JP4002239B2 - 直交周波数分割多重化方式の移動通信システムでピーク電力対平均電力の減少装置及び方法 - Google Patents

直交周波数分割多重化方式の移動通信システムでピーク電力対平均電力の減少装置及び方法 Download PDF

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Description

本発明は直交周波数分割多重化(Orthogonal Frequency Division Multiplexing:以下、“OFDM”とする)方式の移動通信システムにおける送/受信装置及び方法に関するもので、特に多重副搬送波による高いピーク電力対平均電力を減少させる装置及び方法に関するものである。
一般に、OFDM方式はサブチャンネルのスペクトルが相互に直交性を維持しつつ相互に重畳されているのでスペクトルの効率がよい。また、このOFDM方式は変調が逆高速フーリエ変換(Inverse Fast Fourier Transform:以下、“IFFT”とする)により具現され、復調が高速フーリエ変換(Fast Fourier Transform:以下、“FFT”とする)により具現される。
前記OFDM方式を使用する移動通信システムの送信器と受信器の動作を簡略に説明すれば、次のようである。
OFDM方式の送信器で入力データはスクランブラー、エンコーダ、インタリーバを経て副搬送波に変調される。このとき、この送信器は多様な可変伝送率を提供するようになるが、伝送率によりそれぞれ異なる符号率、インタリービングサイズ、及び変調方式を有する。通常に、エンコーダは1/2、3/4などの符号率を使用し、バースト誤りを防ぐためのインタリーバのサイズはOFDMシンボル当たりマッピングされる符号化ビットの数(NCBPS)により決定される。この変調方式はデータ伝送率によりQPSK(Quadrature Phase Shift Keying)、8PSK、16QAM(16-ary Quadrature Amplitude Modulation)、64QAMなどを使用する。一方、上記の構成により所定の個数の副搬送波に変調された信号は所定個数のパイロットが加わり、これはIFFTブロックを通過して一つのOFDMシンボルを形成する。ここに、多重経路チャンネル環境におけるシンボル間干渉を除去するための保護区間を挿入した後、シンボル波形生成器を通過して最終的に無線周波数(RF)部に入力されてチャンネルに伝送するようになる。
これに対応して受信器では前記送信器の逆過程が発生し、同期化過程が添加される。まず、定められたトレーニングシンボルを利用して周波数オフセット及びシンボルオフセットを推定する過程が先行されなければならない。その後、保護区間を除いたデータシンボルがFFTブロックを通過して所定個数のパイロットが加えられた所定個数の副搬送波に復元される。経路遅延現象を克復するための等化器はチャンネル状態を推定して受信信号からチャンネルによる信号歪みを除去する。この等化器を通じてチャンネル応答が補償されたデータはビット列に変換されてディインタリーバを通過してから、誤り訂正のためのエンコーダとディスクランブラーを経て最終データとして出力される。
このような、OFDM方式は変/復調部の効率的なディジタル具現が可能であり、周波数の選択的フェージングや狭帯域干渉に対する影響を少なく受ける特徴を有する。上記した特徴により、現在ヨーロッパディジタル放送の伝送とIEEE802.11a、IEEE802.16a、及びIEEE802.16bなど大容量移動通信システムの規格で採択されている。すなわち、OFDM方式は高速のデータ伝送に効果的な技術といえる。
しかし、このOFDM方式を使用する移動通信システムは多重搬送波を利用してデータを伝送するので、最終OFDM信号の振幅サイズは前記多重搬送波の振幅サイズの和で表現される。特に、前記多重搬送波はそれぞれの位相が一致すれば、非常に高いピーク電力対平均電力(Peak to Average Power Ratio:以下、“PAPR”とする)を有するようになる。このような場合、PAPRが増幅器の線形動作範囲を外れるようになり、この増幅器を通過した信号は歪みの生じる問題点を有する。
このOFDM方式を使用する移動通信システムで伝送されるOFDM信号は各搬送波の位相差により振幅の変化量が一定しないようになる。また、動作点が増幅器の最大出力からだんだん離れるバックオフ(Back-off)が発生して前記増幅器の効率の低下及び高い電力消耗が発生するようになる。このように、PAPRの高い信号は線形増幅器の効率を悪くし、非線形増幅器では動作点を非線形領域に入るようにし、搬送波間の相互変調と隣接周波数帯域へのスペクトル放射を起こすようになる。
したがって、このOFDM方式を使用する移動通信システムの場合にはPAPRを低めるための方案が提案されるべきであろう。このPAPRを低くするための多様な方案のうち基本的なもので、信号の歪みを避けるために電力増幅器の線形領域を広げてすべての信号が線形的に動作させる方案がある。他の方案として、非線形増幅器でバックオフして線形領域で動作させることがある。しかし、前述した2つの方案は電力効率の低下だけでなく価格の上昇を引き起こすという問題点を有する。
したがって上記した問題点を解決するための本発明の目的は、第1に、直交周波数変調多重化方式を使用する移動通信システムでピーク電力対平均電力を効果的に低めるための装置及び方法を提供することにある。
第2に、直交周波数変調多重化方式を使用する移動通信システムで直交周波数変調多重化シンボル値を調節してピーク電力対平均電力を低めるための装置及び方法を提供することにある。
第3に、直交周波数変調多重化方式を使用する移動通信システムでピーク電力対平均電力を低めるためにプリエンファシス技法を適用する装置及び方法を提供することにある。
第4に、直交周波数変調多重化方式を使用する移動通信システムでピーク電力対平均電力を低めるためのディエンファシス技法を適用する装置及び方法を提供することにある。
第5に、直交周波数変調多重化方式による複素基底帯域の直交周波数変調多重化シンボル値のサイズにより選択的に増幅度を異なるように増幅する装置及び方法を提供することにある。
第6に、直交周波数分割多重化方式の移動通信システムの複雑度を最大限低下しつつピーク電力対平均電力を減少させるための装置及び方法を提供することにある。
第7に、直交周波数分割多重化方式の移動通信システムで多量のピーク電力対平均電力の関連付加情報の伝送によるスペクトル効率が低下することを最小化しつつ、ピーク電力対平均電力を減少させる装置及び方法を提供することにある。
第8に、直交周波数分割多重化方式の移動通信システムで帯域内の雑音発生によるビット誤り率(BER)の性能低下を防止するピーク電力対平均電力を減少させる装置及び方法を提供することにある。
上記した目的を達成するために本発明は、第1に、所定符号化とインタリービング動作を通じて出力されるデータを逆高速フーリエ変換により直交周波数分割多重方式によるシンボルに生成する移動通信システムの送信器で、最大電力対平均電力の比を減少させるために前記シンボルの値を調節する方法において、所定の出力伝達特性により最大入力値Lとプリエンファシス変化点k1及びディエンファシス変化点k2を設定する過程と、前記直交周波数分割多重方式による前記シンボルを入力とし、前記シンボルそれぞれのシンボル値が前記プリエンファシス変化点k1より小さいと、前記プリエンファシス変化点k1と前記ディエンファシス変化点k2により決定された増幅度により前記シンボル値をプリエンファシスさせる過程と、前記直交周波数分割多重方式によるシンボルを入力とし、前記それぞれのシンボル値が前記プリエンファシス変化点k1より大きくあるいは等しい場合は前記プリエンファシス変化点k1と前記ディエンファシス変化点k2及び前記最大入力値により決定された増幅度により前記シンボル値Lをプリエンファシスさせる過程とを含むことを特徴とする。
第2に、所定の符号化とインタリービング動作を通じて出力されるデータを逆高速フーリエ変換により直交周波数分割多重方式によるシンボルに生成する移動通信システムの送信器で、最大電力対平均電力の比を減少させるために前記シンボルの値を調節する装置において、前記直交周波数分割多重方式による前記それぞれのシンボル値を予め決定されたプリエンファシス変化点k1と比較して前記シンボルを出力する比較器と、前記シンボル値が前記プリエンファシス変化点k1より小さいと、前記比較器から提供される前記シンボル値を前記プリエンファシス変化点k1と予め決定されたディエンファシス変化点k2により決定された増幅度により増幅する第1演算増幅器と、前記シンボル値が前記プリエンファシス変化点k1より大きくあるいは等しい場合は前記比較器から提供される前記シンボル値を前記プリエンファシス変化点k1と前記ディエンファシス変化点k2及び予め決定された最大入力値Lで決定された増幅度により増幅する第2演算増幅器と、前記第1演算増幅器と前記第2演算増幅器の出力を加算して前記調節されたシンボル値を出力する加算器とを含むことを特徴とする。
第3に、直交周波数分割多重方式を使用する移動通信システムの受信器で送信器から受信される受信信号に対してディエンファシスを遂行する方法において、所定の出力伝達特性により最大入力値Lとプリエンファシス変化点k1及びディエンファシス変化点k2を設定する過程と、前記受信信号の値Spre(n)が前記ディエンファシス変化点k2より小さいと、前記プリエンファシス変化点k1と前記ディエンファシス変化点k2により決定された増幅度により前記受信信号の値Spre(n)をディエンファシスさせる過程と、前記受信信号の値Spre(n)が前記ディエンファシス変化点k1より大きくあるいは等しいと、前記プリエンファシス変化点k1と前記ディエンファシス変化点k2及び前記最大入力値Lにより決定された増幅度により前記受信信号の値Spre(n)をディエンファシスさせる過程とを含むことを特徴とする。
第4に、直交周波数分割多重方式を使用する移動通信システムの受信器で送信器から受信される受信信号に対してディエンファシスを遂行する装置において、前記受信信号の値Spre(n)を予め決定されたディエンファシス変化点k2と比較して前記シンボルを出力する比較器と、前記受信信号の値Spre(n)が前記ディエンファシス変化点k2より小さいと、前記比較器から提供される前記受信信号の値Spre(n)を前記ディエンファシス変化点k2と予め決定されたプリエンファシス変化点k1により決定された増幅度により増幅する第1演算増幅器と、前記受信信号の値Spre(n)が前記ディエンファシス変化点k2より大きくあるいは等しいと、前記比較器から提供される前記受信信号の値Spre(n)を前記プリエンファシス変化点k1と前記ディエンファシス変化点k2及び予め決定された最大入力値Lにより決定された増幅度により増幅する第2演算増幅器と、前記第1演算増幅器と前記第2演算増幅器の出力を加算して出力する加算器とを含むことを特徴とする。
本発明によるOFDM方式を使用する移動通信システムのPAPR減少方法及び装置は、高いPAPRを減少させるためにプリエンファシス方法を適用することにより、大きなPAPRの減少効果とBERの性能改善でも優れた効果がある。また、本発明によるOFDM方式を使用する移動通信システムのPAPRの減少方法及び装置は従来技術に比べて簡単な構造で、複雑な演算が不要で、よい性能が得られる効果がある。
以下、本発明の望ましい実施形態を添付の図面を参照して詳細に説明する。
本発明の実施形態において、OFDM方式のCDMA移動通信システムで元の信号を維持しつつPAPRを減少させるための装置及び方法について、具体的に説明する。このために、本発明の実施形態による送信器はIFFTによるOFDM信号を送信する前にプリエンファシス(pre-emphasis)させ、受信器は受信信号に対してディエンファシス(de-emphasis)を遂行する。一方、後述する本発明の詳細な説明ではOFDM変調、IFFT、FFT、HPA、スペクトルの効率、ビット誤り率などの特定詳細が本発明のより全般的理解のために使用されている。これら特定詳細なしに、またこれらの変形によっても本発明を容易に実施可能であるのは、当該技術分野で通常の知識を有する者には自明なことである。
図1は、OFDM方式を使用する符号分割多重接続移動通信システムで本発明の実施形態による構成を示すものである。同図では、マッパー110乃至高出力増幅器122からなる送信器の構造と、低雑音増幅器126乃至ディマッパー138からなる受信器の構造を示す。一方、図1に示すように送信器はプリエンファシス部118を備え、受信器はディエンファシス部130を備える。
通常にエンファシス(emphasis)は信号の高い周波数帯域信号を増幅して伝送することにより、干渉や雑音を低減させるための処理過程である。このエンファシスはプリエンファシスとディエンファシスに大別される。プリエンファシスは信号対雑音の比、周波数特性、歪み特性を改善するために伝送周波数の特定部分を送信側でプリエンファシスする処理過程である。また、ディエンファシスは信号の伝送時に信号対雑音の比を改善する目的で予め送信側でエンファシスして伝送する高周波帯域を受信側で弱化することにより、信号を元に戻す過程である。
しかし、本発明の実施形態によれば、プリエンファシスは所定基準点を定義し、IFFT過程を通じて出力されるOFDMシンボル値が前記所定基準点より小さい場合と前記所定基準点より大きくあるいは等しい場合により、相互に異なる増幅度に応じてOFDMシンボルを増幅して出力する動作に定義されている。また、本発明の実施形態によるディエンファシスは所定基準点を定義し、受信信号が所定基準点より小さい場合と、前記所定基準点より大きくまたは等しい場合により相互に異なる増幅度により前記受信信号を増幅して出力する動作に定義されている。このとき、前記増幅度はプリエンファシスまたはディエンファシスの伝達特性により定義されうる。
以下、本発明の実施形態によるOFDM方式のCDMA移動通信システムの送信器の構成及び動作と受信器の構成及び動作を区分して説明すれば、次のようである。
送信器の構成及び動作
まず、図1において本発明の実施形態による送信器の構成のみを参照して説明する。
同図を参照すれば、送信器から伝送したいデータは所定符号率により符号化され、この符号化により出力される符号化ビットがインタリービングされた後、マッパー110に提供される。この符号化方式では多様な方式が提案されているが、誤り訂正符号のターボ符号を利用して符号化する方式が代表的に使用される。このとき、所定符号率では1/2及び3/4などがある。マッパー110は所定の変調方式により前記入力データを変調して変調シンボルを出力する。前記変調方式では8PSK、16QAM、64QAM、QPSKなどがあり、そのそれぞれの変調方式は固有のシンボルマッピング方式により変調動作を遂行する。本発明では変調方式としてQPSKを使用している。マッパー110から直列出力される変調シンボルは直/並列変換部112に提供される。この直/並列変換部112はマッパー110から提供される変調シンボルを並列に出力する。直/並列変換部112から並列出力される変調シンボルは逆高速フーリエ変換(IFFT)部114に提供される。このIFFT部114は直/並列変換部112から提供される変調シンボルを、IFFTを用いるOFDM変調を遂行することにより、OFDMシンボルとして出力する。すなわち、IFFTは周波数帯域の信号を時間帯域の信号に変換することである。このIFFT部114から並列に出力されるOFDM シンボルは並/直列変換部116に提供されて直列形態に出力される。
上述した動作をより具体的に説明すれば、直/並列変換部112から出力される変調シンボルをXk(0≦k≦N-1)とすれば、並/直列変換部116の出力である複素基底帯域OFDMシンボル値xnは下記の数式(9)のようになる。
Figure 0004002239
ここで、Nは副搬送波の数を示す。Nが大きくなれば、OFDM信号はガウス分布(Gaussian Distribution)に近似化する。このとき、従来の場合において前記xnによるPAPRは下記の数式(10)のように定義される。
Figure 0004002239
ここで、E(*)は*の平均を示す。この数式(10)で分子はピーク電力を、分母は平均電力を示す。本発明はプリエンファシス過程を通じて前記xn 2を増加させることにより、前記平均電力が増加するようにPAPRを低める。本発明により増加したxn 2はS(n)に定義される。もちろん、このxn 2の増加により前記ピーク電力も共に増加する。しかし、このピーク電力は最高電力値に帰結されるので、PAPRを低めるための本発明の目的は達成可能である。
数式(9)により並/直列変換部116から出力されるOFDMシンボルはプリエンファシス部118に提供される。OFDMシンボルは所定の伝達特性を有するプリエンファシス部118によりプリエンファシス過程を経た後、電力値が増加したOFDMシンボルのS(n)として出力される。したがって、プリエンファシス過程を通じて出力されるS(n)を数式(10)のxn 2に代替することにより得られるPAPRは、従来に比べて減少した値となる。
前記ディジタル/アナログ変換器120はプリエンファシス部118から提供されるディジタル形態のS(n)をアナログ信号に変換して高出力増幅器(HPA)122に提供する。この高出力増幅器122はディジタル/アナログ変換器120からの信号を増幅して受信器に伝送する。
プリエンファシス部118が有する入力伝達特性の一例を、図6の(1)、(2)のように示す。したがって、プリエンファシス部118は図6に示す入力伝達特性を利用してOFDMシンボルに対するプリエンファシスを遂行する。また、LはIFFT部114から出力されるOFDMシンボルの最大振幅である。このOFDMシンボルの振幅は各副搬送波の値が最大値を有するとき、最大振幅となるので、Lは副搬送波の総個数と同一である。したがって、プリエンファシス部118に入力される振幅は0〜最大Lを有するようになる。一方、図6に示したk1は所定のプリエンファシス変化点に設定した振幅サイズである。
図2は、プリエンファシス118に対する詳細構成を示すものである。
同図を参照すれば、並/直列変換部116から出力されるOFDMシンボルS(n)は比較器210に入力される。比較器210はS(n)を所定比較値k1と比較し、その結果によりS(n)を区分して出力する。すなわち、比較器210はS(n)が0〜k1の範囲に属する場合(S(n)<k1)はS(n)を第1演算増幅器220に出力し、S(n)がk1〜Lの範囲に属する場合(S(n)≧k1)はS(n)を第2演算増幅器230に出力する。この範囲を0〜Lに限定することは、プリエンファシス部118に入力されるS(n)の振幅は0〜最大Lで定められるためである。したがって、LはS(n)が持つことができる最大振幅に定義される。一方、第1演算増幅器220と第2演算増幅器230はそれぞれ相互に異なる伝達特性により比較器210から提供されるS(n)を増幅して出力する。この伝達特性は図6に示した(1)、(2)のように、傾きで表現されうる。すなわち、第1演算増幅器220における伝達特性は(1)の傾き“k2/k1”で、第2演算増幅器230での伝達特性は(2)の傾き(下記の数式(11))となるである。
Figure 0004002239
このとき、望ましくは第1演算増幅器220における伝達特性が第2演算増幅器230の伝達特性に比べて高い増幅度を有するべきである。これは、第1演算増幅器220の伝達特性が第2演算増幅器230の伝達特性に比べて相対的に急な傾きを持つべきことを意味する。
第1演算増幅器220は比較器210から提供されるS(n)と所定値(伝達特性:k2/k1)との乗算を出力する。すなわち、第1演算増幅器220はk2/k1に定義される入力伝達特性(増幅度)によりS(n)を増幅して出力する。一方、第2演算増幅器230は比較器210から提供されるS(n)と所定値(伝達特性:数式(12))との乗算を出力する。すなわち、第2演算増幅器230は数式(12)として定義される入力伝達特性(増幅度)により、S(n)を増幅して出力する。第1演算増幅器220と第2演算増幅器230からの出力は加算器240に提供され、加算器240により2つの出力が加算されてSpre(n)を出力する。
Figure 0004002239
上述した図2の動作は、下記の数式(13)のように示す。
Figure 0004002239
図4は、プリエンファシス部118が遂行する動作を示す制御流れ図である。
図4を参照すれば、プリエンファシス部118は段階410で最大入力値L、プリエンファシス変化点k1、及びディエンファシス変化点k2と共にこれらk1とk2の範囲を決定する。このとき、プリエンファシス変化点k1はIFFT出力信号の分布を分析して決定することができる。副搬送波が十分に大きいと、変調された信号は中心局限整理によりIFFT出力信号の実数部と虚数部はすべてガウス分布を持ち、それぞれの平均は0で、分散は1/2となる。したがって、OFDM信号の大きさはレーリー分布(Rayleigh distribution)を有する。このようなOFDM信号分布を利用すれば、信号の分布が密集されている位置がわかるので、適切なプリエンファシス変化点k1を決定することができる。初期値が決定されると、プリエンファシス部118は段階420に進行し、並/直列変換部116から提供されるOFDMシンボルS(n)を入力し、このS(n)が第1条件を満たすかどうかを判断する。この第1条件は0≦S(n)<k1である。S(n)が第1条件を満たすと、プリエンファシス部118は段階430に進行して<数式3>の1番目の数式によりプリエンファシス値Sper(n)を計算する。すなわち、S(n)を所定の伝達特性k2/k1と乗算することにより、増幅したS(n)のプリエンファシス値Sper(n)を出力する。しかし、このS(n)が第1条件を満足しないと、前記プリエンファシス部118は段階440に進行して<数式3>の2番目の数式によりプリエンファシス値Sper(n)を計算する。すなわち、S(n)を所定伝達特性(数式(14))と乗算することにより、増幅されたS(n)の前記プリエンファシス値Sperを出力する。この第1条件を満足しないというのは(k1≦S(n)≦L)の第2条件を満たすことを意味する。
Figure 0004002239
前述したプリエンファシス部118の動作を整理すれば、プリエンファシス部118への入力値S(n)が0〜k1の大きさ(0≦S(n)<k1)であれば、プリエンファシス部118は数式(15)により計算されたプリエンファシスの結果値Spre(n)をディジタル/アナログ変換器120に入力させる。一方、プリエンファシス部118への入力値S(n)がk1〜Lの大きさ(k1≦S(n)≦L)であれば、プリエンファシス部118は数式(16)により計算されたプリエンファシス結果値Spre(n)をディジタル/アナログ変換器120へ入力させる。
Figure 0004002239
Figure 0004002239
図6において、OFDM信号の振幅はガウス分布を有するので、<数式3>でプリエンファシスされた信号の平均電力はプリエンファシス技法を適用しないOFDM信号の平均電力より高くなって相対的にPAPRが減少する。したがって、図6に示した伝達特性を有するプリエンファシス部118を通過した後、OFDMシンボルのPAPRは数式(17)のようである。
Figure 0004002239
ここで、数式(18)はプリエンファシスされた信号を示す。このプリエンファシスされた信号のピーク電力と元のOFDM信号のピーク電力は同一である。
Figure 0004002239
受信器の構成及び動作
まず、図1において本発明の実施形態による受信器の構成のみを参照して説明すれば、次のようである。
図1を参照すれば、送信器から伝送された信号は低雑音増幅器126に入力され、低雑音増幅器126は前記受信信号に対して雑音成分を抑制するように低雑音増幅して出力する。この低雑音増幅器126に 提供される信号は送信器から無線チャンネルを通じて伝送される信号なので、白色ガウス雑音を含む。低雑音増幅器126からの受信信号はアナログ/ディジタル変換器128に提供される。このアナログ/ディジタル変換器128は低雑音増幅器126からのアナログ受信信号をディジタル信号を変換してディエンファシス部130に提供する。このディエンファシス部130はディジタル信号に変換された受信信号に対してディエンファシス過程を遂行し、その結果値を出力する。このディエンファシス部130が有する出力伝達特性の一例は図6に示す(1)’と(2)’のようである。このディエンファシス部130は図6に示している出力伝達特性を利用して入力されるSpre(n)に対するディエンファシスを遂行する。
ディエンファシス部130からの結果値は直/並列変換部132に提供されて並列形態に出力される。この直/並列変換部132からの出力は高速フーリエ変換(FFT)部134により高速フーリエ変換されて出力される。この高速フーリエ変換は通常に時間帯域の信号を周波数帯域の信号に変換することにより、送信器での逆高速フーリエ変換に対応して遂行される。このように高速フーリエ変換された信号は並/直列変換部136に提供されて直列形態に出力される。並/直列変換部136から出力される信号はディマッパー138により復調された後、ディインタリービングと所定の復号化過程を通じて元の信号を出力する。
図3は、図1によるディエンファシス部130の詳細構成を示すものである。
同図を参照すれば、アナログ/ディジタル変換部128から出力されるSpre(n)は比較器310に入力され、比較器310はSpre(n)を所定の比較値k2と比較し、その比較結果によりSpre(n)を区分して出力する。すなわち、比較器310はSpre(n)が0〜k2の範囲に属する場合(Spre(n)<k2)にSpre(n)を第1演算増幅器320に出力し、Spre(n)がk2〜Lの範囲に属する場合(Spre(n)≧k2)にはSpre(n)を第2演算増幅器330に出力する。この範囲を0〜Lに限定するのは、送信器でのS(n)の振幅が0〜最大Lに定められるためである。したがって、LはSpre(n)が有する最大振幅に定義される。一方、第1演算増幅器320と第2演算増幅器330はそれぞれ相互に異なる伝達特性により比較器310から提供されるSpre(n)を増幅して出力する。この伝達特性は、図6に示す(1)’と(2)’のように傾きで表現される。すなわち、第1演算増幅器320での伝達特性は(1)’における傾き“k1/k2”で、第2演算増幅器330での伝達特性は(2)’における傾き(数式(19))である。このとき、望ましくは第1演算増幅器320での伝達特性が第2演算増幅器330での伝達特性に比べて低い増幅度を持つようにしなければならない。これは第1演算増幅器320の伝達特性が第2演算増幅器330の伝達特性に比べて相対的に緩やかな傾きを有しなければならないことを意味する。
Figure 0004002239
第1演算増幅器320は比較器310から提供されるSpre(n)と所定値(伝達特性:k1/k2)との乗算を出力する。すなわち、第1演算増幅器320はk1/k2に定義される入力伝達特性(増幅度)によりSpre(n)を増幅して出力する。一方、第2演算増幅器330は比較器310から提供されるSpre(n)と所定値(伝達特性:数式(20))との乗算を出力する。この第1演算増幅器320と第2演算増幅器330からの出力は加算器340に提供され、加算器340によりこれら出力が加算されてS(n)として出力される。
Figure 0004002239
前述した図3の動作は、下記の数式(21)のようである。
Figure 0004002239
図5は、前述したディエンファシス部130が遂行する動作を示す制御流れ図である。
図5を参照すれば、ディエンファシス部130は段階510で最大入力値L、プリエンファシス変化点k1、及びディエンファシス変化点k2と共にk1とk2の範囲を決定する。この初期値が決定されると、ディエンファシス部130は段階520に進行してアナログ/ディジタル変換部128から提供されるSpre(n)を入力し、このSpre(n)が第1条件を満たすかどうかを判断する。第1条件は0≦Spre(n)<k2である。Spre(n)が第1条件を満足すれば、ディエンファシス部130は段階530に進行して<数式5>の1番目の数式によりディエンファシス値S(n)を計算する。すなわち、Spre(n)を所定の伝達特性k1/k2と乗算することにより、増幅されたSpre(n)のディエンファシス値S(n)を出力する。しかし、Spre(n)が第1条件を満足しないと、ディエンファシス部130は段階540に進行して数式(21)の2番目の数式によりディエンファシス値S(n)を計算する。すなわち、Spre(n)を所定の伝達特性(数式(22))と乗算することにより、増幅されたSpre(n)のディエンファシス値S(n)を出力する。第1条件を満足しないというのは、前記Spre(n)がk2≦Spre(n)≦Lの第2条件を満たすことを意味する。
Figure 0004002239
前述したディエンファシス部130の動作を整理すれば、ディエンファシス部130への入力値Spre(n)が0〜k2の 大きさ(0≦Spre(n)<k2)であれば、ディエンファシス部130は数式(23)により計算されたディエンファシス結果値S(n)を直/並列変換器132に入力させる。一方、ディエンファシス部130への入力値Spre(n)がk2〜Lの大きさ(k2≦Spre(n)≦L)であれば、ディエンファシス部130は数式(24)、受信器では図6に示す(2)’の伝達特性でディエンファシスを遂行する。
Figure 0004002239
Figure 0004002239
上述した本発明の実施形態を要約すれば、複素基底帯域のOFDMシンボル値を任意に設定されたk1と比較して0〜k1の大きさを有する場合、送信器で図6に示す(1)の伝達特性でOFDMシンボル値をプリエンファシスし、受信器では(1)’の伝達特性でディエンファシスを遂行する。しかし、複素基底帯域のOFDMシンボル値がk1〜Lの大きさを有する場合、送信器で(2)の伝達特性でプリエンファシスを遂行し、受信器で(2)’の伝達特性でディエンファシスを遂行する。したがって、本発明は計算量が少なくてDSP素子などを利用して簡単にハードウェアの具現が可能である。
図7では、本発明の実施形態によるプリエンファシス方法のスペクトル効率を示すものである。本発明の実施形態によるプリエンファシス方法を適用したOFDM信号のPAPR分布をCCDF(Complementary Cumulative Distributed Function)を利用して図8に示す。図7及び図8での性能比較のために使用したシミュレーション条件は変調方式がQPSK、副搬送波の個数が16のOFDM方式の移動通信システムでオーバサンプル(over-sample)を8回行い、プリエンファシス方法でプリエンファシス変化点(k1,k2)が(L/9,8L/9)、(2L/9,7L/9),(3L/9,6L/9),(4L/9,5L/9)の場合を仮定した。実施形態では副搬送波の個数が16なので、全体信号の分布長さを9等分してそれぞれのプリエンファシス変化点について分析した。ここで、k1とk2の値は相対的な比率のみを満足すればよいので、必ずしも整数である必要はない。
図7は、本発明の実施形態によるプリエンファシス方法を適用したOFDMシンボルのスペクトルを示すものである。プリエンファシス方法を適用しないOFDMスペクトルに比べてプリエンファシス比率を大きくするほど、隣接チャンネルへのスペクトル放射(spectral regrowth)がだんだん大きく発生することがわかる。しかし、このスペクトル放射の大きさは既存のクリッピング方法に比べて少ない量である。
図8は、本発明の実施形態によるプリエンファシス方法を適用した後、OFDMシンボルが有するPAPRのCCDFである。このCCDFが10-3で、プリエンファシス変化点k1=1/9のとき、PAPRは1.8dBとして一番小さい。
一方、図9では本発明の実施形態によるプリエンファシス方法を適用したOFDMシステムのBER性能を示す。図9に示すように、本発明の実施形態によるプリエンファシス方法を適用することにより雑音抑制効果が発生してBER性能が非常に改善されることがわかる。
送信器の実施形態
まず、所定の224つの入力データが下記の<表1>のようである場合、QPSK変調、HPAは理想的で、雑音のないチャンネル環境の16つの副搬送波を有するOFDMシステムで、プリエンファシス点が3/9のプリエンファシス方法を利用した場合を例とする。
Figure 0004002239
上記<表1>ではランダムに発生した224つの入力データを示す。これら入力データをQPSK変調をすれば、2つの入力データが一つのQPSKシンボルにマッピングされて下記の<表2>のような112つの変調シンボル値にマッピングされる。このマッピングされたデータはシンボルの電力を1にするために正規化させる。<表2>は、上記<表1>の入力データをQPSK変調して正規化したシンボル値を示すものである。
Figure 0004002239
上記<表2>のシンボル値が並列に16つずつIFFTに入力されて得られたデータ値、すなわちOFDM変調された後、並/直列変換されたシンボル値は下記の<表3>のようである。<表3>はOFDM方式による変調後のシンボル値を示す。
Figure 0004002239
上記<表3>のOFDM変調されたシンボルをプリエンファシス点3/9にプリエンファシスされた値は、下記の<表4>のようである。
Figure 0004002239
上記<表4>に示すプリエンファシスされたシンボル値に対する星状図は図10Aに、プリエンファシスされる前のシンボル値に対する星状図は図10Bにそれぞれ示す。図10Aのプリエンファシスされた後の星状図において、プリエンファシスにより平均電力が大きくなることがわかる。また、図10A及び図10Bは信号の大きさと位相を示す複素平面で横軸が信号の実数振幅を、縦軸が虚数振幅をそれぞれ示す。
受信器の実施形態
受信器で上記<表4>に示したデータを受けてディエンファシスしたデータは、下記の<表5>のようである。下記の<表5>におけるデータはIFFT変調後、並/直列変換器を経たシンボル値を示した<表3>と同一であることがわかる。
Figure 0004002239
上記<表5>のディエンファシスしたデータをOFDM復調、すなわちFFTを経てから並/直列変換した後のデータは、下記の<表6>のようである。
Figure 0004002239
上記<表1>〜<表6>のデータを比較してみれば、結果的にQPSKマッピングに変調された<表2>のシンボルが受信器で正確に<表6>のデータに復調されたことがわかる。これを図11に示す。図11では<表2>の送信信号を“+”で表示し、<表6>の受信信号を“o”で表示しているが、これら2つの信号が正確に一致することがわかる。ここで、OFDM復調した値がOFDM変調する前の値と同一なので、QPSKディマッパーのデータ値は示していない。
図12には、時間軸でOFDM変調された信号、プリエンファシスされた信号及びディエンファシスされた信号の振幅を示す。図12で縦軸は信号の振幅(amplitude)を示し、横軸はデータサンプル数を示す。
図12で、“+”で表示されているものは元のOFDMシンボル、すなわち<表3>のデータ値である。<表4>のプリエンファシスされたデータは“・”で表示され、<表4>のプリエンファシスされたデータ値を示す。一方、図12で“o”で表示されているものはプリエンファシスされたデータをディエンファシスしたデータ値を示している。図12からわかるように、プリエンファシスされた信号が受信器でディエンファシスされた信号と正確に元のOFDM信号と一致することがわかる。
<表7>にプリエンファシス技法を適用しない従来のOFDM移動通信システムとプリエンファシス技法を適用した本発明の実施形態によるOFDM移動通信システムのBER性能を比較した。
Figure 0004002239
上記<表7>を参照すれば、プリエンファシス技法を適用しないOFDM移動通信システムに比べてプリエンファシス変化点がk1=L/9のプリエンファシス技法を適用したOFDM移動通信システムが一番大きなPAPR減少量を示す。しかし、プリエンファシス変化点がk1=L/9のプリエンファシス技法を適用したOFDM移動通信システムは大きなスペクトルの再放出によりBER性能はかえって悪くなる。このBER性能においてはプリエンファシス変化点が2L/9のとき、一番優れたBER性能を示し、このPAPR減少量も大きい。これは信号の歪みが小さく、受信器のディエンファシス過程で雑音抑制効果が大きいためである。すなわち、信号の振幅を<数式3>と、<数式5>により高くすることにより、OFDMシンボルの平均電力を高めて結果的にPAPRを定義する<数式2>によりPAPRが減少するようになる。
本発明の実施形態による直交周波数変調多重化方式を使用する移動通信システムの構成を示す図。 図1のプリエンファシス部に対する詳細構成を示す図。 図1のディエンファシス部に対する詳細構成を示す図。 本発明の実施形態によるプリエンファシスの遂行を示す制御流れ図。 本発明の実施形態によるディエンファシスの遂行を示す制御流れ図。 本発明の実施形態で、プリエンファシス及びディエンファシスによる入/出力伝達特性を示す図。 本発明の実施形態によるプリエンファシス技法を適用したとき、直交周波数変調多重化信号のスペクトルを示す図。 本発明の実施形態によるプリエンファシス技法を適用したとき、直交周波数変調多重化信号によるピーク電力対平均電力の分布を示す図。 本発明の実施形態によるプリエンファシス技法を適用したとき、ビット誤り率を示す図。 本発明の実施形態によりプリエンファシスされたデータの星状図。 プリエンファシスされない通常のデータの星状図。 本発明の実施形態による送信信号と受信信号とを比較して示すグラフ。 本発明の実施形態による直交周波数変調多重化信号とプリエンファシスされた信号及びディエンファシスされた信号を時間軸上に示すグラフ。
符号の説明
110 マッパー
112 直/並列変換部
114 IFFT部
116 並/直列変換部
118 プリエンファシス
122 高出力増幅器
126 低雑音増幅器
130 ディエンファシス
138 ディマッパー

Claims (12)

  1. 入力データを逆高速フーリエ変換により直交周波数分割多重変調シンボルに生成する移動通信システムの送信器で最大電力対平均電力の比を減少するために前記シンボルの値を調節する方法において、
    前記シンボル値S(n)が所定基準値kより小さい場合と、そうでない場合、それぞれに対して相互に異なるように与えられた伝達特性として前記シンボル値S(n)を増幅するプリエンファシス過程と、
    前記プリエンファシスされて出力されるディジタル形態の値Spre (n)をアナログ信号に変換し、前記アナログ信号を所定増幅度により増幅する過程とを含み、前記所定基準値k はプリエンファシス変化点として定義される振幅であることを特徴とする方法。
  2. 前記所定基準値kは前記直交周波数分割多重変調シンボルの分布が密集されている位置により決定される請求項1記載の方法。
  3. 前記シンボル値S(n)が前記所定基準値kより小さい場合(0≦S(n)<k)に与えられるディジタル形態の値S pre (n)は次の数式(1)のようであり、
    Figure 0004002239
    前記シンボル値S(n)が前記所定基準値kより大きくまたは等しい場合(k≦S(n)≦L)に与えられるディジタル形態の値S pre (n)は次の数式(2)のようである請求項2記載の方法。
    Figure 0004002239
    ここで、LはS(n)の最大値。
  4. 入力データを逆高速フーリエ変換により直交周波数分割多重変調シンボルに生成する移動通信システムの送信器で最大電力対平均電力の比を減少させるために前記シンボルの値を調節する装置において、
    前記シンボル値S(n)が所定基準値kより小さい場合とそうでない場合、それぞれに対して相互に異なるように与えられる伝達特性により前記シンボル値S(n)を増幅するプリエンファシス部と、
    前記プリエンファシス部から出力されるディジタル形態の値Spre (n)をアナログ信号に変換するディジタル/アナログ変換部と、
    前記ディジタル/アナログ変換部からの前記アナログ信号を所定増幅度により増幅する高出力増幅器とを含み、前記所定基準値k は、プリエンファシス変化点として定義される振幅であることを特徴とする装置。
  5. 前記所定基準値kは前記直交周波数分割多重変調シンボルの分布が密集されている位置により決定される請求項4記載の装置。
  6. 前記シンボル値S(n)が前記所定基準値kより小さい場合(0≦S(n)<k)に与えられるディジタル形態のシンボル値S pre (n)は下記の数式(3)のようであり、
    Figure 0004002239
    前記シンボル値S(n)が前記所定基準値kより大きくあるいは等しい場合(k≦S(n)≦L)に与えられるディジタル形態のシンボル値S pre (n)は下記の数式(4)のようである請求項5記載の装置。
    Figure 0004002239
    ここで、LはS(n)の最大値。
  7. 直交周波数分割多重方式の移動通信システムで送信器から逆高速フーリエ変換により伝送される変調シンボルを受信器に受信する方法において、
    前記変調シンボルを低雑音増幅した後、ディジタル形態のシンボル値 pre (n)に変換する過程と、
    前記ディジタル形態のシンボル値Spre (n)が所定の基準値k2より小さい場合とそうでない場合、それぞれに対して相互に異なるように与えられる伝達特性により前記ディジタル形式のシンボル値Spre(n)を増幅するディエンファシス過程と、
    前記ディエンファシスされて出力されるシンボル値S(n)を高速フーリエ変換して出力する過程とを含み、前記所定基準値k は、ディエンファシス変化点として定義される振幅であることを特徴とする方法。
  8. 前記所定の基準値k2は前記直交周波数分割多重方式により伝送される変調シンボルの分布が密集されている位置により決定される請求項7記載の方法。
  9. 前記ディジタル形態のシンボル値Spre(n)が前記所定基準値k2より小さい場合(0≦Spre(n)<k2)に与えられるディエンファシスされたシンボル値S(n)は下記の数式(5)のようであり、
    Figure 0004002239
    前記ディジタル形態のシンボル値Spre(n)が前記所定基準値k2より大きくあるいは等しい場合(k2≦Spre(n)≦L)に与えられるディエンファシスされたシンボル値S(n)は下記の数式(6)のようである請求項8記載の方法。
    Figure 0004002239
    ここで、LはS(n)の最大値。
  10. 直交周波数分割多重方式の移動通信システムで送信器から逆高速フーリエ変換により伝送される変調シンボルを受信器に受信する装置において、
    前記変調シンボルを低雑音増幅する低雑音増幅器と、
    前記増幅された変調シンボルをディジタル形態のシンボル値 pre (n)に変換するアナログ/ディジタル変換器と、
    前記ディジタル形態のシンボル値Spre (n)が所定基準値k2より小さい場合とそうでない場合、それぞれに対して相互に異なるように与えられる伝達特性により前記ディジタル形態のシンボル値Spre (n)を増幅するディエンファシス部と、
    前記ディエンファシス部から出力されるシンボル値S(n)を高速フーリエ変換して出力する高速フーリエ変換部とを含み、前記所定基準値k は、ディエンファシス変化点として定義される振幅であることを特徴とする装置。
  11. 前記所定基準値k2は前記直交周波数分割多重方式により伝送される変調シンボルの分布が密集されている位置により決定される請求項10記載の装置。
  12. 前記シンボル値Spre(n)が前記所定基準値k2より小さい場合(0≦Spre(n)<k2)に与えられるディエンファシスされたシンボル値S(n)は下記の数式(7)のようであり、
    Figure 0004002239
    前記シンボル値Spre(n)が前記所定の基準値k2より大きくまたは等しい場合(k≦Spre(n)≦L)に与えられるディエンファシスされたシンボル値S(n)は下記の数式(8)のようである請求項11記載の装置。
    Figure 0004002239
    ここで、LはS(n)の最大値。
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