CN1193433A - 使用奇偶校验位的通信信道监控方法 - Google Patents

Abstract

一种用于监控至少一个电话通信n－bit信道的方法,其中一位是奇偶校验位,包括对n－bit信道的奇偶位进行抽样。从奇偶位的抽样获取可能的误比特率。可将可能的误比特率与预定的误比特率相比较以确定是否至少一个电话通信n－bit信道被破坏。如果至少一个电话通信n－bit信道被破坏,将这至少一个电话通信n－bit信道再分配给一个未被破坏的并且未分配的电话通信n－bit信道。此外,可以周期性地监控至少一个未分配的电话通信信道,并由此累积错误数据以指示质量。

Description

使用奇偶校验位的通信信道监控方法

                         发明领域

本发明一般涉及通信系统领域，更具体说，本发明涉及通信信道的监控。

                         发明背景

今天见于家用和商用的两种信息业务包括电视、或视频服务和电话业务。另一种信息业务包括数字数据传输，它最多的是通过使用一个与电话业务相连的调制解调器而实现。在这里所有进一步与电话有关的业务将包括电话业务与数字数据传输业务。

电话与视频信号的特征不同，因而电话和视频网也设计得不同。例如，当与视频信号的带宽相比电话信息占有相对较窄的频带。另外，电话信号是低频而NTSC标准视频信号在大于50MHz的载波上发射。因此，电话传输网是工作在音频的相对较窄带宽的系统，它通常是通过从路边接线箱引出的双绞线向客户提供服务。另一方面，有线电视业务是宽带和使不同频率载波混频方式混合以实现与传统的甚高频电视接收机的信号兼容。有线电视系统与视频业务典型地是由有线电视公司通过与每个个人家庭或商业公司的屏蔽电缆业务连接而提供。

在授给Balance的标题为“Qptical Communication Network(光通信网络)”的NO.4,977,593 U.S.专利中描述了一种将电话与视频业务合并到一个单一网络中的尝试。Balance描述了一种有安装在中心站的光源的被动式光通信网络。光源沿光纤发送时分复用光信号，随后这些信号被在一些个人光纤业务外围站之间的一系列分裂器分裂。网络允许数字语音数据通过相同光路径从外围站传送到中心站。另外，Balance指出另外的波长可以使用以增加业务，例如有线电视，它通过数字复用到网络。

一篇1988 NCTA由Jannes A.Chiddix与David M.Pangrac所写标题为“Fiber Backbone：A Proposal Foran Evolutionary Cable TV.network Architecfare。(光纤干线：一个为发展的有线电视网络结构的建议)”的技术论文描述了一种光纤/同轴电缆混合的有线电视(CATV)系统结构。这种体系结构建立在已存在的同轴CATV网络上。该结构包括从首端到已经存在的CATV分布式系统的若干馈点的直接光纤路径的使用。

授与Pidgeon的标题为“CATV Distribution Network Using LightWace Transmission Lines(使用光波传输线的CATV分布式网络)”的NO.5,1513,763U.S。专利描述了一种用于从首端到许多用户的宽带。多信道CATV信号传送的CATV网络。首端的电-光发射机和光纤节点的光-电接收机发射并接收与宽带CATV电信号相应的光信号。从光纤节点的分布通过沿同轴电缆传输线传输电信号而实现。系统通过将全部或部份CATV信号的宽带块转换到一小于倍频的频率范围而减少了发送的宽带CATV信号的失真。相关的Pidgon的标题为“CATV DistributionNetworks Using Light Wave Transmission Lines”的NO.5,262.883 U.S.专利进一步描述了失真减少系统。

虽然上面所提的网络叙述了在不同结构上发送宽带视频信号的不同概念，它们可能包含光纤/同轴电缆混合结构，没有一种参考结构叙述了一种用于电话通信的经济，灵活的通信系统。一些问题是这些系统中固有的。

一个这样的问题是需要优化用于传输数据的带宽以使得使用的带宽不超过分配的带宽。带宽问题在多点到点通信中特别关键，这里必须调节在远程单元的多个发射机以使分配的带宽不被超过。

第二个问题包括系统的功率消耗，通信系统应使在远程单元用于数据传输的功率最小，因为在远程单元用于发送和接收的设备可以是由分布在系统传输介质上的电源提供的电源的。

数据完整性也必须提到。内部的和外部的干扰都可能降低通信质量。内部干扰存在于经系统被传输的数据信号间。即，经一公共通信链路传输的数据信号可能受到在相互之间的干扰。从外源来的侵入也可能影响数据传输的完整性。一个电话通信网对于由外源，例如HAM，所产生的噪声很敏感。由于这种噪声是断断续续的且强度是变化的，一种经系统传输数据的方法应该纠正或避免这种侵入的存在。

这些和其它问题将在接下来的描述中变得明显，显示了对一种增强的通信系统的需求。

                            发明概述

描述了信道监控的应用，它提出了一些在多点到点通信系统中固有的问题。具体的说，是关于侵入的问题。本发明的监控方法用于监控-电话通信n-比特信道，其中有1比特是奇偶校验比特。对n-bit信道的奇偶校验比特进行抽样并由奇偶校验比特的抽样导出可能的误比特率。

在一个选用的实施例中，经过一时间周期的可能误比特率与一代表最小误比特率预定误比特率相比较以确定该n-bit信道是否恶化。一个恶化的信道就可被重新分配，或者，在另一个实施例中，可以增加信道的传输功率以克服恶化。

在一个可选择方法实施例中，该方法包括以下步骤，对n-bit信道的奇偶校验比特在第一时间周期抽样，由在第一时间周期的奇偶校验比特的抽样导出可能误比特率，将第一时间周期的可能误比特率与预定的误比特率比较以确定是否n-bit信道恶化，如果信道没有恶化，则将许多连续时间周期的可能误比特率累加。

在另一可选择方法实施例中，该方法包括以下步骤，对n-bit信道的奇偶校验比特抽样并且由第一时间周期的抽样导出可能误比特率。第一时间周期的可能误比特率与第一预定误比特率相比较以确定n-bit信道是否恶化。由第二时间周期的奇偶校验比特的抽样导出可能误比特率。第二时间周期比第一时间周期长，并且同时进行。第二时间周期的可能误比特率与第二预定误比特率相比较以确定n-bit信道是否恶化。

在还可选择的实施例中，一种监控至少一个未分配电话通信信道的方法包括周期性地监控至少一个未分配的电话通信信道。累加至少一个未分配电话通信信道的错误数据，并且基于该错误数据分配至少一个未分配电话通信信道。

                       附图简述

图1显示的是根据本发明的使用光纤/同轴混合分布式网络通信系统的框图；

图2是图1所示系统的一个可选择实施例；

图3是图1所示系统的与发射机和接收机相连的主机数字终端(HDT)的详细框图；

图4是图3所关联的发射机与接收机的框图；

图5是图1所示系统的光分配节点的框图；

图6是综合业务单元(ISU)的一般框图，例如图1的本地综合业务单元(HISU)或多路综合业务单元(MISU)；

图7A，7B，7C显示用在图3的HDT中的数据帧结构与帧信令；

图8是图3中的同轴主单元(CXMU)的同轴主卡片(CXMC)的一般框图；

图9A显示了用于图1所示系统中电话传输的第一传输实施例的频谱分配；

图9B显示了QAM调制的映射图；

图9C显示了BPSK调制的映射图；

图9D显示了图9A的频谱分配的子带图；

图10是图1所示系统第一传输实施例的CXMU的主同轴卡片(MCC)下行发送结构框图；

图11是图1所示系统第一传输实施例的MISU的同轴传输单元(CXTU)下行接收机结构框图；

图12是图1所示系统第一传输实施例的HISU的同轴本地模块(CXHM)下行接收机结构框图；

图13是与图12中CXHM下行接收机结构相连的CXHM上行发送结构的框图，

图14是与图11中CXTU下行接收机结构相连的CXTU上行发送结构的框图；

图15是与图10中MCC下行发送结构相连的MCC上行接收机结构的框图；

图16是用于图1所示系统的采集分布式循环例程的流程图；

图17是与图1所示系统一同使用的跟踪分布式循环结构例程的流程图；

图18显示了图15中MCC上行接收结构的多相滤波器组的幅度响应；

图19是图18的幅度响应的部份放大视图；

图20是图15中MCC上行接收机结构的入滤波器结构与FFT的框图；

图21是图20中入滤波器结构和FFT的多相滤波器结构的框图；

图22A是第一传输实施例的下行接收机结构的载波，幅度，定时恢复块的框图；

图22B是第一传输实施例的MCC上行接收机结构的载波，幅度，定时恢复块的框图；

图23是第一传输实施例接收机结构的内部均衡器操作的框图；

图24是用于图1所示系统传输的第二传输实施例的频谱分配；

图25是用于图1所示系统第二传输实施例中的CXMU的MCC调制解调器结构的框图；

图26是用于图1所示系统第二传输实施例的HISU的用户调制解调器结构的框图；

图27是图26中用户调制解调器结构的调制解调器的框图；

图28是用在图1所示系统中的信道监控的框图；

图29A，29B，29C是图28的信道监控例程的错误监控部份的流程图；

图29D是图29B的流程图的另一可供选择流程图；

图30是图28的信道监控例程的后台监控部份流程图；

图31是图28的信道监控例程的备用部份的流程图。

                       最佳实施例的详述

本发明的通信系统10，如图1所示，是一个主要为了经光纤一同轴混合(HFC)分布式网络11提供住宅和商业电信业务而设计的接入平台。系统10是一种用于提供电话和视频服务的经济的平台。电话业务包括标准电话，计算机数据与/或遥测。另外，本系统是用于为住宅用户调节现有和紧急业务的灵活平台。

光纤一同轴混合分布式网络11用光纤馈线向由中心局或首端32远程设置的分配节点18(指在下文中的光分配节点(ODN))提供电话和视频业务。由ODNS18，通过同轴网向用户提供业务。使用基于HFC的通信系统10有一些优点。通过使用安装在馈线中的光纤，系统10通过数百个用户分散了光电子成本。取代从分布点到每一用户(星形分布)的独立铜环路，系统10实现总线访问，其中分布式同轴分支30通过每一家庭和用户与用于服务的分布式同轴分支30相接。系统10也允许非视频业务使用在RF(射频)专用部份的更经济的RF调制解调设备调制来传输。最后，系统10允许视频业务在现有的同轴设备上而不需另外的用户设备来传递，因为同轴分布线可以直接驱动现有的可以使用电缆的电视机。

对于一个本领域的技术人员应很清楚，这儿描述的调制解调器传输结构和这一结构的功能和围绕这一结构的操作除了光纤同轴混合网络还可用分布式网络。例如，就无线系统而论可实现该功能。因此，本发明考虑了根据附属权利要求的这些系统的使用。

系统10包括主机数字终端12(HDTs)，它实现了电话传输的全部公用设备功能，例如，网络接口，同步，DSO grooming和操作管理维护与供给(OAM&P)接口，它包括在交换网络与传输系统之间的接口，传输系统传递信息到例如综合业务单元的用户接口设备100(ISUs)和从它传递信息。综合业务单元100(ISUs)，例如本地综合业务单元(HISUs)68或多路综合业务单元(MISUs)66，它可以包括一个与多住宅综合业务单元相对的商业综合业务单元，实现所有用户接口功能和到传输系统的接口，传输系统传递信息到交换网络和从它传递信息。在本系统中，HDT12一般安置在中心局而ISU100远程地安置在野外，并且分布在不同地点。HDT12与ISUs100通过光纤一同轴混合分布式网络以一种多点到点的配置连接。在本系统中，经HFC分布式网络传输信息所要求的调制解调器功能由在HDT12与ISUs100中的接口设备实现。这种调制解调器功能用正交频分复用实现。

通信系统现在将参照图1、3、6总体描述。系统10的主要部件有主机数字终端(HDTs)12，视频主机分布式终端(VHDT)34，电话下行发射机14，电话上行接收机16，包含光分配节点18的混合光纤同轴HFC，分布式网络11，和与远程单元46相连的综合业务单元66，68(通常如图6中ISU100所示)。HDT12提供在交换网络(一般由干线20代表)与到传输电话信息的HFC分布式网络的调制解调器接口之间的接口。电话下行发射机14完成-HDT12的同轴RF(射频)下行电话信息输出端22的电光转换，如图3所示，发射到冗余下行光馈线24上去。电话上行接收机16完成在冗余上行光馈线26的光信号的光电转换并将电信号送至HDT12的同轴RF上行电话信息输入端28。光分配节点(ODN)18提供在光馈线24和26与同轴分布式分支30之间的接口。ODN18将下行视频和电话合并在同轴分布式分支30上。综合业务单元提供到同轴分布式网络的调制解调器接口与到用户的业务接口。

HDT12与ISU100完成电话传输系统调制器-解调器(Modem)功能。HDT12包括至少一个RF MCC调制解调器82，如图3所示而每一ISU100包括一个RF ISU调制解调器101，如图6所示。MCC调制解调器82与ISU调制解调器101使用多载波RF传输技术以在HDT12与ISU100之间传输电话信息，例如DSO+信道。多载波技术是基于正交频分复用(OFDM)的，其中系统带宽被划分为多个载波，其中每一载波代表一个信息信道。多载波调制可以被认为是这样一种技术，获取时分复用信息数据然后将它转换到频分复用数据。在多载波上的数据的产生与转换通过在每一数据通道使用正交变换数字化地实现。接收机在抽样波形段上进行反转换以解调数据。多载波是频谱重叠的。但是，由于正交变换的结果，在每一载波的数据可忽略其它载波的干扰而被解调，如此减少了传输的数据信号之间的干扰。多载波传输提高了传输频带的利用率，这在多点到点系统的上行通信中非常必要。多载波调制也提供了一种有效的方法以接入多个复用数据流和允许频带的任何部份被访问以提取这种复用信息，由于有相对较长的码元时间，提供了良好的抗脉冲噪声的能力，并且通过识别载波提供了一种有效消除窄频带干扰的方法，这些干扰会降低和抑制用于数据传输的这些载波的使用(这种信道监视与防护将在后面详细描述)。基本上，电话传输系统可使有干扰，性能差的载波不被使用而只使用达到传输质量目标的载波。

此外，ODNs18将下行视频与用于传输的电话信息合并到同轴分布式分支38上。由现有视频业务来的视频信号，通常如干线20所示，由首端32接收并处理。首端32或中心局包含用于视频数据接口的视频主机分布式终端34(VHDT)。VHDT34有与此相连的用于通过分布式网络11的ODNs18传输视频信息到远程单元(46)的光发射机。

HDTs12的电话发射机14，如图3与4所示，包括两个用于下行电话传输的发射机以保护发射的电话数据。这些发射机是常规的，相对廉价的窄带激光发射机。如果其它发射机工作正常则一个发射机备用。当检测到正工作的发射机有故障时，则传输被切换到备用发射机。相反地，VHDT34的发射机与HDT12的发射机相比较昂贵，因为它是一宽带模拟DFB激光发射机。因此，视频信息的保护，一种不像电话数据的非基本业务，被忽略而不保护。通过将电话数据传输从视频数据传输分离出来，就可实现电话数据的单独保护。如果视频数据信息和电话数据由一昂贵的宽带模拟激光器经一光纤线发射，从经济上可能决定对电话业务的保护不可能。因此，这种传输的分离是重要的。

此外参照图1，视频信号是经光纤线40被光下行发射到分裂器38，它将光视频信号分裂在许多光纤线42上传输到许多光分配节点18。与HDT12相连的电话发射机14经光纤馈线42发射光电话信号到光分配节点18。光分配节点18将用于传输的光视频信号和光电话信号为电的输出经混合光纤同轴(HFC)分布式网络11的同轴分布式部份到多个远程单元46。电的下行视频和电话信号经HFC网络11的同轴分布式部份的许多同轴分支30与同轴分接头44发送到ISUs去。

远程单元46与一ISUs100相连，通常如图6所示，包括用于传输上行电数据信号(包括电话信息)的装置，例如是从电话和数据终端来的，另外可能包括从在更后面要描述的顶置盒45发送顶置盒信息的装置。上行电数据信号由许多ISUs100提供给经HFC分布式网络11的同轴部份在那里连接的一个光分配节点18。该光分配节点18将上行电数据信号转换为上行光数据信号经一光纤馈线26传输到首端32。

图2一般性地示出了另一可选择的实施例，它提供从首端32到光分配节点18的光视频与光电话信号的传输，在这一实施例中，HDT12和VHDT34使用相同的发射机和相同的光纤馈线36。由HDT12和VHDT34来的信号被合并并且由首端32用光传输到分裂器38。合并的信号被分裂器38分裂，四个分裂信号提供给光分配节点18并由同轴分布式分支30与同轴分接头44分配给远程单元。由ODNs18回来的光电话信号将在分裂器38处被合并以提供给首端。但是，如上所述，所用的光发射机由于它的宽带性能将是相对昂贵的，这降低了提供基本电话业务的保护的可能性。

正如一个熟悉本技术领域人员将认识到，光纤馈线24，26，如图1所示，可能包含四根光纤，二根用于传输由下行电话发射机14发射的下行流而二根用于传输到上行电话接收机16的上行流。由于使用定向耦合器，这种光纤数量可以减半。另外，正如一个熟悉本技术领域人员所知，所使用的保护发射机和光纤的数量可能变化而如附属权利要求中所描述的，任何列出来的数字不限于本发明。

本发明现在将在细节上进一步描述。第一部份的描述主要是处理视频传输，其它部分的描述主要是关于电话传输。视频传输

通信系统10包括由视频和电话业务提供者经干线20接收视频和电话信息的首端32。首端32包括许多HDTs12和一个VHDT34。HDT12包括一用于传输电话信息，例如T1，ISDN，或其它数据业务信息，到或出电话业务提供者的网络接口，这种通信通常也由干线20表示。VHDT34包括一用于传输视频信息，例如有线电视视频信息和用户的交互式数据到和出视频业务提供者，这种通信通常也由干线20表示。

VHDT34通过视频光纤馈线40发送下行光信号到一分裂器38。被动式光分裂器38有效地制做下行高带宽光视频信号的四份拷贝。复制的下行光视频信号被分配给对应连接的光传送节点18。一个熟悉本技术领域人员将容易认识到，虽然是产生四个下行视频信号的拷贝，但可以是由适当的分裂器产生任意数量的拷贝而且本发明中也没有限定任何特定数量。

该分裂器是一种用于分裂宽带光信号的无源设备，它不需使用昂贵的宽带光电转换硬件。光信号分裂器对熟悉本技术领域人员是普遍知道的而且可由许多光纤器件生产厂商获得，例如Gould，Inc。另外可选择的方案中，也可以使用有源分裂器。另外，无源或有源分裂器的级联链将进一步使复制的光信号数量倍增以应用于光分配节点数的增加的场合，因此进一步增加由单个首端可提供服务的远程单元。这些选择方案根据由附属权利要求描述的本发明而被考虑。

VHDT34可被设置在中心局，有线电视首端或一远程单元并可用多至112个NTSC信道广播。VHDT34包括一个象可从美国光波系统公司买到的Lite AMp^TM系统的传输系统的传输系统，(目前在本文中代理人的一家子公司)。视频信号通过在信号接收相同频率处的1300纳米激光源的幅度调制被光传输(即光传输是一被RF视频信号调制的terahertz(＝10¹²Hz)光载波。下行视频传输带宽约为54-725MHz。对视频信号的光传输使用与当接收视频信号时相同的频率的一个优点是提供了减少了转换费用的高带宽传输。相同一频率转换方法意味着调制下行流要求通过光电二极管的光电转换或平衡转换和可能要放大，但不需要频率变换。另外，没有抽样数据带宽减小并且几乎没有分辨率的损失。

一个光分配节点18，如图5更详细地显示的，接收由光纤馈线42上的分裂器38来的分裂的下行光视频信号。下行光视频信号被供给光分布节点18的下行视频接收机400。所使用的光视频接收机象可适用于可从美国光波系统公司买到的Lite AMp^TM产品系列中的一样。由视频接收机400来的转换信号，用光电二极管平衡地转换，与来自下行电话接收机402的变换的电话信号一道给桥式放大器402。桥式放大器403同步地将四路下行电话和视频电信号给双工滤波器406，它在当两种不同频率带宽信号用于上行和下行传输时通过分离发送和接收功能允许全双工工作。对视频或下行电话信号而言当信号在当它们在ODNs18被接收时相同频率处通过HFC分布式网络11的同轴部份经ODNs到远程单元时在ODN18不进行频率转换。

在ODN18已接收到下行光视频信号并将这些信号转换为下行电的视频信号后，ODN18的四个输出提供给传输下行电的视频信号到远程单元46的HFC分布式网络11的同轴部份的四个同轴分支30。这种电视频信号的传输在约54-725MHz带宽内进行。每一ODN18为在许多同轴分支30上的传输做准备而根据附属权利要求中所描述的本发明，任何数量的输出被考虑。

如图1所示，每一同轴分支30可以通过许多同轴分接头44提供下行电的视频和电话信号给相当多数量的远程单元46。同轴分接头对熟悉本技术领域人员是普遍知道的，用作为信号的无源双向拣拾器。每一同轴电缆分支30可以有许多串联的同轴分接头44。另外，HFC分布式网络11的同轴部份可以用任意数量的放大器延长距离，数据可在这种分布式网络11的同轴部份范围传递。

下行视频信号由同轴分接头44供给远程单元46。由同轴分接头44来的视频信号被提供通常如图6中ISU100的框图所示的HISU68。由分接头44给ISU100提供下行电的视频和电话信号，然后被送至双工滤波器104。下行电的视频和电话信号通过双工滤波器104到干扰滤波器105和ISU调制解调器101。下行视频信号由干扰滤波器105经过一光顶置盒45到视频设备。由双工滤波器104送到ISU调制解调器101的下行电的电话信号如下面进一步详细描述的进行处理。

与提供给其它用户设备如电话和计算机终端的相反，干扰滤波器105使远程单元45免受加到视频设备的信号的干扰。干扰滤波器105通过视频信号，然而它阻止那些视频设备不用的频率。通过阻止住视频设备不用的频率，可能由其它业务通过网络干扰至少同一远程单元的杂散信号被消除了。

顶置盒45是在远程单元46处的一种可选部件。由顶置盒45来的交互式视频信号将由视频业务提供商提供的附加的独立RF调制解调器在一相对较低频率的带宽约为5到40MHz范围发送。这个频率不必是用于上行和下行的电话数据与下行视频的传输。

对MISU66，用一根由同轴分接头44出来的分离的同轴线提供由同轴分接头44到顶置盒45的视频信号的传输，于是提供下行视频信号到视频设备47。如图6所示的干扰滤波器105不是MISU66的一部份，如它的虚线代表部份所示。

VHDT34的另一可选择实施例可使用其它调制和混合方案或技术以将视频信号在频谱中搬移，和使用其它编码方法用编码形式传输信息。除那些传输数字视频数据的以外，这些传输模拟视频数据的技术和方法都是本领域技术人员所知的并将根据如附属权利要求中所描述的本发明的精神和范围而考虑。电话传输

参照图3，由MCC调制解调器82调制到载波上的电话信息和ISU操作和控制数据(在下文中称为控制数据)在HDT12和电话下行发射机14之间通过同轴线22传输。由ISUs100调制到载波上的电话信息和控制数据在电话上行接收机16处被接收并通过同轴电缆线28传输到MCC调制解调器82。电话下行发射机14和电话上行接收机16分别通过光纤馈线24和26发射和接收电话信息和控制数据到或出相应的光分配节点18。控制数据可以包括用于提供给系统11的电话业务的所有操作，管理，维护和提供(OAM&P)和用于在HDT12与ISUs100之间提供电话信息传输必需的任何其它控制数据。

HDT12的框图如图三所示。HDT12包括以下模块：八个DSI单元(DSIU)(七个四重-DSI单元48加上一个保护单元50)，一个保护开关&检测转换单元52(PSTU)，两个时钟&时隙交换单元54(CTSUs)(一个工作和另一个备用/保护单元)，六个同轴主控单元56(CXMUs)(三个工作和三个后备/保护单元)，两个架控制单元58(SCNUs)(一个工作和一个后备/保护单元)，和两个电源单元60(PWRUs)(由中心局电源提供合适电压的两个共享负载单元)。

HDT12包括通信系统10的电话传输的所有普通设备功能。HDT12通常设置在中心局并直接与本地数字开关或数字网络部件设备相接。HDT提供所有电话信息的网络接口62。每个HDT在网络接口62处2到28DSX-1输入，代表672DSO信道的最大值。

HDT12也为系统11中的电话传输提供所有同步。HDT12可在三种同步模式中的任一模式下工作：外部定时，线路定时或内部定时。外部定时指的是与由设置HDT12的中心局产生的建立综合定时源基准的同步。线路定时是对由DSX-1信号来的恢复时钟的同步，而DSX-1信号通常是由本地数字交换获得。内部定时是一种自由运行或保持操作，其中HDT在没有真正基准输入情况下维持它自身的同步。

HDT12也提供四重-DSOs训练(grooming)能力并实现4096×4096全接入，无阻塞四重-DSOs(16Kbps)交叉连接能力。这使得DSOs和四重-DSOs(ISDN“D”信息)能在DSX-1网络接口62处由任何时隙送至由任何ISU100服务的任何客户。

HDT12还进一步提供在包含MCC调制解调器82的HFC分布式网络11内的电话传输所要求的RF调制解调功能。HDT12调节适应多至三个工作的CXMUs56以提供调制解调器接口给HFC分布式网络11并且也为每一工作的CXMU56提供一对一保护。

HDT12协调包含多点到点通信系统11的许多ISUs的控制和通信的电话传输系统。每一HDT12模块完成一种功能。DS1U组件48提供到到数字网络和DSX-1终端的接口。PSTU52通过为出现故障的DS1U组件48开关保护DS1U50提供给DS1U设备保护。CTSUs54提供四重-DSO时隙整理能力和所有同步功能。CTSU54也可协调系统中的所有呼叫处理。CXMU56，在下面将更详细描述，为在HFC分布式网络11的OFDM电话传输提供调制解调器功能和接口而SCNU58监控为电话传输提供所有OAM&P功能的整个系统的运行。下行电话发射机

下行电话发射机14，如图4所示，由传递电话信息和控制信息并将输出22合并为下行电话传输信号的HDT12的工作的CXMUs56取出同轴射频输出22。光传输所要求的电光转换逻辑不是在HDT12中而是在独立的下行电话发射机14中实现以提供更经济的传输解决办法。通过将这一功能放在一独立部件中，使这一功能的费用不需要在HDT12的每一CXMU56中重复。这降低了CXMU56功能的费用并使CXMU56可以在同轴而不用在光纤上发送和接收。下行电话发射机14也为在冗余下行光纤馈线24上的到ODN18的传输做准备。

下行电话发射机14最好与HDT在100英尺或更小距离内一同安装。下行电话发射机14从工作的CXMUs56接收同轴射频输出，每一输出在6MHz频带内，并在合路器25处将它们合并为一单一RF信号。每个6MHz频带被保护带隔开，这是本领域的技术人员所知道的。然后下行电话信息在约为725-800MHz频带内传输。电话发射机14传递合并的信号经过一个1到2分裂器(未显示)，从而产生冗余下行电信号。这两个冗余信号被各自送到冗余激光发射机501作电光转换，然后冗余信号调制光输出使下行电话发射机14的输出在两根光纤馈线24上，每一路有一识别信号在其上。这为本系统的下行电话部份提供保护。在电话发射机中的两个Fabry-Perot激光器在全部时间都工作。所有的保护功能在光传输的接收端(设置在ODN18处)提供，这里两个接收机中的一个被选择为“工作”，因此，电话发射机14不需要保护切换性能。上行电话接收机

上行电话接收机16完成对在由ODN18来的上行光纤馈线26上的上行电话信号的光电转换。上行电话接收机16通常与HDT12一同安装在中心局，并提供一电的同轴输出给HDT12，提供一同轴输出23给视频顶置控制器(未显示)。上行电话信息通过同轴线28由上行电话接收机16传递给HDT12的工作的CXMUs56。在HDT12与上行电话接收机16之间的同轴线28优选地限制在100英尺或更小距离并且是局内链路。视频顶置控制器信息，如本文的视频传输部份中所描述的，被放置在上行电话传输不使用的5-40MHz的RF频谱的频带中，以致它可随上行电话信息一同发送。

上行电话接收机16有对应双上行光纤馈线26的双接收机502。这些馈线26传递由ODN18来的包含电话信息，控制数据和视频顶置盒信息的冗余信号。上行电话接收机16在由ODN来的上行馈线26上完成自动保护切换。由保护逻辑选择为“工作”的接收机502被分离馈给驱动HDT12的同轴输出28而输出23被提供给顶置控制器(未显示)。光分配节点

参照图5，ODN18提供在从HDT12来的光纤馈线24和26与HFC分布式网络11的同轴部份之间的接口到远程单元46。就此而言，ODN18基本上是一光电和电光的转换器。由一个ODN18越过任何ISU100的同轴线的最大距离优选地约为6km而组合光馈线/同轴drop的最大长度优选地约为20km。在ODN18的光馈线一边终结了六根光纤虽然这个数字是可变化的。它们包括：一根下行视频馈线42(由视频分裂器38来的单光纤)，一根下行电话馈线24(由下行电话发射机14来)，一根下行电话保护馈线24(由下行电话发射机14来)，一根上行电话馈线26(到上行电话接收机16)，一根上行保护馈线26(到上行电话接收机16)和一根备用光纤(未显示)。ODN18在由下行电话发射机来的接收光馈线24上提供保护切换功能。ODN在到上行电话接收机的上行光纤馈线26上提供冗余传输。在上行电话接收机16处控制在上行光纤馈线上的保护。在ODN18的同轴分布一侧，ODN18终结多至四个同轴分支30。

在下行方向中，ODN18包括用于将光下行电话信号转换为电信号的下行电话接收机402和用来将电话信号与来自下行视频接收机的由VHDT34来的，接于ODN18的转换后的视频信号相组合的桥式放大器403。然后这个组合的宽带电话/视频信号在为下行传输设定的频谱内，例如，725-800MHz频带，在HFC分布式网络11同轴部份的四个同轴分支的每一支上传输。就此而言，电的电话和视频信号是通过同轴分支30被传递到ISUs100；桥式放大器403同时将四个下行电的电话和视频信号给双工放大器406。当在两个不同频率带宽的信号用于上行和下行传输时双工放大器通过分离发送和接收功能允许全双工工作。当电话和视频信号在当它们在ODN18被接收时的相同频带中经HFC分布式网络11通过ODN18到远程单元46时在ODN18没有可用于下行传输的频率转换。如图1中所示，每一同轴分支30可通过许多同轴分接头44提供下行电的视频和电话信号给相当多数量的远程单元46。同轴分接头44对熟悉本技术领域人员是普遍知道的，一般作为电信号的无源式双向拣拾器。每一同轴分支30都可有许多串联的同轴分接头。另外，HFC分布式网络11的同轴部份可以用任意数量的放大器延长经系统的同轴部份传递数据的距离。然后下行电的视频与电话信号被提供给一个ISU100(图6)，它，更特别，可以是如图1中所示的HISU68或MISU66。

在上行方向，电话和顶置盒信息在5到40MHz的频谱范围通过四个同轴分支30在双工滤波器406处被ODN18接收。ODN18可以包含安装到四个同轴分支30中的多至三个上的可选移频器64。如果使用这些移频器64，它在将一个同轴分支与另三个同轴分支30合并前将这一个同轴分支上的上行频谱混频到更高频率。移频器64设计为在50MHz的数倍频中移动频谱。例如，移频器64可提供来将在RF频谱的5-40MHz中的上行信息混频到任何下列范围：50到100MHz，100到150MHz，或150到200MHz。当上行信息在ODN18合并时，这使得任何同轴分支30使用与另一个同轴分支相同的上行射频频谱部份而没有任何频谱竞争。移频器64的装备在同轴分支30上是任选的。ODN18包括合路器408，它将来自所有同轴分支30的电的上行电话和顶置盒信息(它们可以是或可以不是被移频的)合并为包含在四个同轴分支30的每一分支出现的所有上行信息的混合上行信号。混合上行信号无源地1：2分裂而每一路信号馈给驱动相应上行光纤馈线26的上行Fabry-Perot激光发射机以传输给上行电话接收机16。

如果上行电话和顶置盒信号在ODN18处频率被上移，则上行电话接收机16包含移频器31以根据在ODN18处所作的上移而下移信号。然后合路器33将下移信号合并以将合并信号给HDT12。这种下移和合并只在信号在ODN18处上移时才使用。综合业务单元(ISUs)

参照图1，ISUs100如HISU68和MISU66为远程单元46提供在HFC分布式网络11和用户服务之间的接口。两种基本形式的ISUs被显示，它们为特定用户提供业务。多用户综合业务单元66(MISUs)可以是多住宅综合业务单元或者是商业综合业务单元。多住宅综合业务单元可以用在混合的居住和商业环境，例如多住户建筑，小型商业和许多群住所。这些用户要求如普通老电话业务(POTS)，数据业务，DS1业务，和标准TR-57业务等业务。商业综合业务单元是为商业环境提供业务设计的。它们要求更多的服务，例如，数据业务，ISDN，DS1业务，较高带宽业务，如视频会议等。家庭综合业务单元68(HISUs)用于居住环境，例如单住所建筑和双住所的，在这儿指定的服务是POTS和基本速率的综合数字业务网(ISDN)。由于在本发明所关心范围内多住所和商业综合业务单元有相似功能故ISUs的描述将限于HISUs和MISUs。

所有的ISUs100完成RF调制解调器功能而且可被图6的ISU100分类地表示。ISU100包括ISU调制调节器101，同轴从控制单元(CXSU)102，用于提供用户服务接口的信道单元103，和同向双工滤波器/分接头104。在下行方向，电的下行电话和视频信号被送至同向双工滤波/分接头104，它在HISU的情况下经由一干扰滤波器105将电话信息传递给ISU调制解调器101而将视频信息传递给视频设备。当ISU100是MISU66时，视频信息被同向双工滤波器滤除。ISU调制解调器101使用与MCC调制解调器82对应的调制解调器对下行电话信息进行解调，MCC调制解调器是用于在HDT12处在正交多载波上调制这些信息的。ESU100解调来自同轴分布式分支30的在可提供的6MHz带宽的电话信息。ISU调制解调器101的定时信号发生器107为CXSU102提供时钟，它提供处理和控制ISU调制解调器101的接收与发送。来自ISU调制解调器101的解调信号根据所提供的业务经由CXMU102传递给合适的信道单元103。例如，信道单元103可以包括用于POTS，DS1业务，ISDN，其它数据业务等的线性卡。每个ISU100提供到对应HDT12其中一个CXMUs可用于6MHz频带的所有信道的一个固定子集的访问。这个信道的子集根据ISU100的类型而变化。一个MISU66可以提供到在6MHz频带的许多DSO信道的访问，同时HISU68可以只提供到很少的DSO信道的访问。

信道单元103提供电话信息和控制数据给CXSU102，它提供这种数据给调制解调器ISU101并控制ISU调制解调器101调制这种在可提供的6MHz频带内的电话数据和控制数据用于传输到与此相连的同轴分布式分支30上去。可提供用于ISU100到HDT12的传输的上行6MHz频带对应于用于HDT12的CXMUs56的传输的一个下行6MHz频带。

将来自ISU调制解调器101的解调信号送至合适的信道单元的CXSU102，完成在从ISU调制解调器101接收的下行10bit DSO⁺包上的数据完整性检测。每个如下所述的10bit DSO⁺包包括一个奇偶校验比特或数据完整性比特。CXSU102将检测它接收的每个下行10bit DSO⁺信道的奇偶校验比特。此外，每个由信道单元103接收的上行DSO⁺的奇偶校验比特被计算而一个奇偶校验比特被作为上行DSO⁺的第十位插入用于解码和HDT12的在上行数据中一个误码的识别。如果当检测CXSU102接收的下行10bit DSO⁺信道的奇偶校验比特时有一个误码被CXSU102检测到，则对应的上行信道的奇偶校验比特将被有意地反转以通知DHT12在下行方向有一奇偶校验错误。因此，上行奇偶校验比特表示在下行DSO⁺信道和对应的上行DSO⁺信道的错误。在标题为“点到多点性能监控和故障隔离系统”的指派给本文中的代理人的美国专利申请08/074 913中描述了这样一个奇偶校验比特产生过程的例子。这个上行奇偶校验比特用于在下文中进一步描述的信道监控。正如本领域技术人员所清楚的，奇偶校验和发生可以至少部份在ISU的或与例如信道单元相连的其它部件中完成。

每个ISU100恢复来自下行传输的同步，产生ISU数据传输所要求的所有时钟并将这些时钟锁定到相连的HDT定时上。ISU100也提供检测用户线占用和线空闲状态所必需的呼叫处理功能并传输这些指示信号给HDT12。ISU100终止和接收来自HDT12的控制数据并处理由此接收的控制数据。包含在这个处理过程中的是协调在通信系统10中动态信道分配的信息。最后，由经HFC分布式网络11接收的如取自同向双工滤波器/分接头104的能量信号109能量信号产生ISU工作电压。HDT中数据路径

以下是对在主机数字终端(HDT)12中的数据路径的详细讨论。参照图3，在网络接口62处的网络设备与下行电话发射机14之间的数据路径在下行方向分别地穿过HDT12的DS1U48，CTSU54，和CXMU56组件。在HDT12中的每一DS1U48由网络取出DS1并将这一信息格式化为四个被称为CSTU输入76的修正的DSO信号的24-信道，2.56Mbps数据流。在CTSU输入中的每一DSO已经通过添加一位能传递复帧定时信号，信令信息，控制/状态信息(图7A)的第九比特而被修正。这修正过的DSO被称为“DSO+”。第九比特信号(NBS)传递一种模式，它每一帧都被更新而每24帧重复。它将来自网络的每64Kbps DSO映射入72Kbs DSO+。于是，在每个DS1上可用的二十四DSO信道随附加信息一起被格式化为在四个CTSU输入流中每一个上的24DSO+。

第九比特信令(NBS)是发展用来传递在DS1U和信道单元之间与DSO相连的复帧定时信号，带外信令位，混杂状态和控制信息的一种机制。它的主要功能是传递信令比特到信道单元103和提供复帧时钟给信道单元103使得它们可将上行比特信令在复帧中的正确帧内插入DSO。因为下行DSO可能来自不分享相同复帧相位的DS1s，每一DSO必须携带一个指示与起始DS1相连的信令帧的时钟或标识。NBS提供这种能力。第九比特信令对通信系统11的OFDM调制解调器传输而言是透明的。

在每个单独的HDT12中可以安装最多8个DS1Us48：包括七个工作的DS1Us48和一个保护DS1U模块50。于是32CTSU输入在DS1Us与CTSUs54之间被连接，但是可以使最大的28在任何同一时间传递话务。四个剩下的CTSUs输入来自保护DS1U或者出故障的DS1U。PSTU包括用于为出故障的DS1U切换到保护DS1U50的切换控制。

每一CTSU输入可以传递最多32，10bit信道，最先的24信道传递DSO+s而剩余带宽不使用。每个CTSU输入76时钟定在2.56Mbps并与8KHz内部帧信号同步(图7C)。这对应于320bits per 125μs的帧周期。这320位如图7A所示被排列成帧。在帧开始的前14间隔位72只在第二位位置传递一有效脉冲而其它+3位都没用。在随后的288位中，前216位通常传递24个DSO+信道，其中每一DSO+对应加上附加8Kbps信令比特的标准64Kbps DSO信道。所以，每个DSO+有72Kbps的带宽(每8KHz帧有9比特)。剩余72比特被保留给附加的DSO+有效负载信道。帧的最后18比特74未有的间隔比特。

HDT12的时钟和时隙交换单元54(CTSU)从多达28工作的CTSU输入数据流中取出信息然后将它们与输入HDT12的同轴主控单元(CXMUs)56的多达24个32-信道，2.56Mbps输出数据流交叉连接。在CTSU54和CXMUs56之间的数据流格式被称为CTSU输出。前28个传递话务而剩余带宽没有用。每一ETSU输出时钟锁定在2.56Mbps，并与HDT12的8KHz内部帧信号同步(图7C)。这对应每125μs帧周期的320比特。320bits的帧结构与上面为CTSU输入结构所描述的一样。

HDT12有对四重-DSO包(16Kbps)的时间与空间处理的能力。这种功能由是CTSU54的一部份的时隙交换逻辑实现。虽然不是全部时隙被使用，CTSC实现4096×4096四重-DSO交接功能。在通常处理中，CTSU54将排列如24DSO+s的每个的28CTSU输入的多达672下行DSO+包(或多达2688四重-DSO包)合并并重新分配入排列如32DSO+s的每个的24CTSU输出的720DSO+包(或2880四重-DSO包)。

系统在网络接口有672DSO+包的信息吞吐量以至不是全部CTSU输出都可用。如果有超过672的信道被指定在CTSU的“CTSU输出”一边。这意味着正使用集中。集中在下文进一步讨论。

每一CXMU56被连接以接收来自工作的CTSU54的8个工作的CTSU输出78。八个CTSU输出由2.56MHz系统时钟同步而每一输出传递如上所述的多达32DSO+s。DSO+s被CXMU56进一步处理，第10位奇偶校验比特被添加给每一DSO+而产生10bit DSO+。这些10bit数据包包含DSO，NBS(第9比特信号)和奇偶校验或数据完整性比特。10bit数据包是在HFC分布式网络11上传输到ISUs100的数据。被插入下行流信道中的第10比特或数据完整性比特在ISU处被解码和校验并用于计算和产生在如上所述的上行流中对应信道的奇偶校验比特。可以代表在上行或下行信道中一个误码的上行奇偶比特被用于提供本文中将进一步描述的信道保护或监控。

在上行方向，通过HDT的反向路径基本上是通过HDT12的前向路径的镜像。例如，第10奇偶比特在CXMU56处被处理而由CXMU56到CTSU54的信号格式是图7A中的格式。

DSO的往返延时对每一条数据路径都相同。在路径上从下行CTSU输出，穿过CXMU56，经由HFC分布式网络11到ISU100然后从ISU100，返回经由HFC分布式网络11，穿过CXMU56到CTSU54的时间延迟由下面将详细描述的上行同步进行控制。一般地，为每一ISU测量路径延时，如果它不是正确数量的帧长，则通过向在ISU100的路径增加延迟而调整延迟长度。同轴主控单元(CXMU)

同轴主控单元56(CXMU)，如图3中所示，包括同轴主控卡逻辑80(CXMC)和主控同轴卡(MCC)调制解调器82。如前所述，在一个HDT12中可安装多达6个CXMUs。这6个CXMU56包括三对CXMU，其中每对在6MHz带宽中为传输提供条件。每对CXMU包括一个工作的CXMU和一个备用的CXMU。于是为每一CXMU提供了一对一保护。如图3所示，每对的两个CXMU都被提供来自上行电话接收机16的上行电话数据并能经由同轴线22发送到下行电话发射机14。这样，只要求提供一个控制信号给一对一保护以指示是一对CXMU56中的那一个用于发送或接收。同轴主控卡逻辑(CXMC)

CXMU56的同轴主控卡逻辑80(CXMC)提供了在HDT12的，具体是CTSU54的数据信号之间的接口，和用于经由HFC分布式网络11的数据传输的调制解调器接口。CXMC80直接与MCC调制解调器82接口，CXMC80还实现了用于在HDT12和在6MHz带宽提供业务的所有ISU100之间的多点对点处理的ISU处理信道收发器，CXMU56在其中控制其中的数据传输。参照图8，CXMC包括控制器和逻辑电路84，下行数据转换88，上行数据转换90，数据完整性92，IOC收发器96，和定时信号发生器94。

下行数据转换器88完成从来自CTSU54(图7A)的9-bit信道格式到10-bit信道格式(图7B)的转换并在每个经由HFC分布式网络11传输的下行信道中产生数据完整性比特。数据完整性比特代表奇校验比特。下行数据转换80包括至少一个用于取消存在于下行CTSU输出中的32位间隔位72，74(图7A)和将第十数据完整性比特插入到在控制器和逻辑电路84控制下的每一信道上的FIFO缓冲器。

上行数据转换90包括至少一个FIFO缓冲器，它判断添加到每个上行信道的第十比特(数据完整性)并把这种信息传递给数据完整性电路92。上行数据转换90将10-bit信道的数据流(图7B)转换回9-bit信道格式(图7A)用于送给CTSU54。这种转换在控制器和逻辑电路84的控制下完成。

控制器和逻辑电路84也管理呼叫处理和用于经HFC网络11的电话传输的信道分配以及维持经由HFC分布式网络11在使用动态时隙分配的模式中的话务统计。例如用于提供那些熟悉本技术领域人员普遍了解的TR-303业务，集中业务。另外，控制器84为在CXMU在其中传输数据的6MHz带宽内的信道维护误码统计，为所有ISU处理信道通信提供软件协议，和为对应的MCC调制解调器82提供控制。

数据完整性92电路处理由上行转换电路90作的每一上行信道的第十比特判断的输出。在本系统中，奇偶校验位只保证在提供的在过程中有一呼叫的信道上有效。由于当ISU空闲时初始化的和启动的ISU发射机可以关机，所以由CXMC完成的奇偶校验的判决并非始终有效。检测出的奇偶校验误码指示了是在上行信道中的误码或是在对应上行信道的下行信道中的误码。

CXMC80的ISU处理信道(IOC)收发器96包含用于保持来于控制器和逻辑电路84的信息或控制数据并将这些在长度上是8bytes的固定总数的IOC控制信息加载入被提供给MCC调制解调器82的64Kbps信道用于在HFC分布式网络11上的传输。在上行方向上，IOC收发器通过提供这些信息给控制器和逻辑器84的MCC调制解调器82接收64Kbps信道。

定时信号发生器电路94接收来自HDT12的工作和保护CTSU54的冗余系统时钟输入。这种时钟包括一2KHz HFC复帧信号，它是由CTSU54产生以使在所有HFC分布式网络的同轴分支上的往返延迟同步。这个信号指示了在ISUI工作信号上的复帧对齐并被用来为传输系统将符号定时和数据重建同步。一8KHz帧信号被提供以指示由CTSU54到CXMU56的2.56MHz，32信道信号的第一间隔比特。由CTSU54为SCNU58和CXMU56产生一2.048MHz时钟。CXMU56将这时钟用于ISU操作信道和在CXMC80和MCC调制解调器82之间的调制解调器通信。一2.56MHz位时钟用于在DS1Us48和CTSUs54与CTSUs54和CXMUs56之间数据信号的传输。一20.48MHz比特时钟用于在CXMC和MCC之间的10-bit数据信道的传输。主同轴卡(MCC)调制解调器

CXMU56的主同轴卡(MCC)调制解调器82在一边连接到CXMC80而在另一边连接到电话发射机14和接收机16用于发送到和接收自HFC分布式网络11。MCC调制解调器82实现电话数据和控制数据的OFDM传输的调制解调器功能。图3的框图标识了相连的用于上行和下行通信的MCC调制解调器的互连。MCC调制解调器82在HDT12中不是一个独立的模块，因为它没有不通过CXMU56的CXMC80而到HDT12的接口。MCC调制解调器82代表了HDT12的传输系统逻辑。这样它有责任完成与在HFC分布式网络11上的信息传输相关的所有要求。HDT12的CXMU56的每一MCC调制解调器82被分配了一在用于电话传输和控制数据传输的下行频谱中6MHz的最大频带。6MHz带宽的精确配置是由CXMC80通过在CXMC80与MCC调制解调器82之间的IOC收发器96经由通信接口提供的。电话和控制数据的下行传输是在约725到800MHz的RF频谱中。

每一MCC调制解调器82被分配在上行频谱中用于在约50到40MHz RF频谱中由ISUs接收控制数据和电话数据的最大6MHz带宽。同样，这6MHz的精确配置是由CXMC80经由在CXMC80与MCC调制解调器82之间的通信接口而提供的。

MCC调制解调器82接收来自CXMC80在如前所述的20.48MHz信号的形式的256DSO+信道。MCC调制解调器82使用基于本文前面讨论的OFDM的多载波调制技术将这些信息传给所有的ISUs100。MCC调制解调器82还恢复在经HFC分布式网络的上行传输中的256DSO+多载波信道并将这些信息转化为到CXMC80的20.48Mbps流。如前所述，多载波调制技术包括将电话和控制数据，例如用正交调幅，解码为符号，然后使用逆快速傅立叶变换技术将电话和控制数据调制到一系列正交多载波上。

符号对齐是对由在ISU100中的MCC调制解调器82和ISU调制解调器101实现的多载波调制所必需的要求。在传输的下行方向，所有在一个ISU100的信息都由单个CXMU56产生，所以在每一多载波调制的符号都是自动相位对齐的。然而，由于HFC分布式网络的多点到点特性和ISU100的不等延迟的路径，使在MCC调制解调器82的接收机处的上行符号对齐有所变化。为了使在MCC调制解调器82处的接收机效率最高，所有上行符号必须在一很窄相位界限内对齐。这通过在每1ISU100使用一可调延迟参数进行，使得所有信道接收的来自不同ISU100的上行流的符号周期在它们到达HDT12时对齐。这是上行同步过程的一部份并将在下面进一步描述。另外，为了维持多载波的正交性、用于由ISU100作为上行传输的载波频率必须频率锁定到HDT12上。

由CXMC80到MCC调制解调器82的入下行信息帧对齐在提供给MCC调制解调器82的2KHz和8KHz时钟上。MCC调制解调器使用2KHz多帧信号将下行符号定时信号传递到ISUs，这将在下文详述。多帧时钟传递信道通信和指示多载波帧结构，所以电话数据可在ISU100处正确地重组。2KHz代表了在10KHz(调制解调器符号速率)和8KUz(数据帧速率)之间的最大公因数。

所有ISU100将使用由相连的MCC调制解调器82插入的同步信息以恢复ISUs100所要求的所有下行定时信号。同步化允许ISUs100，以在HDT12接收的所有ISU100传输都同步到相同基准的方式，解调下行信息和调制上行传输。因此，用于所有ISU100上行传输的载波频率都将频率锁定到HDT12上。

如下面将描述，除了提供路径延迟调整，初始化和启动并在初始化和启动完成前在这种同步信道上实行这种同步外，MCC调制解调器还负责执行在上行和下行6MHz带宽中的同步信道上的符号对齐。这些参数通过IOC信道的使用而被跟踪。由于它们在系统中的重要性，IOC信道和同步信道可使用不同的调制方案用于在MCC调制解调器82和ISUs100之间的数据传输，这种方法比用于电话数据传输的调制方法更强壮或更少的阶(少的bits/sec/Hz或bits/符号)。例如，电话数据可用正交调幅调制，同时IOC信道和同步信道可用BPSK调制技术调制。

MCC调制解调器82还解调由ISUs100调制到多载波的电话和控制数据。这种调制将在下面就电话传输系统的各种实施例而进一步描述。

关于MCC调制解调器82负责的OFDM传输系统的功能，包括至少是下列的将就各种实施例作更详细描述的部份。MCC调制解调器82检测在同步信道中从ISU100接收到的同步脉冲/波形的幅度/电平并将电平指示经在其间的通信接口传给CXMC80。CXMC80还提供一条命令给MCC调制解调器82用于来将向ISU100的传输作电平调整。MCC调制解调器82还通过将在同步信道上的调制的上行波形与一已知符号边界实行相关和将一要求的符号延迟校正经由其间的通信接口传给CXMC80而提供了所有上行多载波的符号对齐。然后CXMC86还经MCC调制解调器82发送一信息下行到ISU100以调整ISU100的符号延迟。

同样地，在关于用于所有路径延迟调整的对ISU100的同步上，MCC调制解调器82将由ISU100在IOC信道调制在合适带宽内的上行波形与一已知参考边界相关，并将要求的路径延迟修正经在其间的调制解调器接口传给CXMC80。然后CXMC通过MCC调制解调器82经由IOC信道发送一信息下行以调整一ISU100的所有路径延迟。双向多点对点电话传输的概述

下面概述经由HFC分布式网络11的电话与控制信息的传输。就HDT12的每一CXMU56的特定上行和下行工作频率给它提供措施。CXMU56的上行和下行传输的带宽都是最大为6MHz，其中下行传输在约725-800MHz的RF频谱的6MHz带宽。

在下行方向，CXMU56的每一MCC调制解调器82在字的暂时的6MHz带宽中经由同轴线22提供电的电话和控制信号给下行电话发射机14。来自HDT12的MCC调制解调器82的RF电的电话和控制信号被合并为一复合信号。然后下行电话发射机将合并的电信号传送给冗余电光转换器用于调制到一对保护下行光纤馈线24上去。

下行光纤馈线24传递电话信息和控制数据到ODN18。在ODN18处，光信号被转换回电信号并与下行视频信息(来自视频首端馈线42)合并为电的下行RF输出信号。然后包括电话信息和控制数据的电的RF输出信号被ODN18馈给四个同馈分布式分支30。所有电话信息和控制数据下行流在每个同轴分支30上广播并经HFC分布式网络11的同轴部传递。电的下行输出RF信号由同轴电缆分接出并通过同向双工滤波器终止在ISU100的接收机调制解调器101上，如图6所示。

RF电的输出信号包括由MCC调制解调器82用正交频分复用技术调制到正交多载波上的电话信息和控制数据；电话信息和控制数据被映射为符号数据并且该符号用快速傅立叶变换技术调制到许多正交载波上。由于系统11中符号被调制到载波上从单独一点被发送到多点，所以在正交多载波上的多载波的正交性和被调制符号的符号对齐是自动完成的以用于经HFC分布式网络11传输而电话信息和控制数据在ISU100被调制解调器101解调。

ISU100接收由HFC网络11的同轴部份的同轴分接出的RF信号。ISU100的RF调制解调器101解调这些信号并将提取出的电话信息和控制数据传递给CXSU控制器102用于供给合适的信道单元103。ISU100代表一接口，在这儿电话信息被用户或客户转换而使用。

HDT12的CXMU56和ISU100实现通信系统10的双向多点到点传输系统。因此，CXMU56和ISU完成调制解调器功能。根据本发明的传输系统可以使用三种不同调制解调器以实现传输系统的调制解调器功能。第一种调制解调器是设置在HDT12的每一CXMU56中的MCC调制解调器82。例如，HDT12包括三个工作的MCC调制解调器82(图3)并能为许多ISU100提供服务和提供多点到点传输网络。MCC调制解调器82协调HDT12的电话信息传输以及用于控制ISU100的控制数据传输。例如，控制数据可包括呼叫处理信息，动态分配和配置信息，ISU同步控制信息，ISU调制解调器控制信息，信道单元供应，和其它ISU 操作，管理，维持和供应(DAM&P)信息。

第二种调制解调器是被优化为单住户单元提供服务的单家庭用户或HISU调制解调器。因此它必须是价格低而且功耗小，第三种调制解调器是多用户或MISU调制解调器，它被要求一般地提供住户和商业业务。

HISU调制解调器和MISU调制解调器可采用几种形式。例如，HISU调制解调器和MISU调制解调器可以象下面就本发明的各种实施例详细描述的一样，只提取由HDT12发送的多载波的一小部份或由HDT12发送的多载波的较大部份。例如，HISU可提取由HDT12传输的电话信息的20个多载波或10个有效负载信道而MISU由HDT12传输的260个多载波或130有效负载信道提取信息。每一个这些调制解调器可用一分离的接收机部份由HDT12传输的信号中提取出控制数据和用一附加的HISU调制解调器的接收部件由HDT12传输的调制到多载波上的电话信息。这在下文中可被称为带外ISU调制解调器。与带外ISU调制解调器一同使用的MCC调制解调器82将控制信息调制到正交载波波形中或调制到与这种正交载波稍微偏离的载波上。与带外ISU调制解调器相反，HISU和MISU调制解调器可为ISU调制解调器使用单个接收机并使用调制解调器的单个接收机提取出电话信息与控制数据。这可在下文中称为带内ISU调制解调器。在这情况中，控制数据被调制到正交载波波形的载波上，但可用不同的载波调制技术。例如，与在有效负载载波上用QAM技术的电话数据调制相对的用于在载波上的控制数据的调制的BPSK。另外，不同的调制技术可用于为控制数据和电话数据的上行或下行传输。例如，下行电话数据可用256QAM调制到载波上而上行电话数据可用32QAM调制到载波上。不论哪一种调制技术用于传输都确定了哪一种接近的解调技术将用于传输系统的接收端。由HDT12传输的下行电话信息和控制数据的解调将在下面参照不同调制解调器实施例的框图详细解释。

在上行方向，在ISU100的每一ISU调制解调器101发送上行流到至少一个在约5至40MHz RF频谱中的6MHz带宽对应接收传输的下行6MHz频带的上行6MHz频带内的正交多载波上；上行电的电话和控制数据信号被ISU调制解调器101经各个同轴分支30传输到如图1所示的各自连接的光分布式节点18。在ODN18处，来自不同ISU的上行信号被合并并经光纤馈线26以光波形式传输到HDT12。如前所讨论的，来自不同ISU的上行电信号在被合并为复合上行光信号前被移频。在这种情况中，电话接收机16应包括对应的下移电路。

由于由多个ISU100到单个HDT12的经由HFC分布式网络的传输的多点到点特性，为了使用正交频分复用技术，由ISU100调制到每一载波上的符号必须在一确定的相位界限中对齐。另外，如下文中将更详细讨论的，在通信系统10中由HDT12的网络接口62到所有ISU100与重由ISU100回到网络接口62的往复路径延迟必须相等，通过这样要求使得在整个系统中保持了信令多帧完整性。另外必须在HDT12接收适当幅度的信号以实现关于ISU100的任何功能。同样，对于来自ISU100的OFDM传输，也必须将ISU100频率锁定到HDT12上以使得经由HFC分布式网络11传输的多载波是正交地对齐的。传输系统使用下面详述的正交频分复用技术实现多点到点传输的分布环。当HDT12接收到许多正交对齐的并有与对齐的符号一起被调制到其上的电话和控制数据的多载波时，CXMUs56的MCC调制解调器82对来自许多多载波的电话信息和控制数据在它们对应的6MHz频带内进行解调并将这种电话数据提供给CTSU54用于提供给网络接口62和将控制数据提供给CXMC80以用于电话传输的控制。

正如一个熟悉本技术领域人员将认识到的，频谱的分配，频率的分配，数据速率，信道数量，所提供的服务的类型和可以成为设计的一种选择的系统的任何其它参数或特性都只能作为例子。在从属权利要求描述的发明中仔细考虑了这些设计选择，因此它们落在这些权利要求的范围中。另外，可通过软件或硬件实现许多功能，虽然可以只通过一个或另一个给这种实现提供参考，但仍要根据这种权利要求的范围仔细考虑每一种实现。

                  电话传输系统的第一实施例

将参照包括有MCC调制解调器82，一般显示为图6中的ISU调制解调器101的HISU调制解调器和MISU调制解调器的框图的图9-23描述根据本发明的电话传输系统的第一实施例。这些调制解调器实现了上行和下行调制解调传输功能度。在这一描述之后是对使用这些调制解调器的操作原理的讨论。

参照图9A，显示了对使用OFDM技术的电话信息和控制数据的上行和下行传输所做的一个6MHz带宽的频谱分配。波形优选地有240个有效负载信道或DSO+信道，它们包括用于提供19.2Mbps净数据率的480个载波或载频、含46个载波或载频的24个IOC信道以及2个同步信道。每一个同步信道包括两个载波或载频并且每一个同步信道相对于24个IOC信道和240个有效负载信道偏移了10个未使用的载波或载频，它们被用作保护载频。总的载波或载频为552个。将用于以下将进一步描述的同步功能的同步载频放在6MHz频谱的两端并用在6MHz频谱每一端的保护频带(516.0KHz)将在6MHz频带中的多个正交载波与相邻的6MHz频带的载波分离开。在6MHz频带的每一端提供保护频带以提供系统的发射机和接收机处的滤波选择性。将同步载波由电话数据或有效负载载波偏移以使得，如果用于同步的同步载波在初始化和激活过程中与在6MHz频带内的其它载频或载波不正交，则可防止同步信号破坏正交排列波形的结构。因此，即使同步信道可被认为是特殊的IOC信道，但是同步载频在频带的有效负载载频的主体和交错的IOC信道的外面。

令ISU处理带宽最小以使ISU的能量要求最小。因此，将6MHz频带的有效负载信道和IOC信道交错在电话有效负载信道中，其中每隔10个有效负载信道放置一个IOC信道。用这种分布技术，其中多于10的有效负载信带的子带包括一个IOC信道，限制ISU“看到”的带宽以使得可将IOC信道用于HDT12以和ISU100通信。这种用于图9A中所示的频谱分配的子带分布显示在图9D中。在6MHz带宽中有24个子带，其中每个子带包括10个有效负载信道，而IOC信道在第五和第六有效负载信道之间。将IOC信道分布在整个6MHz频带的好处是防止窄带干扰。如果干扰破坏了一个IOC信道，仍有其它IOC信道可用，HDT12可将ISO100重新调到6MHz频带的其它部份，在这里有未经破坏的IOC信道。

优选地，MISU66访问6MHz带宽的约3MHz以接收多达130个的有效负载信道，此带宽还包括许多用于由HDT12到MISU66的通信的IOC信道。HISU68访问6MHz带宽的约100KHz以接收包括至少一个用于与HDT12通信的IOC信道的11个信道。

在上行和下行路径之间的主要区别是对下行同步和上行同步的支持在下行方向，所有ISU都被锁定到来自HDT(点到多点)的信息，ISU的初始化和激活是根据在上行同步信道中所提供的信号。在操作中，ISU经由IOC信道跟踪同步。在上行方向，上行同步处理包括幅度，频率和定时信号的分布式(多点到点)控制；虽然可以只用如下进一步描述的下行同步信道提供频率控制。上行同步过程在两个上行同步信道中的一个中进行，主或次同步信道。

图10显示了MCC调制解调器82的下行传输结构。两个串行数据输入，每个约10Mbps，包括来自CXMU56的有效负载数据，它们由8KHz帧时钟输入提供时钟。来自CXMU56的IOC控制数据输入由IOC时钟输入提供时钟，它优选为2.0KHz时钟。电话有效负载数据和IOC控制数据通过串行端口132进入，如一个熟悉本技术领域人员所知的，用扰码器134将数据扰码以在经由HFC分布网络11发送的波形中提供随机性。若没有扰码，会在波形中产生很高的峰；而如果将波形扰码，由MCC调制解调器82产生的符号会变得足够地随机而这种峰也被充分地限制。

扰码信号被提供给符号映射功能块136，符号映射功能块136取出输入比特并将它们映射入一个复数星座点。例如，将输入比特映射入一个用于BPSK信号输出的符号，如图9C中的BPSK的映射图一样，每一比特将被映射为星座中的单个符号。这种映射将为数据引入同相和正交值(I/O值)。BPSK是一种优选地用于上行和下行IOC信道和同步信道的调制技术。将BPSK编码优选地用于IOC控制数据以便象如上所述的一样在系统中提供鲁棒性。对于QPSK调制，每两比特将映射入代表一个星座点的四个复数值中的一个。在一个优选实例中，32QAM被用于电话有效负载数据，如图9B所示其中有效负载数据的每五比特被映射入32个星座点中的一个。这种映射亦引入I/O值。如果这样，可用两个符号代表一个DSO⁺信号(10bits)，用两个载波可发送两个符号。因此，可在6MHz频谱的两个载波或载频上传输一个DSO⁺信道。

一个熟悉本技术领域人员将知道不同的映射或编码技术可与不同载波一起使用。例如，传输ISDN的电话信道可用QPSK编码，与之相对的是，传递POTS数据的电话信道采用32QAM编码。因此，传输不同业务的不同电话信道可以不同地调制以为这些业务提供更鲁棒的电话信道，这种质量是这些业务所要求的，根据本发明的构造提供了灵活性以由与用于不同信道的调制技术不同的技术对任何信道进行编码和调制。

由I/O值所代表的每一个符号被映射入符号缓存器138的快速傅立叶变换(FFT)仓库。例如，对于以8KHz帧速率传输的DSO⁺，五比特映射入一个FFT仓库而另五比特映射入另一仓。符号缓存器138的每一个仓或存储单元代表如I/O值的在频域的有效负载数据和控制数据。如熟悉本技术领域人员所知的一组FFT仓库通过逆傅立叶变换140映射入时域，逆FFT140将复数I/O值映射入对应FFT中点数的时域抽样。用逆FFT140将有效负载数据和IOC数据映射入缓存器138并转换入时域。在FFT140中点数可以不同，但在优选实施例中点数为256。对应于256点FFT，逆FFT的输出是波形的256个时域抽样。

逆FFT140对于同相和正交(I/Q)分量有分离的串行输出FF1和FF0。数模转换器取出基带调制信号的数值表示的同相和正交分量并将它转换为离散波形。信号经过重构滤波器以滤除谐波成分。这种重构必须避免由多种混频方案带来的问题和其它滤波时的问题。将信号合并入信号变频发射机146用于将使用合成波形的I/O分量上变频，该合成波形是用同相和正交分量数字可调的，用于混频到适合的发射频率。例如，合成器是在600MHz，则输出频率也将在600MHz。用信号变频发射机146将各分量合并，然后在被电话发射机耦合到光纤上之前，用发射机放大器148放大包括多个正交载波的波形，再用发射机滤波器150进行滤波。这些功能可在通用的处理器149和实现这种调制所必需的块147的其他处理电路的控制下实现。通用处理器也由载波、幅度、时钟恢复块222(图15)接收ISU调整参数用于实施分布环路符号对准，频率锁定，幅度调节，和路径延迟功能，这些将在下面进一步阐述。

在下行接收端，每一个MISU或HISU用于提取由一个6MHz带宽内的下行传输来的电话信息和控制数据，对于MISU66，MISU下行接收机结构如图11中所示。它包括一个用于减小接收的600至800MHz总频带广播下行流的频带的100MHz带通滤波器。然后被滤波后的信号通过电压调谐滤波器以去掉频带干扰和进一步减少带宽。信号经正交和同相下变频器158下变频为基带频率，其中信号在使用合成器157的复混频器158混频，合成器157由串行端口178的输出控制。下变频的I/Q分量经过滤波器159并在模/数转换器160处被转换为数字形式。I/Q分量的时域抽样被放在抽样缓存器162中并将一组抽样输入到下变频补偿单元164。补偿单元164试图减轻例如来自混频器的DC偏移和在下变频产生的微分相位延迟的错误。

载波，幅度和定时恢复块166通过在ISU的初始化和激活过程中由同步信道和在跟踪过程中由IOC信道提取出控制数据而由补偿信号中提取载波、幅度和定时信令，这将在下面参照图22A进一步阐述。将并行形式的补偿信号提供给快速傅立叶变换(FFT)170以将它转换为频域的矢量项，该矢量项实质是复星座点，其中I/O分量最初是在MCC调制解调器处82上行方向为MISU访问的DSO⁺信道而产生的。由于在信道滤波中的不精确性，均衡器172消除在发送和接收过程中产生的动态误差。将在下面参照图23更详细地解释在上行接收机与下行接收机结构中的均衡。从均衡器172出来，复星座点被符号到比特转换器174转换为比特，并在解扰器176处被解扰，解扰器是扰码器134的镜像元件，然后有效负载电话信息和IOC控制信息被串行口178输出到如图6中所示的CXSU102。块153包括了实施这里所示各种功能的处理能力。

图12中显示了HISU68下行接收机的结构。HISU下行接收机结构(图12)与MISU下行接收机结构(图11)的主要差别在于处理的带宽量。接收机的前端直至FFT处理基本上都是相同的，除了在下变频时，模数转换器160可在很低速率下工作。例如，被处理的信号带宽为100KHz，则抽样率可能约为200KHz。在MISU中处理一个3MHz信号，则抽样率约为6MHz。由于HISU被限制接收最多10个DSO⁺，所以FFT180可以更小。优选地在HISU中使用32点FFT180，相对于在MISU中使用的128或256点FFT，可更有效地实现它。因此在这些结构中的主要区别是，HISU接收机结构基本上要求比MISU接收机更小的信号处理能力，由于这样能量损耗也更小。因此，HISU访问的更小频带允许这样低的能量损耗以提供一个在远程单元能量损耗最小的系统。允许HISU访问载波的这样小频带的一个原因是IOC信道被分散到整个6MHz频谱中。

图13中显示了HISU68的上行传输结构。由于HISU只支持10个DSO⁺信道，将来自CXSU102(图6)的IOC控制数据和电话有效负载数据以比在MISU或HDT传输结构中更低的速率提供给串行端口182。HISU上行传输结构完成三个重要操作。它调整了发送信号的幅度，发送信号的延时(包括符号和路径延迟)，发送信号的载波频率。电话数据和IOC控制数据在由HISU下行接收机结构的时钟发生器173产生的时钟信号控制下通过串行端口182进入，并为了前面关于MCC下行发射机结构的原因用扰码器184扰码。比特到符号转换器186将输入的比特映射入包括频域I/Q分量符号或复星座点。将星座点放置在符号缓存器188中。在缓存器188以后，提供逆FFT190给符号以产生时域抽样；对应32点FFT的32个抽样。象HDT12控制的上行同步处理的功能一样，将延迟缓存器192放置在逆FFT190的输出以在MCC调制解调器上行接收机结构处提供多帧对准。因此，在逆FFT190输出的同相和正交分量的数模转换器194进行的数模转换之前，延迟缓存器192提供了路径延迟调整。时钟延迟196在IOC控制数据输出的要求下为符号对准提供了一个好的调谐调整，其中IOC控制数据输出是通过由被扰码前的数据的串行流提取出控制数据而获得的。在由数模转换器194进行的到模拟成分的转换后，通过重建滤波器198将模拟成分重建为光滑的模拟波形。直接变频器197在合成块195的控制下将上行信号直接上变频到合适的发射频率。合成块195在来自IOC控制信道的命令的控制下工作，IOC控制信道为其提供象在HISU下行接收机结构中提取的一样的载波频率调整命令。然后，上变频信号被发射机放大器200放大，被发射机滤波器202滤波并被上行发送以和其它ISU100发送的其它信号一起被合并。块181包括用于实施这儿所述功能的处理电路。

图14显示了MISU66的上行发射机结构，它基本上与HISU68的上行发射机结构相同。但是，MISU66处理更多信道，而且不能在单个处理器上完成操作，而HISU68则可以。因此，提供包括逆FFT191的块181功能的块181的处理器和支持该结构的通用处理器206都须处理增加的信道容量。

图15显示了在HDT12处的每一个CXMU56的MCC上行接收机结构。5到40MHz带通滤波器208将上行信号滤波，该信号又被混频器和合成电路211直接下变频到基带。下变频的输出被提供给防混叠滤波器210用于它的调整，而输出信号被模数转换器212转换为数字形式以提供信号的同相和正交分量的时域抽样到窄带干扰滤波器和FFT112。如下所述，窄带干扰滤波器和FFT112提供了防止可影响上行传输的窄带干扰的保护。

在同一时间干扰滤波器和FFT112保护10个信道，因此，如果干扰影响在由MCC调整解调器82接收的6MHz频谱中的可用的240DSO⁺之一，则最多有10个信道将由于干扰而被破坏，干扰滤波器和FFT112包括一个多相结构，这是一种熟悉本技术领域人员所知的。熟悉本技术领域人员将进一步知道由多相滤波器保护的信道数是可改变的。干扰滤波器和FFT112的输出被耦合到均衡器214上，它为在信道中产生的不精确性，例如由于来自参考振荡器或合成器的噪声带来的不精确性，提供了校正。合成器214的输出符号被送至符号到比特转换器216，在这里符号被映射到比特。将比特提供给解扰器218，它是ISUs100的扰码器的镜像，而解码器的输出被送至串行端口220。串行端口的输出分为两个有效负载流，和一个IOC控制数据流，如被提供给在下行方向的MCC下行发射机结构一样。块217包括完成这里所说功能的必要处理电路。

为了检测下行信息，必须使用下行同未操作获得到达信号的幅度，频率和定时。由于与上行信号相反，下行信号构成点到多点的节点拓扑，因此与OFDM波形以固有的同步形式经由单独路径到达。最初在放置在6MHz频谱两端的下行同步频带中的下行同步信道上完成波形参数的捕获。这些同步频带包括由2KHz帧时钟BPSK调制的单个同步载波或载频。用这个载频得出最初的在ISU处的幅度，频率和定时信号。可将同步载波放在接收频率中心，可认为它是IOC的一个特殊例子。在接收了信号和将接收机结构调谐到一个典型的IOC信道以后，用相同电路使用IOC信道跟踪同步参数。

用来获得必要的信号参数的操作使用了ISU接收机结构的载波，幅度和定时信号恢复块166，这些将在图22A中以框图形式更详细地表示。载波，幅度和定时信号恢复块166包括一个用于捕获接收波形的频率锁定的考斯塔斯环330。在由补偿单元164接收了信号后，给信号提供抽样及保持334和模数转换332，同时从转换器得到的抽样被送至考斯塔斯环330。在压控振荡器340控制之下完成抽样，压控振荡器的频率被接收结构中使用的FFT的点数，M，分频。考斯塔斯环330的混频器331用作环路相位探测器，由到达信号和反馈路径所馈入。混频器331的输出被滤波和抽选以减少随后的硬件的处理要求。若接收信号是限带的，则要求更少的抽样去表示同步信号。如果在接收机中没有保持正交，则滤波器将消除由恢复过程中产生的不希望的信号成分。在正交化条件下，LPF337将完全消除来自相邻OFDM载波的影响。当实现载波频率锁定时，过程将在环路的同相支路中展示所希望的BPSK波形。抽选器的输出通过另一混频器被馈入，然后经由有滤波函数H(S)的环路滤波器和数控振荡器(NCO)处理，完成反馈路径以校正频率误差。当误差是“较小”水平时，环路被锁定。为实现在跟踪过程的快速捕获和最小抖动，将必须使用双环路带宽。系统操作也要实现频率的锁定并维持在OFDM信道间隔(360Hz)的约+/-4％内。

在BPSK能量检测器336处的频率恢复环的输出处测量信号幅度。将测量总的信号能量，并可将它用于调整数控模拟增益电路(未显示)打算用增益电路将信号归一化以使得模数转换器可用于一个优化处理范围。

用超前-滞后门相位检测器338的超前-滞后门类型算法得出定时信号误差，并根据误差信号来调整抽样时钟或振荡器340来实现定时信号恢复。在一个更新间隔中超前-滞后门检测器产生一个超前/滞后命令。这个命令将通过滤波器341送至抽样时钟或振荡器340。这个环被拖延直至实现频率锁定和幅度锁定。当定时信号环被锁定，它产生一个锁定指定信号。相同的时钟也用于上行传输。载波，定时信号和幅度恢复块166为时钟发生器168提供了一个参考。时钟发生器168提供了MISU所需的所有时钟，例如，8KHz帧时钟和抽样时钟。

图228的同步环路图显示了MCC调整解调器上行接收结构(图15)的载波，幅度和定时信号恢复块222。它实现了上行同步信道上信号的上行同步检测。为了ISU的初始化和激活，由HDT经由下行IOC控制信道命令一个ISU在同步信道上上行送一个参考信号而实现上行同步。载波，幅度和定时恢复块222测量来自ISU100的数据的参数，该参数在同步信道上响应并估计了与在HDT12处的参考值相比较的频率误差，幅度误差和定时信号误差。载波，幅度和定时信号恢复块222的输出被HDT12转化为调整命令并被发给ISU，而ISU是由MCC下行发射机结构在IOC控制信道上的下行方向初始化和激活。

上行同步处理的目的是将ISUs初始化和激活以使来自不同ISUs的波形合并到在HDT12处的统一波形。由载波，幅度和定时信号恢复块222在HDT12估计的并由ISU调整的参数是幅度，定时信号和频率。将ISUs信号幅度归一化以使DSO⁺被分配相同的能量并在HDT12处实现所希望的信噪比。另外，相邻的ISUs中须在正确的相应电平被接收，否则较弱的DSO⁺信道将受到较强的DSO⁺信道的瞬时行为不利的影响。如果一个有效负载信道在另一个有足够的频率误差的有效负载信道旁边发射，则OFDM波形中的正交性恶化并影响误码率特性。因此，必须调整ISU的频率使偏差接近于容许水平。恢复信号的定时信号也影响正交性。一个没有与相邻符号对准的符号可在送至FFT处理的符号部份中产生滑动。如果所有符号的滑动没有落在HDT处的保护间隔中，则有相对于非正交信道的约±16载频(8个DSO⁺)将不能恢复。

在上行同步过程中，将命令ISUs发一个信号，例如方波信号，以建立幅度和频率准确性并对准符号。模式信号可以是任何允许载波，幅度和定时信号恢复块222检测参数的信号，这种信号对于检测不同参数而言可以是不同的。例如，信号对于幅度和频率的检测与校正而言可以是连续正弦波，而对符号定时信号而言可以是方波。载波、幅度和定时信号恢复块222估算了三个分布环参数。在所有三个环中，CXMC80将引入的误差信号转换为命令并经由MCC调制解调器82在IOC信道上发出，CXSU将接收命令并控制ISU所作的调整。

如图22B中所示，从ISU起的上行同步过程是在压控振荡器440控制下抽样保持434和模数转换432。压控振荡器是本地参考振荡器，它被除以M，即在接收和结构中FFT的点数，用于控制抽样保持434和模数转换器432和被除以K以提供一个8KHz信号到相位检测器438。

可使用考斯塔斯环430估算频率误差。考斯塔斯环430试图与本地产生的频率参考一起建立相位锁定。经过一段时间后，环路调整将禁止。将用与时间相关的相差来估算频率误差。频率误差是由滤波函数H(S)444产生的，它将被提供给CXMC82进行处理以经由IOC控制信道发送一个频率调整命令给ISU。同样也提供频率误差给数控振荡器(NCO)以接通频率环用于频率误差的校正。

根据在上行同步过程中载波幅值大小来计算幅度误差，其中载波幅值是由能量检测器436通过检测考斯塔斯环430的同相支路的载波幅度而得到的。将幅度与在参考比较器443处的一个所希望的参考值相比较并将误差送至CXMC82进行处理以经由IOC控制信道发送一个幅度调整命令给ISU。

当在HDT中的本地参考已实现相位锁定时，由ISU经同步信道到达的BPSK信号可用于处理。在考斯塔斯环430的同相分支获取方波并将它送至超前-滞后门相位检测器438用于和来自除法器435的本地产生的8KHz定时信号进行比较。相位检测器435产生一个相位或符号定时信号误差，将它送环路滤波器441并经由线439输出。然后将相位或符号定时信号误差提供给CXMC82进行处理以经IOC控制信道发送一个符号定时信号调整命令到ISU。

在ISU中的为上行同步调整参数的机制包括用时域波形的标量积实现幅度改变，可由数模转换器194(图13)用数字处理算法，列出逆FFT190推出时域波形的标量积。同样地，当一个复数乘法被加至数模转换器194的输入时，可以产生和实现一个复混频信号。

通过将一个振荡器相位锁定到下行同步和IOC信息而建立在ISU中的下行抽样时钟和上行抽样时钟的频率准确性。上行传输频率被调整，例如，在合成块195被HDT命令调整。

实现作为延迟功能的符号定时校正，ISU上行方向中的符号定时校准是这样建立的：通过取消一个抽样间隔(两个相同的抽样同时输出)或由时钟延迟196加入一个额外的时钟跳沿(一个抽样按时钟节拍移出并丢掉)来完成抽样定时中的延迟。通过这种方式可以不要前面已描述的数据存储器开销而控制延迟功能。

在ISU在准备传输的系统中被初始化和激活后，ISU将用载波、幅度、频率恢复块222保存所要求的上行同步系统参数。将命令一个未用但被初始化和激活的ISU在IOC上发送，如上解释地块222将估算由此来的参数。

在用于MISU66(图13)和HISU68(图14)的上行发射机结构中，与在同步过程中，载波、幅度和定时信号恢复块222(图15)在HDT确定频率偏移相反，可在ISU上确定频率偏移或用于实现在HDT口处载波的正交性的校正，然后将频率偏移调整命令发送给ISU用于分别经由HISU68和MISU66的合成块195和199调整载波频率。因此，频率误差将不再如上所述地被载波，幅度和定时信号恢复块222所检测，相反，在这种直接ISU实现中，ISU，不论HISU还是MISU，由下行信号数字地估算频率误差并提供给被发送的上行数据一个校正。

HDT12得到所有来自相同基频振荡器的发送和接收频率。因此，所有混频信号在HDT中被频率锁定。类似地，ISU，不论HISU68或MISU66，得到所有来自相同基频振荡器的发送和接收频率；因此，所有在ISU上的混频信号也都被频率锁定。但是，在ISU振荡器中有相对于HDT振荡器的频率偏移。频率误差量(从ISU所看到的)是混频的一个固定的百分比值。例如，如果ISU振荡器与HDT振荡器有百万分之十的频率偏移，而下行ISO接收机混频为100MHz而ISU上行发射机混合频率为10MHz)，则ISU必须在下行接收机上进行1KHz的校正而在上行发射机上产生有100Hz频偏的信号。如果这样，随着ISU直接实现，可由下行信号估算频率偏移。

用进行数值运算的数字电路，例如处理器完成这一估算。系统工作过程中在硬件中采集在同步信道和IOC信道的抽样。一个跟踪环驱动与接收信号被数字混频的数字数值振荡器。该过程在内部得到了一个实质被锁定到HDT的信号。这内部数值混频产生了频率偏移。在锁定到ISU中下行信号的过程中，得出频率误差的估算值并已知下行频率，则可计算相对频率误差。根据在HDT处混合频率的知识，其中将用HDT对上行接收信号下变频，计算相对ISU发送频率的偏移。在将信号转换到模拟域之前，例如由图13的转换器194转换，将频率偏移数字地提供给ISU发送的信号。因此，可以直接在ISU上进行频率校正。

参照图20至21，将更详细地描述包括多相滤波器结构的MCC上行接收机结构的窄带干扰滤波器和FFT112。通常，多相滤波器结构包括多相滤波器122和124并为防止干扰提供保护。来自ISU100的上行OFDM载波的6MHz频带经过多相滤波器被分为一些子带，多相滤波器为一小组载波或载频提供滤波，如果干扰影响了一小组载波中的载波，则只有这一组载波受影响而其他组载波将由于这种滤波特点而受到保护。

干扰滤波结构有两个多相滤波器的并行排122、124。一个排有大约17个不同的非重叠频带，频带之间存在间隔。图18显示了单个多相滤波器排的幅度响应。第二个排与第一个排偏移了一定量使得第一排未滤波的信道可由第二排滤波。因此，如图19中的单个多相滤波器排的精细幅值响应中所示，被滤波的信道频带可包括频率仓库38-68中的那些频率对应于仓库45-61中心载波被滤波器通过。重叠滤波器为对在频带之间的载波和其他滤波器排没有通过的载波提供滤波。例如，重叠滤波器可以通过28-44。两个信道排偏移了16个频率仓库使得两个滤波器排的合并接收544个信道中每一个。

参照图20，干扰滤波器结构由模数转换器212接收抽样后的波形X(K)，然后复混频器118和120为应用于多相滤波器122，124提供了一交错。混频值118用一常数而混频器120用一值实现了这种偏移。每一混频器的输出进入多相滤波器122，124其中之一。每个多相滤波器排的输出包括18个频带，其中每一频带包括16个可用的FFT仓库或每一频带支持在8KHz速率的16个载波，或8个DSO⁺。有一频带未用。

多相滤波器122，124的每一频带输出每8KHz帧有包括4个保护抽样的36个抽样，然后进入快速傅立叶变换(FFT)块126，128。FFT块126，128进行的第一个操作是移除4个保护抽样，因而只剩下32个时域点。块中每个FFT的输出是32个频率仓库，其中16个与其他库一起用于提供滤波。将FFTS的输出交错以提供重叠。如图20中所示，载波0-15由顶部排的FFT#1输出，载波16-31由底部排的FFT#1输出，载波32-48由顶部排的FFT#2输出，等等。

多相滤波器122，124都是熟悉本技术领域人员所知的标准多相滤波器结构，可由图21中结构所示。以每秒5-184兆抽样速率或每帧648抽样对输入信号抽样。然后用因子18抽一采样(18中的一个抽样保持)以给出一个288KHz的有效的抽样速率。将信号送至标记为H_0，0(Z)到H_0，16(Z)的有限脉冲响应(FIR)滤波器，该滤波器包括多个抽头，最好为每一滤波器5个抽头。如熟悉本技术领域人员认识到的，抽头数目是可变的，并不被用来限制本发明的范围。滤波器的输出进入18个点的逆FFT130。转换的输出是每一8KHz帧36个包括4个保护抽样的抽样。并被提供给FFT块126和128用于如上所述的处理。FFT优选地将FFT载频间隔9KHz处，信息速率为每秒8千符号，其中每个符号分配有4个保护抽样。将来自每个多相滤波器的17个频带送至FFT块126，128进行处理和如上所示的544个载波的输出，如上所述，第18个频带未用。

提供在上行和下行接收机结构中的均衡器214(图15)和172(图11)用以计及穿过同轴设备时群时延中的改变，均衡器跟踪由于环境变化而引起的相位和增益或幅度变化，因此在维持足够精确的跟踪同时可以缓慢地调节。均衡器172，124的系数360，其中图23中为它一般地显示了内部均衡器操作，代表了相应于FFT112，170的分解力的信道频率的倒数。与上行系数不同，由于每一信道都要通过相同的信号路径，下行系数将有很强相关性，而上行系数由于在多点到点拓扑中单个DSO⁺会遇到不同信道而可能不相关。当信道特性不同时，均衡器将为上行或下行接收机同样地工作。

由于IOC信道总在发送，下行均衡器只在IOC信道上跟踪，因此如下所述的减少了在ISU处的计算上的要求，去除了对在有效负载信道中前缀的要求。但是，上行流将在每个DSO⁺和IOC信道基础上要求均衡。

用于更新均衡器系数的算法当在32QAM星座上进行处理时包括几个平地最小值并受到4倍相位模糊的影响。此外，每一个在上行流中的DSO⁺能由一个单独ISU发出，因此可以有一个独立的相移。为了消除这一问题，将要求每一通信开始都要在数据传输前指派一个固定的符号前缀。应注意的是由于IOC信道没有被均衡而且前缀不能被扰码，所以IOC信道不包括在此要求中。我们知道，在传输时，HDT12将仍有与ISU的初始化和激活过程中建立的一样的精确时钟锁定和符号定时，并将在连续可用下行IOC信道上保持同步。

前缀的引入要求均衡器有它的处理状态的资料。引入的三个状态包括：搜索、捕获、跟踪模式。搜索模式是基于信道上的能量大小。发射器算法将在未用的FFT仓库中放置一个零值，使在那一特定频率处没有能量被发射。在接收机处，均衡器将根据在FFT仓库中没有能量而确定它在搜索模式。

当传输为一个被初始化和被激活的ISU而开始时，均衡器检测信号的存在，然后进入捕获模式。前缀的长度可为大约15个符号。均衡器将根据前缀而改变均衡过程。初始相位和幅度校正将很大而其后的系数更新则较不明显。

在捕获以后，均衡器将进入跟踪模式，同时更新速率降至一最低水平，跟踪模式将持续下去直至在信道上检测到一定时间的能量丢失。然后信道处于一种未用但被初始化和被激活的状态。当接收机被调谐时，均衡器将不被训练或跟踪，系数也将不被更新。系数可被访问并被例如信噪检测器305(图15)的仪器用于如下所述的信道监测。

对于均衡过程，将I/Q分量装载在例如FFT112，180的FFT的输出处的缓存器中。对一个熟悉本技术领域人员将会明显的是，随后对均衡器的结构的描述是关于上行接收机均衡器214的，但同样适用于下行接收机均衡器172。均衡器214由缓冲器中提取时域抽样并同时地处理一个复抽样。然后处理后的信息由其中输出。图23显示了均衡器算法的基本结构，但去掉了对熟悉本技术领域人员而言很清楚的状态控制算法。基本的均衡路径与来自选择的FFT仓库的值在乘法器370进行复数相乘。然后在符号量化块366将输出量化为存储表中最为接近的符号值。量化值(硬判决)出来后被符号-比特转换器216解码为比特。电路的余下部份用于更新均衡器系数。在加法器364处在量化符号值和均衡后的抽样之间计算误差。将这复误差与接收的抽样在乘法器363相乘并在乘法器362处用自适应系数将结果按比例缩放以形成更新值。将更新值与初始系数在加法器368处相加而产生新的系数值。

第一实施例的实施

在优选实施例中，如图9A所示地分配HDT12的每个MCC调制解调器82的6MHz带宽。虽然MCC调制解调器82发送和接收整个6MHz频带，ISU调制解调器100(图6)被优化用于它们所为之设计的特殊应用并可以比分布在6MHz带宽内的载波或载频的总数更少地终止或产生。上行和下行的频带分配最好是对称的。来自MCC调制解调器82的上行6MHz频带位于5-40MHz频谱中而下行6MHz频带位于725-760MHz频谱中。

在每一个6MHz频带中有三个区域支持特殊的操作，例如电话有效负载数据的传输，ISU系统操作和控制数据的传输(IOC控制数据)，和上行和下行同步。在OFDM频带中的每一载波或载频包括一个正弦波，该正弦波在幅度和相位中被调制而形成如上所述的复星座点。OFDM波形的基本符号速率是8KHz，而在6MHz频带中共有552个载频。对于各种载频类别，下表1汇集了优选的调制类和带宽配置。

             表1频带配置  载频或载波数量          调制    容量    带宽同步频带  24载频(在每端2个同步    BPSK    n/a     216KHz

      载频和每端10个保护载频)有效负    480(240DSO⁺信道)       32QAM   19.2    4.32MHz载数据                                    MBPSIOC       48(每20个数据信道       BPSK    384     432KHz

      2个或24个IOC信道)               Kbps内部频    在每端的剩余部份        n/a     n/a     1.032MHz带保护                                            (每端516KHz)复合信号  55²                    n/a     n/a     6.0MHz

在频谱的每一端提供保护频带以允许在传输后和在接收前的选择性滤波。在整个频带中包括总共240电话数据信道，它能提供19.2Mbps的净数据速率。这样设计容量是考虑附加干扰，因此有足够的保证以实现用户到中心局的集中。将IOC信道插入整个频带以为放置在HISU的窄带接收机提供冗余和通信保证。IOC数据速率为16Kbps(在每秒8KHz帧的符号速率的两个Bbps载频)。有效地为每10个有效负载数据信道提供一个IOC。如果IOC信道被破坏，一个只能访问单个IOC信道的ISU，例如HISU将被迫重调谐。但是，一个能访问多个IOC信道的ISU，例如MISU，在前一选择被破坏时，可选择另一个IOC信道。

同步信道在频带每端为了冗余而被复制，并从可用载波主体作一偏移以保证同步信道不干扰其它使用的信道。同步信道已在前面被描述而下面将进一步描述。同步信道在比电话有效负载信道低的功率电平工作以减少任何以这种信道的干扰的影响。功率的减少也使得可在同步信道和有效负载电话信道之间使用更小的保护频带。

与从电话信道作偏移相反，也可在电话信道中实现一个同步或冗余同步信道。为使它们不干扰电话信道，可用较小符号速率实现同步信道。例如，如果在8KHz符号速率实现电话信道，则可在2KHz符号速率，也可在更低的功率电平实现同步信道。

ISU100被设计用于接收如图90所示的，总的6MHz频谱的一个子带。作为一个例子，HISU68将优选地只检测可用的522个信道中的22个。这种实现方式主要是一种节约成本/功率的技术。通过减少接收的信道数量，显著地减少抽样速率和伴随的处理要求，可用今天的市场上普通的转换部件来实现。

一个给定的HISU68被限制接收在HISU接收机频率范围内的有效负载数据信道中的最多10个DSO⁺。剩余信道将被用作保护间隔。此外，为了减少功率/成本要求，将把合成频率步长限制为198KHz，将HISU调谐范围限制为8个信道段。如图90所示提供一个IOC信道使得每个HISU68将总是访问一个IOC信道用于经由HDT12控制HISU68。

MISU66被设计用于接收如图90中所示的13个子带，或240个可用DSO中的130个DSO。同样，调谐步长被限制为128KHz以完成一个有效的合成的实现。这些是对于HISU68和MISU66的优选数据，而一个熟悉本技术领域人员应注意的是，这儿许多特定值可以改变而不改变由附属权利要求所确定的发明的范围和精神。

如熟悉本技术领域人员所知的，可能有在少于6MHz频带内在信道上支持操作的必要。随着系统的硬件和软件适当改进，这种重新配置是可能的，这对于熟悉本技术领域人员而言是很清楚的。例如，对于2MHz信道，在下行方向，HDT12将在总频带的子集上产生信道。HISU原为窄带，它可被调谐到2MHz频带内。支持130个信道的MISU可在2MHz频带范围外接收信号。利用硬件改进要求降低滤波器选择性。一个80信道MISU将可在2MHz系统的限制下工作。在上行方向，HISU可在2MHz频带内产生信号而MISU发射部件将限制信息在窄带内产生。在HDT处，干扰滤波器可提供充分的选择性以防频带外信号的能量。窄带系统可在2MHz频带边缘要求同步频带。

如上所述，通过使用下行同步信道获得了用于将用于下行信息检测的系统初始化的信号参数。ISU用载波，幅度，定时恢复块166建立了用于这种下行信息检测的频率、幅度和定时信号的同步。下行信号构成点到多点拓扑，OFDM波形以固有的同步方式经由一单独路径到达ISU。

在上行方向，在HDT12激活ISU100用于发送之前，每一ISU100必须通过一上行同步过程被初始化和激活。使用对于ISU的上行同步过程以使来自不同ISUs的波形合并到在HDT处的统一波形。上行同步过程包括各种步骤，其中的部份前面已描述过。它们包括：ISU传输电平调整，上行多载波符号对准，载波频率调整。和往返路径延迟调整。这种同步是在6MHz频带操作指令的获得后实现的。

通常，就电平调整而言，HDT12校准由ISU100接收的上行传输的被测信号强度并调整ISU100发射电平使所有ISU都在可接受门限范围内。在符号对准与路径延迟调整前进行电平调整以使这些测量精确度最高。

通常，符号对准是对于由MCC调制解调器82和ISU调制解调器101所实现的多载波调制方法的必需要求。在传输的下行方向，所有在ISU100接收的信息都由单个CXMU56产生，使在每个多载波上的符号调制都是自动地被相位对准。但是，由于HFC分布式网络11的多点到一点特性和ISU100的不等延迟路径，在MCC调制解调器82接收机结构处的上行符号对准也不同。为了使接收机效率最高，必须将所有上行符号在一窄相位范围内对准。这是通过提供一个可调整的延迟路径参数而在每个ISU100中实现的，使得从不同ISUs上行接收的所有信道的符号周期对准在它们到达HDT12的那点处。

通常，进行往返路径延迟调整使得在系统中由HDT网络接口62到所有ISUs100和由所有ISUs100回到网络接口62的往返路径延迟必须相同。这样要求是为了在整个系统中保持信令多帧完整性。用于电话传输部份的所有往返处理都有可预知的延迟，除了与经过HFC分布式网络11自身的信号传播相关的物理延迟。装在HDT12附近的ISUs100有比装在离HDT12最远距离处的HDT12更小的往返延迟。进行路径延迟调整以使所有ISU的传输系统都有相同的往返传播延迟。这也为经系统传输的DSI信道维持多帧排序，以相同排序为与相同DSI相关的语音业务维持带内信道信令或信令的对准。

通常，必须进行这样的载波频率调整使得在载波频率之间的间隔是这样的以维持载波的正交性。如果在MCC调制解调器82处没有以正交排列的形式接收到多载波，则可能产生多载波间的干扰。这种载波频率调整可以以类似于符号定时信号或幅度调整的方式进行或如上所述的在ISU上进行。

在初始化过程中，当刚给ISU上电时，ISU100不知道应该接收哪个下行6MHz频带，因此提出了在初始化过程的操作步骤中要捕获6MHz频带的要求。它使用“扫描”方法以找出它的下行频带直至ISU100成功地捕获6MHz频带用于操作。ISUs100的CXSU控制器102的本地处理器从范围为625到850MHz的默认6MHz接收频带开始。ISU100在每一6MHz频带等一段时间，例如100毫秒以寻找一个有效的6MHz获取命令，它与对应于ISU的独特的识别号相一致；这种独特的标识符采用或根据ISU设备的序列号的形式。如果在那6MHz频带中没有发现有效的6MHz获得命令，则CXSU控制器102访问下一6MHz频带，过程重复。用这种下面将进一步解释的方式，HDT12可通知ISU100。它应将哪一个6MHz频带用于频率接收而将哪一频带用于频率上行发送。

如上一般所述的ISUs的初始化和激活过程，和跟踪或跟踪同步将在下面进一步描述。虽然用MISU66与CXSU控制器103一起进行描述，但也同样适用于任何用等效的控制器逻辑实现的ISU100。同轴主控卡逻辑器(CXMC)80接受架式控制器单元(SCNU)58的指示去初始化和激活一个特定的ISU100。SCNU用一个ISU标志号来寻址ISU。CXMC80用一个设备序列号或设备的特定标识符与ISU标志号相关连。设有两个从工厂运来的ISU设备拥有同一个特定标识符。如果ISU100从没在当前系统数据库中被初始化和激活，则CXMC80为正被初始化和激活的ISU100选取一个个人标识号(PIN)码。这个PIN码被存储于CXMC80中并有效地表示了ISU100将能接收的所有与它通信的“地址”。CXMC80在每一ISU标志号，ISU设备的独特标识符，和PIN码之间维护一个查找表。每一个与CXMU56相关连的ISU100都有一个独特的PIN地址码分配。将为对所有ISU的广播特性保留一个PIN地址码，它允许HDT可对所有被初始化和激活的ISUs100发送消息。

CXMC80发送一个允许初始化和激活消息给MCC调制解调器82，该命令通知MCC调制解调器82。操作过程开始并应启动在MCC调制解调器82中的相关的检测功能。这种功能至少部份地由在图15中MCC上行接收机结构中所示的并且前面已讨论的载波，幅度，定时恢复块222实现。

CXMC80通过MCC调制解调器82经由它在其中发送的6MHz频带的所有IOC信道上发送一个标识消息。这种消息包括一个分配给被初始化和激活的ISU的PIN地址码，一个指示在ISU100允许ISU初始化和激活的命令，一个ISU设备的独特的标志，例如设备序列号，和循环冗余校验和(CRC)。这种消息被周期性地发送一段确定时间。这段时间是一个ISU可扫描所有下行6MHz频带，侦听一个有效的标识信息的最长时间。周期速率，例如50msec.(毫秒)，影响ISU多块找到它的标识。CXMC将不试图在同一时间使一个以上的ISU同步。如果超过最大时限ISU没有响应则执行软件超时。超时必须在为ISU要求的最大时限外以获得同步功能。

在由CXMC80进行的周期性发送过程中，ISU使用扫描方法而找到它的下行频带。CXSU的本地处理器由范围在625到850MHz的默认6MHz接收频带开始。ISU100选择6MHz频带的主同步信道，然后检测这段时间以后同步的丢失。如果同步的丢失仍然存在，则选择次同步信道并检测一段时间以后同步的丢失。如果同步的丢失仍然存在，则ISU在下一个6MHz频带重新开始同步信道的选择。当在同步信道上不存在同步的丢失，则ISU选择包括IOC的第一子带并侦听正确的标识消息。发现与它的独特的标识符相一致的正确的标识信息，则将PIN地址码锁存于合适的寄存器中。如果在第一子带中未发现正确的标识信息，则选择一个中间子带，例如第11个子带，然后ISU重新侦听正确标识消息。如果消息再一次不正确，则ISU在另一6MHz频带重新开始。ISU在一个子带用至少等于两倍CXMU传输时间的时间，例如当传输时间为上述的50msec时则用100msec来侦听正确标识信息。初始化和激活命令在ISU100中是独特的命令，因为ISU将不要求PIN地址码匹配来响应于这种命令，而只要有效特殊标识符和CRC匹配。但是，来自CXMC80的经MCC调制解调器82发送的初始化和激活命令将只是一个ISU100不需有效PIN地址码匹配而被允许接收的命令。如果一个未初始化和未激活的ISU100接收到一个在IOC信道上经由MCC调制解调器82的来自CXMC80的初始化和激活命令，与独特标识符和有效CRC相匹配的数据。ISU100的CXSU102将存储与命令和独特标识符一同发送的PIN地址码。从这点上而言，ISU100将只对用它的正确PIN地址码作为它的地址的命令，或广播地址码响应；除非，当然，ISU再次被激活和被给予一个新的PIN地址码。

在ISU已接收到一个与它的独特标识符匹配的信息后，ISU将接收带有有效PIN地址码的上行频带命令，它告知ISU哪一个频带用于上行传输和用于被ISU100使用的上行IOC信道的载波或载频标识。CXSU控制器102翻译这一命令，并正确地激活ISU100的ISU调制解调器101，在正确的上行频带中响应。一旦ISU调制解调器101捕获正确的6MHz频带，CXSU控制器就给ISU调制解调器101发送一个消息命令以允许上行同步。使用HDT12的MCC调制解调器上行接收机结构的载波，幅度和定时恢复块222的分布环被用于为上行传输锁定包括幅度，载波频率，符号对准，和路径延迟的各种ISU参数。

图16一般地描述了这种分布环。当一个新设备被挂在电缆上时，HDT12命令挂在电缆上的ISU进入上行同步模式不包括其它任何ISU100。然后将在新ISU上的信息给HDT12，HDT12还为到用户ISU单元的各种参数提供下行命令。ISU开始在上行方向的传输，而HDT12锁定到上行信号上。HDT12关于被调整参数得到一个误差指示器并命令用户ISU去调整这一参数。在过程中重复误差的调整直至ISU传输的参数被锁定到HDT12。

更具体些，在ISU100捕获了用于操作的6MHz频带后，CXSU102发送一个消息命令给ISU调制解调器101而ISU调制解调器101在图9所示的频谱分配中的主同步频带内的同步信道上发送一个同步波形。如图9中分配的一样与有效负载数据信道有一偏移的上行同步信道包括一主要的和一备份的同步信道，这使得如果其中一个信道被破坏，仍然可以完成上行同步。

MCC调制解调器82检测一个有效信号并在来自ISU的被接收信号上进行幅度电平测量。同步波形向CXMC80说明ISU100已接收到激活和初始化和频带命令并准备由上行同步开始工作。CXMC80决定是否应调整ISU100的发送电平和调整量。如果要求电平调整，CXMC80在下行IOC信道上发送一个消息指示ISU100的CXSU102去调整ISU调制解调器101的发射机的功率电平。CXMC80继续检测来自ISU100的接收功率电平并提供调整命令给ISU100直至ISU100发送的电平可以接受。在ISU处如前所讨论的调整幅度。如果重复一定次数的幅度调整没有达到幅度平衡或如果用主同步信道没有检测到信号存在，则在备用同步信道上进行同样的过程。如果重复一定次数的幅度调整没有达到幅度平衡或如用主要或备用同步信道没有检测到信号存在，则ISU复位。

一旦完成ISU100的传输电平调整并且达到稳定，CXMC80和MCC调制解调器82就进行载波频率锁定。MCC调制解调器82检测由ISU100发射的载波频率，并在被接收的来自ISU的传输上进行一种相关以计算载波频率误差校正，这对于将所有来自ISUs的上行传输的多载波正交校准是必需的。MCC调制解调器82将消息返回给CXMC80用于给出载波频率误差调整量，这是为ISUs实现频率对准所要求的。CXMC80在下行IOC信道上经由MCC调制解调器82发送消息以指示CXSU102调整ISU调制解调器101的发射频率并重复这一过程直至在对于OFDM信道间隔的一定容限下确定这一频率。将至少通过合成器块195(图13和14)进行这种调整。如果如前所述在ISU上完成频率锁定和调整，则不使用这一频率调整方法。

为了建立正交性，CXMC80和MCC调制解调器82进行符号的对准。MCC调制解调器82检测由ISU调制解调器101发射的以8KHz帧速率调制的同步信道，并在被接收的信号上进行硬件相关以计算延迟校正，这是对来自所有不同ISU100的上行ISU传输的符号对准所必需的。MCC调制解调器82将消息返回给CXMC80以指示ISU符号对准所要求的延迟调整量，这使得所有符号在HDT12处被同时接收。CXMC80通过MCC调制解调器82在下行IOC信道中发送一个消息以告知CXSU103去调整ISU调制解调器101传输的延迟。重复以上过程直至实现ISU符号的对准。将至少通过时钟延迟196(图13和14)调整这种符号对准。为达到符号对准平衡可能需要多次重复，如果在限定次数的重复中没有达到，则可复位ISU。

在符号对准的同时，CXMC80发送一个消息给MCC调制解调器82去进行路径延迟调整。CXMC80通过MCC调制解调器82在下行IOC信道上发送一个消息告知CXSU控制器102允许ISU调制解调器101能够在同步信道上发送另一个指示ISU100的多帧(2KHz)对准的信号。MCC调制解调器82检测到这个多帧对准波形并在这一波形上进行相关。由这种相关调制-解调器82计算为满足通信系统的往返路径延迟要求的附加符号周期，然后MCC调制解调器82返回一个消息给CXMC80以指示附加延迟量，这是为满足所有的路径延迟要求而必须增加的，然后CXMC通过MCC调制解调器82在下行IOC信道上发送一个消息指示CXSU控制器102传递一个包含有路径延迟调整值的消息给ISU调制解调器101。为达到路径延迟平衡可能需要多次重复，如果在预定次数重复中没有达到，则可再次复位ISU。同在图13和14的上行发射机结构的显示延迟缓存器“n”抽样192中能看到的一样，在ISU发射机中进行这种调整。可分别地或一起用在同步信道上发送的相同的或不同信号在同一时间进行路径延迟和符号校准。

在ISU被初始化和激活前，ISU100不能在480个载频或载波的任何一个上发送电话数据信息。在完成初始化和激活后，ISUs在OFDM波形中的传输所要求的容限里，ISU被告知传输是可能的而上行同步完成。

在为系统初始化和激活ISUs后，可以周期地进行跟踪同步或跟踪以使ISUs在OFDM传输规格的要求容限内予以校准。完成跟踪同步以计算出温度引起的元件值漂移。如果ISU100在最后仍未被激活，则可被调谐到同步信道，并根据前述的上行同步过程，要求ISU更新上行同步参数。另外，如果ISU刚被使用过，可在IOC信道上进行跟踪同步或跟踪。在如图17中一般所示的方案下，要求ISU通过HDT12经由IOC信道提供一个信号，HDT12捕获这一信号并确认它在为在OFDM波形中的信道要求的容限内。如果不是，则要求ISU调整这种有偏差的参数。另外，在长时间工作过程中，也可由HDT12要求ISUs为了更新上行同步参数的目的在IOC信道上或同步信道上发送一个信号。

在下行方向，IOC信道传输控制信息给ISUs100。虽然没有要求差分方式的下行调制，但调制格式最好是差分编码的BPSK。在上行方向，IOC信道传输控制信息给HDT12。IOC信道被差分BPSK调制以当在上行方向发送数据时减少与均衡器相关的渡越时间。将控制信息放在一个字节边缘上(500μs帧)。来自任何ISU的数据可在IOC信道上异步地传输；因此，有潜在的冲突产生。

由于有潜在的冲突，因此应在数据协议层次完成在上行IOC信道上的冲突的检测。用于处理这种冲突的协议可以包括，例如由ISU进行的指数退避。如果这样，当HDT12检测到在传输中的一个误差，将重传输命令广播给所有ISU_s以使得ISU_s在等候一特定时间后在IOC信道上再次传输上行信号，等候时间将根据一个指数函数。

熟悉本技术领域人员将认识到可以实现上行同步以允许只使用符号定时环的多点到点传输，这用于由HDT12要求的由ISU进行的符号定时调整。可以用ISUs中的没有锁定到HDT的高质量本地自由振荡振荡器取消用于上行同步的频率环。另外，在ISUs处的本振可被锁到一外部参考源上。幅度环对实现在HDT处的符号对准不是必需的。

在通信系统中的呼叫处理要求一种方法，其中分配给用户以系统的信道用于由HDT12到ISUs100的电话传输。根据本发明的本通信系统可以支持不包括集中的呼叫处理技术，例如TR-8业务，和包括集中的呼叫处理技术，例如TR-303业务。当要求服务的ISU终端数目多于可为ISU提供服务的信道数目时，产生集中。例如，对于系统而言可有1000个用户线终端，而只有240条有效负载信道可被分配用于为这种用户提供服务。

在不要求集中处，例如对于TR-8操作，在6MHz频谱中的信道被静态分配。因此，下面关于信道监测将只进一步讨论信道的再分配。

另一方面，动态分配信道以提供集中，例如为了提供TR-303业务，HDT12支持信道的按需分配用于经由HFC分布网络11的电话数据的传输。使用用于在HDT12和ISUs100之间通信的IOC信道完成这种信道的动态分配。为由用户在ISU100接收的呼叫或为由用户在ISU100产生的呼叫动态地分配信道。如上讨论的，HDT12的CXMU56实现在HDT12和ISUs100之间传递呼叫处理信息的IOC信道。具体的，随后的呼叫处理消息在IOC信道上维持。它们至少包括由ISU到HDT的占线和摘机消息；由ISU到HDT的空线和挂机消息；在HDT和ISU之间的允许和不允许空线检测消息。

对于在HFC分布式网络11的到用户的一个呼叫，CTSU54发送一个消息给与用户线终端相关联的CXMU56并指示CXMU56分配一个信道用于经由HFC分布式网络11的呼叫的传输。然后CXMU56在IOC信道上插入一条命令，这命令由呼叫被指定的ISU100接收；命令提供适当的信息给CXSU102以提示ISU100分配信道。

当用户在ISU端产生一个呼叫，每一个ISU100负责监测信道单元的占线情况。当检测到占线，ISU100必须使用上行IOC工作信道将这种变化与发端线的PIN地址码一起传给HDT12的CXMU56。一旦CXMU56正确地接收到占线消息，CXMU56就将这一信号发送给CTSU54，它同样也提供必要的信息给交换网络以建立呼叫。CTSU54检测信道的可用性并为在ISU100产生的呼叫分配一条信道。一旦鉴别出一条信道完成了来自ISU100的呼叫，CXMU56就将这一信道经由下行IOC信道分配给请求占线的ISU100。当用户挂机，将一个合适的空线消息上行发送给HDT12，它将这一信息提供给CTSU54以使得可重新分配信道以支持TR-303服务。

可在调制解调器中使用另一种技术进一步地进行空闲信道检测。在ISU100处的用户结束数据有效负载信道的使用后，MCC调制解调器82可以确定以前分配的信道空闲。可由均衡器214(图15)用均衡过程来进行空闲检测，均衡器检测FFT的结果，而FFT输出一复数(I和Q分量)符号值。如这儿关于均衡的前述，计算一个用于更新均衡系数的误差。典型地，当均衡器获得一个信号并检测到有效数据，则误差将是小的。在信号被终时，误差信号将增加，这可用信噪监测器305监测以确定所使用的有效负载数据信道的终止或信道空闲状态。当系统的这种操作支持集中时，可将这种信息用于分配空闲信道。

均衡过程也可用于确定未分配的或已分配的信道是否被干扰破坏，这将在下面就信道监测更详细地解释。

电话传输系统可用多种方式提供信道保护以防止干扰。窄带干扰是由外源被耦合进传输的窄带信号。驻在OFDM波形中的干扰信号可潜在地使整个频带脱线。一个干扰信号(更可能)不是对于OFDM载波正交的，在更坏情况下，可以一足够电平将干扰加入每一个OFDM载波信号将几乎每一个DSO+破坏到这种程度，即性能恶化到低于最低位误码率。

一种方法包括一个数字可调谐陷波滤波器，它包括一个用于鉴别在频带上的干扰位置的干扰检测算法。一旦定位，则更新滤波以提供一个应将干扰从OFDM波形中陷波滤除的任意滤波器响应。这种滤波器可以不是基本调制解调器操作的一部份，但要求鉴别恶化的信道以将它们“调谐”出去。作为滤波结果的信道损失量将根据频谱内的误码率特性确定以确定干扰真正被破坏的信道有多少。

如上所讨论的关于干扰滤波器和图15的MCC上行接收机结构的FFT12的另一方法是多相滤波器结构。在HDT12处吸收与滤波器有关的成本和功率，同时为系统提供足够的保护以防止干扰。因而，在ISU100处的功率损耗没有增加。选优的滤波器结构包括如前讨论的根据图20和21的两个交错多相滤波器，虽然一个滤波器的使用被明显地与一些信道的损失一起考虑。滤波器/转换对将滤波器和解调过程合并为一个单一步骤。由多相滤波器提供的一些特性包括保护接收频带防止窄带干扰的能力和允许在上行传输中的可伸缩带宽的使用。如果干扰使得一些信道不能使用，HDT12可用这些方法命令ISUs在不同的载波频率上传输上行流以避免这种干扰。

上面用于防止干扰的至少包括数字可调陷波滤波器和多相滤波器的方法也同样适用于使用多载波传输的点到点系统。例如，单独一个MISU传输到单一HDT可使用这种技术。另外，单向多点到点传输也可使用这种技术以防止干扰。

另外，基于上面所说的信道监测和分配或再分配可被用于避免干扰。外部变化可以不利地影响所给信道的质量。这些变化是大量的，范围可由电磁干扰到在光纤中的物理断裂。在光纤中的物理断裂切断了通信链路而且不能通过交换信道避免，但是被电干扰的信道可以在干扰消失前不使用。在干扰消失后，可再使用这一信道。

参照图28，使用信道监测方法以检测和避免被破坏信道的使用。信道监测器296被用于从底层支持软件298的接收事件和更新在本地数据库中的信道质量表。监测器296也发送消息到默认隔离器302和用于分配或再分配的信道分配器304。到信道监测器的基本输入是奇偶位误码，它可由每个DSO⁺信道的硬件提供；如前讨论的，DSO⁺信道是10-位信道，其中一位是插入到信道的奇偶校验位或数据完整位。在特定信道上的奇偶错误信号可被用作原始数据，将它抽样并经过一段时间积分以获得信道的质量状况。

对于每一个包括POTS，ISDN，DDS，和DS1的不同业务类型用两个时间帧对奇偶错误积分以确定信道状况。第一积分过程是基于对所有业务类型的-秒的短积分时间。第二过程，长时积分，是与业务有关的，例如表3中可见的对不同的业务的误码率要求要求不同的积分时间和监测周期。

参照图29A，29B和29C，描述了基本的短积分操作过程。当CXMU56检测到信道的一个奇偶错误时，通过将中断优先级设置为高于该奇偶中断(图29)使奇偶校验中断被禁止。如果接收到指示接收信号故障的调制解调器报警信号，则将忽略奇偶错误直至故障结束。因此，一些故障状况将代替奇偶错误检测。这种报警状况可包括信号的丢失，调制解调器故障和同步的丢失。如果调制解调器报警没有激活，则更新奇偶计数表并如图29B所示，允许误码定时器事件。

当允许误码定时器事件，信道监测器296进入一种模式，其中每10毫秒读取CXMU56的奇偶错误寄存器，在1秒的监测周期后将误码计数总计。通常，误码计数被用于更新信道质量数据库和确定哪一条(如果存在)信道要求再分配。数据库的信道质量表300包括每一信道的正在进行的记录。这个表将信道的历史数据归类，例如：指派给信道的当前ISU，监测的开始，监测的结束，总误码，昨天的误码，上周和上30天的误码，自上一个误码后的秒数，昨天，上周和上30天的严重错误，和指派给信道的当前业务类型，例如ISDN。

如图29A所示，在不允许奇偶校验中断和不存在有效报警后，更新奇偶计数和允许定时器事件。如上所示的定时器事件(图29B)包括一个一秒环路，误码在这儿被监测。如图29B所示，如果一秒循环的时间未，则继续更新误码计数。当一秒时间时，将误码总计。如下所述的如果经过一秒周期的总计误码数超过允许量说明这个被分配信道被破坏或恶化，则通知信道分配器304并将ISU传输再分配给不同的信道。如图29C所示，当再分配结束时，中断优级减少并低于奇偶校验中断，以使得信道监测继续并关于所采取的操作更新信道质量数据库。可将再分配任务作为与误码定时器任务相独立或者与之相连的任务完成。例如，再分配器304可以是信道监测器296的一部份。

如图290所示，在图29B的误码定时器任务的另一实施例中，可在一秒时间结束前确定信道恶化。这使得可在一秒间隔的最初部份确定信道被破坏，使得可快速地鉴定并可以不用等候整个一秒时间结束而再分配。

不使用再分配，而可提高用于ISO的传输的功率电平以克服在信道上的干扰。但是，如果提高在一个信道上的功率电平，由于总的功率电平必须保持基本稳定，则至少有一个其它信道的功率电平降低。

如果确定所有信道都恶化，则通知默认隔离器302指示有出现严重故障的可能性，例如光纤断裂。如果经过一秒周期的总计误码没有超过允许量，说明被分配的信道没有被破坏，则中断优先级被减少而低于奇偶校验中断，禁止误码定时器事件。于是结束这一事件而按图29A再一次监测信道的奇偶错误。

必须读到如上所述的由周期性奇偶位监测产生的两个问题，这是为了估计对应于在一秒的监测周期中的观测到的奇偶错误数的误码率。第一个是奇偶校验自己的特性。即使错误实际可能代表大量的数据比特。但使用块错误检测的对数据格式的被认可的检测假设了一个错误块代表一比特误码。由于数据传输系统的特性，引入调制数据的错误将可预料地使数据随机化。这意味着平均错误帧将包括四(4)个错误数据比特(除第9位)。由于奇偶校验只检测奇数位错误，有一半的错误帧不能用奇偶校验检测。因此，由传输干扰引起的每个奇偶(帧)错误代表平均8位(数据)错误。第二，每个监测奇偶错误代表80帧数据(10ms/125μs)。因为奇偶错误被锁存，则所有错误将被检测，但是多个错误将作为一个错误而被检测。

当再分配一个信道时将作为确定的基础的误码率(BER)选为10^-3。因此，必须确定在一秒间隔中不超过10^-3的可接受的奇偶错误数。为确定可接受的奇偶错误数，必须预测由每个观察(监测)的奇偶错误所代表的可能的帧错误数。如果给出监测的奇偶错误数，每个监测的奇偶错误的可能的帧错误数，和由帧(奇偶)错误代表的误码数，则可得出一个可能的误码率。

使用一种统计技术作出以下假设，

1.错误为泊松分布，和

2.如果对于总的“抽样”数(100)，被监测的奇偶错误数较小(＜10)，被监测的奇偶错误率(MPER)反映平均的误帧率(FER)。

由于被监测的奇偶错误(MPE)代表80帧，假设2暗示了在每个奇偶错误“后”的帧错误数(FSs)等于80MPER。那即是，对于以每个抽样10ms的100个奇偶抽样，每个奇偶错误的平均帧错误数等于一秒内的MPEs计数的0.8倍。例如，如果在一秒周期中观测到3个MPEs，则对于每个MPE的平均FEs数为2.4。所希望的误码率亦以抽样量再被除以每个帧错误的位错误就得出在这抽样中的等效帧错误数。FEs数也等于MPEs数和每个MPE的FE数的乘积。给出所希望的BER，可以确定根据下面方程的解集。 $\left(\mathrm{MPE}\frac{\mathrm{FE}}{\mathrm{MPE}}\right)=0.8\mathrm{MPE}$

如下的泊松分布被用于计算由MPE(x)代表的所给出的FEs数的概率。前面的假设2被用于得出每个MPE(μ)的平均FE数。 $p\left(x\right)=\frac{e^{-\mathrm{\μ}}{\mathrm{\μ}}^x}{X!}$

由于所希望的误码率是最大值，用x从0到最大数的值连续应用泊松方程。这些概率的总和就是对每个被监测的奇偶错误所产生的帧错误不超过x帧错误的概率。

在表2中显示了对于10^-3的误码率和每个1与8的帧错误的位误码的结果。

                     表2：误码率概率

                    最大帧错误/  平均帧错误/每个帧错    被监测的  监测的奇偶   监测的奇偶    BER＜10^-3误的位误码   奇偶错误    错误(X)     错误(μ)      的概率

             2           4          1.6          98％

8       3      3        2.4      78％

        4      2        3.2      38％

        8      8        6.4      80％

1       9      7        7.2      56％

        10     7        8.0      45％

用这种技术，可将在一秒积分过程中检测到的4个被监测奇偶错误值确定为一个阈值用于将ISU的业务指派给一条新的信道。通过假设一个最坏的情况来达此结果，即每个帧错误8位误码，但误码率好于10^-3的概率只有38％。对于10^-3的误码率(在64Kbit中有64个误码)，每帧的位误码，监测的奇偶错误和每个监测的奇偶错误的最大帧错误的乘积必须是64。因此，当在错误定时器事件中的奇偶错误的抽样是4或更大时，信道分配器被告知有一个被破坏的信道。如果抽样的监测的奇偶错误小于4时，使中断优先级低于奇偶校验中断，禁止错误定时器事件，结束错误定时器事件，然后开始监测信道，如图27A的流程图所示。

下面描述的是由信道监测器296的后台监控例行程序(图30)进行的长积分操作。后台监控是用于确保要求比短积分的10^-3的误码率更高质量的信道的质量完整性。如图30中的流程图所示，对于每种业务类型的经由特定时间的后台监控例行程序更新信道质量数据库表300，清除后台计数，确定如果积分的错误超过由每种业务类型所决定的允许限值，则按要求通知恶化的信道的信道分配器。

在操作过程中，在一秒间隔内，后台监控器更新信道质量数据库表。更新信道质量数据库表有两个目的。第一个目的是调整误码率和无错信道的错误秒数据的数目以反映它们提高的质量。第二个目的是对在被监控信道上的间发错误积分，这种间发错误所经历的错误级太低以至产生短积分时间再分配(小于4奇偶错误/秒)。此类信道使它们的BER和错误的秒数据的数目被调整，而根据数据，可能被再分配。我们知道这是长积分时间再分配，下面显示了每种业务类型的长积分时间再分配的默认标准。

                           表3

业务类型	最大BER	积分时间	错误的秒	监控周期
					POTSISDNDDSDS1	10-310-610-710-9	1秒157秒157秒15,625秒	8％0.5％0.04％	1小时1小时7小时

由于POTS业务不要求比10^-3更高的质量，所以使用短积分技术足以消除被破坏的信道，而不需要用长积分。

作为对一种业务类型的长积分的例子，可根据用于ISDN传输的信道来描述后台监控器。这种信道的最大误码率可为10^-6，用于积分时间的秒数为157。允许错误的最大秒数为157秒的8％，监控周期为1小时。因此，如果在一小时监控周期中经由157秒的总计错误秒数大于8％时，则将用于ISDN传输的恶化信道通知给信道监控器304。

未分配或未使用，但已被初始化和激活的信道，不论是否用于再分配给非集中业务。例如TR-8，或者用于再分配给集中业务，例如TR-303，都必须被监控以保证它们没有恶化，因此减少了将恶化信道分配或再分配给ISU100的概率。为了监控未分配的信道，信道监控器304使用一个后备管理例行程序(图31)以在一环路中建立未分配的信道，为了累积用于确定分配或再分配的错误数据。如果一条未分配的信道有错误，则一小时内它将不分配给ISU100。在信道已保持空闲状况(未分配)1小时之后，信道监控器将这些信道放于环路回送模式以观测它们是否已改善。在环路回送模式中，CXMU56命令被初始化和激活的ISU100在信道以足够长的时间传输消息以进行适当的在奇偶错误上的短时或长时积分。在环路回送模式中，它能确定以前被破坏的信道经过一段时间是否已改善并由此更新信道质量数据库表。当不在环路回送模式中，则可以关闭这种信道。

如上所述，信道质量数据库包括信息以允许以这样一种方式进行分配和再分配以使得用于分配或再分配的信道没有被破坏。另外，信道质量数据库的信息可被用于按质量排列未分配的信道以使得可以更有效地分配它们。例如，一个信道对于POTS而言足够好，而对于ISDN不够好。另一个信道可能对于这两者而言都足够好。则可将这另外的信道用于ISDN传输而不用于POTS。另外，质量非常好的特殊的备用信道可放在一旁以使得当干扰相当严重时，总可以有一个信道可被转换过去。

另外，也可对使用图15中所示的MCC调制解调器82上行接收结构的均衡器214的未分配和已分配的信道进行信噪比估计的确定。如前所述，均衡器以前是被用于确定信道是否空闲以使它可以被分配。如前所述，在均衡器的操作过程中，产生一个误差以更新均衡器系数。误差的幅度被映射入由信噪比监测器305(图15)所进行的信噪比(SNR)的估计。同样，一个没有使用的信道应没有在频带中的信号。因此，通过观测在未使用的FFT仓库中所检测的信号的变化，可确定信噪比的估计值。由于信噪比估计值直接与一个可能的误码率相关，因此这种可能的误码率可被用于信道监控以确定是好的或是坏的信道存在。

因此，为了对例如TR-8业务的非集中业务进行再分配，可与通过环路回送模式或者通过使用均衡器进行的SNR的估计值而监控的未分配信道一起进行对未分配信道的再分配。同样，也可根据通过使用均衡器进行的SNR估计确定未分配信道的质量来为例如TR-303业务的集中业务进行对这种未分配信道的分配或再分配。

关于信道分配，信道分配器304的信道分配例行程序检查信道质量数据库表以确定将哪一条DSO⁺信道分配给ISU100用于所要求的业务。信道分配器也检查ISU和信道单元的状态以确定在一服务状态和所要求服务的正确类型。信道分配器试图维持在ISUs处的带宽的最优分布以允许信道再分配的灵活性。由于优选是ISUs100，至少是HISUs，在任何给定时间只能访问RF(射频)频带的一部份，信道分配器必须在ISUs上进行信道使用的分布以使得使带宽的任何一部份不超载并且避免在一服务信道的再分配而为另外的信道腾出地方。

由信道分配器304进行的过程是将相同数目的每种ISU类型分配给6MHz频谱的每一频带的信道。如果需要，如果当前ISU频带已满并且有新的业务分派给ISU，则在ISU上的信道在使用中可被移到一新的频带。同样，如果在一个频带中由ISU使用的信道被破坏，ISU可被分配到在另一子带中或在另一频带的信道中的信道。记住，一个HZSU总是访问分布于整个频谱的IOC信道中的一个，因此分配的IOC信道继续允许在HDT12和HISUs之间的通信。通常，有最长的最低误码率史的信道将最先被使用。用这种方式，已被标记为恶化的和随后被分配用于监测目的的信道将最后才被分配，因为它们的历史将比已在低误码率条件下工作了更长时间的信道的历史更短。

             电话传输系统的第二实施例

参照图24-27将描述OFDM电话传输系统的第二实施例。图24显示了6MHz频谱分配。6MHz带宽被分为对应于9个单独调制解调器226的9个信道频带。一个熟悉本技术领域人员将认识到可通过组分识别操作使用更少的调制解调器。每个信道频带包括用每个符号有五比特的正交32进制格式132-QAM(正交调幅1)调制的信道。分配一个单独信道以为用于在HDT12和ISUs100之间的通信的操作和控制数据(IOC控制数据)的传递提供支持。这一信道使用BPSK(双相移键控)调制。

首先应关于下行传输，其次关于上行传输描述传输结构。参照图25，描述了HDT12的MCC调制解调器82的结构。在下行方向，串行电话信息和控制数据由CXMC80经过串行接口236引入。串行数据被解复接器238解复接为并行数据流。这些数据流被提交给一组32个信道调制解调器226，它们完成符号映射和快速傅立叶变换(FFT)功能。32信道调制解调器输出时域抽样，时域抽样穿过由合成器230驱动的一系列混频器240。混频器240产生一系列相互正交的频带，而每个频带通过滤波器/合成器228被滤波。然后合成器242和混频器241将滤波器/合成器228的集合输出上变频到最终发射频率。然后这个信号被滤波器232滤波，被放大器234放大，再被滤波器232滤波以去除噪声成分。然后这个信号通过电话发射机14耦合到HFC分布网络上。

在HFC分布网络11的下行端上，一个ISU100包括一个如图26中所示的用户调制解调器258。经由同轴分支30从ODN18接收下行信号并用为整个6MHz频带提供选择性的滤波器260进行滤波。然后信号被分为两部份。第一部份为系统的同步时钟提供控制数据和定时信息。第二部份提供电话数据。由于控制数据与电话数据分离地被接收，因此如前所述这被称为带外ISU。这种被BPSK调制的带外控制信道被分离出来并被混频器262混频到基带。然后这个信号被滤波器263滤波并通过自动增益控制级264和考斯塔斯环266，其中载波相位在此被恢复。所产生的信号进入定时环268，这使得可为整个调制解调器恢复定时信号。作为考斯塔斯环的副产品的IOC控制数据进入ISU100的32信道OFDM调制解调器224。下行OFDM波形的第二部份被混频器270和有关的合成器272混频为基带，混频器270的输出被滤波器273滤波，然后通过一个自动增益控制级270以准备被接收。它进入32信道OFDM调制解调器224。

参照图27，通过功能块276硬限幅IOC控制数据并将它提供给微处理器226。OFDM电话数据通过一个模数转换器278，输入到一个先进先出缓存器280，它被存储在这里。当存储了足够的信息量，它被微处理器226接收，在这里进行解调过程的剩余部份，包括FFT的运用。微处理器226通过接收数据和接收数据时钟接口提供被接收的数据到系统的余下部份。快速傅立叶变换(FFT)引擎282脱离微处理器而被实现。但是，一个熟悉本技术领域的人也将认识到可由微处理器226进行FFT282。

在上行方向，数据通过发送数据端进入32信道OFDM调制解调器224，并被微处理器226转换为符号。这些信号经过FFT引擎282，产生的包括保护抽样的时域波形穿过一个复混合器284。复混合器284将波形在频域混频，然后信号穿过一个随机存取存储器数模转换器286(RAM DAC)。RAM DAC包含一些在将抽样送到ISU上行发射机的模拟部分(图26)之前存储抽样的RAM。参照图26，用于上行传输的OFDM输出被滤波器288滤波。然后波形通过混频器290，在这里它在合成器291的控制下被混频直至发射频率。然后这个信号通过处理器增益控制292，以使得可在上行路径上进行幅度的调整。上行信号在同轴分支30上的到ODN18的上行传输之前最后通过作为最终选择性的6MHz滤波器294。

在HDT12一边的上行方向中，在同轴上从电话接收机16接收到的信号被滤波器244滤波。被放大器246放大。正交频分复接的接收的信号被一组混频器248和有关的合成器250混频到基带。然后混频器248的每个输出被基带滤波器组252滤波而然后每个输出的时域波形被发送到32信道OFDM调制解调器226的解调器。信号通过一FFT而符号被映射为比特。这些(比特)被复接器复接到一起并通过其它串行接口256被送至CXMU56。

如本实施例中所示，这个ISU是带外ISU。由于用于控制数据和电话数据的分离接收机的使用如上面讨论的所示。另外，进一步显示了频谱到信道频带的分割。传输系统的所附权利要求所考虑的其它各种实施例都可建立在这里描述的实施例上。在一个实施例中，至少用于同步信息传输的IOC控制信道，和电话业务信道或路径被提供到单一格式中。当4个BPSK调制载波以16Kbps速率工作，并产生总共为64Kbps的数据率时，实现在HDT12和ISUs100之间的IOC链路。每一个用户将实现像在第二实施例中的一样的简单的分离的收发信机，它连续地监控在下行链路上与电话信道分离地分派给它的业务信道。收发信机将要求调谐式振荡器以调谐到业务IOC信道，同样，一个IOC信道也可为6MHz带宽的信道频带提供服务，信道频带可包括用于电话数据和一个IOC信道的正交载波，它们被与正交载波的接收分离地被接收。

在另一个实施例中，没有4个BPSK信道，而是提供了一个单一64Kps IOC信道。虽然这符号率与OFDM框架的电话符号率并不一致，但这个单一信道依赖于OFDM频率结构。这个单一宽带信号要求在ISU100处的更宽带的接收机，这使得总可以在HDT12和ISUs之间实现IOC链路。由于单一信道的支持，可以使用一个固定参考振荡器，它是在用户单元中，不需调谐通过频带的所有部份。但是，不象在第一实施例中，IOC被分布在整个频谱，允许窄带接收机，本实施例中由于在ISU100处的宽带接收机的使用，使得功率要求将提高。

而又在另一实施例中，IOC链路可包括在每个32OFDM信道组中的两个IOC信道。这使在每一组中的32个OFDM载波增至34个。每个信道组可包括34个OFDM信道而信道频带可包括8至10个信道组。这种方法允许用于锁定到由HDT12提供的参考参数上的窄带接收器以使用OFDM波形，但是也增加了必须提供以OFDM数据路径格式的控制和业务信息的复杂性。由于用户可调谐到信道组的任何一个，放在附加载波中的信息必须被中心局跟踪。由于系统需要支持定时信号捕获要求，实施例也可要求将同步信号放在OFDM波形结尾之外。

但是，将理解到，即使在前面的描述中已列举了本发明的许多特点，和结构的细节和发明的功能，揭示是说明性的并可在顺序，形状，大小和各部份的排列方面变化，该变化在本发明的原则中，并通过附加权利要求所表示的术语的最通用意思完全揭示了它们。

Claims (34)

1.一种用于至少监控一个电话通信n-bit信道的方法，其特征在于一bit是奇偶校验比特，这种方法包括以下步骤：

对n-bit信道的奇偶校验比特进行抽样；

由奇偶校验比特的抽样得出一可能误比特率。

2.根据权利要求1的方法，还包括以下步骤：周期性监控，对至少一

个未分配电话信道累积错误数据。

3.根据权利要求1的方法，进一步包括以下步骤：

将可能误比特率与预定误比特率相比较以确定是否至少一个电话

通信n-bit信道被破坏；以及

如果这至少一个电话通信n-bit信道被破坏，将这至少一个电话通

信n-bit信道再分配给一个未被破坏且未被分配的电话通信n

bit信道。

4.根据权利要求1的方法，进一步包括以下步骤：

将可能的误比特率与预定的误比特率相比较以确定是否至少一个

电话通信n-bit信道被破坏；

如果这n-bit信道被破坏，则提高这n-bit信道的传输功率，

同时保持总的系统功率。

5.一种用于监控至少一个电话通信n-bit信道的方法，其特征在于一位是奇偶校验比特，这种方法包括以下步骤：

对n-bit信道奇偶校验的比特进行抽样

从奇偶校验比特的经由一段时间的抽样获取一个可能误比特率；

和

将经由一段时间周期的可能误比特率与预定的误比特率值相比较

以确定n-bit信道是否被破坏。

6.根据权利要求5的方法，进一步包括以下步骤：根据比较从这一n-bit信道到另一n-bit信道的对通信的再分配。

7.根据权利要求6的方法，其特征在于至少一条电话通信n-bit信道被包含在有许多电话通信n-bit信道的频带中，频带与至少一个控制信道相连，此外，其特征在于不同的n-bit信道也被放置在频带中。

8.根据权利要求6的方法，其特征在于至少有一条电话通信n-bit信道被包含于有许多电话通信n-bit信道的频带中，此外，其特征在于另一n-bit信道被放置在其余至少另外有一个控制信道与之相连的许多电话通信n-bit信道的第二频带中。

9.根据权利要求5的方法，进一步包括以下步骤：

如果n-bit信道被破坏，则提高n-bit信道的传输功率，并保

持总的系统功率。

10.根据权利要求5的方法，进一步包括以下步骤：

将可能的误比特率存储于一个表中，其特征在于这个表可用于将

未来的通信分配到一个n-bit信道上。

11.根据权利要求5的方法，进一步包括以下步骤：

如果信道未被破坏，则从至少经过一个更长的时间周期的奇偶校

验比特的抽样获得至少一个附加的可能误比特率；和

将这至少一个附加的可能误比特率与一个附加的预定误比特率值

相比较以确定这n-bit信道是否被破坏。

12.根据权利要求11的方法，其特征在于预定的误比特率值是对电话通信业务的，而附加的预定误比特率值是对附加的电话通信业务的。

13.根据权利要求12的方法，其特征在于一个电话通信业务是ISDN。

14.根据权利要求11的方法，进一步包括以下步骤：

如果n-bit信道被破坏，则提高n-bit信道的传输功率，同时

保持总的系统功率。

15.根据权利要求11的方法，进一步包括以下步骤：

根据至少一个附加可能误比特率与附加预定的误比特率值的比较

进行由n-bit信道到另一n-bit信道的通信的再分配。

16.用于监控至少一个电话通信n-bit信道的方法，其中一位是奇偶校验比特，此方法包括以下步骤：

对n-bit信道的奇偶校验比特经由第一时间周期进行抽样；

从经由第一时间周期的奇偶校验比特抽样获得一可能误比特率

将经由第一时间周期的可能误比特率与预定的误比特率值相比较

以确定n-bit信道是否被破坏；和

如果n-bit未被破坏，则经由一些连续时间周期累积可能误比特

率。

17.根据权利要求16的方法，进一步包括以下步骤：

将经由连续时间周期累积的可能误比特率与至少一个预定误比特

率值相比较以确定是否n-bit信道被破坏。

18.根据权利要求17的方法，进一步包括以下步骤：

如果n-bit信道被破坏，则将通信由此n-bit信道再分配到第

二个n-bit信道。

19.根据权利要求17的方法，进一步包括以下步骤：

如果此n-bit信道被破坏，则提高这个n-bit信道的传输功率，

同时保持系统的总功率。

20.根据权利要求19的方法，其特征在于预定的误比特率值取决于电话通信业务，而至少一个附加的预定误比特率值取决于至少一个附加的电话通信业务。

21.根据权利要求20的方法，其特征在于一种电话通信业务是ISDN。

22.根据权利要求16的方法，包括以下步骤：

如果n-bit信道被破坏，则将通信由此n-bit信道再分配到第

二个n-bit信道。

23.根据权利要求16的方法，包括以下步骤：

如果n-bit信道被破坏，则提高此n-bit信道的传输功率，同

时保持系统总的功率。

24.用于监控至少一个电话通信n-bit信道的方法，其特征在于一位是奇偶校验比特，此方法包括以下步骤：

对n-bit信道的奇偶校验比特进行抽样；

从经过第一时间周期的奇偶校验比特的抽样获得一个可能误比特

率；

将此经由第一时间周期的可能误比特率与第一预定误比特率值相

比较以确定n-bit信道是否被破坏；

从经由第二时间周期的奇偶校验比特的抽样获取一个可能误比特

率，第二时间周期比第一时间周期要长并与第一时间周期同时进

行；

将经由第二时间周期的可能误比特率与第二预定误比特率相比较

以确定n-bit信道是否被破坏；

25.根据权利要求24的方法，进一步包括以下步骤：

如果n-bit信道被破坏，则将通信从此n-bit信道再分配到第

二n-bit信道。

26.根据权利要求24的方法，进一步包括以下步骤：

如果n-bit信道被破坏，则提高此n-bit信道的传输功率，同

时保持系统的总功率。

27.根据权利要求24的方法，进一步包括以下步骤：

将可能误比特率存储到一个表中，其特征在于这个表可将未来的

通信分配到一个n-bit信道上。

28.一种用于监控至少一个未分配的电话通信信道的方法，此方法包括以下步骤：

周期性地监控至少一个未分配的电话通信信道；

为至少一个未分配的电话通信信道累积错误数据；和

允许至少一个未分配的电话通信信道根据错误数据而被分配。

29.根据权利要求28的方法，进一步包括以下步骤：

将电话通信从一个被破坏的电话通信信道再分配给至少一个未分

配的电话通信信道。

30.根据权利要求28的方法，其特征在于周期性地监控至少一个未分配的电话通信信道步骤包括：

从远程发射机发送一个n-bit信号，其特征在于一比特是奇偶校

验比特

对n-bit信道的奇偶校验比特进行抽样；和

从抽样的奇偶校验比特获取一个可能的误比特率。

31.根据权利要求28的方法，其中未分配的信道是一个关闭的分配的信道，方法进一步包括以下步骤：

增加在未分配信道上的远程位置的远程发射机的功率，这使得可

以监控此信道；和

在信道被监控以后关闭远程发射机。

32.根据权利要求28的方法，进一步包括以下步骤：

将可能的误比特率与预定误比特率值相比较以决定信道是否被破

坏。

33.根据权利要求28的方法，其特征在于至少一个未分配的电话通信信道是许多未分配通信信道中的一个，至少一定数目的未分配电话通信信道被监控；此方法包括步骤：根据这种监控，排列至少一定数目的未分配信道的质量。

34.根据权利要求33的方法，其特征在于排列步骤包括将一个质量最高的信道放在一旁作为后备信道。

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