JP5862362B2

JP5862362B2 - 通信機および通信方法

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Publication number: JP5862362B2
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Inventors: 延良西川
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Description

本発明は、通信機および通信方法に関する。

ＯＦＤＭ（Orthogonal Frequency-Division Multiplexing：直交周波数分割多重）方式の通信では、入力信号をサブキャリア変調し、ＩＦＦＴ（Inverse Fast Fourier Transformation：逆高速フーリエ変換）を行い、ベースバンド信号を生成する。そのため、サブキャリアの数が増え、ＦＦＴ（Fast Fourier Transformation：高速フーリエ変換）サイズが大きくなると、大きなピークを持つベースバンド信号が生成され、ＰＡＰＲ（Peak-to-Average Power Ratio：ピーク対平均電力比）が高くなるという性質を持っている。ＰＡＰＲが高くなると、信号を歪みなく伝送するために広範囲において線形性を有する増幅器が必要となる。そこでＰＡＰＲを低減するための技術が開発されている。

特許文献１では、ＰＡＰＲを低減するため、ＩＦＦＴを行う前に逐次決定法により算出した最適位相に基づきサブキャリア変調信号の位相を制御する。

特開２００６−１６５７８１号公報

ＯＦＤＭ方式の通信では、ＰＡＰＲを低減することが課題となっている。特許文献１では、ＰＡＰＲを低減する最適位相を算出するために繰り返し計算処理を行い、サブキャリアごとに位相を制御する必要がある。また特許文献１に開示されている技術では、ＰＡＰＲの低減の程度を制御することはできない。

本発明は、上述のような事情に鑑みてなされたものであり、ＯＦＤＭ方式の通信において、ＰＡＰＲを低減し、さらにＰＡＰＲの低減の程度を制御することを目的とする。

上記目的を達成するため、本発明の第１の観点に係る通信機は、
直交周波数分割多重通信方式の無線通信により他の機器と通信を行う通信機であって、
入力信号を所定の変調方式で変調し、周波数成分が互いに直交するサブキャリアに割り当て、サブキャリア変調信号を生成する変調手段と、
前記サブキャリア変調信号の逆高速フーリエ変換を行うＩＦＦＴ手段と、
前記ＩＦＦＴ手段の演算結果を該演算結果の実部である実部データと該演算結果の虚部である虚部データとに分解する分解手段と、
前記実部データまたは前記虚部データである入力データの要素の最大値より小さい所定の正の閾値および前記入力データの要素の最小値より大きく、前記正の閾値と異なる絶対値を有する所定の負の閾値を用いて、前記入力データの要素の内、値が前記正の閾値以上の要素に、該要素の値と前記正の閾値との差を縮小する所定の演算を施し、前記入力データの要素の内、値が前記負の閾値以下の要素に、該要素の値と前記負の閾値との差を縮小する所定の演算を施す演算手段と、
前記演算手段で演算を施した前記実部データおよび前記虚部データを合成したデータに基づきベースバンド信号を生成する合成手段と、
前記ベースバンド信号から送信手段を生成して送信する送信手段と、
を備え、
前記演算手段において、前記入力データが前記実部データである場合と、前記入力データが前記虚部データである場合とで、前記正の閾値および前記負の閾値の少なくともいずれかが異なる、
ことを特徴とする。

好ましくは、前記演算手段は、前記入力データの要素の内、値が前記正の閾値以上の要素から、該要素から前記正の閾値を減算して１より大きい所定の第１振幅係数で除算した値を減算し、前記入力データの要素の内、値が前記負の閾値以下の要素から、該要素から前記負の閾値を減算して１より大きい所定の第２振幅係数で除算した値を減算する。

本発明の第２の観点に係る通信機は、
直交周波数分割多重通信方式の無線通信により他の機器と通信を行う通信機であって、
送信信号を受信してベースバンド信号を生成する受信手段と、
前記ベースバンド信号を直並列変換し、並列信号を生成する直並列手段と、
前記並列信号を前記並列信号の実部である実部データと並列信号の虚部である虚部データとに分解する受信側分解手段と、
前記並列信号の前記実部データまたは前記並列信号の前記虚部データである入力データの要素の内、値が所定の正の閾値以上の要素に、該要素の値と前記正の閾値との差を拡大する所定の演算を施し、前記入力データの要素の内、値が前記正の閾値と異なる絶対値を有する所定の負の閾値以下の要素に、該要素の値と前記負の閾値との差を拡大する所定の演算を施す逆演算手段と、
前記逆演算手段で演算を施した前記並列信号の前記実部データおよび前記並列信号の前記虚部データを合成する受信側合成手段と、
前記受信側合成手段の演算結果の高速フーリエ変換を行ってサブキャリア変調信号を生成するＦＦＴ手段と、
前記サブキャリア変調信号を所定の復調方式で復調する復調手段と、
を備え、
前記逆演算手段において、前記入力データが前記並列信号の前記実部データである場合と、前記入力データが前記並列信号の前記虚部データである場合とで、前記正の閾値および前記負の閾値の少なくともいずれかが異なる、
ことを特徴とする。

好ましくは、前記逆演算手段は、前記並列信号の前記実部データまたは前記並列信号の前記虚部データである入力データの要素の内、値が所定の正の閾値以上の要素に、１より大きい所定の第１振幅係数を乗算し、前記正の閾値を減算し、前記第１振幅係数から１を減算した値で除算し、前記入力データの要素の内、値が所定の負の閾値以下の要素に、１より大きい所定の第２振幅係数を乗算し、前記負の閾値を減算し、前記第２振幅係数から１を減算した値で除算する。

本発明の第３の観点に係る通信方法は、
直交周波数分割多重通信方式の無線通信により他の機器と通信を行う通信機が行う通信方法であって、
入力信号を所定の変調方式で変調し、周波数成分が互いに直交するサブキャリアに割り当て、サブキャリア変調信号を生成する変調ステップと、
前記サブキャリア変調信号の逆高速フーリエ変換を行うＩＦＦＴステップと、
前記ＩＦＦＴステップの演算結果を該演算結果の実部である実部データと該演算結果の虚部である虚部データとに分解する分解ステップと、
前記実部データまたは前記虚部データである入力データの要素の最大値より小さい所定の正の閾値および前記入力データの要素の最小値より大きく、前記正の閾値と異なる絶対値を有する所定の負の閾値を用いて、前記入力データの要素の内、値が前記正の閾値以上の要素に、該要素の値と前記正の閾値との差を縮小する所定の演算を施し、前記入力データの要素の内、値が前記負の閾値以下の要素に、該要素の値と前記負の閾値との差を縮小する所定の演算を施す演算ステップと、
前記演算ステップで演算を施した前記実部データおよび前記虚部データを合成したデータに基づきベースバンド信号を生成する合成ステップと、
前記ベースバンド信号から送信手段を生成して送信する送信ステップと、
を備え、
前記演算ステップにおいて、前記入力データが前記実部データである場合と、前記入力データが前記虚部データである場合とで、前記正の閾値および前記負の閾値の少なくともいずれかが異なる、
ことを特徴とする。

本発明の第４の観点に係る通信方法は、
直交周波数分割多重通信方式の無線通信により他の機器と通信を行う通信機が行う通信方法であって、
送信信号を受信してベースバンド信号を生成する受信ステップと、
前記ベースバンド信号を直並列変換し、並列信号を生成する直並列ステップと、
前記並列信号を前記並列信号の実部である実部データと並列信号の虚部である虚部データとに分解する受信側分解ステップと、
前記並列信号の前記実部データまたは前記並列信号の前記虚部データである入力データの要素の内、値が所定の正の閾値以上の要素に、該要素の値と前記正の閾値との差を拡大する所定の演算を施し、前記入力データの要素の内、値が前記正の閾値と異なる絶対値を有する所定の負の閾値以下の要素に、該要素の値と前記負の閾値との差を拡大する所定の演算を施す逆演算ステップと、
前記逆演算ステップで演算を施した前記並列信号の前記実部データおよび前記並列信号の前記虚部データを合成する受信側合成ステップと、
前記受信側合成ステップの演算結果の高速フーリエ変換を行ってサブキャリア変調信号を生成するＦＦＴステップと、
前記サブキャリア変調信号を所定の復調方式で復調する復調ステップと、
を備え、
前記逆演算ステップにおいて、前記入力データが前記並列信号の前記実部データである場合と、前記入力データが前記並列信号の前記虚部データである場合とで、前記正の閾値および前記負の閾値の少なくともいずれかが異なる、
ことを特徴とする。

本発明によれば、ＯＦＤＭ方式の通信において、ＰＡＰＲを低減し、さらにＰＡＰＲの低減の程度を制御することが可能になる。

本発明の実施の形態に係る通信機の構成例を示すブロック図である。実施の形態に係る通信機の異なる構成例を示すブロック図である。実施の形態に係る演算部での演算処理による信号点配置図の変化を示す図である。実施の形態に係る演算部での演算処理による実部データおよび虚部データの振幅の変化を示す図である。実施の形態に係る通信機が行う送信制御の動作の一例を示すフローチャートである。実施の形態に係る通信機が行う受信制御の動作の一例を示すフローチャートである。シミュレーションしたベースバンド信号のＰＡＰＲのＣＣＤＦ特性と第１振幅係数および第２振幅係数との関係を示す図である。シミュレーションしたベースバンド信号のＰＡＰＲのＣＣＤＦ特性と閾値との関係を示す図である。シミュレーションしたＢＥＲ特性と第１振幅係数および第２振幅係数との関係を示す図である。シミュレーションしたＢＥＲ特性と閾値との関係を示す図である。

以下、本発明の実施の形態について図面を参照して詳細に説明する。なお図中、同一または同等の部分には同一の符号を付す。以下の説明において、ＩＦＦＴ（Inverse Fast Fourier Transformation：逆高速フーリエ変換）は、ＩＦＦＴとＩＤＦＴ（Inverse Discrete Fourier Transformation：逆離散フーリエ変換）を含む概念とする。したがって本発明の実施の形態においては、ＩＦＦＴの代わりに、ＩＤＦＴを行うよう構成してもよい。同様にＦＦＴ（Fast Fourier Transformation：高速フーリエ変換）は、ＦＦＴとＤＦＴ（Discrete Fourier Transformation：離散フーリエ変換）を含む概念とする。またＩＤＦＴおよびＤＦＴを行う場合は、以下の説明におけるＦＦＴサイズとは、ＤＦＴのサイズを意味する。

図１は、本発明の実施の形態に係る通信機の構成例を示すブロック図である。通信機１は、ＯＦＤＭ（Orthogonal Frequency-Division Multiplexing：直交周波数分割多重）方式の無線通信により他の機器と通信を行う。通信機１は、アンテナ１０、変調部１１、直並列変換部１２、ＩＦＦＴ部１３、分解部１４、演算部１５、合成部１６、送信部１７、およびコントローラ２０を備える。演算部１５は、実部演算部１５１および虚部演算部１５２を備える。

コントローラ２０は、ＣＰＵ（Central Processing Unit：中央処理装置）２１、ＲＡＭ（Random Access Memory）２３、およびＲＯＭ（Read-Only Memory）２４を備える。複雑化を避け、理解を容易にするために、コントローラ２０から各部への信号線が省略されているが、コントローラ２０は通信機１の各部にＩ／Ｏ（Input／Output）２２を介して接続しており、それらの処理の開始、終了、処理内容の制御を行う。

ＲＡＭ２３には、例えば送信フレームを生成するためのデータが記憶されている。ＲＯＭ２４は、コントローラ２０が通信機１の動作を制御するための制御プログラムを格納する。コントローラ２０は、制御プログラムに基づいて、通信機１を制御する。

図２は、実施の形態に係る通信機の異なる構成例を示すブロック図である。上述の通信機１に受信機能をもたせるため、図２に示す通信機１はさらに復調部３１、並直列変換部３２、ＦＦＴ部３３、受信側合成部３４、逆演算部３５、受信側分解部３６、受信部３７、および送受信切替部３８を備える。逆演算部３５は、実部逆演算部３５１および虚部逆演算部３５２を備える。送信機能および受信機能を備える図２に示す通信機１を用いて、通信機１が行う通信方法について以下に説明する。

変調部１１は、入力信号を所定の変調方式で変調し、変調信号を生成し、直並列変換部１２に送る。変調方式として、例えばＱＰＳＫ（Quadrature Phase-Shift Keying：四位相偏移変調）を用いる。直並列変換部１２は、変調信号を直並列変換し、周波数成分が互いに直交するサブキャリアに割り当て、サブキャリア変調信号を生成する。そして、サブキャリア変調信号をＩＦＦＴ部１３に送る。ＩＦＦＴ部１３は、サブキャリア変調信号のＩＦＦＴを行い、演算結果を分解部１４に送る。

分解部１４は、ＩＦＦＴ部１３の演算結果を該演算結果の実部である実部データと、該演算結果の虚部である虚部データとに分解し、実部データと虚部データを演算部１５に送る。演算部１５は、実部データを実部演算部１５１に、虚部データを虚部演算部１５２にそれぞれ送る。実部演算部１５１および虚部演算部１５２の動作は同じであるため、実部演算部１５１の動作について説明する。サブキャリア変調信号をｄとすると、実部演算部１５１が受け取った実部データｕは、下記（１）式で表される。

実部演算部１５１は、実部データである入力データの要素の内、値が所定の正の閾値以上の要素に、該要素の値と正の閾値との差を縮小する所定の演算を施し、入力データの要素の内、値が所定の負の閾値以下の要素に、該要素の値と負の閾値との差を縮小する所定の演算を施す。例えば、実部演算部１５１は、入力データの要素の内、値が所定の正の閾値以上の要素から、該要素から正の閾値を減算して１より大きい所定の実数である第１振幅係数で除算した値を減算する。実部演算部１５１は、入力データの要素の内、値が所定の負の閾値以下の要素から、該要素から負の閾値を減算して１より大きい所定の実数である第２振幅係数で除算した値を減算する。

所定の正の閾値とは、入力データの要素の最大値より小さい正の実数であり、所定の負の閾値とは、入力データの要素の最小値より大きい負の実数である。所定の正の閾値および負の閾値は、後述するようにＰＡＰＲ（Peak-to-Average Power Ratio：ピーク対平均電力比）の低減の程度およびＢＥＲ(Bit Error Rate：符号誤り率)の劣化の程度を考慮して予め定められている。なお正の閾値の絶対値と負の閾値の絶対値とは同じ値でもよいし、異なる値でもよい。第１振幅係数と第２振幅係数とは同じ値でもよいし、異なる値でもよい。正の閾値の絶対値と負の閾値の絶対値とが同じであり、第１振幅係数と第２振幅係数とが同じであるように構成すると、上述の演算処理の実装を簡易化することが可能である。

正の閾値をｔｈ_＋とし、第１振幅係数をａ_１とし、実部データｕの要素の内、値が正の閾値以上である要素をｕ_＋とすると、実部演算部１５１でｕ_＋に演算を施した結果であるｖ_＋は、下記（２）式で表される。

また負の閾値をｔｈ₋とし、第２振幅係数をａ_２とし、実部データｕの要素の内、値が負の閾値以下である要素をｕ₋とすると、実部演算部１５１でｕ₋に演算を施した結果であるｖ₋は、下記（３）式で表される。

なお実部データｕの要素の内、値が負の閾値より大きく、かつ、正の閾値より小さい要素については、実部演算部１５１は上述のいずれの演算も施さない。

虚部演算部１５２は、虚部データを入力データとして実部演算部１５１と同様に上述の演算処理を行う。実部演算部１５１および虚部演算部１５２が用いる所定の正の閾値および負の閾値は、異なってもよい。実部演算部１５１および虚部演算部１５２が同じ所定の正の閾値および負の閾値を用いる場合には、１つの演算器を用いて実部演算部１５１および虚部演算部１５２を実現することができる。

実部データおよび虚部データの要素の内、値が正の閾値または負の閾値に一致する要素については、該要素に上述の演算を施しても値は変わらない。したがって、実部演算部１５１および虚部演算部１５２は、入力データの要素の内、値が正の閾値より大きい要素および値が負の閾値より小さい要素について上述の演算を行うよう構成してもよい。

演算部１５は、実部演算部１５１で演算を施した実部データおよび虚部演算部１５２で演算を施した虚部データを合成部１６に送る。

合成部１６は、送られた実部データおよび虚部データを合成したデータに基づきベースバンド信号を生成する。送られた実部データをｖ、虚部データをｗとすると、合成したデータはｖ＋ｊｗで表される。ただしｊは虚数単位である。送信部１７は、ベースバンド信号から送信信号を生成し、送受信切替部３８およびアンテナ１０を介して他の機器に送信信号を送る。

図３は、実施の形態に係る演算部での演算処理による信号点配置図の変化を示す図である。ＦＦＴサイズを２０４８、変調方式をＱＰＳＫ、正の閾値を０．０２、負の閾値を−０．０２、第１振幅係数および第２振幅係数を２とし、あるランダム信号を入力信号として用いてシミュレーションを行った。図３（ａ）は、ＩＦＦＴ部１３の演算結果の信号点配置図を示す。図３（ｂ）は、合成部１６で実部データと虚部データを合成したデータの信号点配置図を示す。実部演算部１５１および虚部演算部１５２において上述の演算を施すことにより、複素平面上の点が複素平面の原点方向に移動していることがわかる。

図４は、実施の形態に係る演算部での演算処理による実部データおよび虚部データの振幅の変化を示す図である。横軸は周波数（単位：サブキャリア間隔ｆ_０）であり、縦軸は振幅である。図４（ａ）は上述のシミュレーションにおいて分解部１４が生成した実部データ、図４（ｂ）は分解部１４が生成した虚部データ、図４（ｃ）は実部演算部１５１で演算を施した実部データ、図４（ｄ）は虚部演算部１５２で演算を施した虚部データである。実部演算部１５１および虚部演算部１５２において上述の演算を施すことにより、実部データおよび虚部データにおいて、正の閾値以上の要素の値と正の閾値との差および負の閾値以下の要素の値と負の閾値との差が縮小していることがわかる。

図５は、実施の形態に係る通信機が行う送信制御の動作の一例を示すフローチャートである。変調部１１は、入力信号を所定の変調方式で変調して変調信号を生成し、直並列変換部１２は、変調信号を直並列変換し、周波数成分が互いに直交するサブキャリアに割り当て、サブキャリア変調信号を生成する（ステップＳ１１０）。ＩＦＦＴ部１３は、サブキャリア変調信号のＩＦＦＴを行う（ステップＳ１２０）。

分解部１４は、ＩＦＦＴ部１３の演算結果を該演算結果の実部である実部データと、該演算結果の虚部である虚部データとに分解する（ステップＳ１３０）。実部演算部１５１は、実部データの要素の内、値が所定の正の閾値以上の要素に、該要素の値と正の閾値との差を縮小する所定の演算を施し、実部データの要素の内、値が所定の負の閾値以下の要素に、該要素の値と負の閾値との差を縮小する所定の演算を施す。虚部演算部１５２は、虚部データに対し、実部演算部１５１と同様の演算処理を行う（ステップＳ１４０）。

合成部１６は、実部データおよび虚部データを合成したデータに基づきベースバンド信号を生成する（ステップＳ１５０）。送信部１７は、ベースバンド信号から送信信号を生成し、送受信切替部３８およびアンテナ１０を介して他の機器に送信信号を送る（ステップＳ１６０）。

受信側での処理を以下に説明する。受信部３７は、アンテナ１０および送受信切替部３８を介して送信信号を受信し、ベースバンド信号を生成し、受信側分解部３６に送る。受信側分解部３６は、ベースバンド信号を直並列変換し、並列信号を生成する。受信側分解部３６は、並列信号を並列信号の実部である実部データと、並列信号の虚部である虚部データとに分解し、並列信号の実部データと虚部データを逆演算部３５に送る。逆演算部３５は、並列信号の実部データを実部逆演算部３５１に、並列信号の虚部データを虚部逆演算部３５２にそれぞれ送る。実部逆演算部３５１および虚部逆演算部３５２の動作は同じであるため、実部逆演算部３５１の動作について説明する。実部逆演算部３５１が受け取った並列信号の実部データをｒとすると、ｒは送信側の実部演算部１５１で演算を施した実部データｖに一致する。

実部逆演算部３５１は、並列信号の実部データである入力データの要素の内、値が所定の正の閾値以上の要素に、該要素の値と正の閾値との差を拡大する所定の演算を施し、入力データの要素の内、値が所定の負の閾値以下の要素に、該要素の値と負の閾値との差を拡大する所定の演算を施す。所定の演算とは送信側の実部演算部１５１で演算を施した所定の要素の値を復元するための演算である。例えば、実部逆演算部３５１は、入力データの要素の内、値が所定の正の閾値以上の要素に１より大きい所定の実数である第１振幅係数を乗算し、正の閾値を減算し、第１振幅係数から１を減算した値で除算する。実部逆演算部３５１は、入力データの要素の内、値が所定の負の閾値以下の要素に１より大きい所定の実数である第２振幅係数を乗算し、負の閾値を減算し、第２振幅係数から１を減算した値で除算する。

実部逆演算部３５１が用いる所定の正の閾値および負の閾値は、送信側の実部演算部１５１が用いた所定の正の閾値および負の閾値とそれぞれ同じである。また第１振幅係数および第２振幅係数も、送信側の実部演算部１５１が用いた第１振幅係数および第２振幅係数と同じである。受信側では予め正の閾値、負の閾値、第１振幅係数および第２振幅係数についての情報を保持しているものとする。

上記（２）式について、ｕ_＋は正の閾値ｔｈ_＋以上の値であること、および第１振幅係数ａ_１が１より大きいことを用いて式を変形すると、下記（４）式が導き出される。

したがって、並列信号の実部データｒの要素の内、値が正の閾値以上である要素は、送信側の実部演算部１５１で上記（２）式で表される演算を施した要素に一致する。すなわち、実部逆演算部３５１が受け取った並列信号の実部データｒの内、値が所定の正の閾値以上である要素をｒ_＋とすると、ｒ_＋はｖ_＋に一致する。実部逆演算部３５１でｒ_＋に演算を施した結果であるｓ_＋は、下記（５）式で表される。ｒ_＋はｖ_＋に一致するので、上記（２）式を用いて上記（５）式を変形すると、ｓ_＋＝ｕ_＋が得られる。

上記（３）式について、ｕ₋は負の閾値ｔｈ₋以下の値であること、および第２振幅係数ａ_２が１より大きいことを用いて式を変形すると、下記（６）式が導き出される。

したがって、並列信号の実部データｒの要素の内、値が負の閾値以下である要素は、送信側の実部演算部１５１で上記（３）式で表される演算を施した要素に一致する。すなわち、実部逆演算部３５１が受け取った並列信号の実部データｒの内、値が所定の負の閾値以下である要素をｒ₋とすると、ｒ₋はｖ₋ に一致する。実部逆演算部３５１でｒ₋に演算を施した結果であるｓ₋は、下記（７）式で表される。ｒ₋はｖ₋ に一致するので、上記（３）式を用いて上記（７）式を変形すると、ｓ₋＝ｕ₋が得られる。

なお並列信号の実部データｒの要素の内、値が負の閾値より大きく、かつ、正の閾値より小さい要素については、実部逆演算部３５１は上述のいずれの演算も施さない。

虚部逆演算部３５２は、虚部データを入力データとして実部逆演算部３５１と同様に上述の演算処理を行う。実部逆演算部３５１と同様に、虚部逆演算部３５２が用いる所定の正の閾値および負の閾値は、送信側の虚部演算部１５２が用いた所定の正の閾値および負の閾値とそれぞれ同じである。実部逆演算部３５１および虚部逆演算部３５２が用いる所定の正の閾値および負の閾値は、異なってもよい。実部逆演算部３５１および虚部逆演算部３５２が同じ所定の正の閾値および負の閾値を用いる場合には、１つの演算器を用いて実部逆演算部３５１および虚部逆演算部３５２を実現することができる。送信側と同様に、実部逆演算部３５１および虚部逆演算部３５２は、入力データの要素の内、値が正の閾値より大きい要素および値が負の閾値より小さい要素について上述の演算を行うよう構成してもよい。

逆演算部３５は、実部逆演算部３５１で演算を施した並列信号の実部データおよび虚部逆演算部３５２で演算を施した並列信号の虚部データを受信側合成部３４に送る。

受信側合成部３４は、送られた並列信号の実部データおよび並列信号の虚部データを合成したデータをＦＦＴ部３３に送る。送られた並列信号の実部データをｓ、並列信号の虚部データをｘとすると、合成したデータはｓ＋ｊｘで表される。ＦＦＴ部３３は、受信側合成部３４から送られたデータのＦＦＴを行い、サブキャリア変調信号を生成する。ＦＦＴ部３３は、サブキャリア変調信号を並直列変換部３２に送る。

並直列変換部３２は、サブキャリア変調信号を並直列変換し、直列信号を生成して復調部３１に送る。復調部３１は、直列信号を所定の復調方式で復調する。例えば、復調部３１は直列信号のＱＰＳＫ復調を行う。これにより変調部１１で変調した入力信号を復調部３１で復調して出力することができる。

図６は、実施の形態に係る通信機が行う受信制御の動作の一例を示すフローチャートである。受信部３７は、アンテナ１０および送受信切替部３８を介して送信信号を受信し、ベースバンド信号を生成する（ステップＳ２１０）。受信側分解部３６は、ベースバンド信号を直並列変換し、並列信号を生成する（ステップＳ２２０）。受信側分解部３６は、並列信号を並列信号の実部である実部データと、並列信号の虚部である虚部データとに分解する（ステップＳ２３０）。

実部逆演算部３５１は、並列信号の実部データである入力データの要素の内、値が所定の正の閾値以上の要素に、該要素の値と正の閾値との差を拡大する所定の演算を施し、入力データの要素の内、値が所定の負の閾値以下の要素に、該要素の値と負の閾値との差を拡大する所定の演算を施す。虚部逆演算部３５２は、虚部データに対し、実部逆演算部３５１と同様の演算処理を行う（ステップＳ２４０）。

受信側合成部３４は、並列信号の実部データおよび並列信号の虚部データを合成し、ＦＦＴ部３３は、合成したデータのＦＦＴを行い、サブキャリア変調信号を生成する（ステップＳ２５０）。並直列変換部３２は、サブキャリア変調信号を並直列変換して直列信号を生成し、復調部３１は、直列信号を所定の復調方式で復調する（ステップＳ２６０）。

以上説明した原理に従って、通信機１は例えば以下のように通信を行う。サブキャリアの数が４の場合に、分解部１４が生成した実部データｕが下記（８）式で表されるとする。

ここで一例として、正の閾値を３、負の閾値を−３、第１振幅係数および第２振幅係数を２とすると、実部演算部１５１で演算の対象となるのは上記（８）式の１行目の要素と４行目の要素である。１行目の要素に上記（２）式に基づき演算を施し、４行目の要素に上記（３）式に基づき演算を施すと、実部演算部１５１で演算を施した実部データｖは、下記（９）式で表される。

受信側での処理を以下に説明する。受信側分解部３６が生成した並列信号の実部データｒは、上記（９）式で表されるｖに一致する。実部逆演算部３５１で演算の対象となるのは上記（９）式の１行目の要素と４行目の要素である。１行目の要素に上記（５）式に基づき演算を施し、４行目の要素に上記（７）式に基づき演算を施すと、演算を施した実部データｓは、下記（１０）式で表され、上記（８）式で表されるｕに一致する。したがって、受信側で入力信号を復元できることがわかる。

以上説明したとおり、本発明の実施の形態に係る通信機１によれば、ＯＦＤＭ通信方式において、実部データと虚部データの要素の内、値が正の閾値以上の要素および値が負の閾値以下の要素に所定の演算を施し、ベースバンド信号を生成することでＰＡＰＲを低減することが可能となる。また後述するように、ＰＡＰＲを低減し、ＰＡＰＲの低減の程度を制御することが可能となる。

（具体例）
次に、シミュレーションにより本実施の形態に係る発明の効果を説明する。入力信号にランダム信号を用いて、従来技術と本実施の形態に係る発明について、ベースバンド信号を生成し、ＰＡＰＲの算出を繰り返すシミュレーションを行った。変調方式としてＱＰＳＫを用い、ＦＦＴサイズを２０４８として、従来技術と本実施の形態に係る発明のＰＡＰＲのＣＣＤＦ（Complementary Cumulative Distribution Function：相補累積分布関数）、すなわちＰＡＰＲの発生確率の特性を比較した。従来技術とは、上述のような演算を加えずにサブキャリア変調信号からベースバンド信号を生成する方法である。

図７は、シミュレーションしたベースバンド信号のＰＡＰＲのＣＣＤＦ特性と第１振幅係数および第２振幅係数との関係を示す図である。横軸はＰＡＰＲ（単位：ｄＢ）、縦軸はＰＡＰＲのＣＣＤＦである。本実施の形態においては正の閾値を０．０２、負の閾値を−０．０２で固定し、第１振幅係数および第２振幅係数の値を変化させた。第１振幅係数および第２振幅係数は同じ値ａとする。従来技術のＰＡＰＲのＣＣＤＦ特性が太い実線のグラフであり、本実施の形態においてａ＝２．５とした場合が細い実線のグラフであり、ａ＝２の場合が点線のグラフであり、ａ＝１．５の場合が一点鎖線のグラフである。図に示す範囲において、本実施の形態に係る発明のＰＡＰＲはいずれの場合も従来技術と比べて低減されており、ａを１に近づけることで、ＰＡＰＲがより低減されることがわかる。

図８は、シミュレーションしたベースバンド信号のＰＡＰＲのＣＣＤＦ特性と閾値との関係を示す図である。横軸はＰＡＰＲ（単位：ｄＢ）、縦軸はＰＡＰＲのＣＣＤＦである。本実施の形態においては、第１振幅係数および第２振幅係数を２で固定し、正の閾値および負の閾値を変えて同様のシミュレーションを行った。なお正の閾値および負の閾値の絶対値を同じ値ｔｈとする。従来技術のＰＡＰＲのＣＣＤＦ特性が太い実線のグラフであり、本実施の形態においてｔｈ＝０．２とした場合が細い実線のグラフであり、ｔｈ＝０．０２の場合が点線のグラフであり、ｔｈ＝０．００２の場合が一点鎖線のグラフである。ｔｈ＝０．２の場合のＰＡＰＲは従来技術と同程度であるが、ｔｈ＝０．０２およびｔｈ＝０．００２の場合は、従来技術と比べてＰＡＰＲが低減されている。ＰＡＰＲの低減に好適な閾値の値は、入力信号の値や信号数に依存する。ＦＦＴサイズが２０４８の場合には、ｔｈ＝０．０２が好適な値であった。ｔｈ＝０．２の場合に、図中の一部の範囲においては本実施の形態に係る発明のＰＡＰＲは、従来技術と比較して劣化している。これは所定の条件において、ピーク電力の低減の程度よりも平均電力の低減の程度が大きくなるためである。したがって、例えばＦＦＴサイズ２０４８の場合にはｔｈ＝０．０２を用いるように、ＦＦＴサイズに応じた好適な正の閾値および負の閾値を用いるよう構成すればよい。

ＢＥＲについて同様にシミュレーションを行った。図９は、シミュレーションしたＢＥＲ特性と第１振幅係数および第２振幅係数との関係を示す図である。横軸はＥｂ／Ｎｏ（Energy per Bit to NOise power spectral density ratio：ビットエネルギー対雑音電力密度比）、縦軸はＢＥＲである。Ｅｂ／Ｎｏの単位はｄＢである。本実施の形態においては正の閾値を０．０２、負の閾値を−０．０２で固定し、第１振幅係数および第２振幅係数を変化させた。第１振幅係数および第２振幅係数は同じ値ａとする。従来技術のＢＥＲはプロット点を四角で表したグラフであり、本実施の形態においてａ＝２．５とした場合がプロット点を三角で表したグラフであり、ａ＝２の場合がプロット点を丸で表したグラフであり、ａ＝１．５の場合がプロット点を菱形で表したグラフである。

本実施の形態ではａを１に近づけるにしたがって、ＢＥＲが劣化している。ａを１に近づけるほど、演算を施した実部データおよび虚部データの要素の値は正の閾値または負の閾値に近づく。伝送路における雑音の影響により該要素が負の閾値より大きく、かつ、正の閾値より小さい値となってしまった場合、受信側で正しく復元されない。そのためａを１に近づけると、ＢＥＲが劣化する。

図１０は、シミュレーションしたＢＥＲ特性と閾値との関係を示す図である。横軸はＥｂ／Ｎｏ（単位：ｄＢ）、縦軸はＢＥＲである。本実施の形態においては、第１振幅係数および第２振幅係数を２で固定し、正の閾値および負の閾値を変えて同様のシミュレーションを行った。なお正の閾値および負の閾値の絶対値を同じ値ｔｈとする。従来技術のＢＥＲはプロット点を四角で表したグラフであり、本実施の形態においてｔｈ＝０．２とした場合がプロット点を三角で表したグラフであり、ｔｈ＝０．０２の場合がプロット点を丸で表したグラフであり、ｔｈ＝０．００２の場合がプロット点を菱形で表したグラフである。

本実施の形態ではｔｈを小さくするにしたがって、ＢＥＲが劣化している。上述のように雑音の影響により受信側で正しく復元されない場合があるため、ｔｈを小さくして、本実施の形態の演算対象となる要素の数が増えると、ＢＥＲが劣化する。

ＢＥＲは、送信電力を上げることで、改善することが可能である。また予めシミュレーションを行って、ＦＦＴサイズに応じた好適な正の閾値および負の閾値を検出することで、ＢＥＲの劣化を最小限に抑えることが可能である。

上述のシミュレーションにより、本実施の形態においては、値が正の閾値以上である要素および値が負の閾値以下である要素に所定の演算を施して、ベースバンド信号を生成することでＰＡＰＲを低減できることがわかった。また第１振幅係数、第２振幅係数、正の閾値および負の閾値を変更することでＰＡＰＲの低減の程度を制御できることがわかった。

本発明の実施の形態は上述の実施の形態に限られない。変調部１１の変調方式は、ＱＰＳＫに限られず、ＱＰＳＫ以外のＰＳＫ（Phase Shift Keying：位相偏移変調）やＱＡＭ（Quadrature Amplitude Modulation：直角位相振幅変調）などを用いることができる。変調部１１と直並列変換部１２の順序を変えて、入力信号を直並列変換してサブキャリア信号に割り当て、並列信号の各データを所定の変調方式で変調するよう構成してもよい。その場合、受信側では復調部３１と並直列変換部３２の順序を変えて、復調処理を行う。

ＩＦＦＴ部１３は、ＩＦＦＴの代わりにＩＤＦＴを行うよう構成してもよいし、ＦＦＴ部３３は、ＦＦＴの代わりにＤＦＴを行うよう構成してもよい。実部演算部１５１および虚部演算部１５２の演算処理は上述の実施の形態に限られず、正の閾値以上である要素の値と正の閾値との差および負の閾値以下である要素の値と負の閾値との差を縮小する演算であればよい。

１通信機
１０アンテナ
１１変調部
１２直並列変換部
１３ＩＦＦＴ部
１４分解部
１５演算部
１６合成部
１７送信部
２０コントローラ
２１ＣＰＵ
２２Ｉ／Ｏ
２３ＲＡＭ
２４ＲＯＭ
３１復調部
３２並直列変換部
３３ＦＦＴ部
３４受信側合成部
３５逆演算部
３６受信側分解部
３７受信部
３８送受信切替部
１５１実部演算部
１５２虚部演算部
３５１実部逆演算部
３５２虚部逆演算部

Claims

直交周波数分割多重通信方式の無線通信により他の機器と通信を行う通信機であって、
入力信号を所定の変調方式で変調し、周波数成分が互いに直交するサブキャリアに割り当て、サブキャリア変調信号を生成する変調手段と、
前記サブキャリア変調信号の逆高速フーリエ変換を行うＩＦＦＴ手段と、
前記ＩＦＦＴ手段の演算結果を該演算結果の実部である実部データと該演算結果の虚部である虚部データとに分解する分解手段と、
前記実部データまたは前記虚部データである入力データの要素の最大値より小さい所定の正の閾値および前記入力データの要素の最小値より大きく、前記正の閾値と異なる絶対値を有する所定の負の閾値を用いて、前記入力データの要素の内、値が前記正の閾値以上の要素に、該要素の値と前記正の閾値との差を縮小する所定の演算を施し、前記入力データの要素の内、値が前記負の閾値以下の要素に、該要素の値と前記負の閾値との差を縮小する所定の演算を施す演算手段と、
前記演算手段で演算を施した前記実部データおよび前記虚部データを合成したデータに基づきベースバンド信号を生成する合成手段と、
前記ベースバンド信号から送信手段を生成して送信する送信手段と、
を備え、
前記演算手段において、前記入力データが前記実部データである場合と、前記入力データが前記虚部データである場合とで、前記正の閾値および前記負の閾値の少なくともいずれかが異なる、
ことを特徴とする通信機。
前記演算手段は、前記入力データの要素の内、値が前記正の閾値以上の要素から、該要素から前記正の閾値を減算して１より大きい所定の第１振幅係数で除算した値を減算し、前記入力データの要素の内、値が前記負の閾値以下の要素から、該要素から前記負の閾値を減算して１より大きい所定の第２振幅係数で除算した値を減算することを特徴とする請求項１に記載の通信機。
直交周波数分割多重通信方式の無線通信により他の機器と通信を行う通信機であって、
送信信号を受信してベースバンド信号を生成する受信手段と、
前記ベースバンド信号を直並列変換し、並列信号を生成する直並列手段と、
前記並列信号を前記並列信号の実部である実部データと並列信号の虚部である虚部データとに分解する受信側分解手段と、
前記並列信号の前記実部データまたは前記並列信号の前記虚部データである入力データの要素の内、値が所定の正の閾値以上の要素に、該要素の値と前記正の閾値との差を拡大する所定の演算を施し、前記入力データの要素の内、値が前記正の閾値と異なる絶対値を有する所定の負の閾値以下の要素に、該要素の値と前記負の閾値との差を拡大する所定の演算を施す逆演算手段と、
前記逆演算手段で演算を施した前記並列信号の前記実部データおよび前記並列信号の前記虚部データを合成する受信側合成手段と、
前記受信側合成手段の演算結果の高速フーリエ変換を行ってサブキャリア変調信号を生成するＦＦＴ手段と、
前記サブキャリア変調信号を所定の復調方式で復調する復調手段と、
を備え、
前記逆演算手段において、前記入力データが前記並列信号の前記実部データである場合と、前記入力データが前記並列信号の前記虚部データである場合とで、前記正の閾値および前記負の閾値の少なくともいずれかが異なる、
ことを特徴とする通信機。
前記逆演算手段は、前記並列信号の前記実部データまたは前記並列信号の前記虚部データである入力データの要素の内、値が所定の正の閾値以上の要素に、１より大きい所定の第１振幅係数を乗算し、前記正の閾値を減算し、前記第１振幅係数から１を減算した値で除算し、前記入力データの要素の内、値が所定の負の閾値以下の要素に、１より大きい所定の第２振幅係数を乗算し、前記負の閾値を減算し、前記第２振幅係数から１を減算した値で除算することを特徴とする請求項３に記載の通信機。
直交周波数分割多重通信方式の無線通信により他の機器と通信を行う通信機が行う通信方法であって、
入力信号を所定の変調方式で変調し、周波数成分が互いに直交するサブキャリアに割り当て、サブキャリア変調信号を生成する変調ステップと、
前記サブキャリア変調信号の逆高速フーリエ変換を行うＩＦＦＴステップと、
前記ＩＦＦＴステップの演算結果を該演算結果の実部である実部データと該演算結果の虚部である虚部データとに分解する分解ステップと、
前記実部データまたは前記虚部データである入力データの要素の最大値より小さい所定の正の閾値および前記入力データの要素の最小値より大きく、前記正の閾値と異なる絶対値を有する所定の負の閾値を用いて、前記入力データの要素の内、値が前記正の閾値以上の要素に、該要素の値と前記正の閾値との差を縮小する所定の演算を施し、前記入力データの要素の内、値が前記負の閾値以下の要素に、該要素の値と前記負の閾値との差を縮小する所定の演算を施す演算ステップと、
前記演算ステップで演算を施した前記実部データおよび前記虚部データを合成したデータに基づきベースバンド信号を生成する合成ステップと、
前記ベースバンド信号から送信手段を生成して送信する送信ステップと、
を備え、
前記演算ステップにおいて、前記入力データが前記実部データである場合と、前記入力データが前記虚部データである場合とで、前記正の閾値および前記負の閾値の少なくともいずれかが異なる、
ことを特徴とする通信方法。
直交周波数分割多重通信方式の無線通信により他の機器と通信を行う通信機が行う通信方法であって、
送信信号を受信してベースバンド信号を生成する受信ステップと、
前記ベースバンド信号を直並列変換し、並列信号を生成する直並列ステップと、
前記並列信号を前記並列信号の実部である実部データと並列信号の虚部である虚部データとに分解する受信側分解ステップと、
前記並列信号の前記実部データまたは前記並列信号の前記虚部データである入力データの要素の内、値が所定の正の閾値以上の要素に、該要素の値と前記正の閾値との差を拡大する所定の演算を施し、前記入力データの要素の内、値が前記正の閾値と異なる絶対値を有する所定の負の閾値以下の要素に、該要素の値と前記負の閾値との差を拡大する所定の演算を施す逆演算ステップと、
前記逆演算ステップで演算を施した前記並列信号の前記実部データおよび前記並列信号の前記虚部データを合成する受信側合成ステップと、
前記受信側合成ステップの演算結果の高速フーリエ変換を行ってサブキャリア変調信号を生成するＦＦＴステップと、
前記サブキャリア変調信号を所定の復調方式で復調する復調ステップと、
を備え、
前記逆演算ステップにおいて、前記入力データが前記並列信号の前記実部データである場合と、前記入力データが前記並列信号の前記虚部データである場合とで、前記正の閾値および前記負の閾値の少なくともいずれかが異なる、
ことを特徴とする通信方法。