DE60016086T2

DE60016086T2 - Sender mit Mitteln zum komplementären Skalieren der Eingang- und Ausgangssignale eines D/A/-Wandlers

Info

Publication number: DE60016086T2
Application number: DE2000616086
Authority: DE
Inventors: Tominari Nomura
Original assignee: NEC Corp
Current assignee: NEC Corp
Priority date: 1999-06-02
Filing date: 2000-05-29
Publication date: 2005-12-15
Anticipated expiration: 2020-05-30
Also published as: CN1276658A; BR0001970A; KR20010007171A; JP2000349640A; CN1118160C; EP1058397A3; EP1058397A2; US7027482B1; DE60016086D1; KR100382808B1; EP1058397B1

Description

HINTERGRUND DER ERFINDUNG Bereich der Erfindung
Die vorliegende Erfindung bezieht sich allgemein auf Sendesysteme und insbesondere auf ein Verfahren zur Verbesserung des Träger-zu-Rausch-Verhältnisses (CNR) von Funksendungen. Die vorliegende Erfindung ist besonders zur Verbesserung des CNR-Wertes eines Codeteilungs-Mehrfachzugriffs-Senders (CDMA) wie z. B. Zellenbasissendern geeignet.
Beschreibung des Standes der Technik
Bei Zell-CDMA-Sendern eines zellulären mobilen Kommunikationsnetzwerkes werden einzelne Spreizspektrumkanalsignale in digitale Amplitudendaten synchronisiert und multiplext (oder digital summiert). Die Amplitudendaten werden durch einen Digital-Analogwandler in ein analoges Amplitudensignal umgewandelt, das aufgewandelt, leistungsverstärkt und dann gesendet wird. Um zu verhindern, dass der Digital-Analogwandler überlastet wird, wird die maximale Amplitude von jedem Sendekanalsignal im Voraus bestimmt, so dass die Gesamtamplitude der Multiplexsignale dem oberen Grenzwert des Digitalanalogwandlers entspricht. Allerdings wird die Leistung des Sendesystems durch die CNR-Anforderung des größten Signalpegels bestimmt, der vor der Modulation auf dem Funkfrequenzträger leistungsverstärkt werden muss. Wenn nicht alle ein zelnen Kanäle während der Perioden mit geringem Verkehr multiplext werden, wird demzufolge das Träger-zu-Rausch-Verhältnis des Systems geringer als der erforderliche Wert.
Ein Lösungsansatz für das Problem ist es, anstelle des einzelnen Digital-Analogwandlers zur Eistellung multiplexter digitaler Amplitudensignale einen Digital-Analogwandler für jedes Kanalsignal zu benutzen, um multiplexte analoge Amplitudensignale zu erzeugen. Allerdings ist der Lösungsansatz keine wirtschaftliche Ausführung und erfordert zusätzliche Schaltungen, die die Orthogonalität zwischen jedem Paar von analogen gespreizten Spektrumkanalsignalen sichern.
In EP-A-0 887 925 wird eine Verstärkungskompensationsvorrichtung für einen Verstärkungsbereich für die Kompensation der Verstärkung eines Leistungsverstärkungsbereichs offenbart. Die Vorrichtung enthält einen Spreiz-/Kombinierungsbereich, einen Sendedurchschnittswerterzeugungsbereich, einen D/A-Wandlerbereich, einen Modulationsbereich, einen variablen ATT-Bereich zur Steuerung des Wertungsbetrages mit dem Steuersignal und zur Steuerung des Pegels des Modulationssignals, einen Verstärkungsbereich, einen Erfassungsbereich, einen A/D-Wandlerbereich und einen Vergleichs-/Steuerbereich.
In der US-A-5,708,681 wird ein Verfahren zur Steuerung des Sendeleistungspegels eines Senders offenbart. Der Sendeleistungspegel wird durch eine Hybridschaltung gesteuert, die sowohl digitale als auch analoge Elektronik enthält. Der Sendeleistungspegel wird eingestellt, indem sowohl der Betrag, um den ein Datenstrom komprimiert wird, als auch die Verstärkung eines analogen Sendeleistungsverstärkers gesteuert wird.
In der EP-A-0 681 382 wird ein digitaler Modulator für zelluläre Basisstationen offenbart. Mehrfache digitale Basisbandsignale werden gewandelt und in ein Verbund-IF-Signal kombiniert, um nachfolgend aufgewandelt und als ein RF-Signal gesendet zu werden.
ZUSAMMENFASSUNG DER ERFINDUNG
Es ist daher eine Aufgabe der vorliegenden Erfindung, einen Sender und ein Kommunikationsverfahren zur Verbesserung des Träger-zu-Rausch-Verhältnisses eines Signals bereitzustellen, das einem Digital-Analogumwandlungsverfahren vor der Sendung unterworfen wurde.
Diese und andere Aufgaben der vorliegenden Erfindung werden durch einen Sender nach dem unabhängigen Anspruch 1 und ein Kommunikationsverfahren nach dem unabhängigen Anspruch 12 gelöst. Die abhängigen Ansprüche behandeln vorteilhafte Weiterentwicklungen der vorliegenden Erfindung.
KURZE BESCHREIBUNG DER ZEICHNUNGEN
Die vorliegende Erfindung wird im weiteren Detail unter Bezug auf die beiliegenden Zeichnungen beschrieben, bei denen:
1 ein Blockdiagramm eines CDMA-Senders nach einem ersten Ausführungsbeispiel der vorliegenden Erfindung ist,
2 ein Zeitablaufdiagramm zur Darstellung einer interpolierten Bitfolge ist,
3 Beziehungen zwischen einer N-Bitfolge, einer interpolierten M-Bitfolge und einer ausgewählten L-Bitfolge zeigt,
4 ein Blockdiagramm eines CDMA-Senders nach einem zweiten Ausführungsbeispiel der vorliegenden Erfindung ist,
5 ein Blockdiagramm eines CDMA-Senders nach einem dritten Ausführungsbeispiel der vorliegenden Erfindung ist.
DETAILLIERTE BESCHREIBUNG
Unter Bezug auf 1 wird dort eine CDMA-Sendeschaltung (Codeteilungs-Mehrfachzugriff) nach einem ersten Ausführungsbeispiel der vorliegenden Erfindung für ein Kommunikationssystem wie z. B. eine Zell-Basisstation eines zellulären mobilen Kommunikationsnetzwerkes gezeigt. Aus 1 ist ersichtlich, dass eine Anzahl von einzelnen digitalen Spreizspektrumkanalsignalen (entweder Sprache oder Daten) in einem Multiplexer 1 in digitale Amplitudendaten multiplext (oder "digital summiert") werden. Jedes der eingegebenen gespreizten Spektrumsignale ist ein Signal, das mit kurzen und langen Spreizcodes gespreizt (verschlüsselt) und mit anderen gespreizten Spektrumsignalen auf eine für das CDMA-Verfahren bekannte Weise zeitsynchronisiert wurde.
Nach der Erfindung werden die digitalen Amplitudendaten von dem Multiplexer 1 gleichzeitig an einen Interpolator 2 und einen Durchschnittsleistungsberechner 3 zugeführt. Der Durchschnittsleistungsberechner 3 berechnet einen Zeitmittelwert des gesamten Leistungspegels der multiplexten Amplitudendaten und speist eine Steuerschaltung 4.
Der Interpolator 2 interpoliert N Bits der Amplitudendaten und erzeugt M Bits des multiplexten Amplitudendaten, wobei M größer als N ist. Wenn z. B. die multiplexten N-Bit-Amplitudendaten eine Bitfolge {A₁, A₂, ..., A_N} aufweisen, die wie in 2 durch Kreise angezeigt, zu T-Intervallen auftritt, berechnet der Interpolator 2 die Amplitudendifferenz zwischen aufeinander folgenden Bits und bestimmt während jedem Bitintervall T den Gradienten einer Steigung als (A_i + A_i+1)/T (wobei i = 1, 2, ..., N ist). Wenn, wie durch die Punkte in 2 angezeigt, ein Bit zwischen aufeinander folgend eingegebenen Bits interpoliert wird, erzeugt der Interpolator 2 eine M-Bit-Ausgabesequenz, in der die einzelnen Bits zu einem Intervall T' auftreten, das gleich T/2 ist.
Die Ausgabe des Interpolators 2 wird an einen Bitschieber 5 gesendet. Der Bitschieber wählt eine Sequenz aus einer vorbestimmten Anzahl von "L" Bits und Bitposition von jeder Eingangs-M-Bitsequenz, die durch die Steuerschaltung 4 bestimmt wurde, wobei die ganze Zahl L größer als N, aber kleiner M ist. Wie in 3 gezeigt, kann der Bitschieber 5 mit einem M-Stufen-Schieberegister ausgeführt sein, in dem die Standardeinstellungsbitpositionen (i + 1) bis (i + L) bestimmt sind. Entsprechend der Durchschnittsleistung der multiplexten Amplitudendaten relativ zu einem Bezugsleistungspegel bestimmt die Steuerschaltung 4 den Skalierungsfaktor des Eingangssignals andern D/A-Wandler 6 und bestimmt die Positionen einer Ausgangs-L-Bitsequenz innerhalb einer Eingangs-M-Bitsequenz. Die Steuerschaltung 4 bestimmt die Bitpositionen der Ausgangs-L-Bitsequenz und weist den Bitschieber 5 an, eine L-Bitsequenz von den bestimmten Bitpositionen der M-Bitsequenz auszuwählen.
Die L-Bitsequenz, die von dem Bitschieber 5 ausgewählt wird, wird durch den Digitalanalogwandler 6 in ein entsprechendes analoges Amplitudensignal gewandelt. Ein verstärkungsgeregelter Verstärker 7 ist mit dem Ausgang des D/A-Wandlers 6 verbunden, um das analoge Amplitudensignal entsprechend einem Skalierungsfaktor zu verstärken, der von der Steuerschaltung 4 bestimmt wurde. Die Ausgabe des verstärkungsgesteuerten Verstärkers 7 wird auf einen Funkfrequenzträger in einen Aufwandler 8 moduliert. Der modulierte Träger wird von einer Sendeleistungsverstärkerstufe 9 leistungsverstärkt, und von einer Antenne 10 gesendet.
Um die Anforderungen an das Träger-zu-Rausch-Verhältnis des Senders für alle Pegel der Sendung zu erfüllen, werden, wie folgt, abhängig von der Durchschnittsleistung der Amplitudendaten relativ zu einem Bezugsleistungspegel das Bitschieben des Schiebers 5 und die Verstärkung des Verstärkers 7 komplementär durch die Steuerschaltung 4 in einen Kompressions-/Expansionsmodus oder in einen Expansions-/Kompressionsmodus gesteuert.
Die Steuerschaltung 4 bestimmt, ob der berechnete Durchschnittsleistungspegel höher oder niedriger als ein Bezugswert (Standardeinstellungswert) ist, der ein maximaler Durchschnittsleistungspegel, ein minimaler Durchschnittsleistungspegel oder ein Zwi scheuwert sein kann, der beliebig zwischen dem maximalen und dem minimalen Wert liegt. Es sei angenommen, dass ein Zwischenwert als der Bezugswert benutzt wird. In diesem Fall wird der verstärkungsgeregelte Verstärker 7 so geregelt, dass, wenn der Durchschnittsleistungspegel der Ausgabe des Multiplexers gleich dem Bezugswert ist, das Träger-zu-Rausch-Verhältnis des Senders auf den erforderlichen Wert gesteuert wird.
Wenn die Steuerschaltung bestimmt, dass die errechnete Durchschnittsleistung geringer als der Zwischenbezugswert ist, erzeugt sie ein Herunterschaltsteuersignal, das den Bitschieber 5 aus einer interpolierten M-Bitsequenz eine L-Bitsequenz {i + k + 1) bis (i + k + L)} auswählen lasst, die hinsichtlich der Standardeinstellungsbitposition, wie in 3 dargestellt, um "k" Bits heruntergeschaltet ist, wobei die ganze Zahl "k" den Unterschied zwischen der berechneten Durchschnittsleistung und dem Zwischenbezugsleistungswert darstellt. Dann fährt die Steuerschaltung 4 fort, die Verstärkung des Verstärkers um ein ganzzahliges Vielfaches von 6 dB zu inkrementieren, d. h. 6 dB mal die ganze Zahl "k". Da die um k Bit heruntergeschaltete L-Bit-Sequenz 2^k kleiner eine L-Bitsequenz ist, die aus den Standardeinstellungsbitpositionen ausgewählt würde, wenn die berechnete Durchschnittsleistung gleich dem Zwischenbezugswert wäre, steuert das komplementäre Inkrementieren der Verstärkerverstärkung um einen Faktor 2^k den CNR-Wert des aktuellen Signals, das niedriger als der Bezugswert ist, auch denselben Wert, der erhalten würde, wenn die Durchschnittsleistung der Eingangssignale gleich dem Bezugswert wäre.
Wenn die Steuerschaltung bestimmt, dass die berechnete Durchschnittsleistung höher als der Zwischenbezugswert ist, erzeugt sie ein Aufschaltsteuersignal, das den Bitschieber 5 aus einer interpolierten M-Bitsequenz eine L-Bitsequenz {(i – j + k) bis (i – j + L)} auswählen lässt, die hinsichtlich der Standardeinstellungsbitpositionen, wie in 3 dargestellt, um "k" Bits aufgeschaltet ist, wobei die ganze Zahl " j" den Unterschied zwischen der berechneten Durchschnittsleistung und den Zwischenbezugswert darstellt. Die Steuerschaltung 4 fährt fort, die Verstärkung des Verstärkers 7 um ein ganzzahliges Vielfa ches von 6 dB zu dekrementieren, d. h. 6 dB mal die ganze Zahl " j". Da die um j Bit aufgeschaltete L-Bitsequenz 2^j mal größer als die L-Bitsequenz ist, die aus den Standardeinstellungsbitpositionen ausgewählt würde, steuert das komplementäre Dekrementieren der Verstärkerverstärkung um einen Faktor 2^j den CNR-Wert des aktuellen Signals, das höher als der Bezugswert ist, auf denselben Wert, der erhalten würde, wenn die Durchschnittsleistung der Eingangssignale gleich dem Bezugswert wäre.
Wenn die berechnete Durchschnittsleistung der multiplexten Daten gleich dem Zwischenbezugswert ist, der den Standardeinstellungsbitpositionen entspricht und als S_R bezeichnet wird, ist das Träger-zu-Rausch-Verhältnis des Senders durch S_R/n gegeben, wobei n das Hintergrundrauschen ist.
Wenn die berechnete Durchschnittsleistung der multiplexten Amplitudendaten ½ des Bezugspegels ist und als S_L bezeichnet wird, wählt der Bitschieber 5 eine L-Bitsequenz aus den Positionen aus, die hinsichtlich der Standardeinstellungspositionen um ein Bit heruntergeschaltet sind. Das Schieben um ein Bit nach unten bewirkt, dass das Eingangssignal des D/A-Wandlers 6 um einen Faktor 2 aufskaliert wird. Komplementär zu dem Betrieb des Bitschiebers 5 wird dann die Ausgabe des D/A-Wandlers 6 um einen Faktor 2 herunterskaliert, indem die Verstärkung des Verstärkers 7 um 6 dB dekrementiert wird. Somit gilt die folgende Beziehung: {(SL) × (2) + n} × (1/2) = SL+ n/2Somit ist das CNR des Signals S_L gleich 2 × (S_L)/n und somit S_R/n.
Wenn die berechnete Durchschnittsleistung der multiplexten Amplitudendaten zweimal so groß wie der Bezugspegel ist und als S_H bezeichnet wird, wird der Eingang des D/A-Wandlers 6 um einen Faktor 2 herunterskaliert, indem die L-Bitsequenz hinsichtlich der Standardeinstellungspositionen um ein Bit nach oben geschoben wird. Die Ausgabe des D/A-Wandlers 6 wird um einen Faktor 2 aufskaliert, indem die Verstärkung des Verstärkers 7 um 6 dB inkrementiert wird. Somit gilt die folgende Beziehung: {(SH) × (1/2) + n} × (2) = SH + 2nSomit ist das CNR des Signals S_H gleich (S_H)/2n und damit S_R/n.
Es wurde gezeigt, dass das Senden von einer CDMA-Zellbasisstation auf einen im Wesentlichen konstanten CNR-Wert unabhängig von seinen Sendeleistungspegeln gehalten werden kann. Eine andere Eigenschaft der vorliegenden Erfindung ist es, dass ein anomaler Zustand der Signale erfasst werden kann, da die Durchschnittsleistung der multiplexten Kanalsignale mit einem Bezugsleistungspegel in der Steuerschaltung 4 verglichen wird. In solchen Fällen steuert die Steuerschaltung 4 die Sendeleistung so, dass keine Interferenz mit anderen Kommunikationssystemen auftreten kann.
4 zeigt ein modifiziertes Ausführungsbeispiel der vorliegenden Erfindung, in dem ein Abwärtswandler 11 und ein Detektor 12 mit dem Ausgang des Leistungsverstärkers 9 verbunden ist, um den Leistungspegel des Leistungsverstärkers 9 zu erfassen. Die Ausgabe des Detektors 12 wird von der Steuerschaltung 8 benutzt, um den Unterschied zwischen der berechneten Durchschnittsleistung der multiplexten Amplitudendaten und dem aktuellen Leistungspegel des Signals zu erfassen, das von der Antenne 10 gesendet wird.
Die Steuerschaltung 4 steuert den Bitschieber 5 entsprechend dem Unterschied zwischen der berechneten Durchschnittsleistung und dem Bezugsleistungspegel auf eine Weise wie oben beschrieben. Die Steuerschaltung 4 steuert die Verstärkung des Verstärkers 7 entsprechend dem Unterschied zwischen der berechneten Durchschnittsleistung und dem Bezugsleistungspegel und dem Unterschied zwischen der berechneten Durchschnittsleistung und dem aktuellen Leistungspegel der Sendung. Somit wird die Verstärkung des Verstärkers 7 um ein ganzzahliges Vielfaches von 6 dB variiert, entsprechend dem Un terschied zwischen der berechneten Durchschnittsleistung und in dem Bezugsleistungspegel auf eine Weise wie oben beschrieben plus einem Skalierungsfaktor "α", der mit dem Unterschied zwischen der berechneten Durchschnittsleistung und dem aktuellen Sendeleistungspegel des Leistungsverstärkers 9 variiert. Diese Rückkopplung dient dazu, zu verhindern, dass der Leistungsverstärker 9 seine Sendeleistung variiert, was andernfalls durch Umgebungsbedingungen bewirkt würde.
Die Durchschnittsleistung der multiplexten digitalen Amplitudendaten kann auch von einer in 5 gezeigten Kanalverwaltungseinheit erhalten werden. Die Kanalverwaltungseinheit 13 stellt nicht nur Kanalzuordnungs- und Leistungsteuerfunktion bereit, sondern sie liefert auch eine Erfassung der gesamten Durchschnittsleistung einzelner Kanalsignale. Die Kanalverwaltungseinheit 13 bestimmt auch die Spreizcodes, die von der Spreizschaltung 14 benutzt werden, um die Signale der zugeordneten Kanäle zu verschlüsseln. Die verschlüsselten Signale werden dem Multiplexer als die erwähnten gespreizten Sendespektrumsignale zugeführt. Anstelle des Signals, das von dem Durchschnittsleistungsberechner 3 des vorhergehenden Ausführungsbeispiels berechnet wurde, wird die gesamte Durchschnittsleistung der Sendekanalsignale von der Kanalverwaltungseinheit 13 der Steuerschaltung 4 zugeführt.

Claims

Sender mit einer Durchschnittsleistungspegel-Berechnungsschaltung (3; 13, 14) zur Bestimmung der zeitgemittelten Leistung eines digitalen Amplitudensignals und einer Umwandlungsschaltung (2, 5, 6, 7) zum Skalieren des digitalen Amplitudensignals mit einem ersten Skalierfaktor, zum Umwandeln des skalierten digitalen Amplitudensignals in ein analoges Amplitudensignal und zum Skalieren des analogen Amplitudensignals mit einem zweiten Skalierfaktor, und einer Steuerschaltung (4) zum komplementären Variieren des ersten und des zweiten Skalierfaktors in Kompressions- bzw. Expansionsmodi oder in Expansions- bzw. Kompressionsmodi in Abhängigkeit von der zeitgemittelten Leistung.
Sender nach Anspruch 1, wobei das digitale Amplitudensignal ein multiplextes Amplitudensignal ist, in dem eine Anzahl von digitalen Spreizspektrumsignalen multiplext sind.
Sender nach Anspruch 1 oder 2, wobei die Umwandlungsschaltung (2, 5, 6, 7) gestaltet ist, um: die zeitgemittelte Leistung des multiplexten digitalen Amplitudensignals mit einem Bezugsleistungspegel zu vergleichen und einen Differenzleistungswert zu bestimmen und den ersten Skalierwert und den zweiten Skalierwert entsprechend den Differenzleistungswert zu bestimmen.
Sender nach Anspruch 1, wobei die Umwandlungsschaltung aufweist: einen Interpolator (2) zur Interpolierung des digitalen Amplitudensignals und zur Herstellung eines Ausgabesignals, das eine größere Anzahl von Bits als eine Anzahl von Bits enthält, die in dem digitalen Amplitudensignal enthalten sind, einen Bitschieber (5) zur Auswahl einer vorbestimmten Anzahl von Bits aus einer Anzahl von Bitpositionen des Ausgabesignals des Interpolators (2), wobei die Anzahl von Bitpositionen durch den ersten Skalierfaktor bestimmt wird, einen Digital-Analog-Wandler (6) zum Wandeln des Ausgabesignals des Interpolators in ein analoges Signal und einen verstärkungsgeregelten Verstärker (7) zur Verstärkung des analogen Signals von dem Digital-Analog-Wandler (6) auf einen Pegel, der durch den zweiten Skalierfaktor bestimmt wird.
Sender nach Anspruch 1, mit ferner: einem Auf-Wandler (8) zum Modulieren des analogen Amplitudensignals auf einen Träger, einen Leistungsverstärker (9) zum Verstärken des modulierten Trägers und einer Erfassungsschaltung (11, 12) zum Erfassen der Leistungsvariationen des Leistungsverstärkers, wobei die Steuerschaltung (4) in Abhängigkeit von der erfassten Leistungsvariation den zweiten Skalierfaktor steuert.
Sender nach Anspruch 1, wobei die Durchschnittsleistungspegel-Berechnungsschaltung eine Kanalverwaltungseinheit (13) ist.
Sender nach Anspruch 1, mit weiterhin: einem Multiplexer (1) zum Multiplexen einer Anzahl von gespreizten Sektrumkanalsignalen, um ein digitales Amplitudensignal zu erzeugen.
Sender nach Anspruch 7, wobei die Umwandlungsschaltung (2, 5, 6, 7) aufgebaut ist, um: die zeitgemittelte Leistung des multiplexten digitalen Amplitudensignals mit einem Bezugsleistungspegel zu vergleichen und einen Differenzleistungswert zu bestimmen und den Differenzleistungswert entsprechend dem ersten Skalierfaktor und dem zweiten Skalierfaktor zu bestimmen.
Sender nach Anspruch 7, wobei die Umwandlungsschaltung aufweist: einen Interpolator (2) zum Interpolieren des digitalen Amplitudensignals und zum Erzeugen eines Ausgabesignals, das eine größere Anzahl von Bits als eine Anzahl von Bits enthält, die in dem digitalen Amplitudensignal enthalten sind, einen Bitschieber (5) zum Auswählen einer vorbestimmten Anzahl von Bits aus einer Anzahl von Bitpositionen des Ausgabesignals des Interpolators (2), wobei die Anzahl der Bitpositionen durch den ersten Skalierfaktor bestimmt ist, einen Digital-Analog-Wandler (6) zum Wandeln des Ausgabesignals des Interpolators auf ein analoges Signal und einen verstärkungsgeregelten Verstärker (7) zum Verstärken des analogen Signals von dem Digital-Analog-Wandler (6) auf einen Pegel, der durch den zweiten Skalierfaktor bestimmt ist.
Sender nach Anspruch 7, mit weiterhin: einem Auf-Wandler (8) zum Modulieren des analogen Amplitudensignals auf einen Träger, einem Leistungsverstärker (9) zum Verstärken des modulierten Trägers und einer Erfassungsschaltung (11, 12) zum Erfassen des Leistungsvariationen des Leistungsverstärkers, wobei die Steuerschaltung (4) in Abhängigkeit von der erfassten Leistungsvariation den zweiten Skalierfaktor steuert.
Sender nach Anspruch 7, wobei die Durchschnittsleistungspegel-Berechnungsschaltung eine Kanalverwaltungseinheit (13) ist.
Kommunikationsverfahren mit den Schritten: a) Bestimmen der zeitgemittelten Leistung eines digitalen Amplitudensignals, b) Skalieren des digitalen Amplitudensignals in einem Kompressionsmodus oder einem Expansionsmodus in Abhängigkeit von der zeitgemittelten Leistung, c) Umwandelns des skalierten digitalen Amplitudensignals in ein analoges Amplitudensignal, d) komplementäres Skalieren des analogen Amplitudensignals in einem Expansionsmodus, wenn Schritt (b) in dem Kompressionsmodus durchgeführt wird, oder in einem Kompressionsmodus, wenn Schritt (b) in dem Expansionsmodus durchgeführt wird, e) Übermittelns des skalierten analogen Amplitudensignals.
Kommunikationsverfahren nach Anspruch 12, wobei der Schritt (b) die Schritte aufweist: Interpolieren des digitalen Amplitudensignals und Herstellen eines Ausgabesignals, das eine größere Anzahl von Bits als eine Anzahl von Bits enthält, die in den digitalen Amplitudensignalen enthalten sind, Auswählen einer vorbestimmten Anzahl von Bits aus einer Anzahl von Bitpositionen des Ausgabesignals entsprechend der zeitgemittelten Leistung, Umwandeln des skalierten digitalen Amplitudensignals in ein analoges Amplitudensignal und Verstärken des analogen Amplitudensignals entsprechend des zeitgemittelten Leistung.
Kommunikationsverfahren nach Anspruch 12, das ferner aufweist: Modulieren des analogen Amplitudensignals auf einen Träger, Verstärken des modulierten Trägers, Erfassen der Leistungsvariationen des modulierten Trägers, Steuern des Verstärkungsfaktors des analogen Amplitudensignals gemäß der erfassten Leistungsvariation.
Kommunikationsverfahren nach Anspruch 12, das weiterhin die Schritte aufweist: Vergleichen der bestimmten zeitgemittelten Leistung mit einem Bezugsleistungspegel und Bestimmen eines Differenzleistungswertes als zeitgemittelte Leistung, wobei Schritt (b) das Skalieren des digitalen Amplitudensignals entsprechend dem Differenzleistungswert enthält.
Kommunikationsverfahren nach Anspruch 15, wobei der Schritt (c) die Schritte aufweist: Interpolieren des digitalen Amplitudensignals und Herstellen eines Ausgabesignals, das eine größere Anzahl von Bits als eine Anzahl von Bits enthält, die in dem digitalen Amplitudensignal enthalten sind, Auswählen einer vorbestimmten Anzahl von Bits aus einer Anzahl von Bitpositionen des Ausgabesignals entsprechend dem Differenzleistungswert, Umwandeln des skalierten digitalen Amplitudensignals in ein analoges Amplitudensignal, und Verstärken des analogen Amplitudensignals entsprechend dem Differenzleistungswert.
Kommunikationsverfahren nach Anspruch 15, das weiterhin aufweist: Modulieren des analogen Amplitudensignals auf einen Träger, Verstärken des modulierten Trägers, Erfassen der Leistungsvariation des modulierten Trägers, Steuern des Verstärkungsfaktors des analogen Amplitudensignals entsprechend der erfassten Leistungsvariation.