DE69719278T2

DE69719278T2 - Verfahren und Vorrichtung zur Verringerung des Verhältnisses von Spitzen-zu Durchschnittsleistung

Info

Publication number: DE69719278T2
Application number: DE69719278T
Authority: DE
Inventors: Ken Kumagai; Toshio Nojima; Yasunori Suzuki
Original assignee: Nippon Telegraph and Telephone Corp; NTT Mobile Communications Networks Inc
Current assignee: NTT Docomo Inc; Nippon Telegraph and Telephone Corp
Priority date: 1996-10-14
Filing date: 1997-10-09
Publication date: 2003-11-13
Anticipated expiration: 2017-10-10
Also published as: US6178158B1; EP0836303A2; EP0836303B1; DE69719278D1; EP0836303A3

Description

HINTERGRUND DER ERFINDUNG

Die vorliegende Erfindung betrifft ein Verfahren und eine Vorrichtung zum Senden und Empfangen, die gleichzeitig eine hohe Kanalqualität und eine extrem abgesenkte Spitzenleistung ermöglichen, die durch Multiplexen mehrerer modulierter Signale verursacht wird.
Bei der zukünftigen Telekommunikation werden weiterentwickelte Multimediadienste erwartet, bei denen Video-, Audio- oder Datenbankinhalte angeboten werden. Bei den Übertragungstechniken für die Telekommunikation sind eine Verbesserung der Kanalqualität und eine Verbesserung der Übertragungsgeschwindigkeit unerläßlich für die Bereitstellung solcher Dienste.
Um die Kanalqualität zu verbessern, sind ein Verfahren der Erhöhung der Signalenergie auf dem Kanal, ein Verfahren dar Verwendung von Kanalcodierung und ein Verfahren der Verwendung von Diversity-Empfang vorgeschlagen worden.
Um die Übertragungsgeschwindigkeit zu verbessern, ist es möglich, ein Verfahren zum Beschleunigen der Codeübertragungsrate und ein Verfahren der Verwendung sehr effizienter Modulation zu verwenden.
Als Übertragungstechniken, welche die beiden Anforderungen der Verbesserung der Kanalqualität und der Übertragungsgeschwindigkeit erfüllen, stehen verschiedene Verfahren zur Verfügung, und aus der Sicht der Schaltungstechnologie ist eine parallele Übertragungstechnik unter Verwendung eines Fehlerkorrekturschemas effektiv. Die Verwendung des Fehlerkorrekturschemas senkt das erforderliche Eb/NO (das Spektraldichteverhältnis von Energie pro Bit zu Rauschen), wodurch es ermöglicht wird, verwendete Vorrichtungen ökonomischer zu gestalten und die Kanalkapazität zu erhöhen. Die Reduzierung der Codeübertragungsgeschwindigkeit pro einzelnem Träger durch das parallele Übertragungsschema konnte durch die vorhandene Schaltungstechnologie implementiert werden.
Das Fehlerkorrekturschema ist beispielsweise ein ARQ (Automatic Repeat reQuest)- oder ein FEC (Forward Error Correction)-Schema. Das parallele Übertragungsschema ist beispielsweise ein Vielträgerübertragungs-, CDMA (Code Division Multiple Access)- oder OFDM (Orthogonal Frequency Division Multiplex)-Schema. EP-A-0 668 678 offenbart das OFDM-Schema und beschäftigt sich mit dem Reduzieren der Komplexität eines Übertragungssystems hinsichtlich der Anzahl an übertragenen Kanälen.
Die parallele Übertragungsanordnung, die das Fehlerkorrekturschema einsetzt, weist die nachstehenden Probleme auf. Erstens bildet der Nutzen des Fehlerkorrekturschemas, der durch Erhöhen der Signalbandbreite auf dem Kanal oder Erniedrigen des Kanaldurchsatzes bedingt ist, ein Hindernis für eine effektive Verwendung des Kanals. Zweitens bewirkt das Multiplexen mehrerer modulierter Signale, daß die Spitzenleistung des kombinierten Signals zunimmt. Um das erste und das zweite Problem zu lösen, werden gerade Studien individuell für sie durchgeführt.
Das erste Problem wird gerade aktiv im Hinblick auf ein Fehlerkorrekturschema studiert, und das zweite Problem hinsichtlich eines Spitzenleistungsreduzierschemas. Um die Spitzenleistung zu reduzieren, wurde bisher ein Verfahren zum Einstellen der Anfangsphase eines Trägers (Shouichi Narahashi and Toshio Nojima, "Initial Phase Setting Method for Reducing Peak to Average Power Ratio (PAPR) of a Multitone Signal," IECEJ Proc. B-II, Nr. 11, Seiten 663-671, Nov. 1995), ein Verfahren zum Suchen nach Kombinationen möglicher Signale und Ergreifen einiger Maßnahmen (JP-A-504175/94, "Method for Reducing Peak to Average Power Ratio in QAM Communication System"), ein Verfahren zum Erfassen der Spitzenleistung und zum Multiplexen von Signalen derart, daß die Spitze reduziert wird (Shigeru Tomisato, Hiroshi Suzuki, "Envelope Smoothing Parallel Modulation-Demodulation System," IECEJ Technical Bulletin RCS95-77, Sept. 1995), und ein Verfahren vorgeschlagen, daß ein Signal entsprechend einem Fehlerkorrektursymbol neu als ein Kanal zum Absenken der Spitzenleistung gesendet wird (Wilkinson T. A. and Jones A. E., Minimization of the peak to mean envelope power ratio of multicarrier transmission scheme by block coding," Proc. IEEEE VTS Seiten 825-829, 1995). Diese herkömmlichen Schemata weisen jedoch die Nachteile auf, daß die Anzahl an Trägern für die parallele Übertragung groß ist und daß sie nicht bei einem beliebigen Eingangssignal angewendet werden können.

ZUSAMMENFASSUNG DER ERFINDUNG

Es ist daher eine Aufgabe der vorliegenden Erfindung, ein Verfahren und eine Vorrichtung zum Senden und Empfangen zu schaffen, die eine Reduzierung der Spitzenleistung eines kombinierten Signals ohne Abhängigkeit von statistischen Eigenschaften des Eingangssignals und ohne Erhöhen der Anzahl an Kanälen für eine parallele Übertragung ermöglicht.
Eine weitere Aufgabe der vorliegenden Erfindung besteht darin, ein Verfahren und eine Vorrichtung zum Senden und Empfangen zu schaffen, die eine Verbesserung der Kanalqualität für die parallele Übertragung realisieren.
Diese Aufgaben werden durch eine Sendevorrichtung gemäß Anspruch 1, eine Empfangsvorrichtung gemäß Anspruch 7 bzw. ein Verfahren gemäß Anspruch 10 gelöst. Bevorzugte Ausführungsformen sind Gegenstand der abhängigen Ansprüche.

KURZE BESCHREIBUNG DER ZEICHNUNGEN

Fig. 1 ist ein Blockschaltbild einer herkömmlichen Sendevorrichtung von der Art, die N QPSK- Signale multiplext;
Fig. 2 ist ein Diagramm, das Ausgangssignale aus jeweiligen Modulatoren und ein kombiniertes Signal in einer komplexen Ebene zeigt, wenn N = 4 eingestellt wird;
Fig. 3 ist ein Graph, der die Größe eines komplexen kombinierten Signals aus 4-Kanal-QPSK- Signalen zeigt;
Fig. 4 ist ein Blockschaltbild einer Sendevorrichtung, die eine QPSK-Modulation durch einen Modulator 11 ausführt;
Fig. 5A ist ein Diagramm, das in einer komplexen Ebene Ausgangssignale aus einem Komplexorthonormal-Transformationsteil 13 in Fig. 4 zeigt;
Fig. 5B ist ein Diagramm, das in einer komplexen Ebene ein kombiniertes Signal zeigt, das durch Kombinieren der Ausgangssignale der komplexen orthonormalen Transformation von Fig. 4 durch einen Komplexaddierteil 12 gewonnen werden;
Fig. 6 ist ein Graph, der die Größe eines komplexen kombinierten Signals zeigt, das durch Kombinieren von Signalen erzeugt wird, die dadurch erzeugt werden, daß 4-Kanal-QPSK- Signale einer Orthonormal-Transformationsverarbeitung unter Verwendung einer DCT- Basis in der Sendevorrichtung von Fig. 4 unterzogen werden;
Fig. 7 ist ein Graph, der die Größe eines komplexen kombinierten Signals zeigt, das durch Kombinieren von Signalen erzeugt wird, die dadurch erzeugt werden, daß 4-Kanal-QPSK- Signale einer Orthonormal-Transformationsverarbeitung unter Verwendung einer WHT- Basis in der Sendevorrichtung von Fig. 4 unterzogen werden;
Fig. 8 ist ein Diagramm zur Erläuterung von verteiltem Übertragen durch einen Orthonormal- Transformationsteil;
Fig. 9A ist ein Blockschaltbild, das eine Ausführungsform der Sendevorrichtung gemäß der vorliegenden Erfindung darstellt;
Fig. 9B ist ein Blockschaltbild, das eine Ausführungsform der Empfangsvorrichtung gemäß der vorliegenden Erfindung darstellt;
Fig. 10A ist ein Blockschaltbild, das die Konfiguration eines Orthonormal-Transformationsteils 13 in Fig. 9A darstellt;
Fig. 10B ist ein Blockschaltbild, das die Konfiguration eines Inversorthonormal-Transformationsteils 22 in Fig. 9B darstellt;
Fig. 11A ist ein Blockschaltbild der Sendevorrichtung von Fig. 9A, die mit Sendefiltern versehen ist;
Fig. 11B ist ein Blockschaltbild der Empfangsvorrichtung von Fig. 9B, die mit Empfangsfiltern versehen ist;
Fig. 12 ist ein Blockschaltbild, das eine andere Ausführungsform der vorliegenden Erfindung darstellt;
Fig. 13 ist ein Graph, der die Beziehung zwischen dem Verhältnis von Spitzen- zur mittleren Leistung in der Ausführungsform von Fig. 12 zeigt;
Fig. 14 ist ein Blockschaltbild, das eine andere Ausführungsform der vorliegenden Erfindung darstellt, die für die parallele Übertragung ausgebildet ist:
Fig. 15 ist ein Graph, der die Beziehung zwischen einer Symbolfehlerrate und einem Träger- Rausch-Leistungsverhältnis in der Ausführungsform von Fig. 14 zeigt;
Fig. 16 ist ein Blockschaltbild, das die Konfiguration der Sendevorrichtung von Fig. 8A darstellt, wenn sie bei einem Vielträgerübertragungssystem eingesetzt wird;
Fig. 17 ist ein Blockschaltbild, das die Konfiguration der Empfangsvorrichtung von Fig. 8B darstellt, wenn sie bei dem Vielträgerübertragungssystem eingesetzt wird;
Fig. 18 ist ein Graph, der die Beziehung zwischen der Spitzenleistung eines durch Multiplexen von 4-Kanal-QPSK-Signalen gewonnen Signals und dem Korrelationskoeffizienten zwischen Signalen der jeweiligen Kanäle zeigt;
Fig. 19 ist ein Graph, der die Beziehung zwischen der Spitzenleistung eines durch Multiplexen von 4-Kanal-QPSK-Signalen, nachdem diese eine Orthonormal-Transformationsverarbeitung unter Verwendung der WHT-Basis durchlaufen haben, gewonnenen Signals und dem Korrelationskoeffizienten zwischen transformierten Signalen der jeweiligen Kanäle zeigt;
Fig. 20 ist ein Graph, der die Beziehung zwischen der Spitzenleistung eines durch Multiplexen von 4-Kanal-QPSK-Signalen, nachdem diese eine Orthonormal-Transformationsverarbeitung unter Verwendung der DCT-Basis durchlaufen haben, gewonnenen Signals und dem Korrelationskoeffizienten zwischen transformierten Signalen der jeweiligen Kanäle zeigt;
Fig. 21 ist ein Blockschaltbild, das ein Sende/Empfangssystem darstellt, wenn die vorliegende Erfindung bei einer Vielträgerübertragung über eine Übertragungsleitung eingesetzt wird, die durch ein Glasfaserkabel gebildet ist;
Fig. 22 ist ein Blockschaltbild, das ein Sende/Empfangssystem darstellt, wenn die vorliegende Erfindung bei einer Vielträgerübertragung über eine Übertragungsleitung eingesetzt wird, die durch ein Metallkabel gebildet ist;
Fig. 23 ist ein Blockschaltbild, das ein Sende/Empfangssystem darstellt, wenn die vorliegende Erfindung bei einer Basisbandübertragung über eine Übertragungsleitung eingesetzt wird, die durch ein Metallkabel gebildet ist; und
Fig. 24 ist ein Graph zur Erläuterung des Effekts der bei der 4-Kanal-Vielträgerübertragung unter Verwendung des QPSK-Schemas angewendeten Erfindung.

BESCHREIBUNG DER BEVORZUGTEN AUSFÜHRUNGSFORMEN

Um die Prinzipien der vorliegenden Erfindung gemäß ihrem ersten Aspekt zu erläutern, ist in Fig. 1 die Grundkonfiguration einer herkömmlichen Sendevorrichtung gezeigt. In diesem Beispiel ist ein Eingangssignal jedes Kanals eine Bitfolge, die gemäß Darstellung von einem Modulator 11i in ein komplexes Basisbandsignal u(Ia, Qa) QPSK-moduliert wird. N Eingangssignale entsprechend N Kanälen werden von einem jeweiligen von N einen Modulationsteil 11 bildenden Modulatoren 11&sub0; bis 11N-1 in modulierte Signale Ui(Ia, Qa), i = 0 ... N-1 mit N Kanälen moduliert, und diese N modulierten Signale werden von einem Komplexaddierteil 12 zu einem komplexen Kombinationssignal Ut(It, Qt) kombiniert. In diesem Beispiel können die N Eingangssignale unabhängige Signale oder Signale sein, die durch Konvertieren eines seriellen Signals in parallele Form gewonnen wurden.
In Fig. 2 sind in einer komplexen Ebene die aus den Modulatoren 11&sub0; bis 11N-1 ausgegebenen modulierten Signale für eine Kanalanzahl von N = 4 gezeigt, das heißt die komplexen Basisbandsignale (Ia, Qa) in diesem Fall und das aus dem Komplexaddierteil 12 ausgegebene komplexe Kombinationssignal Ut(It, Qt). Die modulierten Signale weisen eine Phase von π/4, 3π/4, 5π/4 bzw. 7π/4 auf, und alle weisen die gleiche Amplitude auf, aber der Amplitudenwert des komplexen Kombinationssignals Ut(It, Qt) verändert sich bei Kombinationen von aus den Modulatoren ausgegebenen komplexen Basisbandsignalen, und theoretisch liegt sie im Bereich zwischen 4 und 0. Fig. 3 zeigt den Amplitudenwert des komplexen Kombinationssignals für jede Kombination der aus den Modulatoren ausgegebenen komplexen Basisbandsignale für N = 4. Aus Fig. 3 ist ersichtlich, daß der maximale und der minimale Amplitudenwert des komplexen Kombinationssignals 4 bzw. 0 sind.
Fig. 4 zeigt in Blockform eine komplexe Signalkombinationsvorrichtung entsprechend der Vorrichtung von Fig. 1, um die grundlegenden Prinzipien der vorliegenden Erfindung gemäß deren erstem Aspekt zu erläutern. Wie im Fall von Fig. 1 sind ein aus N Modulatoren 11&sub0; bis 11N-1 gebildeter Modulationsteil 11 zum Modulieren von N Eingangssignalen und ein komplexer Addierteil 12 zum komplexen Kombinieren N modulierter Signale, das heißt komplexer Basisbandsignale in diesem Beispiel, vorgesehen. Dieses Beispiel unterscheidet sich von dem Beispiel von Fig. 1 gemäß dem Stand der Technik insofern, als ein Komplexorthonormal-Transformationsteil 13 zwischen die Modulatoren 11&sub0; bis 11N-1 geschaltet ist. Der Komplexorthonormal-Transformationsteil 13 empfängt die N modulierten Signale u&sub0;(t) bis uN-1(t) als Eingangssignale und gibt N transformierte Ausgangssignale V&sub0;(t) bis VN-1(t) so aus, daß die Kreuzkorrelation zwischen diesen N transformierten Ausgangssignalen V&sub0;(t) bis VN-1(t) kleiner ist. Dies soll die Spitzenleistung des komplexen Kombinationssignals senken, das aus dem Komplexaddierteil 12 ausgegeben wird.
Fig. 5A zeigt in einer komplexen Ebene ein transformiertes Signal vi(Ib, Qb), das aus dem Komplexorthonormal-Transformationsteil 13 ausgegeben wird, wenn N = 4 in Fig. 4. Wenn das modulierte Signal einer Komplexorthonormal-Transformationsverarbeitung unterzogen wird, nimmt die Amplitude des transformierten Signals weder immer einen konstanten Wert an, noch nimmt dessen Signal einen Wert von (2n + 1)π/4 an. Somit unterscheidet sich der Amplitudenwert des transformierten Signals von dem Amplitudenwert des in Fig. 2 gezeigten komplexen Basisbandsignals. Das komplexe Kombinationssignal derartiger transformierter Signale ist in Fig. 5B gezeigt, das Orte des in Fig. 1 und 2 gezeigten herkömmlichen komplexen Kombinationssignals Ut(It, Qt) und das komplexe Kombinationssignal Vt(It, Qt) auf der Basis der Prinzipien der vorliegenden Erfindung zeigt. Die Spitzenleistung des komplexen Kombinationssignals gemäß der vorliegenden Erfindung ist kleiner als diejenige des Standes der Technik.
In den Fig. 6 und 7 sind Amplitudenwerte komplexer Kombinationssignale aller Kombinationen der komplexen Basisbandsignale aus den Modulatoren für N = 4 gezeigt, die unter Verwendung einer WHT (Walsh-Hadamard-Transformation)-Basis sowie einer DCT (diskrete Kosinus-Transformation)- Basis, die eine Approximation einer KLT (Karhunen-Loeven-Transformation)-Basis ist, als der orthonormalen Basis in dem Komplexorthonormal-Transformationsteil 13 berechnet wurden. Fig. 6 zeigt ein Beispiel unter Verwendung der DCT-Basis, und Fig. 7 zeigt ein Beispiel unter Verwendung der WHT-Basis. Im letzteren Fall beträgt der Amplitudenwert des komplexen Kombinationssignals 2,0. Im ersten Fall variiert der Amplitudenwert des komplexen Kombinationssignals von einem Minimalwert von 1,0 bis zu einem Maximalwert von 3,0. Wie im Fall der Verwendung der DCT-Basis kann der Amplitudenwert des komplexen Kombinationssignals manchmal aufgrund der tatsächlich verwendeten orthonormalen Basis variieren. Dies ist so, weil die DCT-Basis eine Approximation der KLT-Basis ist.
Bei dem Signalverarbeitungsschema der vorliegenden Erfindung ist die Spitzenleistung des komplexen Kombinationssignals, das aus dem Multiplexen mehrerer modulierter Wellen resultiert, gleich der Summe von mittleren Leistungen der jeweiligen modulierten Wellen.
Als nächstes wird das Prinzip eines Fehlerkorrektureffekts gemäß dem zweiten Aspekt der vorliegenden Erfindung beschrieben, der durch ein verteiltes Übertragen gegeben ist. Fig. 8 zeigt das Prinzip des verteilten Übertragens gemäß der vorliegenden Erfindung, das aus Gründen der Einfachheit der Erläuterung auf einem Vielträgerübertragen beruht. Bei der herkömmlichen Weise wird unabhängige Information für jeden Kanal gesendet, aber gemäß der Erfindung werden die aus dem Modulator 11 ausgegebenen N modulierten Signale u&sub0;(t) bis uN-1(t) von dem Orthonormal- Transformationsteil 13 in Signale vi der jeweiligen Kanäle orthonormal-transformiert, von denen in jedem die originalen N modulierten Signale u&sub0;(t) bis uN-1(t) superponiert werden, wie in Fig. 8 schematisch dargestellt ist. Im Vergleich zum herkömmlichen Vielträgerübertragen kann, selbst wenn ein Signal in einem oder mehreren der N Kanäle durch Fading bzw. Schwund teilweise ausfällt, das Transmissions- oder Sendesignal durch Verwendung der Signale der anderen verbleibenden Sendekanäle auf der Empfängerseite durch einen Inversorthonormal-Transformationsteil 22 bis zu einem gewissen Grad wiederhergestellt werden. Der Effekt durch das verteilte Übertragen ist der Verbesserung des Sendeleistungsvermögens durch Verwendung eines gewöhnlichen Fehlerkorrekturcodes äquivalent; daher erzeugt das verteilte Übertragen gemäß der Erfindung eine Art von Fehlerkorrektureffekt.
Nun wird ein Frequenz-Diversity-Effekt beschrieben, der als Ergebnis des verteilten Übertragens von dem Orthonormal-Transformationsteil 13 erzielt wird. Da die Anzahl an Kanälen, in denen Signale aufgrund von frequenzselektivem Fading bzw. Schwund ausfallen, dadurch stark reduziert werden kann, daß Trägerfrequenzen von Modulatoren mehrerer Kanäle einen großen Abstand voneinander aufweisen, kann das ausgefallene Signal unter Verwendung der Signale der verbleibenden Kanäle restauriert oder wiederhergestellt werden, wie zuvor ausgeführt. Somit ist es möglich zu verhindern, daß sich die Sendeleistungsfähigkeit durch frequenzselektives Fading verschlechtert.
Während das Obige qualitativ beschrieben worden ist, wird es unter Verwendung mathematischer Ausdrücke nun quantitativ beschrieben. Fig. 9A zeigt in Blockform eine Ausführungsform der vorliegenden Erfindung, die bei einer Sendevorrichtung 100 eingesetzt wird, die einen oder mehrere Modulatoren 11 einsetzt. Die Anzahl an in den Orthonormal-Transformationsteil 13 eingegebenen Signalen N und von ihm ausgegebenen Signalen N ist gleich wie die Anzahl an gemultiplexten modulierten Signalen. Eine mathematische Darstellung der Operation des Orthonormal-Transformationsteils 13 ist eine orthonormale Transformationsmatrix. Bei der vorliegenden Erfindung verwendet ein Orthonormal-Transformationsteil die orthonormale Transformationsbasis, um die mittlere Leistung des Sendesignals vor und nach seiner Orthonormaltransformationsverarbeitung konstant zu halten. Nun sei der Vektor des Eingangssignals in den Orthonormal-Transformationsteil 13 zum Zeitpunkt t durch u(t) repräsentiert, ein komplexes Basisbandsignal in einem i-ten Übertragungskanal durch ui(t) (wobei i = 0,1, ..., N-1), eine orthonormale N · N-Transformationsmatrix durch A, ein Element (i, j) der Matrix A durch eine komplexe Zahl aij, der Vektor der orthonormalen Transformationsbasis durch ai, der Vektor des Ausgangssignals aus dem Orthonormal-Transformationsteil 13 durch v(t) und ein komplexes Ausgangssignal in dem i-ten Übertragungskanal durch vi(t), wobei T eine Transponierung repräsentiert,
u(t) = [u&sub0;(t)u&sub1;(t) ... uN-1(t)]T (1)
ai = (ai&sub0; ai&sub1; ... aiN-1) (3)
v(t) = [v&sub0;(t)v&sub1;(t) ... vN-1(t)]T (4)
v(t) = Au(t) (5)
Die orthonormale Transformationsmatrix A von Gleichung (2) weist die folgenden Eigenschaften auf:
aina*jn = δij (6)
AAH = AHA = E (7)
v(t) ² = ρ²n(t)(8)
u(t) ² = v(t) ² (9)
wobei δij 1 ist, wenn i = j, und 0, wenn i ≠ j, H eine komplex konjugierte Transponierung ist, * das komplex Konjugierte bezeichnet, E eine Einheitsmatrix ist und ρ²n(t) das Quadrat des Absolutwerts eines n-ten Ausgangssignals vn(t) zum Zeitpunkt t ist. Der Eingangssignalvektor u(t) wird durch die orthonormale Transformationsmatrix A in den Ausgangssignalvektor v(t) transformiert. Gemäß der Gleichung (9) bleibt die Signalleistung vor und nach der Transformationsverarbeitung erhalten. Dann wird das Eingangssignal un(t) durch die orthonormale Transformationsmatrix so transformiert, daß der Kreuzkorrelationskoeffizient zwischen Eingangssignalen in einen Multiplexerteil 14 reduziert wird.
Als nächstes wird die Orthonormalität von Elementen des Ausgangssignalvektors des Komplexorthonormal-Transformationsteils 13 gemäß der vorliegenden Erfindung beschrieben. Es sei eine Korrelationsmatrix des Ausgangssignalvektors v(t) durch Rvv(t) repräsentiert,
Rvv(t) = v(t)vH(t) = Au(t)uH(t)AH = ARuu(t)AH (10)
wobei Ruu(t) eine Korrelationsmatrix des Eingangssignalvektors u(t) ist. Im allgemeinen kann Ruu(t), das eine reale symmetrische Matrix eines nicht-negativen definierten Werts ist, durch ein geeignetes orthonormales Transformationsschema in eine Diagonalmatrix Rvv(t) mit positiven Elementen transformiert werden, wie sie durch die folgende Gleichung (11) gegeben ist.
Durch Verkleinern der Kreuzkorrelationsmatrix (11) zwischen modulierten Signalen, die zu einem bestimmten Zeitpunkt gemultiplext werden, kann die Spitzenleistung des gemultiplexten Signals reduziert werden. Dies wird später beschrieben.
Fig. 10A zeigt die Schaltungskonfiguration des Orthonormal-Transformationsteils 13, der die orthonormale N · N-Transformationsmatrix implementiert. Wie gezeigt, enthält der Orthonormal- Transformationsteil 13 Multiplizierer 1Mi,j (wobei i = 0,1, ..., N-1 und j = 0,1, ..., N-1) zum Multiplizieren mit Koeffizienten au der orthonormalen Basis sowie Addierer 1A&sub0;, ..., 1AN-1. Der Addierer 1Ai des i-ten Kanals addiert die Eingangssignale u&sub0;(t) bis uN-1(t), die durch Koeffizienten a0,i, ..., aN-1,i, gewichtet sind, um das Ausgangssignal vi(t) zu gewinnen. Die Orthonormal-Transformationsverarbeitung wird durch eine geeignete Auswahl der Koeffizienten a0,0, ..., aN-1,N-1 ausgeführt, die Matrixelemente sind. Eine derartige numerische Operation kann durch einen Computer implementiert werden. Es ist auch möglich, die Matrixmultiplikation mathematisch durch einen Computer auszuführen.
Die Ausgangssignale im Vektor v(t) aus dem Orthonormal-Transformationsteil 13 werden durch einen Multiplexerteil 14 in einen Träger gemultiplext, der über den Kanal zu einer Empfangsvorrichtung 200 von Fig. 9B gesendet wird. Das so übertragene gemultiplexte Signal wird auf dem Kanal gewöhnlich mit Rauschen versehen. Wenn der Vektor des durch ein Tiefpaßfilter bandbegrenzten empfangenen Signals durch y(t) und der Rauschvektor auf dem Kanal durch n(t) bezeichnet sind, wird der Vektor y(t) des empfangenen Signals, das in die Empfangsvorrichtung 200 eingegeben wird, durch die folgende Gleichung ausgedrückt.
y(t) = v(t) + n(t) = Au(t) + n(t) (12)
Die Empfangsvorrichtung 200 umfaßt einen Erfassungsteil 21, einen dem Orthonormal-Transformationsteil 13 in Fig. 9A entsprechenden Inversorthonormal-Transformationsteil 22 und einen Demodulationsteil 23. Der Inversorthonormal-Transformationsteil 22 führt die durch eine inverse Matrix von Gleichung (2) ausgedrückte Transformation aus. Wenn der Ausgangssignalvektor des Inversorthonormal-Transformationsteils 22 z(t) ist und seine Elemente komplexe Zahlen zn(t) sind,
z(t) = [z&sub0;(t)z&sub1;(t)z&sub2;(t) ... zN-1]T (13)
z(t) = AHy(t) = AH(Au(t) + n(t) = u(t) + AHn(t) (14)
Der modulierte Signalvektor u(t) kann durch den Inversorthonormal-Transformationsteil 22 aus Gleichung (14) abgeleitet werden.
Fig. 10B zeigt die Schaltungskonfiguration des Inversorthonormal-Transformationsteils 22, der eine inverse orthonormale N · N-Transformationsmatrix implementiert. Wie gezeigt, umfaßt der Inversorthonormal-Transformationsteil 22 Multiplizierer 2Mi,j (wobei i = 0,1, ..., N-1 und j = 0, ..., N-1) zum Multiplizieren der Basis der inversen orthonormalen Transformation mit Koeffizienten aij und Addierer 2A&sub0;, ..., 2AN-1. Der Addierer 2Ai des i-ten Kanals addiert die durch Koeffizienten a*0,i, ..., a*N-1,i gewichteten Eingangssignale u&sub0;(t) bis uN-1(t) zusammen, um das Ausgangssignal vi(t) zu gewinnen. Der Koeffizient a*i,j ist das komplex Konjugierte des Koeffizienten ai,j. Die Inversorthonormal- Transformationsverarbeitung wird durch eine geeignete Auswahl der Koeffizienten a*0,0, ..., a*N-1,N-1 ausgeführt, die Matrixelemente sind. Eine derartige numerische Operation kann durch einen Computer implementiert werden. Es ist außerdem möglich, die Matrixberechnung mathematisch durch einen Computer auszuführen.
Der Rauschvektor in Gleichung (14) wird in einen im Inversorthonormal-Transformationsteil 22 mit der inversen Matrix multiplizierten Vektor transformiert. Der so transformierte Rauschvektor ist eine invers-orthonormal-transformierte Version des Vektors n(t) gemäß der nachfolgenden Gleichung (15).
[AHn(t)]HAHn(t) = nH(t)AAHn(t) = nH(t)n(t) = σ²n (15)
wobei < > ein zeitliches Mittel ist und σ²n die Varianz des Rauschvektors eines n-ten Kanals ist. Die Varianz des invers-orthonormal-transformierten Rauschvektors von Gleichung (15) ist gleich wie die Varianz des Originalrauschvektors zum Zeitpunkt t. Somit wird in einem idealen statischen Kanal keine Verschlechterung der Übertragungsqualität aufgrund der Inversorthonormal-Transformationsanordnung hervorgerufen. Das empfangene invers-orthonormal-transformierte Signal zi(t) jedes Kanals wird durch den Demodulationsteil 23 demoduliert, um das übertragene digitale Signal zu gewinnen.
In den Fig. 9A und 9B können der Multiplexerteil 14 und der Erfassungsteil 22 weggelassen werden, wobei in diesem Fall die aus dem Orthonormal-Transformationsteil 13 ausgegebenen modulierten Signale unverändert als Basisbandsignale über die N Kanäle gesendet und durch den Inversorthonormal-Transformationsteil 22 empfangen werden.
Es gibt außerdem Fälle, wie durch die gestrichelten Linien in den Fig. 9A und 9B angegeben, in denen ein Seriell-Parallel-Umsetzer 15 an die Eingangsseite des Modulationsteils 11 angeschlossen ist und in denen ein Parallel-Seriell-Umsetzer 24 an die Ausgangsseite des Demodulationsteils 23 angeschlossen ist.
Es wird eine Beschreibung der Begrenzung des Übertragungsbands im Fall der Verwendung von Übertragungsfiltern angegeben. Fig. 11A zeigt eine Konfiguration, bei der Übertragungsfilter 15&sub0; bis 15N-1 zum Verhindern von Inter-Kanal-Interferenz an die Ausgänge der Modulatoren 11&sub0; bis 11N-1 der Sendevorrichtung von Fig. 9A angeschlossen sind. Jeder Übertragungsfilter 15i ist in vorbestimmter Weise bandbegrenzt. Nun seien eine komplexe Impulsantwort M-ter Ordnung des Übertragungsfilters 15i durch h sowie die Eingangs- und Ausgangsvektoren des Übertragungsfilters 15i im i-ten Kanal von der aktuellen bis zurück zur Zeit M durch Ui(t) bzw. U'(t) repräsentiert.
h = [ho h&sub1; h&sub2; ... hM-1]T (16)
Ui(t) = [ui(t)ui(t - 1)ui(t - 2) ... ui(t - M + 1)T (17)
U'(t) = [u'&sub0;(t)u'&sub1;(t)u'&sub2;(t) ... u'N-1(t)]T (18)
u'i(t) = hHUi(t) (19)
Basierend auf Gleichung (19) ist der Ausgangsvektor u'i(t) des Übertragungsfilters 15i durch die Impulsantwort h des Filters bandbegrenzt. Der Übertragungsfilterausgangsvektor u'i(t) von Gleichung (19) wird in den Orthonormal-Transformationsteil 13 eingespeist. Der Ausgangsvektor v(t) des Orthonormal-Transformationsteils 13 ist wie folgt:
v(t) = AU'(t) (20)
Für den i-ten Kanal ist zu vermerken:
Vi(t) = ainu'n(t) (21)
Das u'n(t) in Gleichung (21) ist durch Gleichung (19) bandbegrenzt. Das Element ain der orthonormalen Transformationsmatrix A ist in dem Orthonormal-Transformationsteil 13 als Koeffizient eingestellt, der nicht die Frequenz als Variable enthält. Daher ist das durch Gleichung (21) gegebene Ausgangssignal vi(t) des i-ten Kanals aus dem Orthonormal-Transformationsteil 13 gleich dem eines eingestellten u'n(t) (wobei n = 0, ..., N-1) aller Ausgangssignale aus den Übertragungsfiltern 12&sub0; bis 12N-1. Aus diesem Grund verursacht die Signalübertragung durch den Orthonormal-Transformationsteil 13 gemäß der vorliegenden Erfindung keine Defekte der Erweiterung und Reduzierung des Übertragungsbands.
Die in Fig. 11 B gezeigte Empfangsvorrichtung weist wie im Fall von Fig. 9B den Erfassungsteil 21, den Inversorthonormal-Transformationsteil 22 und den Demodulationsteil 23 (Demodulatoren 23&sub0; bis 23N-1) auf. In Fig. 11B sind Empfangsfilter 25&sub0; bis 25N-1 zwischen die jeweiligen Ausgänge des Inversorthonormal-Transformationsteils 22 und den Demodulationsteil 23 geschaltet. Die Empfangsfilter 25&sub0; bis 25N-1 weisen die gleiche komplexe Impulsantwortcharakteristik wie die Übertragungsfilter 15&sub0; bis 15N-1 in Fig. 10A auf. Der Ausgangsvektor z(t) des Inversorthonormal-Transformationsteils 22 ist durch die folgende Gleichung gegeben.
z(t) = [z&sub0;(t)z&sub1;(t)z&sub2;(t) ... zN-1(t)]T (22)
Das Ausgangssignal zi(t) des i-ten Kanals aus dem Inversorthonormal-Transformationsteil 22 ist wie folgt gegeben:
z(t) = AHy(t) = u(t) + AHn(t) (23)
zi(t) = a*inyn(t) (24)
Wenn das Empfangsfilterausgangssignal des i-ten Kanals durch z'i(t) repräsentiert ist und der Empfangsfiltereingangsvektor des i-ten Kanals von dem aktuellen zurück zum Zeitpunkt M durch Zi(t) repräsentiert sind, gilt
Zi(t) = [zi(t)zi(t - 1)zi(t - 2) ... zi(t - M + 1)]T (25)
z'i(t) = hHZi(t) (26)
Für Gleichung (26) ist das Empfangsfilterausgangssignal z'i(t) durch die Empfangsfilterimpulsantwort h bandbegrenzt.
Durch Anschließen der Sendefilter an die Eingangsseite des Orthonormal-Transformationsteils 13 und der Empfangsfilter an die Ausgangsseite des Inversorthonormal-Transformationsteils 22 gemäß obiger Beschreibung können die Sendefilter und die Empfangsfilter als sogenannte Route-Roll-Off- Filter verwendet werden.
Die orthonormale Transformationsmatrix der vorliegenden Erfindung muß nur die Gleichungen (5), (6), (7) und (9) erfüllen. Für diesen Zweck können mehrere orthonormale Transformationsmatrizen verwendet werden. Durch Verstecken dieser orthonormalen Transformationsmatrix vor anderen Benutzern ist es möglich, eine erhöhte Sicherheit der Kommunikation zu schaffen.
Als nächstes wird ein konkretes Beispiel der Charakteristik des Orthonormal-Transformationsteils beschrieben. Es wird eine Beschreibung der Spitzenleistungsunterdrückungseffekte und der Übertragungsqualität auf einem statischen Kommunikationskanal in den Fällen des Orthonormal- Transformationsteils 13 unter Verwendung der DCT-Basis und der WHT-Basis angegeben. Fig. 12 zeigt in Blockform die Sendevorrichtung der vorliegenden Erfindung, die zum Überprüfen der Spitzenleistung durch Computersimulationen verwendet wird. Das eingegebene digitale Signal wird von einem Seriell-Parallel-Umsetzer 9 in N parallele digitale Signale umgesetzt, die von den Modulatoren 11&sub0; bis 11N-1 QPSK-moduliert und dann einer Orthonormal-Transformationsverarbeitung durch den Orthonormal-Transformationsteil 13 unterzogen werden, und die transformierten Ausgangssignale werden zusammenaddiert, wonach sie gesendet werden. Fig. 13 zeigt die Ergebnisse von Computersimulationen der Spitzenleistungsunterdrückungseffekte durch die Orthonormal-Transformationsverarbeitung durch den Orthonormal-Transformationsteil 13 unter Verwendung der DCT-Basis bzw. der WHT-Basis. Die Abszisse repräsentiert die Anzahl N an gemultiplexten Trägern und die Ordinate das Verhältnis der Spitzenleistung zur mittleren Leistung.
Für Fig. 13 kann unter Verwendung der DCT-Basis und der WHT-Basis das Verhältnis der Spitzenleistung zur mittleren Leistung zu etwa 4,5 dB gemacht werden, wenn acht Träger gemultiplext werden.
In Fig. 15 sind die Ergebnisse von Computersimulationen des Einflusses von Rauschen des Sendesystems gemäß dem zweiten Aspekt der vorliegenden Erfindung gezeigt, bei dem Träger nicht gemultiplext werden, der Multiplexerteil und der Erfassungsteil weggelassen sind und die N Basisbandsignale unverändert gesendet und empfangen werden, wie in Fig. 14 gezeigt. Die Abszisse repräsentiert das Träger-Rausch-Verhältnis durch Gaußsches Rauschen in der Kanalleitung und die Ordinate eine Symbolfehlerrate. Störungen in dem jeweiligen Kanal werden durch Hinzufügen von weißem Gaußschem Rauschen von Rauschquellen 7&sub0; bis 7N-1 durch Addierer 60 bis 6N-1 simuliert. Aus Fig. 15 ist ersichtlich, daß sich die Übertragungsqualität der vorliegenden Erfindung bei Verwendung von DCT- und WHT-Basen nicht verschlechtert. Das gleiche gilt für die Übertragungsqualität, wenn der Multiplexerteil und der Erfassungsteil nicht verwendet werden. Das Sende- und Empfangssystem von Fig. 14 ist beispielsweise bei N-kanaliger drahtgebundener Übertragung anwendbar. Die Empfangsvorrichtung 200 weist einen Parallel-Seriell-Umsetzteil 24 auf, der an den Ausgang des Demodulationsteils 23 angeschlossen ist.
Bei dem Sende- und Empfangssystem von Fig. 14 wird ein digitales Signal einer einzelnen Zeichenfolge oder -kette in die Sendevorrichtung 100 eingespeist, wo es von dem Seriell-Parallel- Umsetzteil 9 in digitale Signale von N Kanälen (in diesem Beispiel vier Kanäle) umgesetzt wird, die moduliert werden und durch den Orthonormal-Transformationsteil 13 einer Orthonormal-Transformationsverarbeitung unterzogen werden, und die transformierten Vier-Kanal-Ausgangssignale werden über den Vier-Kanal-Sendekanal gesendet.
In der Empfangsvorrichtung 200 werden die N empfangenen Signale einer Inversorthonormal- Transformationsverarbeitung durch den Inversorthonormal-Transformationsteil 22 unterzogen, und die transformierten Ausgangssignale werden demoduliert. Die so demodulierten N Basisbandsignale werden durch einen an den Ausgang des Demodulationstells 23 angeschlossenen Parallel-Seriell- Umsetzteil 24 in ein digitales Ein-Kanal-Signal umgesetzt.
Als nächstes wird eine Ausführungsform des Vielträgersendesystems gemäß der vorliegenden. Erfindung beschrieben. Die Fig. 16 und 17 zeigen in Blockform die Sendevorrichtung 100 bzw. die Empfangsvorrichtung 200 im Fall des Anwendens der vorliegenden Erfindung auf das Vielträgerübertragungssystem. Die Sendevorrichtung 100 ist aus den Modulatoren 11i (wobei i = 0, ..., N-1), in die digitale Signale #1 bis #N eingegeben werden, dem Orthonormal-Transformationsteil 13, den Übertragungsfiltern 15i und Digital/Analog (D/A)-Umsetzern 16i aufgebaut. Die einen Modulationsteil 11 bildenden Modulatoren 11i empfangen unterschiedliche digitale Signale und modulieren sie in Amplitude, Phase oder Frequenz. Die mehreren Modulatorausgangssignale werden in den Orthonormal-Transformationsteil 13 eingespeist. Der Orthonormal-Transformationsteil 13 verarbeitet die eingegebenen Signale durch eine vorbestimmte Matrix so, daß der Kreuzkorrelationskoeffizient zwischen den transformierten Ausgangssignalen v&sub0;(t) bis vN-1(t) erniedrigt wird. Jedes Ausgangssignal vi(t) wird durch den D/A-Umsetzer 16i in analoge Form umgesetzt. Das analoge Signal wird von einem Frequenzmischer MIXi mit einem Träger von einem Trägeroszillator OSCi zu einem Funkfrequenzsignal gemischt. In einem Leistungskombinierteil 14' werden diese Funkfrequenzsignale von N Kanälen kombiniert, wonach sie von einem Leistungsverstärker 17 verstärkt und über eine Antenne ANTT gesendet werden.
In der Empfangsvorrichtung 200 (Fig. 17) wird das über eine Antenne ANTR und einen rauscharmen Verstärker 26 empfangene Funkfrequenzsignal von einem Leistungsaufteilungsteil 27 hinsichtlich der Leistung in N Kanäle aufgeteilt, dann werden die aufgeteilten Signale jeweils durch einen Mischer MIXi mit einem Träger von einem Trägeroszillator OSCi gemischt, und das Mischsignal wird an ein Bandpaßfilter 29i angelegt, um ein Basisbandsignal zu gewinnen. Das empfangene Basisbandsignal wird von einem A/D-Umsetzer 29, in ein digitales Signal umgesetzt, das über ein Empfangsfilter 25, für die Inversorthonormal-Transformationsverarbeitung in den Inversorthonormal- Transformationsteil 22 eingespeist wird. Das invers transformierte Ausgangssignal wird von dem Demodulator 23i in Datensignale demoduliert. Auf diese Weise ist im Fall des Vielträgerübertragungssystems die Anzahl verwendeter Träger gleich der Anzahl an Zeilen oder Spalten der orthonormalen Transformationsmatrix.
Nun wird die Beziehung zwischen dem Kreuzkorrelationskoeffizienten und der Spitzenleistung in der Vier-Kanal-QPSK-Übertragung beschrieben. Die Korrelationsmatrix Ruu(t) des Eingangssignalvektors u(t) in den Orthonormal-Transformationsteil 13 zum Zeitpunkt t gemäß der vorliegenden Erfindung ist wie folgt:
Ruu(t) = u(t)uH(t) (27)
Im allgemeinen wird keine Orthogonalität zwischen Elementen des Vektors u(t) beibehalten. Somit wird die Gleichung (27) gewöhnlich wie folgt ausgedrückt:
Der Kreuzkorrelationskoeffizient γij(t) der einzelnen Elemente (i, j) der Korrelationsmatrix Ruu(t) von Gleichung (28) zum Zeitpunkt t ist wie folgt definiert:
γij(t) = ui(t)u*j(t)/{ ui(t) u*j(t) } (29)
Auf der Basis von Gleichung (29) ist der Gesamtkreuzkorrelationskoeffizient Γ(t) wie folgt definiert:
Γ(t) = {1/(N² - N)} γij(t) wobei i ≠ j. (30)
In den Fig. 18, 19 und 20 sind die Ergebnisse von Berechnungen der Spitzenleistung bei der Vier- Kanal-QPSK-Übertragung in den Fällen gezeigt, wo keine Orthonormal-Transformationsverarbeitung wie beim Stand der Technik involviert ist, wo Orthonormal-Transformationsverarbeitung unter Verwendung der WHT-Basis ausgeführt wird bzw. wo Orthonormal-Transformationsverarbeitung unter Verwendung der DCT-Basis ausgeführt wird, wobei Gleichung (30) als ein Evaluierungsparameter verwendet wird. In diesen Beispielen ist angenommen, daß die Basisbandsignale einfach gemultiplext sind.
In Fig. 18 repräsentiert die Abszisse den durch Gleichung (30) gegebenen Kreuzkorrelationskoeffizienten und die Ordinate die Spitzenleistung. Wie aus Fig. 18 hervorgeht, ist, wenn der Kreuzkorrelationskoeffizient null ist, die Spitzenleistung 4,0 W, was gleich der Summe der mittleren Leistungswerte in den jeweiligen Kanälen ist. Der Kreuzkorrelationskoeffizient ist -0,3, während die Spitzenleistung 0 ist. Der Kreuzkorrelationskoeffizient ist 1,0, während die Spitzenleistung 16 ist. Somit hängt im Fall der Vier-Kanal-QPSK-Übertragung die Spitzenleistung von der Kreuzkorrelation der modulierten Wellen ab, die gemultiplext sind.
Die Abszisse und die Ordinate in Fig. 19 sind gleich wie jene in Fig. 18. Dies ist ein Beispiel der Verwendung der WHT-Basis als der orthonormalen Transformationsbasis. Die verwendeten Eingangssignale sind gleich wie im Fall von Fig. 18. Wie aus Fig. 19 ersichtlich, ist, wenn der Kreuzkorrelationskoeffizient null ist, die Spitzenleistung 4,0 W. Wenn die WHT-Basis verwendet wird, befinden sich somit die Spitzenleistung und die Summe der mittleren Leistungswerte der Eingangssignale in Übereinstimmung miteinander. Außerdem variiert der Kreuzkorrelationskoeffizient nicht. Dies ist so, weil der Orthonormal-Transformationsteil 13 die Eingangssignale orthogonalisiert.
Die Abszisse und Ordinate in Fig. 20 sind gleich wie jene in Fig. 19. Dies ist ein Beispiel der Verwendung der DCT-Basis als der Basis der orthonormalen Transformation. Die verwendeten Eingangssignale sind gleich wie im Fall von Fig. 18. Wie auch aus Fig. 20 hervorgeht, ist der Korrelationskoeffizient im Bereich von -0,33 bis 0,35 in Proportion zur Spitzenleistung. Der Graph gibt an, daß die Spitzenleistung durch die vorliegende Erfindung vermindert wird; die maximale Spitzenleistung in Fig. 18 beträgt nämlich 16 W beim Beispiel gemäß dem Stand der Technik von Fig. 18, während sie 8 W in Fig. 20 beträgt.
Wie oben ausgeführt, kann gemäß der vorliegenden Erfindung, welche die Korrelation zwischen den modulierten Signalen, die gemultiplext werden sollen, die Spitzenleistung des gemultiplexten modulierten Signals klein gemacht werden.
In Fig. 10A und 10B sind das Sendefilter 15 und das Empfangsfilter 25 als an die Eingangsseite des Orthonormal-Transformationsteils 13 bzw. die Ausgangsseite des Inversorthonormal-Transformationsteils 22 angeschlossen gezeigt, während in Fig. 16 und 17 die Filter 15 und 25 als an die Ausgangsseite des Orthonormal-Transformationsteils 13 bzw. die Eingangsseite des Inversorthonormal-Transformationsteils 22 angeschlossen gezeigt sind. Nun erfolgt eine Beschreibung der Betriebsabläufe in den Fig. 16 und 17.
Es sei nun die komplexe Impulsantwort M-ter Ordnung des Sendefilters 15 durch h repräsentiert, der Ausgangsvektor des Orthonormal-Transformationsteils 13 durch v(t), der Ausgangssignalvektor des Orthonormal-Transformationsteils 13 von der aktuellen bis zurück zur Zeit M durch Vi(t) und das Sendefilterausgangssignal durch wtx(t).
wtx(t) = [w(tx)&sub0;(t)w(tx)&sub1;(t)w(tx)&sub2;(t) ... w(tx)N-1(t)]T (31)
Vi(t) = [vi(t)vi(t - 1)vi(t - 2) ... vi(t - M + 1)]T (32)
h = [h&sub0; h&sub1; h&sub2; ... hM-1]T (33)(
w(tx) = hHVi(t) (34)
In Gleichung (34) wird das Sendefilterausgangssignal w(tx)i(t) in dem i-ten Kanal einer Bandbegrenzung durch die komplexe Impulsantwort h M-ter Ordnung unterzogen.
Es sei die komplexe Impulsantwort M-ter Ordnung des Empfangsfilters 25 durch h repräsentiert wie im Fall des Sendefilters 15, der Ausgangssignalvektor aus dem Mischer MIXi des i-ten Kanals von der aktuellen bis zurück zur Zeit M durch Zi(t) und das Sendefilterausgangssignal durch wrx(t).
wrx(t) = [w(rx)&sub0;(t)w(rx)&sub1;(t)w(rx)&sub2;(t) ... w(rx)N-1(t)]T (35)
Zi(t) = [zi(t)zi(t - 1)zi(t - 2) ... zi(t - M + 1)]T (36)
w(rx)j = hHZi(t) (37)
In Gleichung (35) wird das Sendefilterausgangssignal w(rx)i(t) in dem i-ten Kanal einer Bandbegrenzung durch die komplexe Impulsantwort h M-ter Ordnung unterzogen.
In einigen der oben beschriebenen Ausführungsformen erfolgte keine besondere Erwähnung der Art des Kanals für das Sende- und Empfangsystem, aber im Fall der Verwendung eines Funkfrequenzträgers kann der Kanal der Raum sein oder ein Metallkabel. Bei der Verwendung elektrooptischer Wandlungstechniken kann auch ein Glasfaserkabel verwendet werden. Es wird eine Beschreibung typische Sende- und Empfangssysteme angegeben, die das Glasfaserkabel bzw. das Metallkabel einsetzen.
Fig. 21 stellt eine Ausführungsform eines parallelen Übertragungssystems dar, das ein Glasfaserkabel 31 einsetzt. Die Sendevorrichtung 100 ist aus dem Modulator 11, dem Sendefilter 15, dem Seriell-Parallel-Umsetzteil 9, dem Orthonormal-Transformationsteil 13, einem Sendeteil und einem elektrooptischen Transducer bzw. Wandler E/O aufgebaut. Der Sendeteil 10 weist den Signalmultiplexerteil 14 und den Frequenzumsetzteil MIX auf. Die Empfangsvorrichtung 200 ist aus einem optoelektronischen Transducer bzw. Wandler O/E, einem Empfangsteil 20, dem Inversorthonormal- Transformationsteil 22, dem Parallel-Seriell-Umsetzteil 24, dem Empfangsfilter 25, und dem Demodulator 23 aufgebaut. Der Empfangsteil 20 weist den Frequenzumsetzteil MIX und einen Demultiplexerteil 27 auf. Der Demultiplexerteil 27 zum Demultiplexen des gemultiplexten Signals ist aus einem Bandpaßfilter für ein hinsichtlich der Frequenz gemultiplextes Signal, aus einem Entspreizer für ein unter Verwendung eines Spreizcodes gemultiplextes Signal und aus einem Wellenlängenerfassungsfilter für ein hinsichtlich der Wellenlänge gemultiplextes Signal gebildet.
Das zu übertragende Informationssignal wird von dem Modulator 11 moduliert. Das Sendefilter 15 ist durch digitale Signalverarbeitung implementiert und führt eine Formung des modulierten Signals zu einer Wellenform aus, die optimal für die Übertragung über den Kanal ist. Der Seriell-Parallel- Umsetzteil 9 setzt die aus dem Sendefilter 15 ausgegebene digitale Signalfolge in parallele Signale um. Die parallelen digitalen Signale werden gleichzeitig in den Orthonormal-Transformationsteil 13 eingespeist. Der Orthonormal-Transformationsteil 13 verarbeitet die eingegebenen digitalen Signale und gibt parallele digitale Signale mit verminderter Kreuzkorrelation zur Einspeisung in den Sendeteil 10 aus. Der Sendeteil 10 multiplext die eingegebenen Signale hinsichtlich der Frequenz, eines Spreizcodes oder der Wellenlänge. Das gemultiplexte Signal wird von dem elektrooptischen Transducer E/O in ein optisches Signal umgesetzt, das über das Glasfaserkabel 31 zu der Empfangsvorrichtung 200 geschickt wird.
In der Empfangsvorrichtung 200 wird das empfangene optische Signal von dem optoelektronischen Transducer O/E in ein elektrisches Signal umgesetzt. Der Empfangsteil 20 demultiplext das unter Verwendung von Frequenz, Spreizcode oder Wellenlänge gemultiplexte empfangene Signal. Die demultiplexten Signale werden durch den Inversorthonormal-Transformationsteil 22 invers transformiert, und die invers transformierten Ausgangssignale aus ihm werden an den Parallel-Seriell- Umsetzteil 24 angelegt, in dem sie umgesetzt werden, um die digitale Signalfolge wiederherzustellen. Das so wiederhergestellte Signal wird durch das Empfangsfilter 25 wellengeformt und dann durch den Demodulator 23 demoduliert.
Bei der Ausführungsform von Fig. 21 ist es möglich, den elektrooptischen Transducer E/O und den optoelektronischen Transducer O/E zu entfernen und ein Metallkabel anstatt des Glasfaserkabels 31 zu verwenden, um den Ausgang des Sendeteils 10 mit dem Eingang des Empfangsteils 20 zu verbinden. Diese Ausführungsform erlaubt eine parallele Übertragung unter Verwendung der Orthonormal-Transformationsverarbeitung.
Fig. 22 zeigt eine Ausführungsform der Basisbandübertragung unter Verwendung des Metallkabels. Die Sendevorrichtung 100 umfaßt den Modulator 11, das Sendefilter 15, den Seriell-Parallel- Umsetzteil 9, den Orthonormal-Transformationsteil 13 und einen Umschalter SW1. Die Empfangsvorrichtung 200 umfaßt einen Umschalter SW2, den Inversorthonormal-Transformationsteil 22, den Parallel-Seriell-Umsetzteil 24, das Empfangsfilter 25 und den Demodulator 23.
Das zu übertragende Informationssignal wird durch den Modulator 11 moduliert. Das Sendefilter 11 wird durch digitale Signalverarbeitung implementiert und führt eine Formung des modulierten Signals in eine Wellenform aus, die optimal für die Übertragung über ein Metallkabel ist. Der Seriell-Parallel- Umsetzteil 9 setzt die aus dem Sendefilter 15 ausgegebene digitale Signalfolge in parallele Signale um. Die parallelen digitalen Signale werden gleichzeitig in den Orthonormal-Transformationsteil 13 eingespeist. Der Orthonormal-Transformationsteil 13 führt die Umsetzung von den eingegebenen digitalen Signalen in parallele digitale Ausgangssignale verminderter Kreuzkorrelation aus, die in den Umschalter SW1 eingespeist werden. Der Umschalter SW1 wählt die Ausgangssignale aus dem Orthonormal-Transformationsteil 13 in der Reihenfolge der Übertragung über den Kanal 32 aus. Die Ausgangssignale werden gesendet, nachdem sie einer Signalverarbeitung unterzogen wurden, die optimal für die Übertragung über das Metallkabel 32 ist.
In der Empfangsvorrichtung 200 werden die über das Metallkabel 32 empfangenen Signale in digitale Signale umgesetzt, die an den Umschalter SW2 angelegt werden, um die parallele digitale Signalfolge wiederherzustellen, die auf der Senderseite gebildet wurde. Die so wiederhergestellten digitalen Signale werden durch den Inversorthonormal-Transformationsteil 22 invers transformiert, und die invers transformierten Ausgangssignale werden durch das Empfangsfilter 25 wellengeformt, wonach sie vom Demodulator 23 demoduliert werden. Auf diese Weise kann die Basisbandübertragung unter Verwendung des Orthonormal-Transformationsschemas ausgeführt werden.
Fig. 23 zeigt eine modifizierte Form der Ausführungsform von Fig. 22, bei der ein elektrooptischer Transducer E/O mit dem Ausgang des Umschalters SW1 verbunden ist, ein optoelektronischer Transducer O/E mit dem Eingang des Umschalters SW2 verbunden ist und das Glasfaserkabel 31 anstelle des Metallkabels 32 verwendet ist, um die Transducer E/O und O/E miteinander zu verbinden.
Fig. 24 zeigt den Effekt des Parallelübertragungssystems der vorliegenden Erfindung bei der 4- Vielträgerübertragung unter Verwendung des QPSK-Schemas. In Fig. 24 repräsentiert die Abszisse das Träger-Rausch-Leistungsverhältnis (CNR) durch Gaußsches Rauschen, das dem Signal auf dem Kanal hinzugefügt wird, und die Ordinate repräsentiert die Wahrscheinlichkeit eines Symbolfehlers. In einem System mit N-Kanälen wird das zusätzliche weiße Gaußsche Rauschen von Rauschquellen 70 bis 7N-1 (Fig. 14) durch Addierer 6&sub0; bis 6N-1 geliefert. Computersimulationen fügen weißes Rauschen in nachstehend beschriebener Weise hinzu. Die CNR-Werte in einem Kanal von beispielweise i = 0 wurden fest auf 0, 4, 6 und 8 dB nacheinander eingestellt, und die Gaußschen Rauschpegel, die von den Rauschquellen 71, 72 und 73 geliefert werden sollten, wurden so gesteuert, daß die CNR-Werte in den anderen verbleibenden Kanälen i = 1, 2, 3 zu 0, 2, 4, ..., 12 dB hinsichtlich der festeingestellten CNR-Werte des Kanals i = 0 wurden, wie auf der Abszisse in Fig. 24 gezeigt. Die Berechnungsergebnisse der Wahrscheinlichkeit von Symbolfehlern in dem digitalen Basisbandausgangssignal in der Empfangsvorrichtung 200 in den Fällen der Verwendung der WHT- Basis und der DCT-Basis für die Orthonormal-Transformationsverarbeitung in dem Orthonormal- Transformationsteil 13 unter den vorgenannten Bedingungen sind gestrichelte Linien, die entsprechende Symbole verbinden; sie sind im Vergleich zu den durchgezogenen Linien gezeigt, die theoretische Werte der Symbolfehlerwahrscheinlichkeit in den Fällen repräsentieren, in denen die vorliegende Erfindung nicht angewendet wird. Die vorgenannten Bedingungen basieren auf der Annahme, daß die Kanalqualität in einem oder mehreren Kanälen ernsthaft verschlechtert ist. Die theoretischen Werte P werden berechnet als P = (Pfix + P&sub1; + P&sub2; + P&sub3;)/4, wobei Pfix die Wahrscheinlichkeit von Symbolfehlern für einen Kanal repräsentiert, in dem die Kanalqualität fixiert ist, und P&sub1;, P&sub2; und P&sub3; jeweils die Wahrscheinlichkeit von Symbolfehlern der verbleibenden drei Kanäle repräsentieren.
Wie aus Fig. 15 ersichtlich ist, wenn beispielsweise in dem Kanal i = 0 der fixierte CNR-Wert 4 dB ist, erfährt die Wahrscheinlichkeit von Symbolfehlern in dem digitalen Ausgangsbasisbandsignal aus dem Parallel-Seriell-Umsetzteil 24 in etwa die gleiche Änderung, bis die CNR-Werte in den anderen drei Kanälen ebenfalls 4 dB erreichen, unabhängig davon, ob die vorliegende Erfindung angewendet wird oder nicht, aber wenn in den Kanälen i = 1, 2, 3 die CNR-Werte 4 dB übersteigen, wird die Wahrscheinlichkeit von Symbolfehlern in dem Fall der Nichtverwendung der vorliegenden Erfindung nicht so stark verbessert, während im Fall der Anwendung der Erfindung die Wahrscheinlichkeit von Symbolfehlern weiter verbessert wird. Das gleiche gilt für die Fälle, in denen im Kanal i = 0 die CNR- Werte 6 und 8 dB sind. Dies bedeutet, daß bei der Übertragung von N modulierten Signalen über N Kanäle nach der Orthonormal-Transformationsverarbeitung der modulierten Signale gemäß der vorliegenden Erfindung selbst dann, wenn die Kanalqualität eines Kanals verschlechtert ist, die Wahrscheinlichkeit von Symbolfehlern in dem empfangenen digitalen Basisbandsignal stärker verbessert werden kann als beim Stand der Technik, der das Orthonormal-Transformationsschema nicht verwendet. Das heißt, es kann gesagt werden, daß die vorliegende Erfindung eine Art Fehlerkorrektureffekt liefert.

EFFEKT DER ERFINDUNG

Wie zuvor ausgeführt, weist der Stand der Technik die Nachteile auf, daß die Anzahl an Trägern für die parallele Übertragung zunimmt und daß verschiedene Schemata nicht auf beliebige Eingangssignale angewendet werden können. Die vorliegende Erfindung vermeidet diese Probleme, wie nachstehend in (a) und (b) ausgeführt ist.
(a) Zunahme der Anzahl an Trägern für Parallelübertragung: Es ist ersichtlich, daß die Verwendung des Orthonormal-Transformationsteils keine Erhöhung der Anzahl an Kanälen bewirkt, wie in Gleichung (5) angegeben. Der Spitzenleistungsabsenkungseffekt durch die vorliegende Erfindung ist fri Fig. 13 gezeigt. Somit erlaubt die vorliegende Erfindung eine Absenkung des Verhältnisses der Spitzen- zur mittleren Leistung ohne Erhöhung der Anzahl an Kanälen.
(b) Statistische Eigenschaften des Eingangssignals: Bei der Ableitung der Prinzipien der vorliegenden Erfindung sind statistische Eigenschaften des Eingangssignals nicht definiert, wie durch Gleichung (1) angegeben. Daher ermöglicht die vorliegende Erfindung eine Absenkung des Verhältnisses der Spitzen- zur mittleren Leistung, die durch Multiplexen mehrerer modulierter Signale erhöht ist, ohne Abhängigkeit von den statistischen Eigenschaften des Eingangssignals abzuhängen.
Zusätzlich liefert die vorliegende Erfindung die folgenden Effekte:
(c) Die Information für die parallele Übertragung wird durch den Orthonormal-Transformationsteil in eine Form transformiert, die durch eine orthonormale Transformationsmatrix definiert ist, und die primär über einen Kanal zu übertragende Information wird offenbar über alle Kanäle verteilt, so daß selbst dann, wenn ein Signal in einem Kanal ausfällt, dieses unter Verwendung von Signalinformation in den anderen verbleibenden Kanälen restauriert oder wiederhergestellt werden kann. Somit ist es möglich, ein Übertragungssystem zu schaffen, das robust gegen Variationen der Qualität der Kanäle ist.
(d) Da die orthonormale Transformationsmatrix durch digitale Signalverarbeitung implementiert ist, kann die Schaltung vereinfacht werden.
(e) Da die Koeffizienten der orthonormalen Transformationsmatrix erforderlichenfalls geändert werden können, ist es möglich, flexibel mit Systemen verschiedener Größen umzugehen.
(f) Die Sicherheit der Kommunikation kann durch Verstecken der geheimgehaltenen orthonormalen Transformationsmatrix vor anderen geschaffen werden.
(g) Es kann ein Diversity-Effekt durch verteilte Übertragung aufgrund des Orthonormal-Transformationsteils erzeugt werden.

Claims

1. Sendevorrichtung, umfassend:

eine Modulationsanordnung (11) zum Empfangen von N parallelen digitalen Signalen jeweils entsprechend einem von N Kanälen und zum Ausgeben von N modulierten Signalen, wobei N eine beliebige ganze Zahl größer oder gleich 2 ist;

eine Orthonormal-Transformationsanordnung (13) zum Empfangen der N modulierten Signale und zum Ausgeben von N transformierten Ausgangssignalen sowie zum Ausführen einer Orthonormal-Transformationsverarbeitung der N modulierten Signale, wobei die Kreuzkorrelation zwischen den Ausgangssignalen geringer als zwischen den N modulierten Signalen ist; und

eine Multiplexanordnung (14) zum Multiplexen der Ausgangssignale aus der Orthonormal- Transformationsanordnung (13) und zum Senden eines gemultiplexten Signals.

2. Sendevorrichtung nach Anspruch 1, ferner umfassend ein Sendefilter (15) zum Zweck der Bandbegrenzung, das an die Eingangs- oder Ausgangsseite der Modulationsanordnung (11) angeschlossen ist.

3. Sendevorrichtung nach Anspruch 1, ferner umfassend eine an die Eingangsseite der Modulationsanordnung (11) angeschlossene Seriell-Parallel-Umsetzanordnung (9) zum Umsetzen eines seriellen digitalen Eingangssignals in die N parallelen digitalen Signale zur Eingabe in die Modulationsanordnung (11).

4. Sendevorrichtung nach Anspruch 1, bei der die Orthonormal-Transformationsanordnung (13) eine Transformationsanordnung auf der Basis einer Walsh-Hadamard-Transformationsbasis ist.

5. Sendevorrichtung nach Anspruch 1, bei der die Orthonormal-Transformationsanordnung (13) eine Transformationsanordnung auf der Basis einer diskreten Kosinustransformationsbasis ist.

6. Sendevorrichtung nach Anspruch 1, bei der, wenn der Vektor eines Eingangssignals in die Orthonormal-Transformationsanordnung (13) zu einem Zeitpunkt t durch u(t), ein komplexes Basisbandsignal in einem i-ten Kanal durch ui(t), wobei i = 0, 1, ..., N-1, eine durch die Orthonormal- Transformationsanordnung (13) zu implementierende orthonormale N · N-Transformationsmatrix durch A, ein Element (i, j) der Matrix A durch eine komplexe Zahl aij, der Vektor einer orthonormalen Transformationsbasis durch ai, der Vektor des Ausgangssignals aus der Orthonormal-Transformationsanordnung (13) durch v(t) und ein komplexes Ausgangssignal in dem i-ten Kanal durch vi(t) repräsentiert sind, wobei T eine Transponierung repräsentiert, gilt

u(t) = [u&sub0;(t)u&sub1;(t) ... uN-1(t)]T

ai = (aio ai1 ... aiN-1)

v(t) = [v&sub0;(t)v&sub1;(t) ... vN-1(t)]T

v(t) = Au(t)

und die orthonormale Transformationsmatrix A

aina*jn = δij

erfüllt, wobei δij 1 ist für i = j und 0 ist für i ≠ j und * das konjugiert Komplexe bezeichnet.

7. Empfangsvorrichtung zum Empfangen eines gemultiplexten Signals aus N Signalen, die einer Orthonormal-Transformationsverarbeitung in einer Sendevorrichtung gemäß einem der Ansprüche 1 bis 6 unterzogen und von dieser gesendet wurden, wobei die Empfangsvorrichtung umfaßt:

eine Erfassungsanordnung (21) zum Erfassen der N Signale in dem empfangenen gemultiplexten Signal für die Ausgabe von N Basisbandsignalen;

eine Inversorthonormal-Transformationsanordnung (22) zum Empfangen der N Basisbandsignale und zum Ausführen einer Transformationsverarbeitung an ihnen, die invers zu der Orthonormal-Transformationsverarbeitung ist, für die Erzeugung N modulierter Signale entsprechend N Kanälen; und

eine Demodulationsanordnung (23) zum Demodulieren der N modulierten Signale zur Erzeugung von N digitalen Signalen.

8. Empfangsvorrichtung nach Anspruch 7, ferner umfassend ein Empfangsfilter (25) zum Zweck der Bandbegrenzung, das an die Eingangs- oder Ausgangsseite der Inversorthonormal- Transformationsanordnung (22) angeschlossen ist.

9. Empfangsvorrichtung nach Anspruch 7, ferner umfassend eine an die Ausgangsseite der Demodulationsanordnung (23) angeschlossene Parallel-Seriell-Umsetzanordnung (24) zum Umsetzen von N parallelen digitalen Signalen in ein serielles digitales Signal.

10. Verfahren zum Senden und Empfangen, das N Signale über N Übertragungskanäle sendet, die N Signale auf der Empfangsseite empfängt und die empfangenen N Signale demoduliert, wobei das Verfahren folgende Schritte umfaßt:

auf der Sendeseite:

(a) Ausführen einer Orthonormal-Transformationsverarbeitung bei den N modulierten Signalen entsprechend N Kanälen, um N transformierte Signale mit einer Kreuzkorrelation zu erzeugen, die niedriger als diejenige zwischen den N modulierten Signalen ist; und

(b) Multiplexen der N transformierten Signale und Senden eines gemultiplexten Signals; und

auf der Empfangsseite:

(c) Empfangen des gemultiplexten Signals, Gewinnen der N übertragenen Signale aus dem gemultiplexten Signal und Ausführen einer Transformationsverarbeitung bei ihnen, die invers zu der Orthonormal-Transformationsverarbeitung ist, um N modulierte Signale zu gewinnen; und

(d) Demodulieren der N modulierten Signale zu N digitalen Ausgangssignalen.

11. Verfahren nach Anspruch 10, ferner umfassend folgende Schritte: Umsetzen, auf der Sendeseite, eines eingegebenen seriellen digitalen Signals in N parallele digitale Eingangssignale, Modulieren der N parallelen digitalen Eingangssignale, um die N modulierten Signale zu gewinnen; und Umsetzen, auf der Empfangsseite, der N parallelen digitalen Ausgangssignale in ein serielles digitales Signal.

12. Verfahren nach Anspruch 10, bei dem die Orthonormal-Transformationsverarbeitung auf einer Walsh-Hadamard-Transformationsbasis basiert.

13. Verfahren nach Anspruch 10, bei dem die Orthonormal-Transformationsverarbeitung auf einer diskreten Kosinustransformationsbasis basiert.

14. Verfahren nach Anspruch 10, bei dem, wenn der Vektor eines Eingangssignals in die Orthonormal-Transformationsanordnung zu einem Zeitpunkt t durch u(t), ein komplexes Basisbandsignal in einem i-ten Kanal durch ui(t), wobei i = 0,1, ..., N-1, eine durch die Orthonormal-Transformationsanordnung zu implementierende orthonormale N · N-Transformationsmatrix durch A, ein Element (i, j) der Matrix A durch eine komplexe Zahl aij, der Vektor einer orthonormalen Transformationsbasis durch aj, der Vektor des Ausgangssignals aus der Orthonormal-Transformationsanordnung durch v(t) und ein komplexes Ausgangssignal in dem i-ten Kanal durch vi(t) repräsentiert sind, wobei T eine Transponierung repräsentiert, gilt