 구조를 예시한다.
도 2는 OFDMA 및 SC-FDMA를 위한 송신기 및 수신기의 블록도를 예시한다.
도 3은 다중 안테나(Multiple Input Multiple Output: MIMO) 통신 시스템을 예시한다.
도 4는 다중 안테나를 지원하는 송신기의 구조를 예시한다.
도 5는 종래 기술에 따른 송신기의 RF 유닛을 예시한다.
도 6은 반송파 집성 상황(Carrier Aggregation: CA)에서 복수의 콤포넌트 반송파(Component Carrier: CC)를 이용하여 통신을 수행하는 예를 나타낸다.
도 7은 PUSCH(Physical Uplink Shared Channel)과 PUCCH(Physical Uplink Control Channel)를 동시에 송신하는 경우의 전력 스펙트럼 밀도(Power Spectrum Density: PSD)를 예시한다.
도 8는 본 발명의 일 실시예에 따른 RF 유닛의 구조 및 이를 이용한 신호 송신 방법을 예시한다.
도 9는 본 발명의 일 실시예에 따라 랭크가 1인 경우의 RF 유닛의 구조 및 이를 이용한 신호 송신 방법을 예시한다.
도 10은 본 발명의 다른 실시예에 따라 랭크가 2인 경우의 RF 유닛의 구조 및 이를 이용한 신호 송신 방법을 예시한다.
도 11은 본 발명의 다른 실시예에 따라 랭크가 3인 경우의 RF 유닛의 구조 및 이를 이용한 신호 송신 방법을 예시한다.
도 12는 본 발명의 일 실시예에 따라 신호를 송신하는 흐름도를 예시한다.
도 13은 본 발명의 실시예에 적용될 수 있는 단말 및 기지국을 예시한다.
이하에서 첨부된 도면을 참조하여 설명된 본 발명의 실시예들에 의해 본 발명의 구성, 작용 및 다른 특징들이 용이하게 이해될 수 있을 것이다. 본 발명의 실시예들은 CDMA, FDMA, TDMA, OFDMA, SC-FDMA, MC-FDMA와 같은 다양한 무선 접속 기술에 사용될 수 있다. CDMA는 UTRA(Universal Terrestrial Radio Access)나 CDMA2000과 같은 무선 기술로 구현될 수 있다. TDMA는 GSM(Global System for Mobile communications)/GPRS(General Packet Radio Service)/EDGE(Enhanced Data Rates for GSM Evolution)와 같은 무선 기술로 구현될 수 있다. OFDMA는 IEEE 802.11 (Wi-Fi), IEEE 802.16 (WiMAX), IEEE 802.20, E-UTRA(Evolved UTRA) 등과 같은 무선 기술로 구현될 수 있다. UTRA는 UMTS(Universal Mobile Telecommunications System)의 일부이다. 3GPP(3rd Generation Partnership Project) LTE(long term evolution)는 E-UTRA를 사용하는 E-UMTS(Evolved UMTS)의 일부이다. LTE-A(Advanced)는 3GPP LTE의 진화된 버전이다.
이하의 실시예들은 본 발명의 기술적 특징들이 3GPP 시스템에 적용되는 경우를 위주로 설명하지만, 이는 예시로서 본 발명이 이로 제한되는 것은 아니다.
본 명세서에서, 송신 전력은 선형 스케일(linear scale) 또는 dB 스케일로 표현될 수 있다. 또한, 본 발명의 실시예에 따른 동작은 전력 영역(power domain) 또는 세기 영역(amplitude domain)에서 수행될 수 있다.
도 1은 E-UMTS의 네트워크 구조를 예시한다. E-UMTS는 LTE 시스템이라 불리기도 한다. UMTS 및 E-UMTS의 기술 규격(technical specification)의 상세한 내용은 각각 "3rd Generation Partnership Project; Technical Specification Group Radio Access Network"의 Release 7과 Release 8을 참조할 수 있다.
도 1을 참조하면, E-UMTS는 단말(User Equipment: UE)(120)과 기지국(eNode B: eNB)(110a 및 110b), 네트워크(E-UTRAN)의 종단에 위치하여 외부 네트워크와 연결되는 접속 게이트웨이(Access Gateway: AG)를 포함한다. 기지국은 브로드캐스트 서비스, 멀티캐스트 서비스 및/또는 유니캐스트 서비스를 위해 다중 데이터 스트림을 동시에 송신할 수 있다. 한 기지국에는 하나 이상의 셀이 존재한다. 셀은 1.25, 2.5, 5, 10, 15, 20Mhz 등의 대역폭 중 하나로 설정될 수 있다. 서로 다른 셀은 서로 다른 대역폭을 제공할 수 있다. 기지국은 다수의 단말에 대한 데이터 송수신을 제어한다. 하향링크(Downlink: DL) 데이터에 대해 기지국은 하향링크 스케줄링 정보를 송신하여 해당 단말에게 데이터가 송신될 시간/주파수 영역, 부호화, 데이터 크기, HARQ(Hybrid Automatic Repeat and reQuest) 관련 정보 등을 알려준다. 또한, 상향링크(Uplink: UL) 데이터에 대해 기지국은 상향링크 스케줄링 정보를 해당 단말에게 송신하여 해당 단말이 사용할 수 있는 시간/주파수 영역, 부호화, 데이터 크기, HARQ 관련 정보 등을 알려준다. 핵심망(Core Network: CN)은 AG와 단말의 사용자 등록 등을 위한 네트워크 노드 등으로 구성될 수 있다. AG는 복수의 셀들로 구성되는 TA(Tracking Area) 단위로 단말의 이동성을 관리한다.
도 2는 OFDMA 및 SC-FDMA를 위한 송신기 및 수신기의 블록도를 예시한다. 상향링크에서 송신기(302~314)는 단말이고 수신기(316~330)는 기지국의 일부이다. 하향링크에서 송신기는 기지국의 일부이고 수신기는 단말의 일부이다.
도 2를 참조하면, OFDMA 송신기는 직/병렬 변환기(Serial to Parallel converter)(202), 부반송파 맵핑(sub-carrier mapping) 모듈(206), M-포인트(point) IDFT(Inverse Discrete Fourier Transform) 모듈(208), 순한전치(Cyclic prefix; CP) 부가 모듈(210), 병/직렬 변환기(Parallel to Serial converter)(212) 및 RF(Radio Frequency)/DAC(Digital to Analog Converter) 모듈(214)을 포함한다.
OFDMA 송신기에서 신호 처리 과정은 다음과 같다. 먼저, 비트 스트림(bit stream)이 데이터 심볼 시퀀스(data symbol sequence)로 변조된다. 비트 스트림은 부호어(codeword) 또는 전송 블록(transport block)에 대응된다. 그 후, 직렬의 데이터 심볼 시퀀스는 N개씩 병렬로 변환된다(202). N개의 데이터 심볼은 전체 M개의 부반송파 중에서 할당받은 N개의 부반송파에 맵핑(mapping)되고 남은 M-N개의 반송파는 0으로 패딩된다(206). 주파수 영역에 맵핑된 데이터 심볼은 M-포인트 IDFT 처리를 통해 시간 영역 시퀀스로 변환된다(208). 그 후, 심볼간 간섭(Inter-Symbol Interference; ISI)과 반송파간 간섭(Inter-Carrier Interference; ICI)을 줄이기 위해서, 상기 시간 영역 시퀀스에 순환전치를 더하여 OFDMA 심볼을 생성한다(210). 생성된 OFDMA 심볼은 병렬에서 직렬로 변환된다(212). 그 후, OFDMA 심볼은 디지털-대-아날로그 변환, 주파수 상향변환 등의 과정을 거쳐 수신기로 송신된다(214). 반면, OFDMA 수신기는 RF/ADC(Analog to Digital Converter) 모듈(216), 직/병렬 변환기(218), 순환전치 제거(Remove CP) 모듈(220), M-포인트 DFT(Discrete Fourier Transform) 모듈(222), 부반송파 디맵핑(demapping)/등화(equalization) 모듈(224), 병/직렬 변환기(228) 및 검출(detection) 모듈(230)을 포함한다. OFDMA 수신기의 신호 처리 과정은 OFDMA 송신기의 역으로 구성된다.
한편, SC-FDMA 송신기는 OFDMA 송신기와 비교하여 부반송파 맵핑 모듈(206) 이전에 N-포인트 DFT 모듈(204)을 추가로 포함한다. SC-FDMA 송신기는 IDFT 처리 이전에 DFT를 통해 복수의 데이터를 주파수 영역에 확산시켜 송신 신호의 PAPR(Peak-to-Average Power Ratio)을 OFDMA 방식에 비해 크게 줄일 수 있다. SC-FDMA 수신기는 OFDMA 수신기와 비교하여 부반송파 디맵핑 모듈(224) 이후에 N-포인트 IDFT 모듈(226)을 추가로 포함한다. SC-FDMA 수신기의 신호 처리 과정은 SC-FDMA 송신기의 역으로 구성된다.
도 3은 다중 안테나(Multiple Input Multiple Output: MIMO) 통신 시스템을 예시한다. MIMO 기술은 다중 송신 안테나 및/또는 다중 수신 안테나를 사용하여 통신을 수행하는 기술을 말한다. MIMO 기술은 추가적인 주파수 할당이나 전력증가 없이도 통신 용량 및 송수신 성능을 획기적으로 향상시킬 수 있다. 다중안테나의 기술은 다양한 채널 경로를 통과한 심볼들을 이용하여 송신 신뢰도를 높이는 공간 다이버시티(spatial diversity) 방식과, 다수의 송신 안테나를 이용하여 다수의 데이터 심볼을 동시에 송신하여 전송률을 향상시키는 공간 다중화(spatial multiplexing) 방식이 있다. 또한, 두 가지 방식을 적절히 결합하여 각각의 장점을 적절히 얻고자 하는 연구도 최근 많이 연구되고 있다. 각각의 방식에 대해 좀더 구체적으로 살펴보면 다음과 같다.
첫째, 공간 다이버시티 방식은 시공간 블록 부호(Space Time Block Code) 계열 방식과 다이버시티 이득(Diversity Gain)과 부호화 이득(Coding Gain)을 동시에 이용하는 시공간 트렐리스 부호 (Space Time Trellis Code) 계열 방식을 포함한다. 일반적으로 비트 오류율(Bit Error Rate) 개선 성능과, 부호 생성 자유도는 트렐리스 부호 방식이 우수하지만 연산 복잡도(Computation Complexity)는 시공간 블록 부호가 간단하다. 공간 다이버서티 이득은 송신 안테나 수와 수신 안테나 수의 곱에 해당되는 양을 얻을 수 있다.
둘째, 공간 다중화 기법은 각 송신 안테나를 통해 서로 다른 데이터 열을 송신한다. 이때, 송신기로부터 동시에 송신된 데이터 사이에는 상호 간섭이 발생하므로, 수신기는 적절한 신호처리 기법을 이용하여 상호 간섭을 제거한 뒤에 신호를 검출한다. 간섭 제거 방식의 예는 최대 우도(maximum likelihood; ML) 방식, ZF(Zero Forcing) 방식, MMSE(Minimum Mean Square Error) 방식, D-BLAST(Diagonal Bell Laboratories Layered Space-Time) 방식, V-BLAST(Vertical Bell Labs Layered Space-Time) 방식 등을 포함한다. 송신기가 채널 정보를 알 수 있는 경우에는 SVD(Singular Value Decomposition) 방식 등을 사용할 수 있다.
셋째, 공간 다이버시티와 공간 다중화가 결합된 하이브리드(Hybrid) 방식을 사용할 수 있다. 공간 다이버시티 이득만을 얻을 경우 다이버시티 차수의 증가에 따른 성능개선 이득이 점차 포화되며, 공간 다중화 이득만을 취하면 무선 채널에서 송신 신뢰도가 떨어진다. 이러한 하이브리드 방식은 이중 시공간 송신 다이버시티(Double-Space Time Transmit Diversity; D-STTD), 시공간 BICM(Space Time Bit-Interleaved Coded Modulation; STBICM) 등을 포함한다.
수학식 1은 NT개의 송신 안테나와 NR개의 수신 안테나 간의 MIMO 채널을 행렬로 나타낸 것이다.
Figure 112010057343805-pat00001
여기에서,
Figure 112010057343805-pat00002
는 송신 안테나 j로부터 수신 안테나 i를 거치는 채널을 나타낸다. 실제 채널에는 채널 행렬
Figure 112010057343805-pat00003
를 거친 후에 백색잡음(AWGN; Additive White Gaussian Noise)이 더해진다. N R 개의 수신 안테나 각각에 더해지는 백색잡음
Figure 112010057343805-pat00004
은 다음과 같이 표현될 수 있다.
수학식 2는 MIMO 채널을 거쳐 수신되는 신호를 나타낸다.
Figure 112010057343805-pat00005
여기에서,
Figure 112010057343805-pat00006
는 각각의 수신 안테나를 통해 수신되는 신호를 나타내고,
Figure 112010057343805-pat00007
는 각각의 송신 안테나를 통해 송신되는 신호를 나타낸다.
Figure 112010057343805-pat00008
는 MIMO 신호 처리를 용이하게 하기 위해 프리코딩(예, 가중치 적용) 될 수 있다.
한편, 행렬의 랭크(rank)는 서로 독립인 행 또는 열의 개수 중에서 최소 개수로 정의된다. 채널 행렬
Figure 112010057343805-pat00009
의 랭크(rank(H))는 수학식 3과 같이 제한된다.
Figure 112010057343805-pat00010
랭크의 다른 정의는 행렬을 고유치 분해(Eigen value decomposition) 하였을 때, 0이 아닌 고유치들의 개수로 정의할 수 있다. 유사하게, 랭크의 또 다른 정의는 특이치 분해(singular value decomposition) 하였을 때, 0이 아닌 특이치들의 개수로 정의할 수 있다. 따라서, 채널 행렬에서 랭크의 물리적인 의미는 주어진 채널에서 서로 다른 정보를 보낼 수 있는 최대 수라고 할 수 있다. 무선 통신 시스템의 경우, 랭크는 송신기가 동시에 송신하는 서로 다른 정보(예, 레이어, 스트림)의 개수와 동일한 값으로 쓰이기도 한다. 랭크 값은 MIMO 채널의 개수와 혼용된다.
도 4는 다중 안테나를 지원하는 송신기의 구조를 예시한다. 구체적으로, 도 4는 기저 대역에서 전송 신호를 생성하기 위한 신호 생성부를 예시한다.
도 4를 참조하면, 스크램블링 모듈(301)은 하나 이상의 코드워드를 셀 또는 단말 특정 스크램블링 코드로 스크램블링 한다. 코드워드는 상위 계층(예, MAC (Medium Access Control) 계층)으로부터 받은 전송 블록(transport block)의 부호화된 버전이다. 변조 맵퍼(302)는 스크램블링 된 코드워드 신호를 송신 신호의 종류 및/또는 채널 상태에 따라 다양한 변조 방식(예, BPSK, QPSK, 16QAM 또는 64QAM)을 이용하여 복소 심볼로 변조한다. 레이어 맵퍼(303)는 변조된 복소 심볼을 하나 이상의 레이어(Layer)로 맵핑한다. 레이어의 개수는 랭크 값(또는 MIMO 채널의 개수)과 동일하게 주어질 수 있다. 하나의 코드워드는 랭크 값에 따라 하나 이상의 레이어로 맵핑될 수 있다. 프리코딩 모듈(304)은 레이어 맵핑된 신호와 소정 프리코딩 행렬을 곱함으로써 레이어 맵핑된 신호를 각 송신 안테나로 할당한다. 자원 요소 맵퍼(305)는 송신 안테나 (포트) 별로 분리된 송신 신호를 시간-주파수 자원 요소에 맵핑한다. 송신 신호 생성기(306)는 OFDM 심볼 또는 SC-FDMA 심볼을 생성한다. 단계 306까지의 신호는 기저 대역(Base Band: BB) 신호에 해당한다. 각 안테나 (포트) 별로 생성된 기저대역 신호는 RF(Radio Frequency) 유닛을 통해 대역 통과(pass band) 신호로 변환되어 송신된다.
도 5는 종래 기술에 따른 송신기의 RF 유닛을 예시한다.
도 5를 참조하면, 종래의 MIMO RF(Radio Frequency) 유닛은 안테나 별로 구성된 복수의 RF 체인을 포함한다. 각각의 RF 체인은 주파수 변환을 위한 믹서(mixer)(502-1~502-n), 전력 증폭기(Power Amplifier: PA)(PA1~PAn) 및 듀플렉서(duplexer)(또는 필터)(506-1~506-n)를 포함한다. 각각의 RF 체인은 병렬로 구성되고 서로 독립적으로 동작한다. 안테나 (포트) 별로 생성된 기저 대역 신호(BB1~BBn)는 믹서(502-1~502-n)로 입력된다. 믹서(502-1~502-n)는 기저 대역 신호(BB1~BBn)와 반송파(fc)를 곱함으로써 기저 대역 신호(BB1~BBn)의 중심 주파수를 fc로 상향 변환한다. 전력 증폭기(PA1~PAn)는 최대 송신 전력 범위 내에서 주파수 상향 변환된 신호의 전력을 증폭한다. 듀플렉서(또는 필터)(506-1~506-n)는 증폭된 신호를 주어진 송신 대역에 맞춰 필터링 하여 대역 통과 신호를 생성한다. 각각의 안테나는 대역 통과 신호를 무선 인터페이스를 통해 수신단으로 송신한다.
종래의 RF 유닛은 MIMO를 지원하지 않는 경우에도 동일한 최대 송신 전력을 지원하기 위하여 해당 RF 체인의 PA는 규격에 제시된 최대 송신 전력에 맞추어 사용된다. 예를 들어, 단말의 최대 송신 전력이 23dBm으로 주어지고, 채널 상황에 따라 하나의 안테나만 사용되는 경우를 가정하자. 이 경우, 3개의 RF 체인은 사용되지 않고 1개의 RF 체인만 사용되고, 해당 RF 체인의 PA는 최대 송신 전력에 맞추어 최대 23dBm의 출력을 송신한다.
도 6은 반송파 집성 상황(Carrier Aggregation: CA)에서 다중 콤포넌트 반송파(Component Carrier: CC)를 이용하여 통신을 수행하는 예를 나타낸다. 도 6은 LTE-A 시스템에서의 통신 예에 대응할 수 있다. LTE-A 시스템은 보다 넓은 주파수 대역을 사용하기 위하여 복수의 상/하향링크 주파수 블록을 모아 더 큰 상/하향링크 대역폭을 사용하는 반송파 집성(carrier aggregation 또는 bandwidth aggregation) 기술을 사용한다. 각각의 주파수 블록은 콤포넌트 반송파(Component Carrier; CC)를 이용하여 송신된다. CC는 문맥에 따라 반송파 집성을 위한 주파수 블록 또는 주파수 블록의 중심 반송파를 의미할 수 있고 이들은 서로 혼용된다.
도 6을 참조하면, 상/하향링크에 각각 5개의 20MHz CC들이 모여서 100MHz 대역폭을 지원할 수 있다. CC들은 주파수 영역에서 인접하거나 비-인접할 수 있다. 도 6은 편의상 UL CC의 대역폭과 DL CC의 대역폭이 모두 동일하고 대칭인 경우를 도시하였다. 그러나, 각 CC의 대역폭은 독립적으로 정해질 수 있다. 또한, UL CC의 개수와 DL CC의 개수가 다른 비대칭적 반송파 집성도 가능하다. 비대칭적 반송파 집성은 가용한 주파수 대역의 제한으로 인해 발생되거나 네트워크 설정에 의해 인위적으로 조성될 수 있다. 또한, 상향링크 신호와 하향링크 신호는 일대일로 맵핑된 CC를 통해 송신되는 것으로 예시되어 있지만, 네트워크 설정 또는 신호의 종류에 따라 실제로 신호가 송신되는 CC는 달라질 수 있다. 일 예로, 스케줄링 명령이 송신되는 CC와 스케줄링 명령에 따라 데이터가 송신되는 CC는 서로 다를 수 있다. 또한, 상/하향링크 제어 정보는 CC간의 맵핑 여부와 관계없이 특정 UL/DL CC를 통해 송신될 수 있다. 한편, 시스템 전체 대역이 N개의 CC로 구성되더라도 특정 단말이 수신할 수 있는 주파수 대역은 M(<N)개의 CC로 한정될 수 있다.
현재 표준화가 활발히 논의되고 있는 LTE-A의 경우 MIMO를 지원하는 단말의 최대 송신 전력은 안테나를 기준으로 정의되며 활성화된 안테나의 개수에 상관없이 23dBm으로 정의되어 있다. 최대 송신 전력은 주로 PA에 의해 제약이 가해진다. 통상적으로 PA의 비선형성은 PA의 허용 가능한 출력 범위를 벗어나면 급증한다. PA의 비선형성은 입력된 신호들간에 상호 변조(Intermodulation) 현상을 야기하고 이에 따라 다수의 많은 대역 외 신호가 생성된다. 대역 외 신호는 인접한 다른 시스템에 막대한 간섭을 야기할 수 있으므로, LTE를 포함한 대부분의 규격에서는 이를 방지하기 위하여 엄격한 스펙트럼 방사(Spectrum Emission: SM) 기준을 적용하고 있다.
상호 변조에 의한 간섭은 송신 전력이 증가할수록 급격히 증가되며, 동일한 송신 전력에서도 PA로 유입되는 신호의 PAPR(Peak to Average Power Ratio) 및 대역이 증가할수록 급격히 증가한다. LTE-A에는 하향링크에는 OFDMA을 적용하지만 상향링크에는 PAPR(Peak-to-Average Power Ratio)을 감소시키기 위하여 SC-FDMA를 적용하고 있다. 하지만 SC-FDM 기술을 적용했음에도 불구하고 LTE-A 규격에서는 송신 전력의 증가에 따른 스펙트럼 방사 문제를 해결하기 위하여 특정 조건에서 MPR(Maximum Power Reduction)과 A-MPR(Additional MPR)을 사용하여 단말의 최대 송신 전력의 완화를 허용하고 있다.
또한 현재 LTE-A 표준화에서 논의되고 있는 기술 중에 다음과 같은 기술은 송신 신호의 스펙트럼 방사 문제를 악화시킬 가능성을 다수 가지고 있다.
- CA (Carrier Aggregation)
- PUCCH(Physical Uplink Control Channel)/PUSCH(Physical Uplink Shared Channel) 동시 송신
- 클러스터(Clustered) SC-FDMA
CA 기술은 도 6에서 설명한 바와 같이 복수의 반송파를 사용하여 전송률의 증가를 얻는 기술이다. 하지만 안테나 별로 하나의 PA를 사용할 경우 대역폭의 증가로 인한 PAPR의 증가는 상호 변조 문제를 악화시킨다. PUCCH/PUSCH 동시 송신 기술은 제어 채널인 PUCCH와 데이터 채널인 PUSCH를 동시에 송신할 수 있도록 함으로써 스케줄링의 효율성을 얻는 기술이다. 하지만 동신 송신으로 인해 송신 신호의 PAPR이 크게 증가한다. 클러스터 SC-FDMA는, LTE에 적용된 SC-FDMA가 데이터를 부반송파에 연속적으로 할당하던 것과는 달리, 데이터를 부반송파에 불연속적으로 할당하는 기술이다. 클러스터 SC-FDMA는 네트워크 내에서 전체 전송률의 증가를 얻을 수 있는 방안이지만, PUCCH/PUSCH 동시 송신 기술과 동일하게 PAPR의 증가에 따른 스펙트럼 방사 문제가 크게 발생한다.
도 7은 PUSCH와 PUCCH를 동시에 송신하는 경우의 전력 스펙트럼 밀도(Power Spectrum Density: PSD)를 예시한다. 본 예는 LTE 시스템에서 주파수 밴드가 10MHz이고 단말의 최대 송신 전력이 23dBm인 경우를 가정한다.
도 7을 참조하면, PUSCH(702)와 PUCCH(704)가 주파수 밴드(-5MHz~5MHz: BW=10MHz)의 양 끝을 통해 송신되는 경우 상호 변조 성분(706)이 크게 발생한다. 이 경우, 상호 변조로 인한 대역 외 신호는 LTE의 스펙트럼 방사 마스크(Spectrum Emission Mask: SEM)를 위반할 수 있다. SEM은 주파수 밴드 밖으로 새어 나가는 상호 변조 성분을 제한하기 위해 정의된 마스크이다. 이 경우, 단말의 최대 송신 전력을 감소시킴으로써 상호 변조 성분을 줄일 수 있다. 예를 들어, 최대 송신 전력을 10dB(백오프 10dB) 감소시킬 경우 상호 변조 성분이 감소하여 SEM을 만족시킬 수 있다. 도 7에서, PUSCH/PUCCH 동시 송신은 클러스터 SC-FDMA에서 복수의 클러스터를 동시에 송신하는 것에 대응될 수 있다. 또한, PUSCH/PUCCH 동시 송신은 비연속적(non-contiguous) CA에 대응될 수 있다.
기존의 3GPP LTE는 특정 조건 하에서의 스펙트럼 방사 문제를 해결하기 위하여 MPR/A-MPR을 이용하여 최대 송신 전력의 완화를 허용하고 있다. 그러나, 앞에서 설명한 대역폭 효율을 증가시키기 위한 여러 기술을 적용 시 PAPR이 증가하게 되므로, 3GPP 규격에 제시된 스펙트럼 방사 조건을 만족시키기 위해서는 기존의 MPR/A-MPR로 인한 PA 백오프 이외에 추가적인 PA 백오프 확보가 필요하다. 그러나, MPR/A-MPR과 추가적인 PA 백오프의 적용은 실제 사용 가능한 최대 송신 전력을 감소시키므로 서비스 영역의 감소 및 전송률의 저하가 발생할 수 있다. 또한, PA 백오프 증가에 따른 PA 효율의 저하 및 그에 따른 소비 전력의 증가/사용 시간의 감소 문제가 발생한다.
상술한 문제를 해소하기 위하여, 본 발명은 MIMO를 지원하는 송신단(예, 단말)이 신호를 송신하는 경우에 통신 상황(예, MIMO 상황)에 따라 하나 이상의 PA를 가변적으로 할당하고 운용할 것을 제안한다. 이와 같이 함으로써, 최대 송신 전력을 완화하지 않고도 PA의 백오프를 추가적으로 확보하는 것이 가능하다. 즉, 송신 전력의 감소 없이도 신호 품질을 향상시키는 것이 가능하다.
도 8는 본 발명의 일 실시예에 따른 RF 유닛의 구조 및 이를 이용한 신호 송신 방법을 예시한다.
도 8을 참조하면, RF 유닛은 안테나 별로 구성된 복수의 RF 체인을 포함한다. 각각의 RF 체인은 믹서(802), PA, 듀플렉서(또는 필터)(806) 및 안테나를 포함한다. 본 실시예의 RF 유닛은 추가적으로 RF 스위치(804)를 포함한다. RF 스위치(804)는 복수의 입력 노드(805a)와 복수의 출력 노드(805b)를 포함하고, 입력 노드(805a)와 출력 노드(805b) 사이의 맵핑은 동적으로 제어된다. RF 체인 스위칭 동작은 채널 상태를 고려하여 동적으로 수행될 수 있다. 즉, RF 스위치(804)는 RF 유닛 내에서 송신 신호(예, 기저 대역 신호)를 RF 체인과 맵핑하는 역할을 한다. 송신 신호와 RF 체인 사이의 맵핑 패턴은 시간에 따라 변화될 수 있다.
RF 스위치(804)는 비할성화된 RF 체인의 PA를 활성화된 RF 체인에 추가적으로 할당함으로써 최 대 출력 가능한 영역을 증가시킬 수 있다. 예를 들어, LTE-A 단말의 최대 송신 전력이 23dBm으로 규정되어 있고, LTE-A 단말에 네 개의 안테나(즉, 네 개의 RF 체인)가 있다고 가정하자. LTE-A 단말이 채널 상태에 따라 하나의 MIMO 채널만을 사용하는 경우, 기존의 도 5의 RF 구조에 따르면 하나의 RF 체인만이 활성화되므로 해당 RF 체인은 23dBm의 송신 전력에 맞춰서 신호를 송신한다. 반면, 본 실시예의 일 예로서, 세 개로 RF 체인을 추가로 활성화 할 경우, 단말의 전체 최대 송신 전력이 23dBm을 만족하면 되므로 각각의 RF 체인은 최대 송신 전력의 1/4을 만족하면 된다. 즉, 각각의 PA는 17dBm의 최대 송신 전력만 만족하면 되므로 결국 6dB의 PA 백오프가 확보되는 셈이 된다. 따라서, RF 스위치(804)는 실질적으로는 PA의 백오프를 증가시키는 효과를 나타낸다. 다만, 추가로 활성화 된 PA에 의해 소비 전력이 증가할 수 있다. 따라서, RF 스위치(804)의 동작을 송신 신호의 전력이 일정 수준(예, 임계 값) 이상일 경우로 제한하는 것을 추가로 고려할 수 있다. RF 스위치(804)의 동작을 송신 신호의 전력을 고려하여 제한함으로써 소비 전력의 증가를 억제할 수 있다.
도 8은 RF 유닛에 하나의 RF 스위치가 포함된 것으로 도시하고 있지만, 이는 예시로서 RF 유닛은 둘 이상의 RF 스위치를 포함할 수도 있다. 도 8은 RF 스위치(804)가 믹서(802)와 PA 사이에 위치하는 것으로 도시하고 있지만, 이는 예시로서 RF 스위치(804)는 PA 이전에 제한 없이 포함될 수 있다. 일 예로, RF 스위치(804)는 믹서(802) 이전에 포함될 수 있다. 이 경우, RF 스위치(804)의 입력 노드(805a)는 기저 대역 신호(BB)와 연결되고 RF 스위치(804)의 출력 노드(805a)는 믹서(802)와 연결된다. 다만, RF 스위치(804)가 믹서(802) 이전에 포함될 경우, 하나의 기저 대역 신호(BB)는 복수의 믹서(802)로도 맵핑될 수 있다. 반면, 도 8의 구조는 기저 대역 신호(BB) 별로 하나의 믹서(802)만을 사용하므로, RF 스위치(804)가 믹서(802) 이전에 포함되는 경우에 믹서(802)를 위한 자원이 낭비될 수 있다. RF 스위치(804)의 구현은 특별히 제한되지 않으며, 하드웨어 또는 소프트웨어로 구성될 수 있다. RF 스위치(804)가 하드웨어로 구성될 경우, RF 스위치(804)는 다양한 스위칭 소자를 이용하여 구현될 수 있다. 일 예로, 스위칭 소자는 MOSFET(Metal-Oxide semiconductor Field-Effect Transistor), JFET(Junctin gate Field-Effect Transistor) 또는 BJT(Bipolar Junction Transistor)를 포함한다.
도 9~11은 본 발명의 실시예에 따른 RF 유닛의 구조 및 이를 이용한 신호 송신 방법을 예시한다. 도 9~11을 참조하면, RF 유닛은 안테나 별로 복수의 RF 체인과 하나 이상(예, 하나)의 RF 스위치(904)를 포함한다. 각각의 RF 체인은 믹서(902), PA, 듀플렉서(또는 필터)(906) 및 안테나를 포함한다. 편의상, 도 9~11은 최대 지원 가능한 MIMO 채널의 개수(즉, 랭크)를 4로 가정한다. 그러나, 이는 예시로서, 최대 지원 가능한 MIMO 채널의 개수는 송수신단의 안테나 구성에 따라 달라진다.
도 9는 MIMO의 랭크가 1인 경우에 대한 본 발명의 실시예를 나타낸다. 이 경우, 한 개의 송신 신호(BB1)가 안테나를 통하여 송신되므로 기본적으로 1개의 PA(PA1)가 할당된다. 이 때, RF 스위치(904)는 송신 신호의 전력(PTX)에 따라 유휴 상태인 나머지 3개의 PA(PA2~PA4)를 활성화된 1개의 PA(PA1)에 병렬로 할당할 수 있다. 구체적으로 PTX가 PTH _11보다 적은 경우, RF 스위치(904)는 하나의 송신 신호(BB1)에 1개의 PA(PA1)만을 할당한다(도 9a). PTX가 PTH _11~PTH _12의 구간에 해당하는 경우, RF 스위치(904)는 하나의 송신 신호(BB1)에 2개의 PA(PA1~PA2)를 할당한다(도 9b). 이 경우, 약 3dB의 PA 백오프가 확보된다. PTX가 PTH _12~PTH _13의 구간에 해당하는 경우, RF 스위치(904)는 하나의 송신 신호(BB1)에 3개의 PA(PA1~PA3)를 할당한다(도 9c). 이 경우, 약 4.7dB의 PA 백오프가 확보된다. PTX가 PTH _13보다 큰 경우, RF 스위치(904)는 하나의 송신 신호(BB1)에 4개의 PA(PA1~PA4)를 모두 할당한다(도 9d). 이 경우, 약 6dB의 PA 백오프가 확보된다(도 9d). 여기에서, PTH _11, PTH _12 및 PTH _13은 MIMO의 랭크가 1인 경우에 PA 할당을 위한 기준 값(또는 임계 값)이다. 본 실시예는 복수의 기준 값(또는 임계 값)과 복수의 PA 할당 패턴을 예시하고 있으나, 시스템을 단순화를 위하여 하나의 기준 값(또는 임계 값)과 하나의 PA 할당 패턴만을 정의할 수도 있다.
도 10은 MIMO의 랭크가 2인 경우에 대한 본 발명의 실시예를 나타낸다. 이 경우, 두 개의 송신 신호(BB1~BB2)가 각각의 안테나를 통하여 송신되므로 기본적으로 2개의 PA(PA1~PA2)가 할당된다. 이 때, RF 스위치(904)는 송신 신호의 전력(PTX)에 따라 유휴 상태인 나머지 2개의 PA(PA3~PA4)를 활성화된 2개의 PA(PA1~PA2)에 병렬로 할당할 수 있다. 구체적으로 PTX가 PTH _21보다 적은 경우, RF 스위치(904)는 각 송신 신호(BB1~BB2) 별로 1개씩 2개의 PA(PA1~PA2)만을 할당한다(도 10a). PTX가 PTH_21~PTH_22의 구간에 해당하는 경우, RF 스위치(904)는 하나의 송신 신호(BB1)에 대해서는 2개의 PA(PA1~PA2)를 할당하고, 나머지 하나의 송신 신호(BB2)에 대해서는 1개의 PA(PA3)를 할당한다(도 10b). 이 경우, 약 3~4.7dB의 PA 백오프가 확보된다. PTX가 PTH _22보다 큰 경우, RF 스위치(904)는 두 개의 송신 신호(BB1~BB2)에 4개의 PA(PA1~PA4)를 모두 할당한다(도 10c). 이 경우, MIMO의 랭크 2와 더불어 추가로 확보된 PA 백오프로 인해 총 6dB의 PA 백오프가 확보된다. 여기에서, PTH _21, PTH _22는 MIMO의 랭크가 2 인 경우에 PA 할당을 위한 기준 값(또는 임계 값)이다. 본 실시예는 복수의 기준 값(또는 임계 값)과 복수의 PA 할당 패턴을 예시하고 있으나, 시스템을 단순화를 위하여 하나의 기준 값(또는 임계 값)과 하나의 PA 할당 패턴만을 정의할 수도 있다.
도 11은 MIMO의 랭크가 3인 경우에 대한 본 발명의 실시예를 나타낸다. 이 경우, 세 개의 송신 신호(BB1~BB3)가 각각의 안테나를 통하여 송신되므로 기본적으로 3개의 PA(PA1~PA3)가 할당된다. 이 때, RF 스위치(904)는 송신 신호의 전력(PTX)에 따라 유휴 상태인 나머지 1개의 PA(PA4)를 활성화된 3개의 PA(PA1~PA3)에 병렬로 할당한다. 구체적으로 PTX가 PTH _31보다 적은 경우, RF 스위치(904)는 각 송신 신호(BB1~BB3) 별로 1개의 PA(PA1~PA3)만을 할당한다(도 11a). PTX가 PTH _31보다 큰 경우, RF 스위치(904)는 하나의 송신 신호(BB1)에 대해서는 2개의 PA(PA1~PA2)를 할당하고, 나머지 두 개의 송신 신호(BB2~BB3)에 대해서는 각각 1개씩 2개의 PA(PA3~PA4)를 할당한다. 이 경우, 약 3~4.7dB의 PA 백오프가 확보된다. 여기에서, PTH _31은 MIMO의 랭크가 3인 경우 PA 할당을 위한 기준 값(또는 임계 값)이다.
도 12는 본 발명의 일 실시예에 따라 신호를 송신하는 흐름도를 예시한다.
도 12를 참조하면, 송신기(예, 단말, 기지국, 릴레이)는 하나 이상의 기저 대역 신호를 생성한다(S1202). 기저 대역 신호는 예를 들어 도 4에 예시한 신호 처리 과정을 통해 생성될 수 있다. 이 후, 송신기는 단계 S1202에서 생성된 하나 이상의 기저 대역 신호의 송신 전력을 임계 값과 비교한다(S1204). 임계 값은 랭크 별로 주어질 수 있고, 랭크 별로 하나 이상의 값이 주어질 수도 있다. 이 후, 송신기는 하나 이상의 기저 대역 신호를 복수의 RF 체인을 통해 송신할 수 있다(S1206). 이 경우, 기저 대역 신호를 송신하는데 사용되는 RF 체인, 바람직하게는 PA의 개수는 단계 S1204의 비교 결과에 따라 적응적으로 바뀔 수 있다. 단계 1206은 도 9~11에서 예시한 RF 구조를 이용하여 구현될 수 있다.
본 발명의 실시예에 따른 각 PA의 전력 배분은 MIMO 채널의 송신 신호 각각 또는 PA 각각에 대하여 가능하다. 표 1은 MIMO 채널의 송신 신호에 기준한 전력 배분 예를 나타내고, 표 2는 PA에 기준한 전력 배분 예를 나타낸다. 아래의 표는 최대 지원 가능한 MIMO 채널의 개수가 4이고 송신단(예, 단말)의 최대 출력이 23dBm인 경우를 가정한다.
Figure 112010057343805-pat00011
Figure 112010057343805-pat00012
상기 표에서, BBn은 n-번째 기저 대역 처리부(또는 신호)를 의미한다. PTH는 해당 설정에서 최대 사용 가능한 송신 전력(dB 단위)(임계 값)을 의미한다. PBBn은 MIMO 채널의 각 송신 신호의 상대적인 전력 배분 값을 나타낸다(dB 단위). 표 1과 같이, MIMO 채널의 각 송신 신호에 대하여 동일한 전력 배분을 하는 경우 PA의 백오프가 송신 신호 별로 불균형하게 할당되는 경우가 발생한다. 이에 따라 최대 얻을 수 있는 PA의 백오프는 PA 각각에 대하여 동일한 전력을 배분하는 것에 비하여 다소 감소하지만 MIMO의 기본 원칙에는 부합된다. 또한, 표 2와 같이 PA 각각에 대하여 동일한 전력을 배분하는 경우, MIMO 채널에서 각 송신 신호 별로 최대 3dB까지 송신 전력 불균형은 발생할 수 있지만, 본 발명에 의하여 얻을 수 있는 PA의 유효 백오프는 최대가 된다. 일반적으로 안테나 간에 약 6dB 이상의 이득 불균형은 통상적으로 발생할 수 있으므로, PA 각각에 대한 동일 전력 배분에 있어서 각 송신 신호 별 전력의 불균형은 무시 할 수 있다. 각각의 PA 별 전력 배분을 위한 이득 설정은 기저 대역 처리부를 포함한 PA 전단의 어느 위치에서도 가능하다.
본 발명의 실시예에 따르면, 송신단의 PA는 추가적인 백오프를 확보할 수 있으므로 상호 변조에 의한 송신 신호의 왜곡을 감소시킬 수 있다. 또한, 송신단에서 추가적인 MPR을 적용할 필요가 없으므로 전송률 증가 및 서비스 영역의 감소 효과가 있다. 한편, 송신단에서 PA는 송신 전력에 따라 동적으로 할당 되므로 이로 인한 소비 전력의 증가는 크기 않다. 또한, 본 발명의 실시예를 전력 백오프 용도 외에 사용되는 PA의 용량을 감소시키는 방향으로 적용할 수도 있다. 이 경우, 송신단의 소비 전력을 절감할 수 있고, 적은 용량의 PA로도 큰 출력이 가능하므로 구현 비용 절감 효과를 얻을 수 있다. 앞에서 예시한 본 발명의 실시예는 LTE-A 뿐만 아니라, MIMO 를 지원하는 통상적인 모든 송신 장치에 적용 가능하다.
도 13은 본 발명에 적용될 수 있는 기지국 및 단말을 예시한다.
도 13을 참조하면, 무선 통신 시스템은 기지국(BS, 110) 및 단말(UE, 120)을 포함한다. 하향링크에서 송신기는 기지국(110)의 일부이고 수신기는 단말(120)의 일부이다. 상향링크에서 송신기는 단말(120)의 일부이고 수신기는 기지국(110)의 일부이다. 기지국(110)은 프로세서(112), 메모리(114) 및 무선 주파수(Radio Frequency: RF) 유닛(116)을 포함한다. 프로세서(112)는 본 발명에서 제안한 절차 및/또는 방법들을 구현하도록 구성될 수 있다. 메모리(114)는 프로세서(112)와 연결되고 프로세서(112)의 동작과 관련한 다양한 정보를 저장한다. RF 유닛(116)은 프로세서(112)와 연결되고 무선 신호를 송신 및/또는 수신한다. 단말(120)은 프로세서(122), 메모리(124) 및 무선 주파수 유닛(126)을 포함한다. 프로세서(122)는 본 발명에서 제안한 절차 및/또는 방법들을 구현하도록 구성될 수 있다. 메모리(124)는 프로세서(122)와 연결되고 프로세서(122)의 동작과 관련한 다양한 정보를 저장한다. RF 유닛(126)은 프로세서(122)와 연결되고 무선 신호를 송신 및/또는 수신한다. 기지국(110)의 RF 유닛(116)과 단말(120)의 RF 유닛(126)은 도 8~12에 예시한 구조 및 방법을 수행할 수 있다.
이상에서 설명된 실시예들은 본 발명의 구성요소들과 특징들이 소정 형태로 결합된 것들이다. 각 구성요소 또는 특징은 별도의 명시적 언급이 없는 한 선택적인 것으로 고려되어야 한다. 각 구성요소 또는 특징은 다른 구성요소나 특징과 결합되지 않은 형태로 실시될 수 있다. 또한, 일부 구성요소들 및/또는 특징들을 결합하여 본 발명의 실시예를 구성하는 것도 가능하다. 본 발명의 실시예들에서 설명되는 동작들의 순서는 변경될 수 있다. 어느 실시예의 일부 구성이나 특징은 다른 실시예에 포함될 수 있고, 또는 다른 실시예의 대응하는 구성 또는 특징과 교체될 수 있다. 특허청구범위에서 명시적인 인용 관계가 있지 않은 청구항들을 결합하여 실시예를 구성하거나 출원 후의 보정에 의해 새로운 청구항으로 포함시킬 수 있음은 자명하다.
본 문서에서 본 발명의 실시예들은 주로 단말과 기지국 간의 데이터 송수신 관계를 중심으로 설명되었다. 본 문서에서 기지국에 의해 수행된다고 설명된 특정 동작은 경우에 따라서는 그 상위 노드(upper node)에 의해 수행될 수 있다. 즉, 기지국을 포함하는 복수의 네트워크 노드들(network nodes)로 이루어지는 네트워크에서 단말과의 통신을 위해 수행되는 다양한 동작들은 기지국 또는 기지국 이외의 다른 네트워크 노드들에 의해 수행될 수 있음은 자명하다. 기지국은 고정국(fixed station), Node B, eNode B(eNB), 억세스 포인트(access point) 등의 용어에 의해 대체될 수 있다. 또한, 단말은 UE(User Equipment), MS(Mobile Station), MSS(Mobile Subscriber Station) 등의 용어로 대체될 수 있다.
본 발명에 따른 실시예는 다양한 수단, 예를 들어, 하드웨어, 펌웨어(firmware), 소프트웨어 또는 그것들의 결합 등에 의해 구현될 수 있다. 하드웨어에 의한 구현의 경우, 본 발명의 일 실시예는 하나 또는 그 이상의 ASICs(application specific integrated circuits), DSPs(digital signal processors), DSPDs(digital signal processing devices), PLDs(programmable logic devices), FPGAs(field programmable gate arrays), 프로세서, 콘트롤러, 마이크로 콘트롤러, 마이크로 프로세서 등에 의해 구현될 수 있다.
펌웨어나 소프트웨어에 의한 구현의 경우, 본 발명의 일 실시예는 이상에서 설명된 기능 또는 동작들을 수행하는 모듈, 절차, 함수 등의 형태로 구현될 수 있다. 소프트웨어 코드는 메모리 유닛에 저장되어 프로세서에 의해 구동될 수 있다. 상기 메모리 유닛은 상기 프로세서 내부 또는 외부에 위치하여, 이미 공지된 다양한 수단에 의해 상기 프로세서와 데이터를 주고 받을 수 있다.
본 발명은 본 발명의 특징을 벗어나지 않는 범위에서 다른 특정한 형태로 구체화될 수 있음은 당업자에게 자명하다. 따라서, 상기의 상세한 설명은 모든 면에서 제한적으로 해석되어서는 아니되고 예시적인 것으로 고려되어야 한다. 본 발명의 범위는 첨부된 청구항의 합리적 해석에 의해 결정되어야 하고, 본 발명의 등가적 범위 내에서의 모든 변경은 본 발명의 범위에 포함된다.
본 발명은 무선 통신 시스템에 적용될 수 있다. 구체적으로, 본 발명은 다중 안테나를 갖는 송신기에 관한 것으로서, 보다 구체적으로 송신기의 RF 구조 및 이를 위한 방법에 적용될 수 있다.

Claims (14)

  1. 복수의 송신 안테나;
    송신 안테나 별로 구성된 복수의 RF(Radio Frequency) 체인;
    기저 대역에서 하나 이상의 송신 신호를 생성하는 신호 생성부; 및
    상기 하나 이상의 송신 신호를 상기 복수의 RF 체인에 맵핑하는 RF 스위치를 포함하되
    상기 RF 체인은 주파수 변환을 위한 믹서 및 이에 연결된 전력 증폭기(Power Amplifier: PA)를 포함하고,
    상기 RF 스위치는 비 활성화된 RF 체인의 PA를 활성화된 RF 체인에 추가적으로 할당하는, 무선 통신을 위한 송신 장치.
  2. 제1항에 있어서,
    상기 RF 스위치는 상기 믹서와 상기 PA의 사이에 위치하는 것을 특징으로 하는, 무선 통신을 위한 송신 장치.
  3. 제1항에 있어서,
    상기 RF 스위치는 상기 믹서와 상기 믹서와 연결된 상기 신호 생성부 사이에 위치하는 것을 특징으로 하는, 무선 통신을 위한 송신 장치.
  4. 제1항에 있어서,
    상기 RF 스위치는 상기 하나 이상의 송신 신호 중에서 적어도 일부를 상기 복수의 RF 체인에 일-대-다(one to multi) 맵핑하는 것을 특징으로 하는, 무선 통신을 위한 송신 장치.
  5. 제1항에 있어서,
    상기 RF 스위치는 상기 하나 이상의 송신 신호에 사용되는 송신 전력의 값에 기초해서, 상기 하나 이상의 송신 신호에 맵핑되는 RF 체인의 개수를 변경하는 것을 특징으로 하는, 무선 통신을 위한 송신 장치.
  6. 제1항에 있어서,
    상기 RF 스위치는 상기 하나 이상의 송신 신호와 상기 복수의 RF 체인 사이의 맵핑을 송신 신호별로 독립적으로 수행하는 것을 특징으로 하는, 무선 통신을 위한 송신 장치.
  7. 제1항에 있어서,
    상기 RF 스위치는 상기 하나 이상의 송신 신호와 상기 복수의 RF 체인 사이의 맵핑 패턴을 시간에 따라 변화시키는 것을 특징으로 하는, 무선 통신을 위한 송신 장치.
  8. 다중안테나(Multiple Input Multiple Output)을 지원하는 무선 통신 시스템에서 송신 장치가 신호를 송신하는 방법에 있어서,
    하나 이상의 기저 대역 신호를 생성하는 단계;
    상기 하나 이상의 기저 대역 신호를 송신 안테나 별로 구성된 RF(Radio Frequency) 체인을 통해 하나 이상의 대역 통과 신호로 변환하고, 상기 RF 체인은 주파수 변환을 위한 믹서 및 이에 연결된 전력 증폭기(Power Amplifier: PA)를 포함하는 단계; 및
    상기 하나 이상의 대역 통과 신호를 수신 장치로 송신하는 단계를 포함하되,
    상기 변환 단계는 상기 하나 이상의 기저 대역 신호를 상기 복수의 RF 체인에 맵핑하는 단계를 더 포함하고
    상기 변환 단계는, RF 스위치를 이용하여, 비 활성화된 RF 체인의 PA를 활성화된 RF 체인에 추가적으로 할당하는, 신호 송신 방법.
  9. 제8항에 있어서, 상기 변환 단계는,
    상기 하나 이상의 기저 대역 신호를 주파수 상향 변환하는 단계; 및
    상기 주파수 상향 변환된 신호의 전력을 증폭하는 단계를 더 포함하고,
    상기 맵핑 단계는 상기 주파수 상향 변환 단계와 상기 전력 증폭 단계의 사이에 수행되는 것을 특징으로 하는, 신호 송신 방법.
  10. 제8항에 있어서, 상기 변환 단계는,
    상기 하나 이상의 기저 대역 신호를 주파수 상향 변환하는 단계; 및
    상기 주파수 상향 변환된 신호의 전력을 증폭하는 단계를 더 포함하고,
    상기 맵핑 단계는 상기 신호 생성 단계와 상기 주파수 상향 변환 단계 사이에서 수행되는 것을 특징으로 하는, 신호 송신 방법.
  11. 제8항에 있어서,
    상기 하나 이상의 기저 대역 신호 중에서 적어도 일부는 상기 RF 체인에 일-대-다(one to multi) 맵핑되는 것을 특징으로 하는, 신호 송신 방법.
  12. 제8항에 있어서,
    상기 하나 이상의 기저 대역 신호를 송신하기 위한 송신 전력의 값에 기초해서, 상기 하나 이상의 기저 대역 신호에 맵핑되는 RF 체인의 개수가 변경되는 것을 특징으로 하는, 신호 송신 방법.
  13. 제8항에 있어서,
    상기 하나 이상의 기저 대역 신호와 상기 RF 체인 사이의 맵핑은 기저 대역 신호별로 독립적으로 수행되는 것을 특징으로 하는, 신호 송신 방법.
  14. 제8항에 있어서,
    상기 하나 이상의 기저 대역 신호와 상기 RF 체인 사이의 맵핑 패턴은 시간에 따라 변화되는 것을 특징으로 하는, 신호 송신 방법.
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