KR100382808B1

KR100382808B1 - Ｄ/ａ 컨버터의 입/출력 신호를 상보적으로 스케일링하는 수단을 구비한 송신기

Info

Publication number: KR100382808B1
Application number: KR10-2000-0029974A
Authority: KR
Inventors: 노무라도미나리
Original assignee: 닛뽕덴끼 가부시끼가이샤
Priority date: 1999-06-02
Filing date: 2000-06-01
Publication date: 2003-05-09
Also published as: EP1058397A2; BR0001970A; EP1058397A3; KR20010007171A; EP1058397B1; JP2000349640A; DE60016086D1; CN1276658A; US7027482B1; DE60016086T2; CN1118160C

Abstract

확산 스펙트럼 송신기에서, 다수의 확산 스펙트럼 채널 신호는 멀티플렉서 (1) 에 의해 디지털 진폭신호로 멀티플렉스 되며, 디지털 진폭신호의 시평균 전력이 평균 계산기 (3) 에 의해 산정된다. 디지털 진폭신호는 보간기 (2) 에 의해 보간되고, 제 1 스케일 팩터에 따라 비트 시프터 (5) 에 의해 스케일 되고, D/A 컨버터 (6) 에 의해 아날로그 진폭신호로 변환된다. 상기 아날로그 진폭신호는 이득-제어 증폭기 (7) 의 제 2 스케일 팩터에 따라 스케일된다. 상기 제 1 및 제 2 스케일 팩터는 평균 계산기 (3) 의 출력에 따라 제어회로 (4) 에 의해 상보적으로 변환되어, 변동하는 멀티플렉스된 신호의 전력레벨에 무관하게 상기 송신기의 반송파대잡음비를 실질적으로 일정하게 유지되도록 한다.

Description

Ｄ/Ａ 컨버터의 입/출력 신호를 상보적으로 스케일링하는 수단을 구비한 송신기{TRANSMITTER WITH MEANS FOR COMPLEMENTARILY SCALING THE INPUT AND OUTPUT SIGNALS OF A D/A CONVERTER}

본 발명은 일반적으로 송신 시스템에 관한 것으로, 더 자세하게는 라디오 전송의 반송파대잡음비 (CNR) 의 개선기술에 관한 것이다. 특히, 본 발명은 셀-사이트 기지국 송신기와 같은 코드분할 다중접속 (CDMA) 송신기의 CNR 값의 개선에 적합하다.

셀룰러 이동통신 네트워크의 셀-사이트 CDMA 송신기에서, 개개의 확산 스펙트럼 채널신호는 디지털 진폭 데이터로 동기화되고 멀티플렉스 (또는 디지털 가산) 된다. 이 진폭 데이터는 디지털-아날로그 컨버터에 의해 아날로그 진폭신호로 변환되며, 변환된 신호는 상향 변환되고 전력증폭되어 전송된다. 상기 디지털-아날로그 컨버터의 과부하를 방지하기 위해, 각 전송 채널신호의 최대 진폭을 미리 결정하여 멀티플렉스된 신호의 전체 진폭이 디지털-아날로그 컨버터의 상한 (upper limit) 에 해당하도록 한다. 그러나, 전송 시스템의 성능은 라디오 주파수대 반송파 변조에 앞서 전력증폭될 최대 신호레벨의 CNR 요구사항에 의해 결정된다. 따라서, 낮은 트래픽 기간 동안, 개개의 채널 모두가 멀티플렉스되지 않는 경우, 시스템의 반송파대잡음비는 요구치 보다 낮게 된다.

이 문제에 대한 한 가지 접근은, 아날로그 진폭 신호의 멀티플렉스를 생성하기 위해 하나의 디지털-아날로그 컨버터를 사용하는 대신, 각각의 채널신호에 대해 디지털-아날로그 컨버터를 사용하여 아날로그 진폭 신호를 멀티플렉스를 생성하는 것이다. 그러나, 이러한 접근은 경제적인 방법이 아니며, 아날로그 확산 스펙트럼 채널신호간의 직교성을 보장하기 위하여 추가의 회로를 요구한다.

따라서, 본 발명의 목적은 전송전에 디지털-아날로그 변환의 대상이 된 신호의 반송파대잡음비를 개선하는 송신기 및 통신 방법을 제공하는 것이다.

본 발명의 제 1 태양에 따르면, 디지털 진폭신호의 시평균 전력을 산정하는 평균 전력레벨 계산회로, 디지털 진폭신호를 제 1 스케일 팩터에 따라 스케일링 하고, 스케일된 디지털 진폭신호를 아날로그 진폭신호로 변환하며, 아날로그 진폭신호를 제 2 스케일 팩터에 따라 스케일링 하는 변환회로, 및 시평균 전력에 따라 상기 제 1 및 제 2 스케일 팩터를 상보적으로 변화시키는 제어회로를 구비하는 송신기가 제공된다.

본 발명의 제 2 태양에 따르면, 복수의 확산 스펙트럼 채널 신호를 멀티플렉스하여 디지털 진폭신호를 발생하는 멀티플렉서, 상기 디지털 진폭신호의 시평균 전력을 산정하는 평균 전력레벨 계산회로, 상기 디지털 진폭신호를 제 1 스케일 팩터에 따라 스케일링 하고, 스케일된 디지털 진폭신호를 아날로그 진폭신호로 변환하며, 아날로그 진폭신호를 제 2 스케일 팩터에 따라 스케일링 하는 변환회로, 및 시평균 전력에 따라 상기 제 1 및 제 2 스케일 팩터를 상보적으로 변화시키는 제어회로를 구비하는 확산 스펙트럼 송신기가 제공된다.

본 발명의 제 3 태양에 따르면, 디지털 진폭신호의 시평균 전력을 산정하는 단계, 상기 시평균 전력에 따라 상기 디지털 진폭신호를 스케일링 하는 단계, 상기 스케일된 디지털 진폭신호를 아날로그 진폭신호로 변환하는 단계, 아날로그 진폭신호를 상기 시평균 전력에 따라 상기 디지털 진폭신호의 스케일과 상보적으로 스케일링 하는 단계, 및 상기 스케일된 아날로그 진폭신호를 전송하는 단계를 구비하는 통신방법이 제공된다.

이하, 첨부된 도면을 참조하여 본 발명을 더 상세히 설명한다.

도 1 은 본 발명의 제 1 실시예에 따른 CDMA 송신기의 블록도.

도 2 는 보간 (interpolated) 된 비트열을 나타낸 타이밍도.

도 3 은 N-비트열, 보간된 M-비트열, 및 선택된 L-비트열 사이의 관계도.

도 4 는 본 발명의 제 2 실시예에 따른 CDMA 송신기의 블록도.

도 5 는 본 발명의 제 3 실시예에 따른 CDMA 송신기의 블록도.

* 도면의 부호에 대한 간단한 설명 *

1 : 멀티플렉서 2 : 보간기

3 : 평균전력 계산기 4 : 제어회로

5 : 비트 시프터 6 : D/A 컨버터

7 : 이득-제어 증폭기 8 : 업-컨버터

9 : 전력 증폭기 10 : 안테나

11 : 다운 컨버터 12 : 감지기

도 1 을 참조하면, 셀룰러 이동통신 네트워크의 셀-사이트 기지국과 같은 통신 시스템을 위한 본 발명의 제 1 실시예에 따른 CDMA 전송회로가 도시되어 있다. 도 1 에 나타낸 바와 같이, 복수의 개별 디지털 확산 스펙트럼 채널신호 (음성 또는 데이터) 는 멀티플렉서 (1) 에서 디지털 진폭 데이터로 멀티플렉스 (또는 디지털 가산) 된다. 입력되는 확산 스펙트럼 신호 각각은, CDMA 종래 기술에 공지된 방식으로 짧고 (short) 긴 (long) 확산 코드로 확산되고, 다른 확산 스펙트럼 신호와 시간-동기된 신호이다.

본 발명에 따르면, 멀티플렉서 (1) 의 디지털 진폭 데이터는 보간기 (2) 와 평균전력 계산기 (3) 로 동시에 인가된다. 평균전력 계산기 (3) 는 멀티플렉스된 진폭 데이터의 총 전력 레벨의 시평균 값을 계산하여 제어회로 (4) 로 인가한다.

보간기 (2) 는 N 비트의 진폭 데이터에 대한 보간을 실시하여 M 비트의 멀티플렉스된 진폭 데이터를 만드는데, 여기서 M 은 N 보다 크다. 예를 들어, N-비트의 멀티플렉스된 진폭 데이터가 T-주기로 발생하는 비트열 {A1, A2, ... , An} 을 갖는다면, 도 2 에서 원으로 표시한 바와 같이, 보간기 (2) 는 연속한 비트들 사이의 진폭차를 계산하여 (Ai + Ai+1)/T (여기서, i=1,2, ..., N) 으로 각 비트 주기 (T) 동안의 기울기를 산정한다. 도 2 에서 점으로 표시한 바와 같이, 연속한 입력 비트 사이에 하나의 비트가 보간되면, 보간기 (2) 는 각 비트들이 T/2 와 동일한 T' 간격으로 발생하는 M-비트의 출력 비트열을 발생시킨다.

보간기 (2) 의 출력은 비트 시프터 (5) 로 전송된다. 비트 시프터는, M-비트의 각 입력열에 대한 비트 위치로부터, 제어회로 (4) 에 의해 특정된 소정 수의 "L" 비트열을 선택한다 (정수 L 은 N 보다 크고 M 보다 작다). 도 3 에 나타낸 바와 같이, 비트 시프터 (5) 는 디폴트 비트 위치 ((i+1) 내지 (i+L)) 가 정의된 M 단의 시프트 레지스터로 구현 가능하다. 기준 전력레벨에 대한 멀티플렉스된 진폭 데이터의 평균전력에 따라, 제어회로 (4) 는 D/A 컨버터 (6) 의 입력신호의 스케일 팩터를 결정하며, M-비트의 입력열 내에서 L-비트 출력열의 비트 위치를 결정한다. 제어회로 (4) 는 L-비트 출력열의 비트 위치를 지정하며, 비트 시프터 (5) 가 M-비트열의 지정된 비트위치에서 L-비트열을 선택하도록 명령한다.

비트 시프터 (5) 에 의해 선택된 L-비트열은 디지털-아날로그 컨버터 (6) 에 의해 해당 아날로그 진폭신호로 변환된다. 제어회로 (4) 에 의해 지정된 스케일 팩터에 따라 아날로그 진폭신호를 증폭하기 위하여, D/A 컨버터 (6) 의 출력에 이득-제어 증폭기 (7) 가 연결된다. 이득-제어 증폭기 (7) 의 출력은 업-컨버터 (8) 에서 라디오 주파수 반송파로 변조된다. 변조된 반송파는 전송 전력증폭기단 (9) 에 의해 전력 증폭되어, 안테나 (10) 로부터 전송된다.

모든 레벨의 전송에서 송신기의 반송파대잡음비의 요구사항을 충족시키기 위하여, 시프터 (5) 의 비트 시프팅과 증폭기 (7) 의 이득은, 하기와 같이, 기준 전력레벨에 대한 진폭 데이터의 평균 전력에 따라, 확장-압축 모드 또는 압축-확장 모드로 제어회로 (4) 에 의해 상보적으로 제어된다.

제어회로 (4) 는, 계산된 평균 전력레벨이 최대 평균전력 레벨, 최소 평균전력 레벨, 또는 최대값과 최소값 사이의 중간값 일 수 있는 기준 (디폴트) 값보다 높은지 혹은 낮은지를 판정한다. 중간값이 기준전압으로 사용된다고 가정하자. 이 경우, 이득-제어 증폭기 (7) 는 초기화되어, 멀티플렉서 (1) 의 출력의 평균 전력레벨이 기준값과 동일할 때 송신기의 반송파대잡음비가 요구되는 값으로 제어된다.

제어회로가 계산된 평균전력값이 중간 기준값 보다 낮다고 판정하면, 업-시프트 제어신호를 발생시켜, 도 3 에 도시한 바와 같이, 비트 시프터 (5) 가 디폴트 비트 위치에 대하여 "k" 비트 업-시프트된 L-비트열 {(i+k+1) 내지 (i+k+L)} 을 보간된 M-비트열로부터 선택하도록 한다 (여기서, k 는 계산된 평균전력과 중간의 기준 전력레벨과의 차이를 나타낸다). 그 후, 제어회로 (4) 는 증폭기 (7) 의 이득을 6 dB 의 정수배 (즉, 6 dB 의 정수 "k" 배) 로 감분 (decrement) 한다. k-비트 업-시프트 된 L-비트열은, 계산된 평균전력이 중간의 기준값과 같을 때 디폴트 비트 위치로부터 선택되는 L-비트열 보다 2^k배 크기 때문에, 2^k의 팩터만큼 증폭기 이득을 상보적으로 감분하여, 현재의 기준보다 낮은 신호의 CNR 값을 입력신호의 평균전력이 기준값과 같을 경우에 얻어지는 값과 동일한 값으로 제어한다.

제어회로가 계산된 평균전력이 중간의 기준값 보다 높다고 판정하면, 다운-시프트 제어신호를 발생시켜, 도 3 에 도시한 바와 같이, 비트 시프터 (5) 가 보간된 M-비트열로부터 디폴트 비트 위치에 대하여 "j" 비트 다운-시프트된 L-비트열 {(i-j+1) 내지 (i-j+L)} 을 선택하도록 한다 (여기서, j 는 계산된 평균전력과 중간의 기준전력 레벨과의 차이를 나타낸다). 제어회로 (4) 는 증폭기 (7) 의 이득이 6 dB 의 정수배 (즉, 6 dB 의 정수 "j" 배) 만큼 증분 (encrement) 되도록 제어한다. j-비트 다운-시프트된 L-비트열은 디폴트 비트 위치로부터 선택되는 L-비트열 보다 2^j배 작기 때문에, 증폭기 이득을 2^j의 팩터만큼 상보적으로 증분시켜, 입력신호의 평균전력이 기준값과 같을 때 얻어지는 값과 동일한 값으로 현재의 기준 보다 높은 신호의 CNR 값을 제어한다.

멀티플렉스된 진폭 데이터의 계산된 평균전력이 디폴트 비트위치에 해당하는 중간의 기준값과 동일하고 S_R로 지정되면, 송신기의 반송파대잡음비는 S_R/n 이 된다 (n 은 배경잡음 (background noise)).

멀티플렉스된 진폭 데이터의 계산된 평균 전력이 기준 레벨의 1/2 로서, S_L로 지정되면, 비트 시프터 (5) 는 디폴트 위치에서 1 비트 업-시프트 된 위치에서 L-비트열을 선택한다. 상기 1 비트 업-시프트는 D/A 컨버터 (6) 의 입력신호가 2 의 팩터로 업-스케일 되도록 한다. 비트 시프터 (5) 의 동작과는 상보적으로, D/A 컨버터 (6) 의 출력은 증폭기 (7) 의 이득을 6 dB 감소시킴으로써, 2 의 팩터로 다운-스케일된다. 따라서, 다음의 관계가 성립한다.

{(S_L) ×(2) + n}×(1/2) = S_L+ n/2

따라서, 신호 S_L의 CNR 은 2 ×(S_L)/ n 과 같으므로, S_R/n 이다.

멀티플렉스된 진폭 데이터의 계산된 평균전력이 기준레벨의 2 배로서, S_H으로 지정되는 경우, D/A 컨버터 (6) 의 입력은 디폴트 위치에 대하여 L-비트열을 1 비트 다운-시프트 시킴으로써 2 의 팩터로 다운-스케일된다. D/A 컨버터 (6) 의 출력은 증폭기 (7) 의 이득을 6 dB 증분시킴으로써, 2 의 팩터로 업-스케일된다. 따라서, 다음의 관계가 성립한다.

{(S_H) ×(1/2) + n}×(2) = S_H+ 2n

따라서, 신호 S_H의 CNR 은 (S_L)/ 2n 과 같으므로, S_R/n 이다.

CDMA 셀-사이트 기지국으로부터의 전송물은 그 전력레벨과 무관하게 실질적으로 일정한 CNR 값으로 유지될 수 있다. 본 발명의 또 다른 특징은 멀티플렉스된 채널신호의 평균전력은 제어회로 (4) 의 기준 전력레벨과 비교되기 때문에, 상기 신호의 비정상적인 상태를 감지할 수 있다는 것이다. 이런 경우, 제어회로 (4) 는 다른 통신 시스템과의 간섭 (interference) 이 발생하지 않도록 전송 전력을 제어한다.

도 4 는 전력 증폭기 (9) 의 전력레벨을 감지하기 위하여, 전력 증폭기 (9) 의 출력에 다운-컨버터 (11) 및 감지기 (detector ; 12) 가 연결된 본 발명의 변형된 실시예를 나타낸다. 감지기 (12) 의 출력은, 제어회로 (4) 에 의해 멀티플렉스된 디지털 진폭 데이터의 계산된 평균전력과 안테나 (10) 로부터 전송된 신호의 실제 전력레벨 사이의 차이를 감지하는데 이용된다.

제어회로 (4) 는 계산된 평균전력과 기준 전력레벨의 차이에 따라 전술한 방법으로 비트 시프터 (5) 를 제어한다. 제어회로 (4) 는, 계산된 평균전력과 기준 전력레벨의 차이 및 계산된 평균전력과 실제 전송 전력레벨의 차이에 따라 증폭기 (7) 의 이득을 제어한다. 따라서, 증폭기 (7) 의 이득은, 계산된 평균전력과 기준 전력레벨의 차이에 따른, 전술한 방식의 6 dB 정수배에, 계산된 평균전력과 전력 증폭기 (9) 의 실제 전송 전력레벨의 차이에 따라 변하는 스케일 팩터 "" 를 더한 것 만큼 변경된다. 상기의 궤환 구성 (feedback arragement) 은, 전력증폭기 (9) 의 전송 전력이 주변 조건에 따라 변하는 것을 방지하는 역할을 한다.

멀티플렉스된 디지털 진폭 데이터의 평균전력을 도 5 의 채널 관리 장치에 의해 얻을 수도 있다. 채널 관리 장치 (13) 는 채널 할당과 전력 제어 기능을 제공할 뿐 아니라, 개별 채널신호의 총 평균전력의 감지를 제공한다. 채널 관리 장치 (13) 는 또한 할당된 채널의 신호를 확산시키는 확산회로 (14) 에 의해 사용될 확산코드를 결정한다. 확산된 신호는 전술한 전송 확산 스펙트럼 신호와 같이 멀티플렉서 (1) 로 인가된다. 전송 채널신호의 총 평균전력은, 선행 실시예의 평균전력 계산기 (3) 에 의해 계산된 신호를 대신하여, 채널 관리 장치 (13) 로부터 제어회로 (4) 로 인가된다.

개시된 본 발명은, 멀티플렉스된 입력신호의 전력레벨이 변동하는 것과 무관하게 송신기의 CNR 을 실질적으로 일정하게 유지시켜, 특히, 셀-사이트 기지국 송신기와 같은 코드분할 다중연결 (CDMA) 송신기의 CNR 값을 개선할 수 있는 효과가 있다.

Claims

디지털 진폭신호의 시평균 전력을 산정하는 평균 전력레벨 계산회로 (3, 13, 14) ;

상기 디지털 진폭신호를 제 1 스케일 팩터에 따라 스케일링 하고, 상기 스케일된 디지털 진폭신호를 아날로그 진폭신호로 변환하고, 상기 아날로그 진폭신호를 제 2 스케일 팩터에 따라 스케일하는 변환회로 (2, 5, 6, 7); 및

상기 제 1 및 제 2 스케일 팩터를 상기 시평균 전력에 따라 상보적으로 변화시키는 제어회로 (4) 를 구비하는 송신기.
제 1 항에 있어서,

상기 디지털 진폭신호는 복수의 디지털 확산 스펙트럼 신호가 멀티플렉스된 디지털 진폭신호인 것을 특징으로 하는 송신기.
제 1 항 또는 제 2 항에 있어서,

상기 변환회로는:

상기 멀티플렉스된 디지털 진폭신호의 시평균 전력을 기준 전력레벨과 비교하여, 전력값의 차이를 산정하고;

상기 전력값의 차이에 따라 상기 제 1 및 제 2 스케일 팩터를 판정하도록 구성되는 것을 특징으로 하는 송신기.
제 1 항에 있어서,

상기 변환회로는:

상기 디지털 진폭신호를 보간하여, 상기 디지털 진폭신호에 포함된 비트수 보다 많은 비트수를 포함하는 출력신호를 만드는 보간기 (2);

상기 보간기 (2) 의 출력신호의 복수의 비트 위치에서 소정의 비트수를 선택하는 비트 시프터 (5) 로서, 상기 복수의 비트 위치는 상기 제 1 스케일 팩터에 따라 결정되는 것을 특징으로 하는 비트 시프터;

상기 보간기의 출력신호를 아날로그 신호로 변환하는 디지털-아날로그 컨버터 (6); 및

상기 디지털-아날로그 컨버터 (6) 의 아날로그 신호를 상기 제 2 스케일 팩터에 따라 결정되는 레벨로 증폭하는 이득-제어 증폭기 (7) 를 구비하는 것을 특징으로 하는 송신기.
제 1 항에 있어서,

상기 아날로그 신호를 반송파상으로 변조하기 위한 업-컨버터 (8);

상기 변조된 반송파를 증폭하기 위한 전력 증폭기 (9); 및

상기 전력 증폭기의 전력 변동을 감지하기 위한 감지회로 (11, 12) 를 더 구비하는 송신기로서, 상기 제어회로 (4) 는 상기 감지된 전력변동에 응답하여 상기 제 2 스케일 팩터를 제어하는 것을 특징으로 하는 송신기.
제 1 항에 있어서,

상기 평균 전력레벨 계산회로는 채널 관리 장치인 것을 특징으로 하는 송신기.
복수의 확산 스펙트럼 채널신호를 멀티플렉스 하여, 디지털 진폭신호를 발생시키는 멀티플렉서 (1);

상기 디지털 진폭신호의 시평균 전력을 산정하는 평균 전력레벨 계산회로 (3, 13, 14);

상기 디지털 진폭신호를 제 1 스케일 팩터에 따라 스케일링 하고, 상기 스케일된 디지털 진폭신호를 아날로그 진폭신호로 변환하고, 상기 아날로그 진폭신호를 제 2 스케일 팩터에 따라 스케일링 하는, 변환회로 (2, 5, 6, 7); 및

상기 제 1 및 제 2 스케일 팩터를 상기 시평균 전력에 따라 상보적으로 변화시키는 제어회로 (4) 를 구비하는 확산 스펙트럼 송신기.
제 7 항에 있어서,

상기 변환회로는:

상기 멀티플렉스된 디지털 신호를 기준 전력레벨과 비교하여 전력차를 산정하고;

상기 전력차에 따라 상기 제 1 및 제 2 스케일 팩터를 판정하도록 구성되는 것을 특징으로 하는 확산 스펙트럼 송신기.
제 7 항에 있어서,

상기 변환회로는:

상기 디지털 진폭신호를 보간하여 상기 디지털 진폭신호에 포함된 비트수 보다 많은 비트수를 포함하는 출력신호를 발생시키는 보간기 (2);

상기 보간기 (2) 의 출력신호의 복수의 비트위치에서 소정의 비트수를 선택하는 비트 시프터 (5) 로서, 상기 복수의 비트수는 상기 제 1 스케일 팩터에 의해 판정되는 비트 시프터;

상기 보간기의 출력신호를 아날로그 신호로 변환하는 디지털-아날로그 컨버터 (6); 및

상기 디지털-아날로그 컨버터 (6) 로부터의 아날로그 신호를 상기 제 2 스케일 팩터로 결정되는 레벨로 증폭하는 이득-제어 증폭기 (7) 를 구비하는 것을 특징으로 하는 확산 스펙트럼 송신기.
제 7 항에 있어서,

상기 아날로그 진폭신호를 반송파상으로 변조하는 업-컨버터 (8);

상기 변조된 반송파를 증폭하는 전력 증폭기 (9); 및

상기 전력 증폭기의 전력 변동을 감지하는 감지 회로 (11, 12) 를 더 구비하는 확산 스펙트럼 송신기로서, 상기 제어회로 (4) 는 상기 감지된 전력변동에 응답하여 상기 제 2 스케일 팩터를 제어하는 것을 특징으로 하는 확산 스펙트럼 송신기.
상기 제 7 항에 있어서,

상기 평균 전력레벨 계산회로는 채널 관리 장치인 것을 특징으로 하는 확산 스펙트럼 송신기.
(a) 디지털 진폭신호의 시평균 전력을 스케일링 하는 단계;

(b) 상기 시평균 전력에 따라 상기 디지털 진폭신호를 스케일링 하는 단계;

(c) 상기 디지털 진폭신호를 아날로그 진폭신호로 변환하는 단계;

(d) 상기 시평균 전력에 따라 상기 아날로그 진폭신호를 상기 단계 (b) 와 상보적으로 스케일링 하는 단계; 및

(e) 상기 스케일된 아날로그 진폭신호를 전송하는 단계를 구비하는 것을 특징으로 하는 통신 방법.
제 12 항에 있어서,

상기 단계 (b) 는:

상기 디지털 진폭신호를 보간하여, 상기 디지털 진폭신호에 포함된 비트수 보다 많은 비트수를 포함하는 출력신호를 발생시키는 단계; 및

상기 시평균 전력에 따라, 상기 출력신호의 복수의 비트 위치에서 소정의 비트수를 선택하는 단계를 구비하는 것을 특징으로 하는 통신 방법.
제 12 항에 있어서,

상기 아날로그 진폭신호를 반송파상으로 변조하는 단계;

상기 변조된 반송파를 증폭하는 단계;

상기 변조된 반송파의 전력 변동을 감지하는 단계;

상기 감지된 전력 변동에 따라 상기 아날로그 진폭신호의 증폭 이득을 제어하는 단계를 더 구비하는 것을 특징으로 하는 통신 방법.
(a) 디지털 진폭신호의 시평균 전력을 산정하는 단계;

(b) 상기 산정된 시평균 전력을 기준 전력레벨과 비교하여 전력차를 판정하는 단계;

(c) 상기 전력차에 따라 상기 디지털 진폭신호를 스케일링 하는 단계;

(d) 상기 스케일된 디지털 진폭신호를 아날로그 진폭신호로 변환하는 단계;

(e) 상기 전력차이에 따라 상기 아날로그 진폭신호를 단계 (c) 와 상보적으로 스케일링 하는 단계; 및

(f) 상기 스케일된 아날로그 진폭신호를 전송하는 단계를 구비하는 통신 방법.
제 15 항에 있어서,

상기 단계 (c) 는:

상기 디지털 진폭신호를 보간하여, 상기 디지털 진폭신호에 포함된 비트수 보다 많은 비트수를 포함하는 출력신호를 발생시키는 단계; 및

상기 전력차에 따라 상기 출력신호의 복수의 비트위치에서 소정의 비트수를 선택하는 단계를 구비하는 것을 특징으로 하는 통신 방법.
제 15 항에 있어서,

상기 아날로그 진폭신호를 반송파상으로 변조하는 단계;

상기 변조된 반송파를 증폭하는 단계;

상기 변조된 반송파의 전력 변동을 감지하는 단계; 및

상기 감지된 전력 변동에 따라 상기 아날로그 진폭신호의 증폭 이득을 제어하는 단계를 더 구비하는 것을 특징으로 하는 통신 방법.