JP4002239B2 - 直交周波数分割多重化方式の移動通信システムでピーク電力対平均電力の減少装置及び方法 - Google Patents

直交周波数分割多重化方式の移動通信システムでピーク電力対平均電力の減少装置及び方法 Download PDF

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Description

本発明は直交周波数分割多重化(Orthogonal Frequency Division Multiplexing：以下、“ＯＦＤＭ”とする)方式の移動通信システムにおける送/受信装置及び方法に関するもので、特に多重副搬送波による高いピーク電力対平均電力を減少させる装置及び方法に関するものである。
一般に、ＯＦＤＭ方式はサブチャンネルのスペクトルが相互に直交性を維持しつつ相互に重畳されているのでスペクトルの効率がよい。また、このＯＦＤＭ方式は変調が逆高速フーリエ変換(Inverse Fast Fourier Transform：以下、“ＩＦＦＴ”とする)により具現され、復調が高速フーリエ変換(Fast Fourier Transform：以下、“ＦＦＴ”とする)により具現される。
前記ＯＦＤＭ方式を使用する移動通信システムの送信器と受信器の動作を簡略に説明すれば、次のようである。
ＯＦＤＭ方式の送信器で入力データはスクランブラー、エンコーダ、インタリーバを経て副搬送波に変調される。このとき、この送信器は多様な可変伝送率を提供するようになるが、伝送率によりそれぞれ異なる符号率、インタリービングサイズ、及び変調方式を有する。通常に、エンコーダは１/２、３/４などの符号率を使用し、バースト誤りを防ぐためのインタリーバのサイズはＯＦＤＭシンボル当たりマッピングされる符号化ビットの数（ＮＣＢＰＳ）により決定される。この変調方式はデータ伝送率によりＱＰＳＫ(Quadrature Phase Shift Keying)、８ＰＳＫ、１６ＱＡＭ(16-ary Quadrature Amplitude Modulation)、６４ＱＡＭなどを使用する。一方、上記の構成により所定の個数の副搬送波に変調された信号は所定個数のパイロットが加わり、これはＩＦＦＴブロックを通過して一つのＯＦＤＭシンボルを形成する。ここに、多重経路チャンネル環境におけるシンボル間干渉を除去するための保護区間を挿入した後、シンボル波形生成器を通過して最終的に無線周波数(ＲＦ)部に入力されてチャンネルに伝送するようになる。
これに対応して受信器では前記送信器の逆過程が発生し、同期化過程が添加される。まず、定められたトレーニングシンボルを利用して周波数オフセット及びシンボルオフセットを推定する過程が先行されなければならない。その後、保護区間を除いたデータシンボルがＦＦＴブロックを通過して所定個数のパイロットが加えられた所定個数の副搬送波に復元される。経路遅延現象を克復するための等化器はチャンネル状態を推定して受信信号からチャンネルによる信号歪みを除去する。この等化器を通じてチャンネル応答が補償されたデータはビット列に変換されてディインタリーバを通過してから、誤り訂正のためのエンコーダとディスクランブラーを経て最終データとして出力される。
このような、ＯＦＤＭ方式は変/復調部の効率的なディジタル具現が可能であり、周波数の選択的フェージングや狭帯域干渉に対する影響を少なく受ける特徴を有する。上記した特徴により、現在ヨーロッパディジタル放送の伝送とＩＥＥＥ８０２.１１ａ、ＩＥＥＥ８０２.１６ａ、及びＩＥＥＥ８０２.１６ｂなど大容量移動通信システムの規格で採択されている。すなわち、ＯＦＤＭ方式は高速のデータ伝送に効果的な技術といえる。
しかし、このＯＦＤＭ方式を使用する移動通信システムは多重搬送波を利用してデータを伝送するので、最終ＯＦＤＭ信号の振幅サイズは前記多重搬送波の振幅サイズの和で表現される。特に、前記多重搬送波はそれぞれの位相が一致すれば、非常に高いピーク電力対平均電力(Peak to Average Power Ratio：以下、“ＰＡＰＲ”とする)を有するようになる。このような場合、ＰＡＰＲが増幅器の線形動作範囲を外れるようになり、この増幅器を通過した信号は歪みの生じる問題点を有する。
このＯＦＤＭ方式を使用する移動通信システムで伝送されるＯＦＤＭ信号は各搬送波の位相差により振幅の変化量が一定しないようになる。また、動作点が増幅器の最大出力からだんだん離れるバックオフ(Back-off)が発生して前記増幅器の効率の低下及び高い電力消耗が発生するようになる。このように、ＰＡＰＲの高い信号は線形増幅器の効率を悪くし、非線形増幅器では動作点を非線形領域に入るようにし、搬送波間の相互変調と隣接周波数帯域へのスペクトル放射を起こすようになる。
したがって、このＯＦＤＭ方式を使用する移動通信システムの場合にはＰＡＰＲを低めるための方案が提案されるべきであろう。このＰＡＰＲを低くするための多様な方案のうち基本的なもので、信号の歪みを避けるために電力増幅器の線形領域を広げてすべての信号が線形的に動作させる方案がある。他の方案として、非線形増幅器でバックオフして線形領域で動作させることがある。しかし、前述した２つの方案は電力効率の低下だけでなく価格の上昇を引き起こすという問題点を有する。
したがって上記した問題点を解決するための本発明の目的は、第１に、直交周波数変調多重化方式を使用する移動通信システムでピーク電力対平均電力を効果的に低めるための装置及び方法を提供することにある。
第２に、直交周波数変調多重化方式を使用する移動通信システムで直交周波数変調多重化シンボル値を調節してピーク電力対平均電力を低めるための装置及び方法を提供することにある。
第３に、直交周波数変調多重化方式を使用する移動通信システムでピーク電力対平均電力を低めるためにプリエンファシス技法を適用する装置及び方法を提供することにある。
第４に、直交周波数変調多重化方式を使用する移動通信システムでピーク電力対平均電力を低めるためのディエンファシス技法を適用する装置及び方法を提供することにある。
第５に、直交周波数変調多重化方式による複素基底帯域の直交周波数変調多重化シンボル値のサイズにより選択的に増幅度を異なるように増幅する装置及び方法を提供することにある。
第６に、直交周波数分割多重化方式の移動通信システムの複雑度を最大限低下しつつピーク電力対平均電力を減少させるための装置及び方法を提供することにある。
第７に、直交周波数分割多重化方式の移動通信システムで多量のピーク電力対平均電力の関連付加情報の伝送によるスペクトル効率が低下することを最小化しつつ、ピーク電力対平均電力を減少させる装置及び方法を提供することにある。
第８に、直交周波数分割多重化方式の移動通信システムで帯域内の雑音発生によるビット誤り率(ＢＥＲ)の性能低下を防止するピーク電力対平均電力を減少させる装置及び方法を提供することにある。
上記した目的を達成するために本発明は、第１に、所定符号化とインタリービング動作を通じて出力されるデータを逆高速フーリエ変換により直交周波数分割多重方式によるシンボルに生成する移動通信システムの送信器で、最大電力対平均電力の比を減少させるために前記シンボルの値を調節する方法において、所定の出力伝達特性により最大入力値Ｌとプリエンファシス変化点ｋ1及びディエンファシス変化点ｋ2を設定する過程と、前記直交周波数分割多重方式による前記シンボルを入力とし、前記シンボルそれぞれのシンボル値が前記プリエンファシス変化点ｋ1より小さいと、前記プリエンファシス変化点ｋ1と前記ディエンファシス変化点ｋ2により決定された増幅度により前記シンボル値をプリエンファシスさせる過程と、前記直交周波数分割多重方式によるシンボルを入力とし、前記それぞれのシンボル値が前記プリエンファシス変化点ｋ1より大きくあるいは等しい場合は前記プリエンファシス変化点ｋ1と前記ディエンファシス変化点ｋ2及び前記最大入力値により決定された増幅度により前記シンボル値Ｌをプリエンファシスさせる過程とを含むことを特徴とする。
第２に、所定の符号化とインタリービング動作を通じて出力されるデータを逆高速フーリエ変換により直交周波数分割多重方式によるシンボルに生成する移動通信システムの送信器で、最大電力対平均電力の比を減少させるために前記シンボルの値を調節する装置において、前記直交周波数分割多重方式による前記それぞれのシンボル値を予め決定されたプリエンファシス変化点ｋ1と比較して前記シンボルを出力する比較器と、前記シンボル値が前記プリエンファシス変化点ｋ1より小さいと、前記比較器から提供される前記シンボル値を前記プリエンファシス変化点ｋ1と予め決定されたディエンファシス変化点ｋ2により決定された増幅度により増幅する第１演算増幅器と、前記シンボル値が前記プリエンファシス変化点ｋ1より大きくあるいは等しい場合は前記比較器から提供される前記シンボル値を前記プリエンファシス変化点ｋ1と前記ディエンファシス変化点ｋ2及び予め決定された最大入力値Ｌで決定された増幅度により増幅する第２演算増幅器と、前記第１演算増幅器と前記第２演算増幅器の出力を加算して前記調節されたシンボル値を出力する加算器とを含むことを特徴とする。
第３に、直交周波数分割多重方式を使用する移動通信システムの受信器で送信器から受信される受信信号に対してディエンファシスを遂行する方法において、所定の出力伝達特性により最大入力値Ｌとプリエンファシス変化点ｋ1及びディエンファシス変化点ｋ2を設定する過程と、前記受信信号の値Ｓpre(ｎ)が前記ディエンファシス変化点ｋ2より小さいと、前記プリエンファシス変化点ｋ1と前記ディエンファシス変化点ｋ2により決定された増幅度により前記受信信号の値Ｓpre(ｎ)をディエンファシスさせる過程と、前記受信信号の値Ｓpre(ｎ)が前記ディエンファシス変化点ｋ1より大きくあるいは等しいと、前記プリエンファシス変化点ｋ1と前記ディエンファシス変化点ｋ2及び前記最大入力値Ｌにより決定された増幅度により前記受信信号の値Ｓpre(ｎ)をディエンファシスさせる過程とを含むことを特徴とする。
第４に、直交周波数分割多重方式を使用する移動通信システムの受信器で送信器から受信される受信信号に対してディエンファシスを遂行する装置において、前記受信信号の値Ｓpre(ｎ)を予め決定されたディエンファシス変化点ｋ2と比較して前記シンボルを出力する比較器と、前記受信信号の値Ｓpre(ｎ)が前記ディエンファシス変化点ｋ2より小さいと、前記比較器から提供される前記受信信号の値Ｓpre(ｎ)を前記ディエンファシス変化点ｋ2と予め決定されたプリエンファシス変化点ｋ1により決定された増幅度により増幅する第１演算増幅器と、前記受信信号の値Ｓpre(ｎ)が前記ディエンファシス変化点ｋ2より大きくあるいは等しいと、前記比較器から提供される前記受信信号の値Ｓpre(ｎ)を前記プリエンファシス変化点ｋ1と前記ディエンファシス変化点ｋ2及び予め決定された最大入力値Ｌにより決定された増幅度により増幅する第２演算増幅器と、前記第１演算増幅器と前記第２演算増幅器の出力を加算して出力する加算器とを含むことを特徴とする。
本発明によるＯＦＤＭ方式を使用する移動通信システムのＰＡＰＲ減少方法及び装置は、高いＰＡＰＲを減少させるためにプリエンファシス方法を適用することにより、大きなＰＡＰＲの減少効果とＢＥＲの性能改善でも優れた効果がある。また、本発明によるＯＦＤＭ方式を使用する移動通信システムのＰＡＰＲの減少方法及び装置は従来技術に比べて簡単な構造で、複雑な演算が不要で、よい性能が得られる効果がある。
以下、本発明の望ましい実施形態を添付の図面を参照して詳細に説明する。
本発明の実施形態において、ＯＦＤＭ方式のＣＤＭＡ移動通信システムで元の信号を維持しつつＰＡＰＲを減少させるための装置及び方法について、具体的に説明する。このために、本発明の実施形態による送信器はＩＦＦＴによるＯＦＤＭ信号を送信する前にプリエンファシス(pre-emphasis)させ、受信器は受信信号に対してディエンファシス(de-emphasis)を遂行する。一方、後述する本発明の詳細な説明ではＯＦＤＭ変調、ＩＦＦＴ、ＦＦＴ、ＨＰＡ、スペクトルの効率、ビット誤り率などの特定詳細が本発明のより全般的理解のために使用されている。これら特定詳細なしに、またこれらの変形によっても本発明を容易に実施可能であるのは、当該技術分野で通常の知識を有する者には自明なことである。
図１は、ＯＦＤＭ方式を使用する符号分割多重接続移動通信システムで本発明の実施形態による構成を示すものである。同図では、マッパー１１０乃至高出力増幅器１２２からなる送信器の構造と、低雑音増幅器１２６乃至ディマッパー１３８からなる受信器の構造を示す。一方、図１に示すように送信器はプリエンファシス部１１８を備え、受信器はディエンファシス部１３０を備える。
通常にエンファシス(emphasis)は信号の高い周波数帯域信号を増幅して伝送することにより、干渉や雑音を低減させるための処理過程である。このエンファシスはプリエンファシスとディエンファシスに大別される。プリエンファシスは信号対雑音の比、周波数特性、歪み特性を改善するために伝送周波数の特定部分を送信側でプリエンファシスする処理過程である。また、ディエンファシスは信号の伝送時に信号対雑音の比を改善する目的で予め送信側でエンファシスして伝送する高周波帯域を受信側で弱化することにより、信号を元に戻す過程である。
しかし、本発明の実施形態によれば、プリエンファシスは所定基準点を定義し、ＩＦＦＴ過程を通じて出力されるＯＦＤＭシンボル値が前記所定基準点より小さい場合と前記所定基準点より大きくあるいは等しい場合により、相互に異なる増幅度に応じてＯＦＤＭシンボルを増幅して出力する動作に定義されている。また、本発明の実施形態によるディエンファシスは所定基準点を定義し、受信信号が所定基準点より小さい場合と、前記所定基準点より大きくまたは等しい場合により相互に異なる増幅度により前記受信信号を増幅して出力する動作に定義されている。このとき、前記増幅度はプリエンファシスまたはディエンファシスの伝達特性により定義されうる。
以下、本発明の実施形態によるＯＦＤＭ方式のＣＤＭＡ移動通信システムの送信器の構成及び動作と受信器の構成及び動作を区分して説明すれば、次のようである。
送信器の構成及び動作
まず、図１において本発明の実施形態による送信器の構成のみを参照して説明する。
同図を参照すれば、送信器から伝送したいデータは所定符号率により符号化され、この符号化により出力される符号化ビットがインタリービングされた後、マッパー１１０に提供される。この符号化方式では多様な方式が提案されているが、誤り訂正符号のターボ符号を利用して符号化する方式が代表的に使用される。このとき、所定符号率では１/２及び３/４などがある。マッパー１１０は所定の変調方式により前記入力データを変調して変調シンボルを出力する。前記変調方式では８ＰＳＫ、１６ＱＡＭ、６４ＱＡＭ、ＱＰＳＫなどがあり、そのそれぞれの変調方式は固有のシンボルマッピング方式により変調動作を遂行する。本発明では変調方式としてＱＰＳＫを使用している。マッパー１１０から直列出力される変調シンボルは直/並列変換部１１２に提供される。この直/並列変換部１１２はマッパー１１０から提供される変調シンボルを並列に出力する。直/並列変換部１１２から並列出力される変調シンボルは逆高速フーリエ変換（ＩＦＦＴ）部１１４に提供される。このＩＦＦＴ部１１４は直/並列変換部１１２から提供される変調シンボルを、ＩＦＦＴを用いるＯＦＤＭ変調を遂行することにより、ＯＦＤＭシンボルとして出力する。すなわち、ＩＦＦＴは周波数帯域の信号を時間帯域の信号に変換することである。このＩＦＦＴ部１１４から並列に出力されるＯＦＤＭ シンボルは並/直列変換部１１６に提供されて直列形態に出力される。
上述した動作をより具体的に説明すれば、直/並列変換部１１２から出力される変調シンボルをＸk(０≦ｋ≦Ｎ-１)とすれば、並/直列変換部１１６の出力である複素基底帯域ＯＦＤＭシンボル値ｘnは下記の数式(9)のようになる。
Figure 0004002239
ここで、Ｎは副搬送波の数を示す。Ｎが大きくなれば、ＯＦＤＭ信号はガウス分布(Gaussian Distribution)に近似化する。このとき、従来の場合において前記ｘnによるＰＡＰＲは下記の数式(10)のように定義される。
Figure 0004002239
ここで、Ｅ(＊)は＊の平均を示す。この数式(10)で分子はピーク電力を、分母は平均電力を示す。本発明はプリエンファシス過程を通じて前記ｘn 2を増加させることにより、前記平均電力が増加するようにＰＡＰＲを低める。本発明により増加したｘn 2はＳ(ｎ)に定義される。もちろん、このｘn 2の増加により前記ピーク電力も共に増加する。しかし、このピーク電力は最高電力値に帰結されるので、ＰＡＰＲを低めるための本発明の目的は達成可能である。
数式(9)により並/直列変換部１１６から出力されるＯＦＤＭシンボルはプリエンファシス部１１８に提供される。ＯＦＤＭシンボルは所定の伝達特性を有するプリエンファシス部１１８によりプリエンファシス過程を経た後、電力値が増加したＯＦＤＭシンボルのＳ(ｎ)として出力される。したがって、プリエンファシス過程を通じて出力されるＳ(ｎ)を数式(10)のｘn 2に代替することにより得られるＰＡＰＲは、従来に比べて減少した値となる。
前記ディジタル/アナログ変換器１２０はプリエンファシス部１１８から提供されるディジタル形態のＳ(ｎ)をアナログ信号に変換して高出力増幅器(ＨＰＡ)１２２に提供する。この高出力増幅器１２２はディジタル/アナログ変換器１２０からの信号を増幅して受信器に伝送する。
プリエンファシス部１１８が有する入力伝達特性の一例を、図６の(1)、(2)のように示す。したがって、プリエンファシス部１１８は図６に示す入力伝達特性を利用してＯＦＤＭシンボルに対するプリエンファシスを遂行する。また、ＬはＩＦＦＴ部１１４から出力されるＯＦＤＭシンボルの最大振幅である。このＯＦＤＭシンボルの振幅は各副搬送波の値が最大値を有するとき、最大振幅となるので、Ｌは副搬送波の総個数と同一である。したがって、プリエンファシス部１１８に入力される振幅は０〜最大Ｌを有するようになる。一方、図６に示したｋ1は所定のプリエンファシス変化点に設定した振幅サイズである。
図２は、プリエンファシス１１８に対する詳細構成を示すものである。
同図を参照すれば、並/直列変換部１１６から出力されるＯＦＤＭシンボルＳ(ｎ)は比較器２１０に入力される。比較器２１０はＳ(ｎ)を所定比較値ｋ1と比較し、その結果によりＳ(ｎ)を区分して出力する。すなわち、比較器２１０はＳ(ｎ)が０〜ｋ1の範囲に属する場合(Ｓ(ｎ)＜ｋ1)はＳ(ｎ)を第１演算増幅器２２０に出力し、Ｓ(ｎ)がｋ1〜Ｌの範囲に属する場合(Ｓ(ｎ)≧ｋ1)はＳ(ｎ)を第２演算増幅器２３０に出力する。この範囲を０〜Ｌに限定することは、プリエンファシス部１１８に入力されるＳ(ｎ)の振幅は０〜最大Ｌで定められるためである。したがって、ＬはＳ(ｎ)が持つことができる最大振幅に定義される。一方、第１演算増幅器２２０と第２演算増幅器２３０はそれぞれ相互に異なる伝達特性により比較器２１０から提供されるＳ(ｎ)を増幅して出力する。この伝達特性は図６に示した(1)、(2)のように、傾きで表現されうる。すなわち、第１演算増幅器２２０における伝達特性は(1)の傾き“ｋ2/ｋ1”で、第２演算増幅器２３０での伝達特性は(2)の傾き（下記の数式(11)）となるである。
Figure 0004002239
このとき、望ましくは第１演算増幅器２２０における伝達特性が第２演算増幅器２３０の伝達特性に比べて高い増幅度を有するべきである。これは、第１演算増幅器２２０の伝達特性が第２演算増幅器２３０の伝達特性に比べて相対的に急な傾きを持つべきことを意味する。
第１演算増幅器２２０は比較器２１０から提供されるＳ(ｎ)と所定値(伝達特性：ｋ2/ｋ1)との乗算を出力する。すなわち、第１演算増幅器２２０はｋ2/ｋ1に定義される入力伝達特性(増幅度)によりＳ(ｎ)を増幅して出力する。一方、第２演算増幅器２３０は比較器２１０から提供されるＳ(ｎ)と所定値(伝達特性：数式(12))との乗算を出力する。すなわち、第２演算増幅器２３０は数式(12)として定義される入力伝達特性(増幅度)により、Ｓ(ｎ)を増幅して出力する。第１演算増幅器２２０と第２演算増幅器２３０からの出力は加算器２４０に提供され、加算器２４０により２つの出力が加算されてＳpre(ｎ)を出力する。
Figure 0004002239
上述した図２の動作は、下記の数式(13)のように示す。
Figure 0004002239
図４は、プリエンファシス部１１８が遂行する動作を示す制御流れ図である。
図４を参照すれば、プリエンファシス部１１８は段階４１０で最大入力値Ｌ、プリエンファシス変化点ｋ1、及びディエンファシス変化点ｋ2と共にこれらｋ1とｋ2の範囲を決定する。このとき、プリエンファシス変化点ｋ1はＩＦＦＴ出力信号の分布を分析して決定することができる。副搬送波が十分に大きいと、変調された信号は中心局限整理によりＩＦＦＴ出力信号の実数部と虚数部はすべてガウス分布を持ち、それぞれの平均は０で、分散は１/２となる。したがって、ＯＦＤＭ信号の大きさはレーリー分布(Rayleigh distribution)を有する。このようなＯＦＤＭ信号分布を利用すれば、信号の分布が密集されている位置がわかるので、適切なプリエンファシス変化点ｋ1を決定することができる。初期値が決定されると、プリエンファシス部１１８は段階４２０に進行し、並/直列変換部１１６から提供されるＯＦＤＭシンボルＳ(ｎ)を入力し、このＳ(ｎ)が第１条件を満たすかどうかを判断する。この第１条件は０≦Ｓ(ｎ)＜ｋ1である。Ｓ(ｎ)が第１条件を満たすと、プリエンファシス部１１８は段階４３０に進行して<数式３>の１番目の数式によりプリエンファシス値Ｓper(ｎ)を計算する。すなわち、Ｓ(ｎ)を所定の伝達特性ｋ2/ｋ1と乗算することにより、増幅したＳ(ｎ)のプリエンファシス値Ｓper(ｎ)を出力する。しかし、このＳ(ｎ)が第１条件を満足しないと、前記プリエンファシス部１１８は段階４４０に進行して<数式３>の２番目の数式によりプリエンファシス値Ｓper(ｎ)を計算する。すなわち、Ｓ(ｎ)を所定伝達特性（数式(14)）と乗算することにより、増幅されたＳ(ｎ)の前記プリエンファシス値Ｓperを出力する。この第１条件を満足しないというのは（ｋ1≦Ｓ(ｎ)≦Ｌ）の第２条件を満たすことを意味する。
Figure 0004002239
前述したプリエンファシス部１１８の動作を整理すれば、プリエンファシス部１１８への入力値Ｓ(ｎ)が０〜ｋ1の大きさ(０≦Ｓ(ｎ)＜ｋ1)であれば、プリエンファシス部１１８は数式(15)により計算されたプリエンファシスの結果値Ｓpre(ｎ)をディジタル/アナログ変換器１２０に入力させる。一方、プリエンファシス部１１８への入力値Ｓ(ｎ)がｋ1〜Ｌの大きさ(ｋ1≦Ｓ(ｎ)≦Ｌ)であれば、プリエンファシス部１１８は数式(16)により計算されたプリエンファシス結果値Ｓpre(ｎ)をディジタル/アナログ変換器１２０へ入力させる。
Figure 0004002239
Figure 0004002239
図６において、ＯＦＤＭ信号の振幅はガウス分布を有するので、<数式３>でプリエンファシスされた信号の平均電力はプリエンファシス技法を適用しないＯＦＤＭ信号の平均電力より高くなって相対的にＰＡＰＲが減少する。したがって、図６に示した伝達特性を有するプリエンファシス部１１８を通過した後、ＯＦＤＭシンボルのＰＡＰＲは数式(17)のようである。
Figure 0004002239
ここで、数式(18)はプリエンファシスされた信号を示す。このプリエンファシスされた信号のピーク電力と元のＯＦＤＭ信号のピーク電力は同一である。
Figure 0004002239
受信器の構成及び動作
まず、図１において本発明の実施形態による受信器の構成のみを参照して説明すれば、次のようである。
図１を参照すれば、送信器から伝送された信号は低雑音増幅器１２６に入力され、低雑音増幅器１２６は前記受信信号に対して雑音成分を抑制するように低雑音増幅して出力する。この低雑音増幅器１２６に 提供される信号は送信器から無線チャンネルを通じて伝送される信号なので、白色ガウス雑音を含む。低雑音増幅器１２６からの受信信号はアナログ/ディジタル変換器１２８に提供される。このアナログ/ディジタル変換器１２８は低雑音増幅器１２６からのアナログ受信信号をディジタル信号を変換してディエンファシス部１３０に提供する。このディエンファシス部１３０はディジタル信号に変換された受信信号に対してディエンファシス過程を遂行し、その結果値を出力する。このディエンファシス部１３０が有する出力伝達特性の一例は図６に示す(1)’と(2)’のようである。このディエンファシス部１３０は図６に示している出力伝達特性を利用して入力されるＳpre(ｎ)に対するディエンファシスを遂行する。
ディエンファシス部１３０からの結果値は直/並列変換部１３２に提供されて並列形態に出力される。この直/並列変換部１３２からの出力は高速フーリエ変換(ＦＦＴ)部１３４により高速フーリエ変換されて出力される。この高速フーリエ変換は通常に時間帯域の信号を周波数帯域の信号に変換することにより、送信器での逆高速フーリエ変換に対応して遂行される。このように高速フーリエ変換された信号は並/直列変換部１３６に提供されて直列形態に出力される。並/直列変換部１３６から出力される信号はディマッパー１３８により復調された後、ディインタリービングと所定の復号化過程を通じて元の信号を出力する。
図３は、図１によるディエンファシス部１３０の詳細構成を示すものである。
同図を参照すれば、アナログ/ディジタル変換部１２８から出力されるＳpre(ｎ)は比較器３１０に入力され、比較器３１０はＳpre(ｎ)を所定の比較値ｋ2と比較し、その比較結果によりＳpre(ｎ)を区分して出力する。すなわち、比較器３１０はＳpre(ｎ)が０〜ｋ2の範囲に属する場合(Ｓpre(ｎ)＜ｋ2)にＳpre(ｎ)を第１演算増幅器３２０に出力し、Ｓpre(ｎ)がｋ2〜Ｌの範囲に属する場合(Ｓpre(ｎ)≧ｋ2)にはＳpre(ｎ)を第２演算増幅器３３０に出力する。この範囲を０〜Ｌに限定するのは、送信器でのＳ(ｎ)の振幅が０〜最大Ｌに定められるためである。したがって、ＬはＳpre(ｎ)が有する最大振幅に定義される。一方、第１演算増幅器３２０と第２演算増幅器３３０はそれぞれ相互に異なる伝達特性により比較器３１０から提供されるＳpre(ｎ)を増幅して出力する。この伝達特性は、図６に示す(1)’と(2)’のように傾きで表現される。すなわち、第１演算増幅器３２０での伝達特性は(1)’における傾き“ｋ1/ｋ2”で、第２演算増幅器３３０での伝達特性は(2)’における傾き（数式(19)）である。このとき、望ましくは第１演算増幅器３２０での伝達特性が第２演算増幅器３３０での伝達特性に比べて低い増幅度を持つようにしなければならない。これは第１演算増幅器３２０の伝達特性が第２演算増幅器３３０の伝達特性に比べて相対的に緩やかな傾きを有しなければならないことを意味する。
Figure 0004002239
第１演算増幅器３２０は比較器３１０から提供されるＳpre(ｎ)と所定値(伝達特性：ｋ1/ｋ2)との乗算を出力する。すなわち、第１演算増幅器３２０はｋ1/ｋ2に定義される入力伝達特性(増幅度)によりＳpre(ｎ)を増幅して出力する。一方、第２演算増幅器３３０は比較器３１０から提供されるＳpre(ｎ)と所定値(伝達特性：数式(20))との乗算を出力する。この第１演算増幅器３２０と第２演算増幅器３３０からの出力は加算器３４０に提供され、加算器３４０によりこれら出力が加算されてＳ(ｎ)として出力される。
Figure 0004002239
前述した図３の動作は、下記の数式(21)のようである。
Figure 0004002239
図５は、前述したディエンファシス部１３０が遂行する動作を示す制御流れ図である。
図５を参照すれば、ディエンファシス部１３０は段階５１０で最大入力値Ｌ、プリエンファシス変化点ｋ1、及びディエンファシス変化点ｋ2と共にｋ1とｋ2の範囲を決定する。この初期値が決定されると、ディエンファシス部１３０は段階５２０に進行してアナログ/ディジタル変換部１２８から提供されるＳpre(ｎ)を入力し、このＳpre(ｎ)が第１条件を満たすかどうかを判断する。第１条件は０≦Ｓpre(ｎ)＜ｋ2である。Ｓpre(ｎ)が第１条件を満足すれば、ディエンファシス部１３０は段階５３０に進行して<数式５>の１番目の数式によりディエンファシス値Ｓ(ｎ)を計算する。すなわち、Ｓpre(ｎ)を所定の伝達特性ｋ1/ｋ2と乗算することにより、増幅されたＳpre(ｎ)のディエンファシス値Ｓ(ｎ)を出力する。しかし、Ｓpre(ｎ)が第１条件を満足しないと、ディエンファシス部１３０は段階５４０に進行して数式(21)の２番目の数式によりディエンファシス値Ｓ(ｎ)を計算する。すなわち、Ｓpre(ｎ)を所定の伝達特性（数式(22)）と乗算することにより、増幅されたＳpre(ｎ)のディエンファシス値Ｓ(ｎ)を出力する。第１条件を満足しないというのは、前記Ｓpre(ｎ)がｋ2≦Ｓpre(ｎ)≦Ｌの第２条件を満たすことを意味する。
Figure 0004002239
前述したディエンファシス部１３０の動作を整理すれば、ディエンファシス部１３０への入力値Ｓpre(ｎ)が０〜ｋ2の 大きさ(０≦Ｓpre(ｎ)＜ｋ2)であれば、ディエンファシス部１３０は数式(23)により計算されたディエンファシス結果値Ｓ(ｎ)を直/並列変換器１３２に入力させる。一方、ディエンファシス部１３０への入力値Ｓpre(ｎ)がｋ2〜Ｌの大きさ(ｋ2≦Ｓpre(ｎ)≦Ｌ)であれば、ディエンファシス部１３０は数式(24)、受信器では図６に示す(2)’の伝達特性でディエンファシスを遂行する。
Figure 0004002239
Figure 0004002239
上述した本発明の実施形態を要約すれば、複素基底帯域のＯＦＤＭシンボル値を任意に設定されたｋ1と比較して０〜ｋ1の大きさを有する場合、送信器で図６に示す(1)の伝達特性でＯＦＤＭシンボル値をプリエンファシスし、受信器では(1)’の伝達特性でディエンファシスを遂行する。しかし、複素基底帯域のＯＦＤＭシンボル値がｋ1〜Ｌの大きさを有する場合、送信器で(2)の伝達特性でプリエンファシスを遂行し、受信器で(2)’の伝達特性でディエンファシスを遂行する。したがって、本発明は計算量が少なくてＤＳＰ素子などを利用して簡単にハードウェアの具現が可能である。
図７では、本発明の実施形態によるプリエンファシス方法のスペクトル効率を示すものである。本発明の実施形態によるプリエンファシス方法を適用したＯＦＤＭ信号のＰＡＰＲ分布をＣＣＤＦ(Complementary Cumulative Distributed Function)を利用して図８に示す。図７及び図８での性能比較のために使用したシミュレーション条件は変調方式がＱＰＳＫ、副搬送波の個数が１６のＯＦＤＭ方式の移動通信システムでオーバサンプル(over-sample)を８回行い、プリエンファシス方法でプリエンファシス変化点(ｋ1,ｋ2)が(Ｌ/９,８Ｌ/９)、(２Ｌ/９,７Ｌ/９),(３Ｌ/９,６Ｌ/９),(４Ｌ/９,５Ｌ/９)の場合を仮定した。実施形態では副搬送波の個数が１６なので、全体信号の分布長さを９等分してそれぞれのプリエンファシス変化点について分析した。ここで、ｋ1とｋ2の値は相対的な比率のみを満足すればよいので、必ずしも整数である必要はない。
図７は、本発明の実施形態によるプリエンファシス方法を適用したＯＦＤＭシンボルのスペクトルを示すものである。プリエンファシス方法を適用しないＯＦＤＭスペクトルに比べてプリエンファシス比率を大きくするほど、隣接チャンネルへのスペクトル放射(spectral regrowth)がだんだん大きく発生することがわかる。しかし、このスペクトル放射の大きさは既存のクリッピング方法に比べて少ない量である。
図８は、本発明の実施形態によるプリエンファシス方法を適用した後、ＯＦＤＭシンボルが有するＰＡＰＲのＣＣＤＦである。このＣＣＤＦが１０-3で、プリエンファシス変化点ｋ1＝１/９のとき、ＰＡＰＲは１.８ｄＢとして一番小さい。
一方、図９では本発明の実施形態によるプリエンファシス方法を適用したＯＦＤＭシステムのＢＥＲ性能を示す。図９に示すように、本発明の実施形態によるプリエンファシス方法を適用することにより雑音抑制効果が発生してＢＥＲ性能が非常に改善されることがわかる。
送信器の実施形態
まず、所定の２２４つの入力データが下記の<表１>のようである場合、ＱＰＳＫ変調、ＨＰＡは理想的で、雑音のないチャンネル環境の１６つの副搬送波を有するＯＦＤＭシステムで、プリエンファシス点が３/９のプリエンファシス方法を利用した場合を例とする。
Figure 0004002239
上記<表１>ではランダムに発生した２２４つの入力データを示す。これら入力データをＱＰＳＫ変調をすれば、２つの入力データが一つのＱＰＳＫシンボルにマッピングされて下記の<表２>のような１１２つの変調シンボル値にマッピングされる。このマッピングされたデータはシンボルの電力を１にするために正規化させる。<表２>は、上記<表１>の入力データをＱＰＳＫ変調して正規化したシンボル値を示すものである。
Figure 0004002239
上記<表２>のシンボル値が並列に１６つずつＩＦＦＴに入力されて得られたデータ値、すなわちＯＦＤＭ変調された後、並/直列変換されたシンボル値は下記の<表３>のようである。<表３>はＯＦＤＭ方式による変調後のシンボル値を示す。
Figure 0004002239
上記<表３>のＯＦＤＭ変調されたシンボルをプリエンファシス点３/９にプリエンファシスされた値は、下記の<表４>のようである。
Figure 0004002239
上記<表４>に示すプリエンファシスされたシンボル値に対する星状図は図１０Ａに、プリエンファシスされる前のシンボル値に対する星状図は図１０Ｂにそれぞれ示す。図１０Ａのプリエンファシスされた後の星状図において、プリエンファシスにより平均電力が大きくなることがわかる。また、図１０Ａ及び図１０Ｂは信号の大きさと位相を示す複素平面で横軸が信号の実数振幅を、縦軸が虚数振幅をそれぞれ示す。
受信器の実施形態
受信器で上記<表４>に示したデータを受けてディエンファシスしたデータは、下記の<表５>のようである。下記の<表５>におけるデータはＩＦＦＴ変調後、並/直列変換器を経たシンボル値を示した<表３>と同一であることがわかる。
Figure 0004002239
上記<表５>のディエンファシスしたデータをＯＦＤＭ復調、すなわちＦＦＴを経てから並/直列変換した後のデータは、下記の<表６>のようである。
Figure 0004002239
上記<表１>〜<表６>のデータを比較してみれば、結果的にＱＰＳＫマッピングに変調された<表２>のシンボルが受信器で正確に<表６>のデータに復調されたことがわかる。これを図１１に示す。図１１では<表２>の送信信号を“＋”で表示し、<表６>の受信信号を“ｏ”で表示しているが、これら２つの信号が正確に一致することがわかる。ここで、ＯＦＤＭ復調した値がＯＦＤＭ変調する前の値と同一なので、ＱＰＳＫディマッパーのデータ値は示していない。
図１２には、時間軸でＯＦＤＭ変調された信号、プリエンファシスされた信号及びディエンファシスされた信号の振幅を示す。図１２で縦軸は信号の振幅(amplitude)を示し、横軸はデータサンプル数を示す。
図１２で、“＋”で表示されているものは元のＯＦＤＭシンボル、すなわち<表３>のデータ値である。<表４>のプリエンファシスされたデータは“・”で表示され、<表４>のプリエンファシスされたデータ値を示す。一方、図１２で“ｏ”で表示されているものはプリエンファシスされたデータをディエンファシスしたデータ値を示している。図１２からわかるように、プリエンファシスされた信号が受信器でディエンファシスされた信号と正確に元のＯＦＤＭ信号と一致することがわかる。
<表７>にプリエンファシス技法を適用しない従来のＯＦＤＭ移動通信システムとプリエンファシス技法を適用した本発明の実施形態によるＯＦＤＭ移動通信システムのＢＥＲ性能を比較した。
Figure 0004002239
上記<表７>を参照すれば、プリエンファシス技法を適用しないＯＦＤＭ移動通信システムに比べてプリエンファシス変化点がｋ1＝Ｌ/９のプリエンファシス技法を適用したＯＦＤＭ移動通信システムが一番大きなＰＡＰＲ減少量を示す。しかし、プリエンファシス変化点がｋ1＝Ｌ/９のプリエンファシス技法を適用したＯＦＤＭ移動通信システムは大きなスペクトルの再放出によりＢＥＲ性能はかえって悪くなる。このＢＥＲ性能においてはプリエンファシス変化点が２Ｌ/９のとき、一番優れたＢＥＲ性能を示し、このＰＡＰＲ減少量も大きい。これは信号の歪みが小さく、受信器のディエンファシス過程で雑音抑制効果が大きいためである。すなわち、信号の振幅を<数式３>と、<数式５>により高くすることにより、ＯＦＤＭシンボルの平均電力を高めて結果的にＰＡＰＲを定義する<数式２>によりＰＡＰＲが減少するようになる。
本発明の実施形態による直交周波数変調多重化方式を使用する移動通信システムの構成を示す図。 図１のプリエンファシス部に対する詳細構成を示す図。 図１のディエンファシス部に対する詳細構成を示す図。 本発明の実施形態によるプリエンファシスの遂行を示す制御流れ図。 本発明の実施形態によるディエンファシスの遂行を示す制御流れ図。 本発明の実施形態で、プリエンファシス及びディエンファシスによる入/出力伝達特性を示す図。 本発明の実施形態によるプリエンファシス技法を適用したとき、直交周波数変調多重化信号のスペクトルを示す図。 本発明の実施形態によるプリエンファシス技法を適用したとき、直交周波数変調多重化信号によるピーク電力対平均電力の分布を示す図。 本発明の実施形態によるプリエンファシス技法を適用したとき、ビット誤り率を示す図。 本発明の実施形態によりプリエンファシスされたデータの星状図。 プリエンファシスされない通常のデータの星状図。 本発明の実施形態による送信信号と受信信号とを比較して示すグラフ。 本発明の実施形態による直交周波数変調多重化信号とプリエンファシスされた信号及びディエンファシスされた信号を時間軸上に示すグラフ。
符号の説明
１１０ マッパー
１１２ 直/並列変換部
１１４ ＩＦＦＴ部
１１６ 並/直列変換部
１１８ プリエンファシス
１２２ 高出力増幅器
１２６ 低雑音増幅器
１３０ ディエンファシス
１３８ ディマッパー

Claims (12)

  1. 入力データを逆高速フーリエ変換により直交周波数分割多重変調シンボルに生成する移動通信システムの送信器で最大電力対平均電力の比を減少するために前記シンボルの値を調節する方法において、
    前記シンボル値Ｓ(ｎ)が所定基準値ｋ１より小さい場合と、そうでない場合、それぞれに対して相互に異なるように与えられた伝達特性として前記シンボル値Ｓ(ｎ)を増幅するプリエンファシス過程と、
    前記プリエンファシスされて出力されるディジタル形態の値Ｓpre （ｎ）をアナログ信号に変換し、前記アナログ信号を所定増幅度により増幅する過程とを含み、前記所定基準値ｋ １ はプリエンファシス変化点として定義される振幅であることを特徴とする方法。
  2. 前記所定基準値ｋ１は前記直交周波数分割多重変調シンボルの分布が密集されている位置により決定される請求項１記載の方法。
  3. 前記シンボル値Ｓ(ｎ)が前記所定基準値ｋ１より小さい場合(０≦Ｓ(ｎ)＜ｋ１)に与えられるディジタル形態の値Ｓ pre （ｎ）は次の数式(1)のようであり、
    Figure 0004002239
     前記シンボル値Ｓ(ｎ)が前記所定基準値ｋ１より大きくまたは等しい場合(ｋ１≦Ｓ(ｎ)≦Ｌ)に与えられるディジタル形態の値Ｓ pre （ｎ）は次の数式(2)のようである請求項２記載の方法。
    Figure 0004002239
     ここで、ＬはＳ(ｎ)の最大値。
  4. 入力データを逆高速フーリエ変換により直交周波数分割多重変調シンボルに生成する移動通信システムの送信器で最大電力対平均電力の比を減少させるために前記シンボルの値を調節する装置において、
    前記シンボル値Ｓ(ｎ)が所定基準値ｋ１より小さい場合とそうでない場合、それぞれに対して相互に異なるように与えられる伝達特性により前記シンボル値Ｓ(ｎ)を増幅するプリエンファシス部と、
    前記プリエンファシス部から出力されるディジタル形態の値Ｓpre （ｎ）をアナログ信号に変換するディジタル/アナログ変換部と、
    前記ディジタル/アナログ変換部からの前記アナログ信号を所定増幅度により増幅する高出力増幅器とを含み、前記所定基準値ｋ １ は、プリエンファシス変化点として定義される振幅であることを特徴とする装置。
  5. 前記所定基準値ｋ１は前記直交周波数分割多重変調シンボルの分布が密集されている位置により決定される請求項４記載の装置。
  6. 前記シンボル値Ｓ(ｎ)が前記所定基準値ｋ１より小さい場合(０≦Ｓ(ｎ)＜ｋ１)に与えられるディジタル形態のシンボル値Ｓ pre （ｎ）は下記の数式(3)のようであり、
    Figure 0004002239
     前記シンボル値Ｓ(ｎ)が前記所定基準値ｋ１より大きくあるいは等しい場合(ｋ１≦Ｓ(ｎ)≦Ｌ)に与えられるディジタル形態のシンボル値Ｓ pre （ｎ）は下記の数式(4)のようである請求項５記載の装置。
    Figure 0004002239
     ここで、ＬはＳ(ｎ)の最大値。
  7. 直交周波数分割多重方式の移動通信システムで送信器から逆高速フーリエ変換により伝送される変調シンボルを受信器に受信する方法において、
    前記変調シンボルを低雑音増幅した後、ディジタル形態のシンボル値Ｓ pre （ｎ）に変換する過程と、
    前記ディジタル形態のシンボル値Ｓpre （ｎ）が所定の基準値ｋ2より小さい場合とそうでない場合、それぞれに対して相互に異なるように与えられる伝達特性により前記ディジタル形式のシンボル値Ｓpre(ｎ)を増幅するディエンファシス過程と、
    前記ディエンファシスされて出力されるシンボル値Ｓ(ｎ)を高速フーリエ変換して出力する過程とを含み、前記所定基準値ｋ ２ は、ディエンファシス変化点として定義される振幅であることを特徴とする方法。
  8. 前記所定の基準値ｋ2は前記直交周波数分割多重方式により伝送される変調シンボルの分布が密集されている位置により決定される請求項７記載の方法。
  9. 前記ディジタル形態のシンボル値Ｓpre(ｎ)が前記所定基準値ｋ2より小さい場合(０≦Ｓpre(ｎ)＜ｋ2)に与えられるディエンファシスされたシンボル値Ｓ（ｎ）は下記の数式(5)のようであり、
    Figure 0004002239
     前記ディジタル形態のシンボル値Ｓpre(ｎ)が前記所定基準値ｋ2より大きくあるいは等しい場合(ｋ2≦Ｓpre(ｎ)≦Ｌ)に与えられるディエンファシスされたシンボル値Ｓ（ｎ）は下記の数式(6)のようである請求項８記載の方法。
    Figure 0004002239
     ここで、ＬはＳ(ｎ)の最大値。
  10. 直交周波数分割多重方式の移動通信システムで送信器から逆高速フーリエ変換により伝送される変調シンボルを受信器に受信する装置において、
    前記変調シンボルを低雑音増幅する低雑音増幅器と、
    前記増幅された変調シンボルをディジタル形態のシンボル値Ｓ pre （ｎ）に変換するアナログ/ディジタル変換器と、
    前記ディジタル形態のシンボル値Ｓpre （ｎ）が所定基準値ｋ2より小さい場合とそうでない場合、それぞれに対して相互に異なるように与えられる伝達特性により前記ディジタル形態のシンボル値Ｓpre (ｎ)を増幅するディエンファシス部と、
    前記ディエンファシス部から出力されるシンボル値Ｓ(ｎ)を高速フーリエ変換して出力する高速フーリエ変換部とを含み、前記所定基準値ｋ ２ は、ディエンファシス変化点として定義される振幅であることを特徴とする装置。
  11. 前記所定基準値ｋ2は前記直交周波数分割多重方式により伝送される変調シンボルの分布が密集されている位置により決定される請求項１０記載の装置。
  12. 前記シンボル値Ｓpre(ｎ)が前記所定基準値ｋ2より小さい場合(０≦Ｓpre(ｎ)＜ｋ2)に与えられるディエンファシスされたシンボル値Ｓ（ｎ）は下記の数式(7)のようであり、
    Figure 0004002239
     前記シンボル値Ｓpre(ｎ)が前記所定の基準値ｋ2より大きくまたは等しい場合(ｋ２≦Ｓpre(ｎ)≦Ｌ)に与えられるディエンファシスされたシンボル値Ｓ（ｎ）は下記の数式(8)のようである請求項１１記載の装置。
    Figure 0004002239
     ここで、ＬはＳ(ｎ)の最大値。
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