JP5942561B2 - 通信機および通信方法 - Google Patents

Description

本発明は、通信機および通信方法に関する。

ＯＦＤＭ（Orthogonal Frequency-Division Multiplexing：直交周波数分割多重）方式の通信では、入力信号をサブキャリア変調し、ＩＦＦＴ（Inverse Fast Fourier Transformation：逆高速フーリエ変換）を行い、ベースバンド信号を生成する。そのため、サブキャリアの数が増え、ＦＦＴ（Fast Fourier Transformation：高速フーリエ変換）サイズが大きくなると、大きなピークを持つベースバンド信号が生成され、ＰＡＰＲ（Peak-to-Average Power Ratio：ピーク対平均電力比）が高くなるという性質を持っている。ＰＡＰＲが高くなると、信号を歪みなく伝送するために広範囲において線形性を有する増幅器が必要となる。そこでＰＡＰＲを低減するための技術が開発されている。

特許文献１では、ＰＡＰＲを低減するため、ＩＦＦＴを行う前に逐次決定法により算出した最適位相に基づきサブキャリア変調信号の位相を制御する。

特開２００６−１６５７８１号公報

ＯＦＤＭ方式の通信では、ＰＡＰＲを低減することが課題となっている。特許文献１では、ＰＡＰＲを低減する最適位相を算出するために繰り返し計算処理を行い、サブキャリアごとに位相を制御する必要がある。また特許文献１に開示されている技術では、ＰＡＰＲの低減の程度を制御することはできない。

本発明は、上述のような事情に鑑みてなされたものであり、ＯＦＤＭ方式の通信において、ＰＡＰＲを低減し、さらにＰＡＰＲの低減の程度を制御することを目的とする。

上記目的を達成するため、本発明の第１の観点に係る通信機は、
直交周波数分割多重通信方式の無線通信により他の機器と通信を行う通信機であって、
入力信号を所定の変調方式で変調し、所定の残りデータの各要素と変調した前記入力信号の各要素とを周波数成分が互いに直交するサブキャリアに割り当て、サブキャリア変調信号を生成する変調手段と、
データの集合であるデータ系列であって、データのシフトを行っていない同じデータ系列との間の自己相関値が、データのシフトを行ったデータ系列との間の自己相関値に比べて高い、自己相関特性を有する任意のデータ系列を用いて、前記サブキャリア変調信号の要素の内、先頭から第１の所定の数の個数の要素と、所定の振幅係数を各要素に乗算した前記データ系列の要素の内、先頭から第２の所定の数の個数の要素と、を順に並べて合成して演算データを生成する演算手段と、
前記演算データの逆高速フーリエ変換を行うＩＦＦＴ手段と、
前記ＩＦＦＴ手段の演算結果を合成してベースバンド信号を生成する合成手段と、
前記ベースバンド信号のピーク対平均電力比を算出し、ピーク対平均電力比が所定の基準に合致するか否かを判定する判定手段と、
ピーク対平均電力比が前記所定の基準に合致する前記ベースバンド信号を検出するまで、前記第１の所定の数および前記第２の所定の数の少なくともいずれか一方を変えて、前記演算手段、前記ＩＦＦＴ手段、前記合成手段、および前記判定手段の処理を繰り返し行う制御手段と、
前記残りデータを前記サブキャリア変調信号の要素の内、前記所定の基準に合致する前記ベースバンド信号に対応する前記演算データに含まれない要素、から成るデータで更新する更新手段と、
前記所定の基準に合致する前記ベースバンド信号から送信信号を生成して送信する送信手段と、
を備えることを特徴とする。

好ましくは、前記演算手段は、前記データ系列としてＣＡＺＡＣ(Constant Amplitude Zero Auto-Correlation)系列を用いる。

本発明の第２の観点に係る通信機は、
直交周波数分割多重通信方式の無線通信により他の機器と通信を行う通信機であって、
送信信号を受信してベースバンド信号を生成する受信手段と、
前記ベースバンド信号を直並列変換し、並列信号を生成する直並列手段と、
前記並列信号の高速フーリエ変換を行って変換後データを生成するＦＦＴ手段と、
データの集合であるデータ系列であって、データのシフトを行っていない同じデータ系列との間の自己相関値が、データのシフトを行ったデータ系列との間の自己相関値に比べて高い、自己相関特性を有する所定のデータ系列について所定の方向へ所定の回数のシフトを行い、受信側データ系列を生成するシフト手段と、
前記受信側データ系列および前記並列信号から生成した所定の２つのデータの間に相関があるか否かを判定する相関判定手段と、
前記相関判定手段で相関があると判定するまで、前記データ系列をシフトする前記所定の回数を変えて、前記シフト手段および前記相関判定手段を繰り返す受信側制御手段と、
前記相関判定手段で相関があると判定した際に用いた前記受信側データ系列を生成するために、前記シフト手段で行ったデータのシフトの前記所定の方向および前記所定の回数に基づき、前記変換後データの連続する一部のデータである所定の要素を決定し、前記変換後データから該所定の要素を抽出してサブキャリア変調信号を生成する抽出手段と、
前記サブキャリア変調信号を所定の復調方式で復調する復調手段と、
を備えることを特徴とする。

好ましくは、前記シフト手段は、生成した前記受信側データ系列の逆高速フーリエ変換を行い、
前記相関判定手段は、前記受信側データ系列の逆高速フーリエ変換を行った結果と前記並列信号との間に相関があるか否かを判定する。

または、前記相関判定手段は、前記受信側データ系列と前記変換後データとの間に相関があるか否かを判定してもよい。

好ましくは、前記シフト手段は、前記データ系列としてＣＡＺＡＣ(Constant Amplitude Zero Auto-Correlation)系列を用いる。

本発明の第３の観点に係る通信方法は、
直交周波数分割多重通信方式の無線通信により他の機器と通信を行う通信機が行う通信方法であって、
入力信号を所定の変調方式で変調し、所定の残りデータの各要素と変調した前記入力信号の各要素とを周波数成分が互いに直交するサブキャリアに割り当て、サブキャリア変調信号を生成する変調ステップと、
データの集合であるデータ系列であって、データのシフトを行っていない同じデータ系列との間の自己相関値が、データのシフトを行ったデータ系列との間の自己相関値に比べて高い、自己相関特性を有する任意のデータ系列を用いて、前記サブキャリア変調信号の要素の内、先頭から第１の所定の数の個数の要素と、所定の振幅係数を各要素に乗算した前記データ系列の要素の内、先頭から第２の所定の数の個数の要素と、を順に並べて合成して演算データを生成する演算ステップと、
前記演算データの逆高速フーリエ変換を行うＩＦＦＴステップと、
前記ＩＦＦＴステップの演算結果を合成してベースバンド信号を生成する合成ステップと、
前記ベースバンド信号のピーク対平均電力比を算出し、ピーク対平均電力比が所定の基準に合致するか否かを判定する判定ステップと、
ピーク対平均電力比が前記所定の基準に合致する前記ベースバンド信号を検出するまで、前記第１の所定の数および前記第２の所定の数の少なくともいずれか一方を変えて、前記演算ステップ、前記ＩＦＦＴステップ、前記合成ステップ、および前記判定ステップの処理を繰り返し行う制御ステップと、
前記残りデータを前記サブキャリア変調信号の要素の内、前記所定の基準に合致する前記ベースバンド信号に対応する前記演算データに含まれない要素、から成るデータで更新する更新ステップと、
前記所定の基準に合致する前記ベースバンド信号から送信信号を生成して送信する送信ステップと、
を備えることを特徴とする。

好ましくは、前記演算ステップにおいて、前記データ系列としてＣＡＺＡＣ(Constant Amplitude Zero Auto-Correlation)系列を用いる。

本発明の第４の観点に係る通信方法は、
直交周波数分割多重通信方式の無線通信により他の機器と通信を行う通信機が行う通信方法であって、
送信信号を受信してベースバンド信号を生成する受信ステップと、
前記ベースバンド信号を直並列変換し、並列信号を生成する直並列ステップと、
前記並列信号の高速フーリエ変換を行って変換後データを生成するＦＦＴステップと、
データの集合であるデータ系列であって、データのシフトを行っていない同じデータ系列との間の自己相関値が、データのシフトを行ったデータ系列との間の自己相関値に比べて高い、自己相関特性を有する所定のデータ系列について所定の方向へ所定の回数のシフトを行い、受信側データ系列を生成するシフトステップと、
前記受信側データ系列および前記並列信号から生成した所定の２つのデータの間に相関があるか否かを判定する相関判定ステップと、
前記相関判定ステップで相関があると判定するまで、前記データ系列をシフトする前記所定の回数を変えて、前記シフトステップおよび前記相関判定ステップを繰り返す受信側制御ステップと、
前記相関判定ステップで相関があると判定した際に用いた前記受信側データ系列を生成するために、前記シフトステップで行ったデータのシフトの前記所定の方向および前記所定の回数に基づき、前記変換後データの連続する一部のデータである所定の要素を決定し、前記変換後データから該所定の要素を抽出してサブキャリア変調信号を生成する抽出ステップと、
前記サブキャリア変調信号を所定の復調方式で復調する復調ステップと、
を備えることを特徴とする。

好ましくは、前記シフトステップにおいて、生成した前記受信側データ系列の逆高速フーリエ変換を行い、
前記相関判定ステップにおいて、前記受信側データ系列の逆高速フーリエ変換を行った結果と前記並列信号との間に相関があるか否かを判定する。

または、前記相関判定ステップにおいて、前記受信側データ系列と前記変換後データとの間に相関があるか否かを判定してもよい。

好ましくは、前記シフトステップにおいて、前記データ系列としてＣＡＺＡＣ(Constant Amplitude Zero Auto-Correlation)系列を用いる。

本発明によれば、ＯＦＤＭ方式の通信において、ＰＡＰＲを低減し、さらにＰＡＰＲの低減の程度を制御することが可能になる。

本発明の実施の形態に係る通信機の構成例を示すブロック図である。 実施の形態に係る通信機の異なる構成例を示すブロック図である。 実施の形態に係る通信機が行う送信制御の動作の一例を示すフローチャートである。 実施の形態における受信側データ系列のＩＦＦＴを行った演算結果と並列信号との間の相関関係の例を示す図である。 実施の形態に係る通信機が行う受信制御の動作の一例を示すフローチャートである。 実施の形態に係る通信機の異なる構成例を示すブロック図である。 実施の形態における受信側データ系列と変換後データとの間の相関関係の例を示す図である。 実施の形態に係る通信機が行う受信制御の動作の他の一例を示すフローチャートである。 シミュレーションしたＣＣＤＦの特性を示す図である。 シミュレーションしたＰＡＰＲ特性と演算データに含まれるサブキャリア変調信号の要素の数との関係を示す図である。 シミュレーションしたＢＥＲの特性を示す図である。 実施の形態における受信側データ系列のＩＦＦＴを行った演算結果と並列信号との間の相関関係と演算データに含まれるサブキャリア変調信号の要素の数との関係を示す図である。

以下、本発明の実施の形態について図面を参照して詳細に説明する。なお図中、同一または同等の部分には同一の符号を付す。以下の説明において、ＩＦＦＴ（Inverse Fast Fourier Transformation：逆高速フーリエ変換）は、ＩＦＦＴとＩＤＦＴ（Inverse Discrete Fourier Transformation：逆離散フーリエ変換）を含む概念とする。したがって本発明の実施の形態においては、ＩＦＦＴの代わりに、ＩＤＦＴを行うよう構成してもよい。同様にＦＦＴ（Fast Fourier Transformation：高速フーリエ変換）は、ＦＦＴとＤＦＴ（Discrete Fourier Transformation：離散フーリエ変換）を含む概念とする。またＩＤＦＴおよびＤＦＴを行う場合は、以下の説明におけるＦＦＴサイズとは、ＤＦＴサイズを意味する。

図１は、本発明の実施の形態に係る通信機の構成例を示すブロック図である。通信機１は、ＯＦＤＭ（Orthogonal Frequency-Division Multiplexing：直交周波数分割多重）方式の無線通信により他の機器と通信を行う。通信機１は、アンテナ１０、変調部１１、直並列変換部１２、演算部１３、ＩＦＦＴ部１４、合成部１５、判定部１６、送信部１７、およびコントローラ２０を備える。

コントローラ２０は、ＣＰＵ（Central Processing Unit：中央処理装置）２１、ＲＡＭ（Random Access Memory）２３、およびＲＯＭ（Read-Only Memory）２４を備える。複雑化を避け、理解を容易にするために、コントローラ２０から各部への信号線が省略されているが、コントローラ２０は通信機１の各部にＩ／Ｏ（Input／Output）２２を介して接続しており、それらの処理の開始、終了、処理内容の制御を行う。

ＲＡＭ２３には、例えば送信フレームを生成するためのデータが記憶されている。ＲＯＭ２４は、コントローラ２０が通信機１の動作を制御するための制御プログラムを格納する。コントローラ２０は、制御プログラムに基づいて、通信機１を制御する。

図２は、実施の形態に係る通信機の異なる構成例を示すブロック図である。上述の通信機１に受信機能をもたせるため、図２に示す通信機１はさらに復調部３１、並直列変換部３２、抽出部３３、ＦＦＴ部３４、相関判定部３５、ＩＦＦＴ部３６、シフト部３７、直並列変換部３８、受信部３９、および送受信切替部４０を備える。送信機能および受信機能を備える図２に示す通信機１を用いて、通信機１が行う通信方法について以下に説明する。

変調部１１は、入力信号を所定の変調方式で変調し、変調信号を生成し、直並列変換部１２に送る。変調方式として、例えばＱＰＳＫ（Quadrature Phase-Shift Keying：四位相偏移変調）を用いる。直並列変換部１２は、変調信号を直並列変換し、所定の残りデータの各要素と直並列変換した変調信号の各要素とを周波数成分が互いに直交するサブキャリアに割り当て、サブキャリア変調信号を生成する。そして、サブキャリア変調信号を演算部１３に送る。所定の残りデータは、後述するように送信されなかったサブキャリア変調信号の要素から成るデータである。

演算部１３は、データの集合であるデータ系列であって、自己相関特性を有する任意のデータ系列を用い、サブキャリア変調信号の要素の内、先頭から第１の所定の数の要素と、所定の実数である振幅係数を各要素に乗算した該データ系列の要素の内、先頭から第２の所定の数の要素と、を順に並べて合成して演算データを生成する。自己相関特性を有する任意のデータ系列とは、データのシフトを行っていない同じデータ系列との間の自己相関値が、データの任意のシフトを行ったデータ系列との間の自己相関値に比べて高いデータ系列である。データの任意のシフトを行ったデータ系列は、データのシフトを行っていないデータ系列と比べて、少なくとも１の要素の値が異なる。そのようなデータ系列として、例えばＣＡＺＡＣ(Constant Amplitude Zero Auto-Correlation)系列を用いることができる。

ここで所定の残りデータにデータが存在しないものとし、サブキャリア変調信号の要素の数をＮとすると、サブキャリア変調信号ｄの各要素は、入力信号を所定の変調方式で変調した結果であり、下記（１）式で表される。

演算部１３は、下記（２）式で表される、要素の数がＮであるＣＡＺＡＣ系列を用いる。

ここで一例として演算データの要素の数をＮで固定した場合に、第１の所定の数をｐとすると、第２の所定の数はＮ−ｐで表され、演算データｄ’は、下記（３）式で表される。式中のａは振幅係数である。

演算部１３は、演算データｄ’をＩＦＦＴ部１４に送る。ＩＦＦＴ部１４は、演算データｄ’のＩＦＦＴを行い、演算結果を合成部１５に送る。合成部１５は、ＩＦＦＴ部１４の演算結果を合成してベースバンド信号を生成し、判定部１６に送る。

判定部１６は、ベースバンド信号のＰＡＰＲ（Peak-to-Average Power Ratio：ピーク対平均電力比）を算出し、ＰＡＰＲが所定の基準に合致するか否かを判定する。判定部１６は、判定結果を演算部１３に通知する。ベースバンド信号のＰＡＰＲが所定の基準に合致しない場合には、演算部１３は、第１の所定の数のおよび第２の所定の数の少なくともいずれか一方を変えて、新たな演算データを生成し、ＩＦＦＴ部１４、合成部１５および判定部１６は、新たな演算データに基づき上述の処理を行うことを、ＰＡＰＲが所定の基準に合致するベースバンド信号を検出するまで繰り返す。コントローラ２０は、演算部１３、ＩＦＦＴ部１４、合成部１５および判定部１６が上述の処理を繰り返すよう制御し、制御手段としての動作を行う。

ベースバンド信号のＰＡＰＲが所定の基準に合致する場合には、判定部１６は、ベースバンド信号を送信部１７に送る。判定部１６は、例えば、ＰＡＰＲが所定の値より低いベースバンド信号を検出するように、または上述の処理を所定の回数繰り返し、最もＰＡＰＲが低いベースバンド信号を検出するように構成することができる。

上記（３）式で表される演算データに基づき生成されたベースバンド信号のＰＡＰＲが所定の基準に合致する場合には、サブキャリア変調信号の内、ｐ＋１番目以降の要素については、演算データに含まれないため送信されない。判定部１６から判定結果の通知を受けた演算部１３は、ベースバンド信号のＰＡＰＲが所定の基準に合致する場合には、残りデータをサブキャリア変調信号の内、所定の基準に合致するベースバンド信号に対応する演算データに含まれない要素、すなわち上述の例においてはサブキャリア変調信号のｐ＋１番目以降の要素から成るデータで更新する。演算部１３は、上述の演算を行い、また残りデータを更新することで、演算手段および更新手段としての動作を行う。その後、変調部１１は、後続の入力信号から変調信号を生成し、変調信号を直並列変換部１２に送る。そして直並列変換部１２において、該演算データに含まれなかったｐ＋１番目以降の要素と、後続の入力信号から生成した変調信号とに基づき新たにサブキャリア変調信号が生成されることになる。

送信部１７は、受け取ったベースバンド信号から送信信号を生成し、送受信切替部４０およびアンテナ１０を介して他の機器に送信信号を送る。

図３は、実施の形態に係る通信機が行う送信制御の動作の一例を示すフローチャートである。変調部１１は、入力信号を所定の変調方式で変調して変調信号を生成し、直並列変換部１２は、変調信号を直並列変換し、周波数成分が互いに直交するサブキャリアに割り当て、サブキャリア変調信号を生成する（ステップＳ１１０）。演算部１３は、サブキャリア変調信号の要素の内、先頭から第１の所定の数の要素と、所定の実数である振幅係数を各要素に乗算したデータ系列の要素の内、先頭から第２の所定の数の要素と、を順に並べて合成して演算データを生成する（ステップＳ１２０）。

ＩＦＦＴ部１４は、演算データのＩＦＦＴを行う（ステップＳ１３０）。合成部１５は、ＩＦＦＴ部１４の演算結果を合成してベースバンド信号を生成する（ステップＳ１４０）。判定部１６は、ベースバンド信号のＰＡＰＲを算出し、ベースバンド信号のＰＡＰＲが所定の基準に合致するか否かを判定する（ステップＳ１５０）。所定の基準に合致しない場合には（ステップＳ１６０：Ｎ）、演算部１３は、第１の所定の数のおよび第２の所定の数の少なくともいずれか一方を変えて（ステップＳ１７０）、ステップＳ１２０に戻り、上述の処理を繰り返す。ベースバンド信号のＰＡＰＲが所定の基準に合致する場合には（ステップＳ１６０：Ｙ）、演算部１３は、残りデータをサブキャリア変調信号の要素の内、所定の基準に合致するベースバンド信号に対応する演算データに含まれない要素、から成るデータで更新する（ステップＳ１８０）。送信部１７は、ベースバンド信号から送信信号を生成し、送受信切替部４０およびアンテナ１０を介して他の機器に送信信号を送る（ステップＳ１９０）。ステップＳ１９０の送信処理が完了すると、処理を終了する。

受信側での処理を以下に説明する。受信部３９は、アンテナ１０および送受信切替部４０を介して送信信号を受信し、ベースバンド信号を生成し、直並列変換部３８に送る。直並列変換部３８は、ベースバンド信号を直並列変換し、並列信号を生成し、ＦＦＴ部３４および相関判定部３５に送る。ＦＦＴ部３４は、並列信号のＦＦＴを行って変換後データを生成し、抽出部３３に送る。

シフト部３７は、データの集合であるデータ系列であって、自己相関特性を有する所定のデータ系列について所定の方向に所定の回数のシフトを行って、受信側データ系列を生成する。自己相関特性を有する所定のデータ系列とは、データのシフトを行っていない同じデータ系列との間の自己相関値が、データの任意のシフトを行ったデータ系列との間の自己相関値に比べて高いデータ系列であって、送信側の演算部１３で用いたデータ系列と同じデータ系列である。シフト部３７は、受信側データ系列をＩＦＦＴ部３６に送る。ＩＦＦＴ部３６は、受信側データ系列のＩＦＦＴを行い、演算結果を相関判定部３５に送る。シフト部３７およびＩＦＦＴ部３６は協働して、シフト手段としての動作を行う。

相関判定部３５は、受信側データ系列および並列信号から生成した所定の２つのデータである、受信側データ系列のＩＦＦＴを行った演算結果と並列信号との間に、相関があるか否かを判定する。相関判定部３５は、例えば、相関の有無を示す相関値が所定の値より大きいか否かに基づき相関の有無を判定する。相関判定部３５は、相関がないと判定した場合には、その旨をシフト部３７に通知する。シフト部３７は所定の回数を変えて受信側データ系列を生成し、ＩＦＦＴ部３６は受信側データ系列のＩＦＦＴを行い、相関判定部３５は受信側データ系列のＩＦＦＴを行った演算結果と並列信号との間に相関があるか否かを判定することを、相関があると判定するまで繰り返す。コントローラ２０は、シフト部３７、ＩＦＦＴ部３６、および相関判定部３５が上述の処理を繰り返すよう制御し、受信側制御手段としての動作も行う。相関判定部３５は、相関があると判定した場合には、シフト部３７で受信側データ系列を生成するために行ったデータのシフトの所定の方向および所定の回数を抽出部３３に送る。

またシフト部３７で受信側データ系列を生成する際に、ある所定の方向に対し、所定の回数が取り得る全ての値について、シフト部３７、ＩＦＦＴ部３６、および相関判定部３５が行う上述の処理を繰り返し、相関判定部３５は、相関値が最も大きくなる場合のデータのシフトの所定の方向および所定の回数を抽出部３３に送るよう構成してもよい。

データのシフトの所定の方向および所定の回数は、シフト部３７からＩＦＦＴ部３６および相関判定部３５を経由して抽出部３３に送るよう構成してもよいし、データのシフトの所定の方向および所定の回数をＲＡＭ２３に記憶し、抽出部３３がＲＡＭ２３からデータのシフトの所定の方向および所定の回数を取得するよう構成してもよい。

図４は、実施の形態における受信側データ系列のＩＦＦＴを行った演算結果と並列信号との間の相関関係の例を示す図である。横軸はシフト回数、縦軸は相関の有無を示す電力である。送信側において、ランダムデータである入力信号に基づき生成したサブキャリア変調信号の内、先頭から５１２個の要素と、データ系列の要素の内、先頭から１５３６個の要素とを順に並べて演算データを生成した。この場合に、シフト部３７で所定のデータ系列を下方向に所定の回数シフトして生成した受信側データ系列を用い、所定の回数が取り得るそれぞれの値について、受信側データ系列のＩＦＦＴを行った演算結果と並列信号との間の相関分析を行うと、図４に示すような結果が得られる。図４においては、シフト回数が５１２の場合の電力値がピーク値となり、シフト回数が５１２の場合に、受信側データ系列のＩＦＦＴを行った演算結果と並列信号との間に相関が生じる。したがって、変換後データの内、先頭から５１２個のデータがサブキャリア変調信号であることがわかる。

抽出部３３は、受け取った、データのシフトの所定の方向および所定の回数に基づき、変換後データから抽出する所定の要素を決定し、変換後データから該所定の要素を抽出してサブキャリア変調信号を生成する。図４に示す例においては、変換後データの内、先頭から５１２個のデータを抽出してサブキャリア変調信号を生成する。抽出部３３は、サブキャリア変調信号を並直列変換部３２に送る。

並直列変換部３２は、サブキャリア変調信号を並直列変換し、直列信号を生成して復調部３１に送る。復調部３１は、直列信号を所定の復調方式で復調する。例えば、復調部３１は直列信号のＱＰＳＫ復調を行う。これにより変調部１１で変調した入力信号を復調部３１で復調して出力することができる。

図５は、実施の形態に係る通信機が行う受信制御の動作の一例を示すフローチャートである。受信部３９は、アンテナ１０および送受信切替部４０を介して送信信号を受信し、ベースバンド信号を生成する（ステップＳ２１０）。直並列変換部３８は、ベースバンド信号を直並列変換し、並列信号を生成する（ステップＳ２２０）。ＦＦＴ部３４は、並列信号のＦＦＴを行って変換後データを生成する（ステップＳ２３０）。

シフト部３７は、シフト回数を０で初期化する（ステップＳ２４０）。シフト部３７は、所定のデータ系列について所定の方向にシフト回数のシフトを行って、受信側データ系列を生成する（ステップＳ２５０）。ＩＦＦＴ部３６は、受信側データ系列のＩＦＦＴを行う（ステップＳ２６０）。相関判定部３５は、受信側データ系列のＩＦＦＴを行った演算結果と並列信号との間に、相関があるか否かを判定する（ステップＳ２７０）。

相関がない場合には（ステップＳ２８０：Ｎ）、シフト回数に１を加算し（ステップＳ２９０）、ステップＳ２５０に戻って上述の処理を繰り返し行う。相関がある場合には（ステップＳ２８０：Ｙ）、抽出部３３は、データのシフトの所定の方向およびシフト回数に基づき、変換後データから抽出する所定の要素を決定し、変換後データから該所定の要素を抽出してサブキャリア変調信号を生成する（ステップＳ３００）。並直列変換部３２は、サブキャリア変調信号を並直列変換して直列信号を生成し、復調部３１は、直列信号を所定の復調方式で復調する（ステップＳ３１０）。

上述の実施の形態においては、受信側データ系列のＩＦＦＴを行った演算結果と並列信号との間の相関に基づき、抽出部３３で抽出する所定の要素を決定したが、受信側データ系列と変換後データとの間の相関に基づき、抽出部３３で抽出する所定の要素を決定するよう構成してもよい。図６は、実施の形態に係る通信機の異なる構成例を示すブロック図である。

図６に示す通信機１は、ＩＦＦＴ部３６を備えず、ＦＦＴ部３４、相関判定部３５、およびシフト部３７の位置が図２に示す通信機１と異なる。図２に示す通信機１と異なる、受信側の処理について説明する。

直並列変換部３８は、ベースバンド信号を直並列変換し、並列信号を生成し、ＦＦＴ部３４に送る。ＦＦＴ部３４は、並列信号のＦＦＴを行って変換後データを生成し、抽出部３３および相関判定部３５に変換後データを送る。シフト部３７は、図２に示す通信機１と同様に受信側データ系列を生成する。シフト部３７は、受信側データ系列を相関判定部３５に送る。

相関判定部３５は、受信側データ系列および並列信号から生成した所定の２つのデータである、受信側データ系列と変換後データとの間に、相関があるか否かを判定する。相関判定部３５は、相関がないと判定した場合には、その旨をシフト部３７に通知する。シフト部３７は所定の回数を変えて受信側データ系列を生成し、相関判定部３５は、受信側データ系列と変換後データとの間に相関があるか否かを判定することを、相関があると判定するまで繰り返し行う。コントローラ２０は、シフト部３７および相関判定部３５が上述の処理を繰り返すよう制御し、受信側制御手段としての動作も行う。

相関判定部３５は、相関があると判定した場合には、シフト部３７で受信側データ系列を生成するために行ったデータのシフトの所定の方向および所定の回数を抽出部３３に送る。データのシフトの所定の方向および所定の回数は、シフト部３７から相関判定部３５を介して抽出部３３に送るよう構成してもよいし、所定の方向および所定の回数をＲＡＭ２３に記憶しておき、抽出部３３がＲＡＭ２３から取得するよう構成してもよい。

図７は、実施の形態における受信側データ系列と変換後データとの間の相関関係の例を示す図である。横軸はシフト回数、縦軸は相関の有無を示す電力である。送信側において、ランダムデータである入力信号に基づき生成したサブキャリア変調信号の内、先頭から５１２個の要素と、データ系列の要素の内、先頭から１５３６個の要素とを順に並べて演算データを生成した。この場合に、シフト部３７で所定のデータ系列を下方向に所定の回数シフトして生成した受信側データ系列を用い、所定の回数が取り得るそれぞれの値について、受信側データ系列と変換後データとの間の相関分析を行うと、図７に示すような結果が得られる。図７においては、シフト回数が５１２の場合の電力値がピーク値となり、シフト回数が５１２の場合に、受信側データ系列のＩＦＦＴを行った演算結果と並列信号との間に相関が生じる。したがって、変換後データの内、先頭から５１２個のデータがサブキャリア変調信号であることがわかる。後続の処理は、図２に示す通信機１と同様である。

図８は、実施の形態に係る通信機が行う受信制御の動作の他の一例を示すフローチャートである。ステップＳ２１０〜Ｓ２５０の処理は、図５と同様である。ただし、図５に示すフローチャートでは、ステップＳ２３０の処理と、ステップＳ２４０〜Ｓ２９０の処理を並行して行ったのに対し、図８に示すフローチャートでは各ステップの処理を順に行う。そして、相関判定部３５は、受信側データ系列と変換後データとの間に、相関があるか否かを判定する（ステップＳ２７１）。ステップＳ２８０〜Ｓ３１０の処理についても、図５と同様である。

以上説明したとおり、本発明の実施の形態に係る通信機１によれば、ＯＦＤＭ通信方式において、サブキャリア変調信号の内、所定の数の要素と、データ系列の内、所定の数の要素とを並べて生成したデータのＩＦＦＴを行って合成して、ベースバンド信号を生成することでＰＡＰＲを低減することが可能となる。また後述するように、ＰＡＰＲを低減し、ＰＡＰＲの低減の程度を制御することが可能となる。

（具体例）
次に、シミュレーションにより実施の形態に係る発明の効果を説明する。変調方式をＱＰＳＫとし、ＦＦＴサイズを２０４８として、ＰＡＰＲのＣＣＤＦ（Complementary Cumulative Distribution Function：相補累積分布関数）、すなわちＰＡＰＲの発生確率の特性を比較した。図９は、シミュレーションしたＣＣＤＦの特性を示す図である。横軸はＰＡＰＲ（単位：ｄＢ）、縦軸はＰＡＰＲのＣＣＤＦである。従来技術とは、上述のような演算を加えずにサブキャリア変調信号からベースバンド信号を生成する方法である。本実施の形態においては演算データの要素数を２０４８とし、その内のサブキャリア変調信号の要素の数である第１の所定の数ｐを、５１２、１０２４、１５３６と変えてシミュレーションを行った。

従来技術のＰＡＰＲのＣＣＤＦ特性が太い実線のグラフであり、本実施の形態においてｐ＝５１２とした場合のＣＣＤＦ特性が細い実線のグラフであり、ｐ＝１０２４の場合が点線のグラフであり、ｐ＝１５３６の場合が一点鎖線のグラフである。図に示す範囲において、本実施の形態に係る発明のＰＡＰＲはいずれの場合も従来技術と比べて低減されている。また第１の所定の数ｐを小さくするにつれて、ＰＡＰＲがより低減されていることがわかる。ただし第１の所定の数ｐを小さくすると、伝送率が悪化する。

変調方式をＱＰＳＫとし、ＦＦＴサイズを２０４８として、ランダム信号と同一信号のそれぞれを入力信号として、第１の所定の数ｐの値を変えてシミュレーションを行った。同一信号とはサブキャリア変調信号の各要素の位相が同じ信号である。図１０は、シミュレーションしたＰＡＰＲ特性と演算データに含まれるサブキャリア変調信号の要素の数との関係を示す図である。横軸が第１の所定の数ｐであり、縦軸がＰＡＰＲ（単位：ｄＢ）である。ランダム信号を入力信号とした場合が実線のグラフであり、同一信号を入力信号とした場合が点線のグラフである。第１の所定の数が２０４８の場合のＰＡＰＲが従来技術のＰＡＰＲに該当する。

第１の所定の数ｐを小さくするにつれて、ＰＡＰＲがより低減されていることがわかる。またランダム信号を入力信号とした場合には、一部の範囲においてＰＡＰＲが従来技術より劣化しているが、判定部１６において、従来技術より劣化するＰＡＰＲを検出しないように所定の基準を定めることで、ＰＡＰＲを従来技術より劣化しないようにすることが可能である。

変調方式をＱＰＳＫとし、ＦＦＴサイズを２０４８として、ＢＥＲについてのシミュレーションを行った。図１１は、シミュレーションしたＢＥＲ特性を示す図である。横軸はＥｂ／Ｎｏ（Energy per Bit to NOise power spectral density ratio：ビットエネルギー対雑音電力密度比）、縦軸はＢＥＲである。Ｅｂ／Ｎｏの単位はｄＢである。本実施の形態においては、第１の所定の数ｐを１０２４としてシミュレーションを行った。従来技術のＢＥＲはプロット点を四角で表したグラフであり、本実施の形態に係る発明のＢＥＲはプロット点を三角で表したグラフである。従来技術と本実施の形態に係る発明のＢＥＲには大きな差がないことがわかる。第１の所定の数ｐの値を変えても、同様の結果が得られた。

変調方式をＱＰＳＫとし、ＦＦＴサイズを２０４８とし、あるランダム信号を入力信号として、第１の所定の数ｐの値を変えて、受信側の相関判定部３５で相関値のピーク値を検出するシミュレーションを行った。図１２は、実施の形態における受信側データ系列のＩＦＦＴを行った演算結果と並列信号との間の相関関係と演算データに含まれるサブキャリア変調信号の要素の数との関係を示す図である。横軸は、第１の所定の数ｐ、縦軸は相関の有無を示す電力のピーク値である。第１の所定の数ｐが大きくなるにつれて、電力のピーク値が小さくなることがわかる。したがって第１の所定の数ｐが大きい場合に、伝送中に雑音の影響を受けると受信側で、変換後データから抽出すべき要素を正しく判定できない場合がある。予めシミュレーションを行って、ＰＡＰＲ、伝送率、相関値のピーク値などに基づき、好適な第１の所定の数ｐを設定すればよい。

上述のシミュレーションにより、サブキャリア変調信号の内、所定の数の要素と、データ系列の内、所定の数の要素とを並べて生成したデータのＩＦＦＴを行って合成して、ベースバンド信号を生成することでＰＡＰＲを低減できることがわかった。また第１の所定の数を変更することでＰＡＰＲの低減の程度を制御できることがわかった。

本発明の実施の形態は上述の実施の形態に限られない。変調部１１の変調方式は、ＱＰＳＫに限られず、ＱＰＳＫ以外のＰＳＫ（Phase Shift Keying：位相偏移変調）やＱＡＭ（Quadrature Amplitude Modulation：直角位相振幅変調）などを用いることができる。変調部１１と直並列変換部１２の順序を変えて、入力信号を直並列変換してサブキャリア信号に割り当て、並列信号の各データを所定の変調方式で変調するよう構成してもよい。その場合、受信側では復調部３１と並直列変換部３２の順序を変えて、復調処理を行う。演算部１３は、ＣＡＺＡＣ系列の他に、ＰＮ（Pseudorandom Noise：擬似ランダム雑音）系列などを用いることができる。ＩＦＦＴ部１４、３６は、ＩＦＦＴの代わりにＩＤＦＴを行うよう構成してもよいし、ＦＦＴ部３４は、ＦＦＴの代わりにＤＦＴを行うよう構成してもよい。

１ 通信機
１０ アンテナ
１１ 変調部
１２ 直並列変換部
１３ 演算部（演算手段、更新手段）
１４ ＩＦＦＴ部
１５ 合成部
１６ 判定部
１７ 送信部
２０ コントローラ（制御手段、受信側制御手段）
２１ ＣＰＵ
２２ Ｉ／Ｏ
２３ ＲＡＭ
２４ ＲＯＭ
３１ 復調部
３２ 並直列変換部
３３ 抽出部
３４ ＦＦＴ部
３５ 相関判定部
３６ ＩＦＦＴ部（シフト手段）
３７ シフト部（シフト手段）
３８ 直並列変換部
３９ 受信部
４０ 送受信切替部

Claims (12)

1. 直交周波数分割多重通信方式の無線通信により他の機器と通信を行う通信機であって、
   入力信号を所定の変調方式で変調し、所定の残りデータの各要素と変調した前記入力信号の各要素とを周波数成分が互いに直交するサブキャリアに割り当て、サブキャリア変調信号を生成する変調手段と、
   データの集合であるデータ系列であって、データのシフトを行っていない同じデータ系列との間の自己相関値が、データのシフトを行ったデータ系列との間の自己相関値に比べて高い、自己相関特性を有する任意のデータ系列を用いて、前記サブキャリア変調信号の要素の内、先頭から第１の所定の数の個数の要素と、所定の振幅係数を各要素に乗算した前記データ系列の要素の内、先頭から第２の所定の数の個数の要素と、を順に並べて合成して演算データを生成する演算手段と、
   前記演算データの逆高速フーリエ変換を行うＩＦＦＴ手段と、
   前記ＩＦＦＴ手段の演算結果を合成してベースバンド信号を生成する合成手段と、
   前記ベースバンド信号のピーク対平均電力比を算出し、ピーク対平均電力比が所定の基準に合致するか否かを判定する判定手段と、
   ピーク対平均電力比が前記所定の基準に合致する前記ベースバンド信号を検出するまで、前記第１の所定の数および前記第２の所定の数の少なくともいずれか一方を変えて、前記演算手段、前記ＩＦＦＴ手段、前記合成手段、および前記判定手段の処理を繰り返し行う制御手段と、
   前記残りデータを前記サブキャリア変調信号の要素の内、前記所定の基準に合致する前記ベースバンド信号に対応する前記演算データに含まれない要素、から成るデータで更新する更新手段と、
   前記所定の基準に合致する前記ベースバンド信号から送信信号を生成して送信する送信手段と、
   を備えることを特徴とする通信機。
2. 前記演算手段は、前記データ系列としてＣＡＺＡＣ(Constant Amplitude Zero Auto-Correlation)系列を用いることを特徴とする請求項１に記載の通信機。
3. 直交周波数分割多重通信方式の無線通信により他の機器と通信を行う通信機であって、
   送信信号を受信してベースバンド信号を生成する受信手段と、
   前記ベースバンド信号を直並列変換し、並列信号を生成する直並列手段と、
   前記並列信号の高速フーリエ変換を行って変換後データを生成するＦＦＴ手段と、
   データの集合であるデータ系列であって、データのシフトを行っていない同じデータ系列との間の自己相関値が、データのシフトを行ったデータ系列との間の自己相関値に比べて高い、自己相関特性を有する所定のデータ系列について所定の方向へ所定の回数のシフトを行い、受信側データ系列を生成するシフト手段と、
   前記受信側データ系列および前記並列信号から生成した所定の２つのデータの間に相関があるか否かを判定する相関判定手段と、
   前記相関判定手段で相関があると判定するまで、前記データ系列をシフトする前記所定の回数を変えて、前記シフト手段および前記相関判定手段を繰り返す受信側制御手段と、
   前記相関判定手段で相関があると判定した際に用いた前記受信側データ系列を生成するために、前記シフト手段で行ったデータのシフトの前記所定の方向および前記所定の回数に基づき、前記変換後データの連続する一部のデータである所定の要素を決定し、前記変換後データから該所定の要素を抽出してサブキャリア変調信号を生成する抽出手段と、
   前記サブキャリア変調信号を所定の復調方式で復調する復調手段と、
   を備えることを特徴とする通信機。
4. 前記シフト手段は、生成した前記受信側データ系列の逆高速フーリエ変換を行い、
   前記相関判定手段は、前記受信側データ系列の逆高速フーリエ変換を行った結果と前記並列信号との間に相関があるか否かを判定する、
   ことを特徴とする請求項３に記載の通信機。
5. 前記相関判定手段は、前記受信側データ系列と前記変換後データとの間に相関があるか否かを判定することを特徴とする請求項３に記載の通信機。
6. 前記シフト手段は、前記データ系列としてＣＡＺＡＣ(Constant Amplitude Zero Auto-Correlation)系列を用いることを特徴とする請求項３ないし５のいずれか１項に記載の通信機。
7. 直交周波数分割多重通信方式の無線通信により他の機器と通信を行う通信機が行う通信方法であって、
   入力信号を所定の変調方式で変調し、所定の残りデータの各要素と変調した前記入力信号の各要素とを周波数成分が互いに直交するサブキャリアに割り当て、サブキャリア変調信号を生成する変調ステップと、
   データの集合であるデータ系列であって、データのシフトを行っていない同じデータ系列との間の自己相関値が、データのシフトを行ったデータ系列との間の自己相関値に比べて高い、自己相関特性を有する任意のデータ系列を用いて、前記サブキャリア変調信号の要素の内、先頭から第１の所定の数の個数の要素と、所定の振幅係数を各要素に乗算した前記データ系列の要素の内、先頭から第２の所定の数の個数の要素と、を順に並べて合成して演算データを生成する演算ステップと、
   前記演算データの逆高速フーリエ変換を行うＩＦＦＴステップと、
   前記ＩＦＦＴステップの演算結果を合成してベースバンド信号を生成する合成ステップと、
   前記ベースバンド信号のピーク対平均電力比を算出し、ピーク対平均電力比が所定の基準に合致するか否かを判定する判定ステップと、
   ピーク対平均電力比が前記所定の基準に合致する前記ベースバンド信号を検出するまで、前記第１の所定の数および前記第２の所定の数の少なくともいずれか一方を変えて、前記演算ステップ、前記ＩＦＦＴステップ、前記合成ステップ、および前記判定ステップの処理を繰り返し行う制御ステップと、
   前記残りデータを前記サブキャリア変調信号の要素の内、前記所定の基準に合致する前記ベースバンド信号に対応する前記演算データに含まれない要素、から成るデータで更新する更新ステップと、
   前記所定の基準に合致する前記ベースバンド信号から送信信号を生成して送信する送信ステップと、
   を備えることを特徴とする通信方法。
8. 前記演算ステップにおいて、前記データ系列としてＣＡＺＡＣ(Constant Amplitude Zero Auto-Correlation)系列を用いることを特徴とする請求項７に記載の通信方法。
9. 直交周波数分割多重通信方式の無線通信により他の機器と通信を行う通信機が行う通信方法であって、
   送信信号を受信してベースバンド信号を生成する受信ステップと、
   前記ベースバンド信号を直並列変換し、並列信号を生成する直並列ステップと、
   前記並列信号の高速フーリエ変換を行って変換後データを生成するＦＦＴステップと、
   データの集合であるデータ系列であって、データのシフトを行っていない同じデータ系列との間の自己相関値が、データのシフトを行ったデータ系列との間の自己相関値に比べて高い、自己相関特性を有する所定のデータ系列について所定の方向へ所定の回数のシフトを行い、受信側データ系列を生成するシフトステップと、
   前記受信側データ系列および前記並列信号から生成した所定の２つのデータの間に相関があるか否かを判定する相関判定ステップと、
   前記相関判定ステップで相関があると判定するまで、前記データ系列をシフトする前記所定の回数を変えて、前記シフトステップおよび前記相関判定ステップを繰り返す受信側制御ステップと、
   前記相関判定ステップで相関があると判定した際に用いた前記受信側データ系列を生成するために、前記シフトステップで行ったデータのシフトの前記所定の方向および前記所定の回数に基づき、前記変換後データの連続する一部のデータである所定の要素を決定し、前記変換後データから該所定の要素を抽出してサブキャリア変調信号を生成する抽出ステップと、
   前記サブキャリア変調信号を所定の復調方式で復調する復調ステップと、
   を備えることを特徴とする通信方法。
10. 前記シフトステップにおいて、生成した前記受信側データ系列の逆高速フーリエ変換を行い、
    前記相関判定ステップにおいて、前記受信側データ系列の逆高速フーリエ変換を行った結果と前記並列信号との間に相関があるか否かを判定する、
    ことを特徴とする請求項９に記載の通信方法。
11. 前記相関判定ステップにおいて、前記受信側データ系列と前記変換後データとの間に相関があるか否かを判定することを特徴とする請求項９に記載の通信方法。
12. 前記シフトステップにおいて、前記データ系列としてＣＡＺＡＣ(Constant Amplitude Zero Auto-Correlation)系列を用いることを特徴とする請求項９ないし１１のいずれか１項に記載の通信方法。

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