JP3797968B2 - Ｏｆｄｍ復調装置における周波数誤差検出装置および方法 - Google Patents
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Description
【０００１】
【発明の属する技術分野】
本発明は、ＯＦＤＭ伝送方式において、受信信号の周波数誤差を検出する技術に関する。
【０００２】
【従来の技術】
＜ＯＦＤＭ概略＞
地上波デジタル放送において利用される伝送方式にＯＦＤＭ（直交周波数分割多重；Orthogonal Frequency Division Multiplexing）方式が存在する。ＯＦＤＭは、送信データを複数の搬送波に分割して送信するマルチキャリア伝送方式の１つであり、マルチパス伝送路の周波数選択性フェ−ジングに強い、各サブチャネルのスペクトルが密に配置でき、周波数利用効率が高い、などの利点がある。
【０００３】
図６に示すように、日本の規格では、ＯＦＤＭ方式で変調されたシンボル信号は、情報信号や制御信号などを含む有効シンボルと、マルチパスの影響を低減させる目的で付加されるガードインターバルとから構成されている。ガードインターバルは各シンボル信号の先頭部分に設定されており、有効シンボルの末尾部分のコピーである。マルチパスによる反射波の遅延時間がガードインターバル期間Ｔｇ以内であれば、シンボル間干渉（ＩＳＩ）の影響の無い完全な１シンボル分のデータを取り出すことができる。尚、通常、ガードインターバル期間Ｔｇは、有効シンボル期間Ｔｕの１／４，１／８，１／１６，１／３２の何れかに設定される。
【０００４】
また、図７に示すように、日本の規格では、６ＭＨｚ〜８ＭＨｚの帯域幅をもつシンボル信号５０のスペクトラムを複数の階層Ｌ１，Ｌ２，Ｌ３に分割して伝送するという、所謂「階層伝送」が可能である。各階層は、更に、同期変調用もしくは差動変調用の単数または複数のセグメントＳ１，Ｓ２，…，Ｓ１３から構成されている。また、階層単位またはセグメント単位で、ＱＰＳＫやＤＱＰＳＫ、多値ＱＡＭなどの変調方式、もしくは誤り訂正符号化の符号化率を個別に指定できる。
【０００５】
ＯＦＤＭ復調装置においては、この複数の階層Ｌ１，Ｌ２，Ｌ３の中から一部階層のみを部分的に抽出して受信（部分受信）する受信形態も行なわれる。そして、移動通信端末や携帯通信端末においては、階層Ｌ２、つまり、１セグメントのみを受信する形態がとられている。これにより、移動通信端末や携帯通信端末に搭載するＯＦＤＭ復調装置の回路構成をコンパクト化するとともに、消費電力の低減を図るようにしているのである。
【０００６】
＜周波数誤差発生とその検出方法＞
ＯＦＤＭ伝送方式によって送信された信号は、復調装置（受信装置）においてＦＦＴ変換されることによって復調される。しかし、受信信号に広帯域の周波数誤差（サブキャリア間隔を超える大きなずれ）が発生している場合には、ＦＦＴ変換において各信号の周波数がシフトするため、正しいサブキャリアから信号を取り出すことができない。
【０００７】
まず、広帯域周波数誤差について説明する。送信装置から送信された信号Ｘ（ｎ）を数１式で示す。
【０００８】
【数１】
【０００９】
ただし、数１式において、ｋはサブキャリア番号、Ｎは全キャリア数である。この送信信号は、Ｄ／Ａ変換されることにより数２式で示される信号Ｘ（ｔ）となる。
【００１０】
【数２】
【００１１】
ただし、数２式において、Ｔはサンプリング間隔、ｆ0はサブキャリア間隔（角周波数）であり、サブキャリア間隔ｆ0は数３式で表される。
【００１２】
【数３】
【００１３】
数２式で示される送信信号が、伝送路において周波数誤差を受けると、数４式で表される信号Ｘr（ｔ）となる。
【００１４】
【数４】
【００１５】
ＯＦＤＭ伝送における復調装置は、この周波数誤差の生じた信号を受信する。ここでΔｆは周波数誤差である。数４式で示される受信信号Ｘr（ｔ）は、Ａ／Ｄ変換されることにより、数５式で示される信号Ｘr（ｎ）となる。
【００１６】
【数５】
【００１７】
ここで、Δｆを数６式で示されるように分解する。
【００１８】
【数６】
【００１９】
ここで、Ｋは整数であり広帯域の周波数誤差の大きさを示す値である。これに対して、Δｆ0／ｆ0は、１より小さい小数であり、狭帯域の周波数誤差の大きさを示す値である。
【００２０】
本発明では、広帯域の周波数誤差に着目するので、説明を簡単にするためにΔｆ＝Ｋｆ0と仮定する。このように仮定することによって、受信信号Ｘr（ｎ）は、数７式で表される。
【００２１】
【数７】
【００２２】
そして、数７式で表される受信信号Ｘr（ｎ）をＦＦＴ変換することにより、変換域でＫポイントのシフトが生じることとなる。このＫポイントのシフトが広帯域の周波数誤差である。なお、整数Ｋで表される周波数誤差は、サブキャリア間隔ｆ0を１としたときの相対的な値である。
【００２３】
このように復調装置が受信する信号は広帯域周波数に誤差が生じているため、各サブキャリアから正しくデータを取り出すためには、周波数の誤差を検出するとともに周波数の誤差を補正する必要がある。そして、周波数誤差を検出するため、一般には、受信信号に埋め込まれたパイロット信号と復調装置があらかじめ保持しているパイロットパターンとの相関をとるという方法が行なわれる。
【００２４】
ここで、ヨーロッパ規格のＯＦＤＭフォーマットでは、１シンボル中に挿入されるサブキャリア位置および振幅が固定のパイロット（ＣＰ：continuous pilot）が存在するため、相関をとることが容易である。しかし、日本規格のセグメント方式ＯＦＤＭフォーマットは、１シンボルが１３セグメントで構成され、さらに、セグメントは差動変調セグメントと同期変調セグメントの２種類で構成されており、セグメントの種類によってパイロットの配置が異なる。
【００２５】
そこで、特願２００１−３２０４０４においては、同一出願人により、挿入位置の固定したパイロットデータの存在しない日本規格のＯＦＤＭにおいて相関をとる方法が提案されている。
【００２６】
この提案では、ＡＣ１信号とＴＭＣＣ信号をパイロットとして利用することとしている。これらＡＣ１信号とＴＭＣＣ信号は、セグメントの構成に左右されることなく、常に同じキャリア位置に配置されるという特徴があるからである。ただ、ＡＣ１信号およびＴＭＣＣ信号はＤＢＰＳＫ変調された信号のため、任意のシンボルにおいて、その値がわからない。しかし、ＤＢＰＳＫ信号は正負の値をとる二値の実数信号であるため、自乗演算すれば正の実数になり、不確定性を解消することができる。そこで、受信信号を自乗演算した上で相関をとるという方法で相関処理を実現しているのである。以上のような方法により、セグメント方式の受信ＯＦＤＭ信号に対して周波数誤差を検出可能としていた。
【００２７】
【発明が解決しようとする課題】
しかし、上記方法により周波数誤差の検出を行なった場合にも、以下のような問題があった。
【００２８】
＜問題▲１▼−ＦＦＴ窓ずれの問題−＞
実際の受信処理においては、ＦＦＴ窓がガードインターバル内にずれ込む場合がある。このような場合、受信信号に含まれるパイロットの位相が回転するため、受信側でパイロットパターンを用いて相関をとろうとしても、精度のよい相関をとることができないのである。
【００２９】
ここで、ＯＦＤＭ復調装置において受信した信号Ｘ（ｎ）をＦＦＴ変換することによって得られる信号ｘ（ｎ）を数８式のように表記する。
【００３０】
【数８】
【００３１】
次に、ＦＦＴ窓がＬポイントずれている場合を想定する。この場合、ＤＦＴ演算の循環シフトの性質より、数９式のような関係が成立する。
【００３２】
【数９】
【００３３】
つまり、ＦＦＴ窓がＬポイントずれた状態で、ＦＦＴ変換を行なった場合には、周波数誤差が生じていない（循環シフトしない）状態でＦＦＴ変換を行なった場合と比べて、算出されるＯＦＤＭ復調信号に位相exp(-j2πnL/N）が付加されることになる。ここで、Ｌポイントとは、サブキャリア間隔ｆ0を１ポイントとした場合の周波数誤差の相対的な値である。このため、受信信号Ｘ（ｎ）に含まれているＡＣ１信号やＴＭＣＣ信号についても、回転が加わり、相関をとる妨げとなるのである。
【００３４】
＜問題▲２▼−ゼロフェーディングの問題−＞
次に、Ｄ／Ｕの小さい静的マルチパス伝送路においては、深く長いフェーディングが発生するため、パイロットの振幅が極端に低下してしまい、やはり、精度のよい相関をとることができないという問題がある。
【００３５】
図８は、軽微なフェーディングを受けた受信信号の振幅を示す図である。図中、横軸はサブキャリア番号、縦軸は正規化された振幅値を示している。これに対して、図９は、図８と同じ環境下で送信された信号がゼロフェーディングを受けた場合の受信信号の振幅を示す図である。ゼロフェーディングは、反射波の遅延時間が短く、反射波の振幅が直接波の振幅と変わらないようなマルチパス環境下で発生する。この場合、図で示したように、信号の振幅は激しく変動し、ゼロ近くに落ちることもある。図８で示した軽微なフェーディングを受けた受信信号と比べても、受信信号に大きなダメージがあることがわかる。
【００３６】
＜問題▲３▼−部分受信における問題−＞
上述したように、ＯＦＤＭ信号の受信方法として、受信したセグメントの中からその一部のセグメント（たとえば１セグメント）を選択して処理する方法が存在する。この部分受信は、たとえば、ＰＤＡや携帯電話などのモバイル端末による受信処理などに利用される。
【００３７】
この部分受信では、一部のセグメントのデータを受信する方式であるため、必然的に１シンボルの信号に含まれるパイロットの数が少ない。これは、ＡＣ１信号およびＴＭＣＣ信号をパイロットとして利用する場合でも同様である。このため、ノイズの影響を受けた場合には、相関の精度が劣化するという問題点がある。そして、Ｃ／Ｎが低下した場合には、受信側で相関がとれないことになる。
【００３８】
本発明の第１の目的は、ＦＦＴ窓ずれによる影響を受けることなく、精度の高い周波数誤差を検出することである。
【００３９】
本発明の第２の目的は、ゼロフェーディング環境下においても、精度の高い周波数誤差を検出することである。
【００４０】
そして、本発明の第３の目的は、部分受信を行うＯＦＤＭ復調装置においても、精度の高い周波数誤差を検出することである。
【００４１】
【課題を解決するための手段】
上記課題を解決するため、請求項１記載の発明は、セグメント方式のＯＦＤＭ（直交周波数分割多重）伝送において周波数誤差を検出する装置であって、ＯＦＤＭ信号は、ＯＦＤＭ信号の１シンボルを構成するセグメントの配置に依存することなく、挿入されるサブキャリア位置が固定している制御信号を含んでおり、かつ、前記制御信号は、絶対値の等しい正負の２つの実数値をとる信号であって、a)前記制御信号の１シンボル内におけるサブキャリア位置を示すパイロットパターンを記憶する手段と、b)ＯＦＤＭ受信信号をＦＦＴ演算することによりＯＦＤＭ復調信号を出力するＦＦＴ演算手段と、 d)前記ＯＦＤＭ復調信号の信号値を自乗演算する自乗演算手段と、e)前記自乗演算手段の出力信号と、前記パイロットパターンとの間で相関値を算出する相関手段と、を備え、前記相関手段による相関結果から周波数ずれを検出し、前記相関手段は、 e-2) 前記パイロットパターンを複数シンボル直列に接続したパターン信号と、同シンボル数直列に接続したＯＦＤＭ復調信号との間で相関値を算出する手段、を含むことを特徴とする。
【００４３】
請求項２記載の発明は、請求項１に記載のＯＦＤＭ復調装置における周波数誤差検出装置において、さらに、c)前記自乗演算手段による自乗演算を実行する前に、前記ＯＦＤＭ復調信号をその振幅値で除算することにより、複素信号である情報信号および実数信号である前記制御信号の振幅を単位大きさの正規化信号として出力する手段、を備えることを特徴とする。
【００４４】
請求項３記載の発明は、請求項１または請求項２に記載のＯＦＤＭ復調装置における周波数誤差検出装置において、さらに、f)前記相関手段による相関値の演算を実行する前に、一のシンボル中のｋ番目（ｋは０〜Ｎ−１の整数；Ｎは１シンボル中のサブキャリア数）のサブキャリア位置のＯＦＤＭ復調信号と、他のシンボル中の同じｋ番目のサブキャリア位置のＯＦＤＭ復調信号との間で、共役複素乗算を行なう手段、を備えることを特徴とする。
【００４５】
請求項４記載の発明は、請求項３に記載のＯＦＤＭ復調装置における周波数誤差検出装置において、前記手段f)は、隣接２シンボル間で共役複素乗算を行なうことを特徴とする。
【００４６】
請求項５記載の発明は、請求項１ないし請求項４のいずれかに記載のＯＦＤＭ復調装置における周波数誤差検出装置において、前記ＯＦＤＭ復調装置は、１セグメント受信を行なう復調装置であり、前記ＦＦＴ演算器から出力されるＯＦＤＭ復調信号は、１セグメント分の信号であることを特徴とする。
【００４７】
請求項６記載の発明は、請求項１ないし請求項５のいずれかに記載のＯＦＤＭ復調装置における周波数誤差検出装置において、前記制御信号は、前記セグメント方式のＯＦＤＭ伝送において送信されるＡＣ１信号、を含むことを特徴とする。
【００４８】
請求項７記載の発明は、請求項１ないし請求項６のいずれかに記載のＯＦＤＭ復調装置における周波数誤差検出装置において、前記制御信号は、前記セグメント方式のＯＦＤＭ伝送において送信されるＴＭＣＣ信号、を含むことを特徴とする。
【００４９】
請求項８記載の発明は、セグメント方式のＯＦＤＭ（直交周波数分割多重）伝送において周波数誤差を検出する方法であって、ＯＦＤＭ信号は、ＯＦＤＭ信号の１シンボルを構成するセグメントの配置に依存することなく、挿入されるサブキャリア位置が固定している制御信号を含んでおり、かつ、前記制御信号は、絶対値の等しい正負の２つの実数値をとる信号であって、a)ＯＦＤＭ受信信号をＦＦＴ演算することによりＯＦＤＭ復調信号を出力する工程と、c)前記ＯＦＤＭ復調信号の信号値を自乗演算する工程と、d)前記制御信号の１シンボル内におけるサブキャリア位置を示すパイロットパターンと、前記工程c)の出力信号との間で相関値を算出する工程と、を備え、前記工程d)は、d-2)前記パイロットパターンを複数シンボル直列に接続したパターン信号と、同シンボル数直列に接続したＯＦＤＭ復調信号との間で相関値を算出する工程、を含むことを特徴とする。
【００５１】
請求項９記載の発明は、請求項８に記載のＯＦＤＭ復調装置における周波数誤差検出方法において、さらに、b)前記工程c)より前の工程において、前記ＯＦＤＭ復調信号をその振幅値で除算し、正規化信号を出力する工程、を含むことを特徴とする。
【００５２】
請求項１０記載の発明は、請求項８または請求項９に記載のＯＦＤＭ復調装置における周波数誤差検出方法において、さらに、e)前記工程d)より前の工程において、一のシンボル中のｋ番目（ｋは０〜Ｎ−１の整数；Ｎは１シンボル中のサブキャリア数）のサブキャリア位置のＯＦＤＭ復調信号と、他のシンボル中の同じｋ番目のサブキャリア位置のＯＦＤＭ復調信号との間で、共役複素乗算を行なう工程、を備えることを特徴とする。
【００５３】
請求項１３記載の発明は、請求項１１または請求項１２に記載のＯＦＤＭ復調装置における周波数誤差検出方法において、前記工程d)は、d-1)複数のシンボルに対する相関処理によって得られた相関値から平均相関値を算出する工程、を含むことを特徴とする。
【００５４】
請求項１４記載の発明は、請求項１１または請求項１２に記載のＯＦＤＭ復調装置における周波数誤差検出方法において、前記工程d)は、d-2)前記パイロットパターンを複数シンボル直列に接続したパターン信号と、同シンボル数直列に接続したＯＦＤＭ復調信号との間で相関値を算出する工程、を含むことを特徴とする。
【００５５】
【発明の実施の形態】
以下、図面を参照しつつ本発明の実施の形態について説明する。ここでは、本発明に係るＯＦＤＭ復調装置を部分受信処理（１セグメント受信処理）に適用させた実施の形態を説明する。ただし、本発明のＯＦＤＭ復調装置は、１３セグメント全部を受信する復調処理においても適用可能である。
【００５６】
｛１．全体構成および全体処理概要｝
図１は、本発明の実施の形態に係るＯＦＤＭ用復調装置の概略構成図である。このＯＦＤＭ用復調装置は、受信アンテナ２、チューナー３、バンドパスフィルタ４、ミキサー５および搬送波発振器６を備えている。ＯＦＤＭ用送信装置（図示せず）から送信されたＲＦ（Radio Frequency）信号１は伝送路を通って受信アンテナ２で受信された後、チューナー３でＩＦ（Intermediate Frequency）信号に周波数変換される。そのＩＦ信号は、ＢＰＦ（バンドパスフィルタ）４を介してミキサー５に入力し、搬送波発振器６から供給される信号と乗算される。ＲＦ信号１に含まれるシンボル信号の構成は、図６、図７に示したものと同様であり、１３セグメント分の帯域幅を有する信号である。
【００５７】
ＯＦＤＭ用復調装置は、更に、バンドパスフィルタ７、Ａ／Ｄ変換器８、ミキサー９、リサンプラー１０、シンボル同期回路１１、直並列変換器１２、ＦＦＴ演算器１３、および等化器１４を備えている。バンドパスフィルタ７は、ミキサー５が出力した６ＭＨｚ帯域幅のアナログ信号Ｘ（ｔ）から、部分受信階層（１セグメント）に対応する４２８．５７ｋＨｚ帯域幅のアナログ信号ＸLP（ｔ）を抽出し、出力する。またＡ／Ｄ変換器８は、通常の標本化周期ＴのＮ／Ｍ’倍（Ｎ＞Ｍ’）の周期でアナログ信号ＸLP（ｔ）をサンプリングし、所定の量子化ビット数で量子化することで、時間軸上でＭ’点のＯＦＤＭフォーマットのシンボル信号ＸLPD'（ｎ）（ｎ＝０〜Ｍ’−１）を出力する。ここで、通常の標本化周期Ｔとは、Ａ／Ｄ変換により、アナログ信号Ｘ（ｔ）から、多重化されたサブキャリアの数（＝Ｎ）のシンボル信号をサンプリングし得る周期を意味する。
【００５８】
次に、Ａ／Ｄ変換器８から出力された信号ＸLPD'（ｎ）は、ミキサー９で広帯域および狭帯域の周波数誤差などの補正を施され、次いでリサンプラー１０で信号レートを調整された後、直並列変換器１２に出力される。
【００５９】
前記リサンプラー１０は、入力信号に対して補間（interpolation）処理とデシメーション（decimation）処理とを行うポリフェーズフィルター（polyphase filter）である。後述するＦＦＴ演算器１３で使用されるＦＦＴのサンプリング周波数ｆ2とＡ／Ｄ変換８のサンプリング周波数ｆ1とは異なるため、リサンプラー１０は、Ａ／Ｄ変換とＦＦＴの両者のサンプリング周波数ｆ1，ｆ2の不一致を調整する機能を有している。例えば、２．３１４２ＭＨｚのサンプリング周波数ｆ1でＡ／Ｄ変換を受けたデータの数は、１秒当たり約２．３１４２×１０6個である。リサンプラー１０は、ＦＦＴのサンプリング周波数ｆ2に合わせて、Ａ／Ｄ変換器８からミキサー９を介して入力する信号ＸLPD'（ｎ）から、２．３１４２×１０6／ｆ2個おきに１個の信号を補間して抽出し、シンボル信号ＸLPD（ｎ）（ｎ＝０〜Ｍ−１）として出力する。尚、Ｍは、部分受信階層に対応するサブキャリア数を意味している。
【００６０】
一方、シンボル同期回路１１は、後述するように、リサンプラー１０からシリアルに入力するシンボル信号ＸLPD（ｎ）の時間的なズレを検出し、その検出信号ｋpkを直並列変換器１２に出力する。直並列変換器１２は、入力するシンボル信号ＸLPD（ｎ）をバッファリングしつつ、検出信号ｋpkを利用してＦＦＴ窓に合わせてＭ個のパラレル信号に変換し、ＦＦＴ演算器１３に出力する。ここで、ＦＦＴ窓とはＦＦＴ演算器１３で信号を取り込む時間領域を意味する。
【００６１】
次に、ＦＦＴ演算器１３は、Ｍ個のシンボル信号ＸLPD（０）〜ＸLPD（Ｍ−１）に対して高速フーリエ変換を実行することで、部分受信階層の帯域幅に対応するＭ個のＯＦＤＭ復調信号ｘH（ｋ）（ｋ：サブキャリア番号，ｋ＝０〜Ｍ−１）を出力することになる。等化器１４において、このＯＦＤＭ復調信号ｘH（ｋ）は、ＯＦＤＭ復調信号ｘH（ｋ）に埋め込まれたパイロット信号に基づいて等化処理が施された後、並直列変換器１５でシリアル信号に変換され、その後、チャンネル復号器１６で、キャリア復調（ＤＱＰＳＫの差動復調、もしくはＱＰＳＫや多値ＱＡＭの同期復調）、デインターリーブ、デマッピング、ビタビ復号化およびリードソロモン復号化などを施される。次いで、チャンネル復号器１６が出力した信号は、ソース復号器１７でＭＰＥＧ（Moving Picture Experts Group）−２方式（１セグメント受信の場合はＭＰＥＧ−４）などに従って復号化された後、Ｄ／Ａ変換器１８でアナログ化され出力される。
【００６２】
｛２．周波数誤差検出処理｝
次に、本発明の特徴部分である広帯域周波数誤差の検出処理について説明する。誤差検出回路２０は、図１に示したように、ＦＦＴ演算器１３から出力されたＯＦＤＭ復調信号ｘH（ｋ）（ｋ＝０〜Ｍ−１）に基づいて、広帯域および狭帯域の周波数誤差や、Ａ／Ｄ変換器８におけるＡ／Ｄ変換誤差を検出する機能を有する。周波数誤差の検出信号Ｓｆはミキサー９に出力されミキサー９において周波数誤差の補正処理が行なわれる。Ａ／Ｄ変換誤差の検出信号Ｓｔはリサンプラー１０に出力され、リサンプラー１０においてＡ／Ｄ変換誤差の補正処理（Ａ／Ｄ同期処理）が行なわれる。
【００６３】
次に、上記「発明が解決しようとする課題」において説明した３つの問題点▲１▼〜▲３▼に対する本発明の対処方法について説明する。
【００６４】
＜問題▲１▼（ＦＦＴ窓ずれの問題）に対する処理方法＞
数９式を用いて説明したように、ＦＦＴ窓がガードインターバル内にＬポイントずれ込んだ場合には、ＯＦＤＭ復調信号ｘH（ｋ）は、位相にexp(-j2πnL/N)が付加されることになる。
【００６５】
そこで、次のような事実に着目する。順次入力される複数のシンボル信号に対してＦＦＴ窓ずれが変化しない限り、ＦＦＴ窓ずれによる付加位相も変化しない。つまり、付加位相はシンボル番号に依存しないことになる。これによると、たとえば隣接する２シンボル間において、共役複素乗算をすることにより、付加位相を消去することが可能である。この関係を数１０式に示す。
【００６６】
【数１０】
【００６７】
数１０式中、Ｘi（ｎ）は、ｉ番目のシンボル信号を示し、Ｘ* i-1（ｎ）は、ｉ−１番目のシンボル信号の複素共役を示している。このように、隣接する２シンボル間において共役複素乗算を行なった算出結果からは付加位相が消去されることがわかる。本発明の実施の形態においては、隣接する２シンボル間の複素共役演算を実行することにより、付加位相を消去することとしているが、２シンボル以上離れたシンボル間で複素共役演算を実行するようにしてもよく、同様に、付加位相を消去することが可能である。ただし、遅延回路の規模を大きくすることになるので、隣接シンボル間で演算することが好ましい。
【００６８】
＜問題▲２▼（ゼロフェーディングの問題）に対する処理方法＞
ＡＣ１信号と、ＴＭＣＣ信号を利用した広帯域周波数誤差検出アルゴリズムにおいては、ＡＣ１信号とＴＭＣＣ信号の不確定性を消去するために、受信信号を自乗することを説明した。また、上述したように、ＦＦＴ窓ずれの影響を除去するために、隣接する２シンボル間で受信信号を乗算する対処方法を説明した。これらの結果、受信信号の振幅は、４乗に相当する演算が加えられることになる。このため、ゼロフェーディングによる振幅の変動幅は一層拡大することになる。この信号振幅の激しい変動はパイロット信号として利用するＡＣ１信号およびＴＭＣＣ信号の振幅を極端に低下させる可能性があり、相関をとることが困難となる。
【００６９】
そこで、相関処理を行う前に、ノーマライズ処理を行うこととする。ノーマライズ処理とは、数１１式に示すように、受信信号を、その振幅値（絶対値）で除算することにより、振幅１の大きさの信号に変換する処理である。
【００７０】
【数１１】
【００７１】
このように、振幅を正規化することにより、＋Ａまたは−Ａの２値の信号であるＡＣ１信号およびＴＭＣＣ信号が＋１または−１の信号となり、その振幅が１となる。これにより、その後の自乗演算を行なっても振幅が変動するということはなく、相関処理に有利となる。
【００７２】
相関処理は、後で述べるように、復調装置が予め保持しているパイロットパターンとの間で相関値が算出される。このパイロットパターンにおけるパイロット信号を＋１の信号としておけば、マッチングした場合には、ノーマライズされたＡＣ１信号およびＴＭＣＣ信号の本数分だけ振幅値（＋１）が加算されることになり、その相関値が単純に増加していくので、ピークを発生させることができるのである。
【００７３】
一方、ＡＣ１信号およびＴＭＣＣ信号や他のパイロット信号を除く情報信号は、ランダムな複素信号であるが、これら情報信号もノーマライズされることによりその振幅が１となる。しかし、相関値を計算する際には、様々な位相を持った複素信号が加算されることにより、その位相成分が打ち消され、振幅値は平均化される。このため、相関をとることが可能となるのである。
【００７４】
＜問題▲３▼（部分受信における問題）に対する処理方法＞
部分受信、とりわけ１セグメント受信においては、１シンボルに含まれるＡＣ１信号とＴＭＣＣ信号の数が少ない。モードII、１セグメント受信の場合には、１シンボル２１６個のデータ中に、ＡＣ１信号とＴＭＣＣ信号はあわせて６本だけである。このため、わずかなノイズを受けた場合でも、相関をとることは困難となる。そこで、本発明では、数１２式で示すような平均フィルターを用いることにより、この問題を解決する。
【００７５】
【数１２】
【００７６】
数１２式の平均フィルターは、４シンボル分の相関値を利用して、相関値の平均値を算出するフィルターである。平均フィルターｈ（ｎ）に、３シンボル分の相関値（２１６×３）と４シンボル目の最初の相関値が入力されると、先頭の相関値と、２１５個の間隔を空けた２１７番目の相関値と、さらに、２１５個の間隔を空けた４３３番目の相関値と、最後の相関値とが合計された上で、４で除算されることにより、最初の相関値の平均値が算出される。
【００７７】
次に、先頭の相関値が取り出され、相関値信号列が順に先頭側に１つづつ移動し、信号列の最後に、４シンボル目の２番目の相関値が入力される。そして、同様に、先頭の相関値と２１７番目の相関値と４３３番目の相関値と最後の相関値とが加算され、４で除算されることにより、２番目の相関値（つまり、１ポイントだけパイロットパターンをずらした状態での相関値）の平均値が算出される。以下、このような処理を繰り返すことにより、０〜Ｍ点だけパイロットパターンをずらした相関値の各平均値（Ｍ点）が算出されるのである。
【００７８】
このように、４シンボル分の相関値の平均値を利用することで、結局、４シンボル分のＡＣ１信号とＴＭＣＣ信号を加味した相関をとることになるので、相関の信頼性を向上させることが可能である。
【００７９】
｛３．周波数誤差検出回路の構成｝
次に、上述した３つの問題点の解決方法を実現する回路構成について説明する。図２は、誤差検出回路２０の機能ブロック図である。図は、周波数誤差検出処理に関わる機能ブロックのみを示しており、Ａ／Ｄ変換誤差の検出処理に関わる機能ブロックは省略している。
【００８０】
ＦＦＴ演算部１３から出力されたＯＦＤＭ復調信号ｘH（ｋ）は、シリアルに誤差検出回路２０に入力され、誤差検出回路２０において、まず、ノーマライズ処理が施される。ノーマライズ処理部２１では、ＯＦＤＭ復調信号ｘH（ｋ）が２方向に分岐し、分岐された一方では、振幅値演算部２１１において、入力信号の振幅値｜ｘH（ｋ）｜が算出される。そして、振幅値演算部２１１からは、１／｜ｘH（ｋ）｜が出力される。そして、乗算器２１２において、振幅値演算部２１１からの出力信号（１／｜ｘH（ｋ）｜）と、分岐した他方の信号ｘH（ｋ）とが乗算されて、信号（ｘH（ｋ）／｜ｘH（ｋ）｜）が出力される。このノーマライズ処理が、数１１式の演算に対応する。
【００８１】
ノーマライズ処理部２１から出力された信号は、次に、付加位相除去部２２に入力される。付加位相除去部２２に入力された信号は、２方向に分岐し、分岐された一方は、遅延回路２２１に入力される。遅延回路２２１に入力された信号は、１シンボル期間（Ｍ点）遅延したのち、乗算器２２３に出力される。分岐された他方の信号は、複素共役演算部２２２において、複素共役信号が算出される。そして、遅延回路２２１から出力された１シンボル前の信号と、複素共役演算部２２２の出力信号とが乗算器２２３において乗算される。この乗算処理が、数１０式の演算に対応している。
【００８２】
以上の処理により、ノーマライズ処理と隣接シンボル間の乗算処理が実行されたことになる。
【００８３】
付加位相除去部２２から出力された信号は、次に、自乗演算部２３に入力される。自乗演算部２３に入力された信号は、２方向に分岐され、それぞれ乗算部２３１において乗算される。この自乗演算により、ＡＣ１信号およびＴＭＣＣ信号の不確定性が除去される。すなわち、正負２値（＋Ａｏｒ−Ａ）の信号であるＡＣ１信号およびＴＭＣＣ信号は、ノーマライズ処理部２１において正負２値（＋１ｏｒ−１）の信号に変換されており、さらに、自乗演算部２３において、ＡＣ１信号およびＴＭＣＣ信号は全て＋１の信号となる。
【００８４】
自乗演算部２３から出力された信号は、相関処理部３０に入力される。図３は、相関処理部３０の機能ブロック図である。相関処理部３０に入力された信号は、遅延器３１に入力される。遅延器３１は、１シンボル分の入力信号を格納することができるレジスタが直列に接続された構成であり、信号を入力すると、それまで格納されていた信号を次段のレジスタへシフトして各レジスタの更新を行う。
【００８５】
次に、これら遅延器３１に格納された１シンボル分のＭ点の信号が相関器３２に入力され、パイロットパターン格納部３３から入力した１シンボル分のＭ点のパイロットパターン信号との間でそれぞれ乗算処理が行われる。パイロットパターン信号は、ＡＣ１信号およびＴＭＣＣ信号が配置されるサブキャリア位置のみに所定振幅（ここでは、振幅１の実数信号とする）の信号が存在し、残りのサブキャリア位置には０信号が埋められたパターン信号である。
【００８６】
そして、相関器３２において、これら１シンボル分の入力信号とパイロット信号とのＭ個の乗算値に対して加算処理が行なわれ、相関値が算出される。このようにして、相関値が算出されると、遅延器３１に次の信号が入力され、各レジスタの信号値が更新されて、次段の相関値が算出される。このようにして、パイロットパターンと入力信号と組み合わせを１ポイントずつずらしつつ相関値が算出され、順次、相関値が出力されるのである。
【００８７】
相関器３２から出力された信号は、次に、移動平均フィルター３４に入力される。移動平均フィルター３４は、上述した数１２式で表されるフィルターであり、相関器３２から順次入力する相関値の信号について４シンボル分の平均値を算出する。
【００８８】
図２に戻り、移動平均フィルター３４から出力された信号は、演算部２４において絶対値の自乗演算が行なわれる。相関処理部３０において、実際には、複素信号の実数部と虚数部の２系列の相関処理が行なわれており、相関処理部３０から出力される相関値の信号も、実数部および虚数部の２系列の信号である。したがって、この演算部２４において、複素信号の振幅演算を行うことにより、複素信号の振幅に対する相関値を求めるのである。
【００８９】
演算部２４から出力された相関値の信号は、順次ピーク検出部２５に入力される。ピーク検出部２４は、入力した相関値について、所定の閾値を上回るピークが発生しているサブキャリア位置を特定する。そして、周波数誤差検出部２６は、ピークの発生しているサブキャリア位置と、本来のパイロットパターン位置との誤差度合から周波数誤差の検出信号Ｓｆを算出する。
【００９０】
このようにして、誤差検出回路２０において周波数誤差の検出信号Ｓｆが算出されると、検出信号Ｓｆが図１で示したミキサー９に送信され、ミキサー９において補正処理が行なわれるのである。
【００９１】
＜別の実施の形態＞
図４は、図２で示した相関処理部３０の別の実施の形態である相関処理部３０Ａの機能ブロック図である。
【００９２】
相関処理部３０Ａに入力された信号は、遅延器３５ａ〜３５ｄに入力される。遅延器３５ａ〜３５ｄは、全体で４シンボル分の入力信号を格納することができるレジスタが直列に接続された構成であり、信号を入力すると、それまで格納されていた信号を次段のレジスタへシフトして各レジスタの更新を行う。
【００９３】
次に、これら遅延器３５ａ〜３５ｄに格納された４シンボル分の信号が相関器３６に入力され、パイロットパターン格納部３７から入力した４シンボル分のパイロットパターン信号との間でそれぞれ乗算処理が行われる。ここで、４シンボル分のパイロットパターン信号とは、１シンボル分のパイロットパターン信号を直列に４シンボル分接続したものである。そして、相関器３６において、これら４シンボル分の入力信号とパイロット信号との（Ｍ×４）個の乗算値に対して加算処理が行なわれ、相関値が算出される。このようにして、相関値が算出されると、遅延器３５ａに次の信号が入力され、各レジスタの信号値が更新されて、次段の相関値が算出される。このようにして、パイロットパターンと入力信号と組み合わせを１ポイントずつずらしつつ相関値が算出され、順次、相関値が出力されるのである。
【００９４】
そして、相関処理部３０Ａから出力された相関値の信号は、前述した場合と、同様に、演算部２４、ピーク検出部２５、周波数誤差検出部２６を経て検出信号Ｓｆを算出するのである。
【００９５】
＜変形例＞
図５は、図２で示したノーマライズ処理部２１の変形例であるノーマライズ処理部２１ａの機能ブロック図である。このノーマライズ処理部２１ａは、図２で示したノーマライズ処理部２１と自乗演算部２３の両方の役割を持つ機能部である。したがって、ノーマライズ処理部２１ａを採用する場合には、図２で示した自乗演算部２３は不要である。
【００９６】
具体的には、ノーマライズ処理部２１ａには、分岐ライン２１３が追加されることにより、自乗演算が実行される。そして、ＯＦＤＭ復調信号ｘH（ｋ）に対して自乗演算を実行する関係上、振幅値演算部２１４においては、振幅値の自乗を算出して、１／（｜ｘH（ｋ）｜2）を出力することとしている。これにより、乗算器２１５の出力信号は、ｘH（ｋ）2／｜ｘH（ｋ）｜2となる。
【００９７】
このような構成であれば、振幅値演算部２１４は、複素信号の振幅値の自乗演算を行えばよいので、乗算器と加算器で実現することが可能である。つまり、複素信号の振幅値を算出させるためには、参照用テーブルを格納するＲＯＭが必要となるが、この変形例であれば、そのようなＲＯＭを不要とすることが可能である。
【００９８】
【発明の効果】
以上説明したように、請求項２および請求項９記載の発明では、ＯＦＤＭ復調信号を振幅値で除算することにより正規化するので、正負２値の実数をとる制御信号を±１に変換することができる。これにより、後の自乗演算で制御信号は＋１の信号となるので、相関に有利となる。
【００９９】
請求項３、４および１０記載の発明では、サブキャリア間で共役複素乗算を行なうことにより、ＦＦＴ窓のずれ込みにより発生する付加位相を除去することが可能である。
【０１０１】
請求項１および８記載の発明では、複数のシンボルの復調信号を用いて相関値を算出するので、相関精度を向上させることが可能である。
【０１０２】
請求項５記載の発明では、１セグメント受信に適用させることにより、パイロット信号が少ない受信処理においても、精度の高い相関処理を行なうことができる。
【０１０３】
請求項６記載の発明では、制御信号としてＡＣ１信号を利用することにより、セグメント方式のＯＦＤＭ伝送においても相関処理が可能である。
【０１０４】
請求項７記載の発明では、制御信号としてＴＭＣＣ信号を利用することにより、セグメント方式のＯＦＤＭ伝送においても相関処理が可能である。
【図面の簡単な説明】
【図１】ＯＦＤＭ用復調装置の全体概略図である。
【図２】誤差検出回路の機能ブロック図である。
【図３】相関処理部の機能ブロック図である。
【図４】別の実施の形態にかかる相関処理部の機能ブロック図である。
【図５】変形例を示す図である。
【図６】ＯＦＤＭシンボル信号のフォーマットを示す図である。
【図７】周波数領域のＯＦＤＭ信号フォーマットを示す図である。
【図８】軽微なフェーディングを受けた受信信号を表す図である。
【図９】ゼロフェーディングを受けた受信信号を表す図である。
【符号の説明】
２０ 誤差検出回路
２１ ノーマライズ処理部
２２ 付加位相除去部
２３ 自乗演算部
２５ ピーク検出部
２６ 周波数誤差検出部
３０ 相関処理部
【発明の属する技術分野】
本発明は、ＯＦＤＭ伝送方式において、受信信号の周波数誤差を検出する技術に関する。
【０００２】
【従来の技術】
＜ＯＦＤＭ概略＞
地上波デジタル放送において利用される伝送方式にＯＦＤＭ（直交周波数分割多重；Orthogonal Frequency Division Multiplexing）方式が存在する。ＯＦＤＭは、送信データを複数の搬送波に分割して送信するマルチキャリア伝送方式の１つであり、マルチパス伝送路の周波数選択性フェ−ジングに強い、各サブチャネルのスペクトルが密に配置でき、周波数利用効率が高い、などの利点がある。
【０００３】
図６に示すように、日本の規格では、ＯＦＤＭ方式で変調されたシンボル信号は、情報信号や制御信号などを含む有効シンボルと、マルチパスの影響を低減させる目的で付加されるガードインターバルとから構成されている。ガードインターバルは各シンボル信号の先頭部分に設定されており、有効シンボルの末尾部分のコピーである。マルチパスによる反射波の遅延時間がガードインターバル期間Ｔｇ以内であれば、シンボル間干渉（ＩＳＩ）の影響の無い完全な１シンボル分のデータを取り出すことができる。尚、通常、ガードインターバル期間Ｔｇは、有効シンボル期間Ｔｕの１／４，１／８，１／１６，１／３２の何れかに設定される。
【０００４】
また、図７に示すように、日本の規格では、６ＭＨｚ〜８ＭＨｚの帯域幅をもつシンボル信号５０のスペクトラムを複数の階層Ｌ１，Ｌ２，Ｌ３に分割して伝送するという、所謂「階層伝送」が可能である。各階層は、更に、同期変調用もしくは差動変調用の単数または複数のセグメントＳ１，Ｓ２，…，Ｓ１３から構成されている。また、階層単位またはセグメント単位で、ＱＰＳＫやＤＱＰＳＫ、多値ＱＡＭなどの変調方式、もしくは誤り訂正符号化の符号化率を個別に指定できる。
【０００５】
ＯＦＤＭ復調装置においては、この複数の階層Ｌ１，Ｌ２，Ｌ３の中から一部階層のみを部分的に抽出して受信（部分受信）する受信形態も行なわれる。そして、移動通信端末や携帯通信端末においては、階層Ｌ２、つまり、１セグメントのみを受信する形態がとられている。これにより、移動通信端末や携帯通信端末に搭載するＯＦＤＭ復調装置の回路構成をコンパクト化するとともに、消費電力の低減を図るようにしているのである。
【０００６】
＜周波数誤差発生とその検出方法＞
ＯＦＤＭ伝送方式によって送信された信号は、復調装置（受信装置）においてＦＦＴ変換されることによって復調される。しかし、受信信号に広帯域の周波数誤差（サブキャリア間隔を超える大きなずれ）が発生している場合には、ＦＦＴ変換において各信号の周波数がシフトするため、正しいサブキャリアから信号を取り出すことができない。
【０００７】
まず、広帯域周波数誤差について説明する。送信装置から送信された信号Ｘ（ｎ）を数１式で示す。
【０００８】
【数１】
ただし、数１式において、ｋはサブキャリア番号、Ｎは全キャリア数である。この送信信号は、Ｄ／Ａ変換されることにより数２式で示される信号Ｘ（ｔ）となる。
【００１０】
【数２】
ただし、数２式において、Ｔはサンプリング間隔、ｆ0はサブキャリア間隔（角周波数）であり、サブキャリア間隔ｆ0は数３式で表される。
【００１２】
【数３】
数２式で示される送信信号が、伝送路において周波数誤差を受けると、数４式で表される信号Ｘr（ｔ）となる。
【００１４】
【数４】
ＯＦＤＭ伝送における復調装置は、この周波数誤差の生じた信号を受信する。ここでΔｆは周波数誤差である。数４式で示される受信信号Ｘr（ｔ）は、Ａ／Ｄ変換されることにより、数５式で示される信号Ｘr（ｎ）となる。
【００１６】
【数５】
ここで、Δｆを数６式で示されるように分解する。
【００１８】
【数６】
ここで、Ｋは整数であり広帯域の周波数誤差の大きさを示す値である。これに対して、Δｆ0／ｆ0は、１より小さい小数であり、狭帯域の周波数誤差の大きさを示す値である。
【００２０】
本発明では、広帯域の周波数誤差に着目するので、説明を簡単にするためにΔｆ＝Ｋｆ0と仮定する。このように仮定することによって、受信信号Ｘr（ｎ）は、数７式で表される。
【００２１】
【数７】
そして、数７式で表される受信信号Ｘr（ｎ）をＦＦＴ変換することにより、変換域でＫポイントのシフトが生じることとなる。このＫポイントのシフトが広帯域の周波数誤差である。なお、整数Ｋで表される周波数誤差は、サブキャリア間隔ｆ0を１としたときの相対的な値である。
【００２３】
このように復調装置が受信する信号は広帯域周波数に誤差が生じているため、各サブキャリアから正しくデータを取り出すためには、周波数の誤差を検出するとともに周波数の誤差を補正する必要がある。そして、周波数誤差を検出するため、一般には、受信信号に埋め込まれたパイロット信号と復調装置があらかじめ保持しているパイロットパターンとの相関をとるという方法が行なわれる。
【００２４】
ここで、ヨーロッパ規格のＯＦＤＭフォーマットでは、１シンボル中に挿入されるサブキャリア位置および振幅が固定のパイロット（ＣＰ：continuous pilot）が存在するため、相関をとることが容易である。しかし、日本規格のセグメント方式ＯＦＤＭフォーマットは、１シンボルが１３セグメントで構成され、さらに、セグメントは差動変調セグメントと同期変調セグメントの２種類で構成されており、セグメントの種類によってパイロットの配置が異なる。
【００２５】
そこで、特願２００１−３２０４０４においては、同一出願人により、挿入位置の固定したパイロットデータの存在しない日本規格のＯＦＤＭにおいて相関をとる方法が提案されている。
【００２６】
この提案では、ＡＣ１信号とＴＭＣＣ信号をパイロットとして利用することとしている。これらＡＣ１信号とＴＭＣＣ信号は、セグメントの構成に左右されることなく、常に同じキャリア位置に配置されるという特徴があるからである。ただ、ＡＣ１信号およびＴＭＣＣ信号はＤＢＰＳＫ変調された信号のため、任意のシンボルにおいて、その値がわからない。しかし、ＤＢＰＳＫ信号は正負の値をとる二値の実数信号であるため、自乗演算すれば正の実数になり、不確定性を解消することができる。そこで、受信信号を自乗演算した上で相関をとるという方法で相関処理を実現しているのである。以上のような方法により、セグメント方式の受信ＯＦＤＭ信号に対して周波数誤差を検出可能としていた。
【００２７】
【発明が解決しようとする課題】
しかし、上記方法により周波数誤差の検出を行なった場合にも、以下のような問題があった。
【００２８】
＜問題▲１▼−ＦＦＴ窓ずれの問題−＞
実際の受信処理においては、ＦＦＴ窓がガードインターバル内にずれ込む場合がある。このような場合、受信信号に含まれるパイロットの位相が回転するため、受信側でパイロットパターンを用いて相関をとろうとしても、精度のよい相関をとることができないのである。
【００２９】
ここで、ＯＦＤＭ復調装置において受信した信号Ｘ（ｎ）をＦＦＴ変換することによって得られる信号ｘ（ｎ）を数８式のように表記する。
【００３０】
【数８】
次に、ＦＦＴ窓がＬポイントずれている場合を想定する。この場合、ＤＦＴ演算の循環シフトの性質より、数９式のような関係が成立する。
【００３２】
【数９】
つまり、ＦＦＴ窓がＬポイントずれた状態で、ＦＦＴ変換を行なった場合には、周波数誤差が生じていない（循環シフトしない）状態でＦＦＴ変換を行なった場合と比べて、算出されるＯＦＤＭ復調信号に位相exp(-j2πnL/N）が付加されることになる。ここで、Ｌポイントとは、サブキャリア間隔ｆ0を１ポイントとした場合の周波数誤差の相対的な値である。このため、受信信号Ｘ（ｎ）に含まれているＡＣ１信号やＴＭＣＣ信号についても、回転が加わり、相関をとる妨げとなるのである。
【００３４】
＜問題▲２▼−ゼロフェーディングの問題−＞
次に、Ｄ／Ｕの小さい静的マルチパス伝送路においては、深く長いフェーディングが発生するため、パイロットの振幅が極端に低下してしまい、やはり、精度のよい相関をとることができないという問題がある。
【００３５】
図８は、軽微なフェーディングを受けた受信信号の振幅を示す図である。図中、横軸はサブキャリア番号、縦軸は正規化された振幅値を示している。これに対して、図９は、図８と同じ環境下で送信された信号がゼロフェーディングを受けた場合の受信信号の振幅を示す図である。ゼロフェーディングは、反射波の遅延時間が短く、反射波の振幅が直接波の振幅と変わらないようなマルチパス環境下で発生する。この場合、図で示したように、信号の振幅は激しく変動し、ゼロ近くに落ちることもある。図８で示した軽微なフェーディングを受けた受信信号と比べても、受信信号に大きなダメージがあることがわかる。
【００３６】
＜問題▲３▼−部分受信における問題−＞
上述したように、ＯＦＤＭ信号の受信方法として、受信したセグメントの中からその一部のセグメント（たとえば１セグメント）を選択して処理する方法が存在する。この部分受信は、たとえば、ＰＤＡや携帯電話などのモバイル端末による受信処理などに利用される。
【００３７】
この部分受信では、一部のセグメントのデータを受信する方式であるため、必然的に１シンボルの信号に含まれるパイロットの数が少ない。これは、ＡＣ１信号およびＴＭＣＣ信号をパイロットとして利用する場合でも同様である。このため、ノイズの影響を受けた場合には、相関の精度が劣化するという問題点がある。そして、Ｃ／Ｎが低下した場合には、受信側で相関がとれないことになる。
【００３８】
本発明の第１の目的は、ＦＦＴ窓ずれによる影響を受けることなく、精度の高い周波数誤差を検出することである。
【００３９】
本発明の第２の目的は、ゼロフェーディング環境下においても、精度の高い周波数誤差を検出することである。
【００４０】
そして、本発明の第３の目的は、部分受信を行うＯＦＤＭ復調装置においても、精度の高い周波数誤差を検出することである。
【００４１】
【課題を解決するための手段】
上記課題を解決するため、請求項１記載の発明は、セグメント方式のＯＦＤＭ（直交周波数分割多重）伝送において周波数誤差を検出する装置であって、ＯＦＤＭ信号は、ＯＦＤＭ信号の１シンボルを構成するセグメントの配置に依存することなく、挿入されるサブキャリア位置が固定している制御信号を含んでおり、かつ、前記制御信号は、絶対値の等しい正負の２つの実数値をとる信号であって、a)前記制御信号の１シンボル内におけるサブキャリア位置を示すパイロットパターンを記憶する手段と、b)ＯＦＤＭ受信信号をＦＦＴ演算することによりＯＦＤＭ復調信号を出力するＦＦＴ演算手段と、 d)前記ＯＦＤＭ復調信号の信号値を自乗演算する自乗演算手段と、e)前記自乗演算手段の出力信号と、前記パイロットパターンとの間で相関値を算出する相関手段と、を備え、前記相関手段による相関結果から周波数ずれを検出し、前記相関手段は、 e-2) 前記パイロットパターンを複数シンボル直列に接続したパターン信号と、同シンボル数直列に接続したＯＦＤＭ復調信号との間で相関値を算出する手段、を含むことを特徴とする。
【００４３】
請求項２記載の発明は、請求項１に記載のＯＦＤＭ復調装置における周波数誤差検出装置において、さらに、c)前記自乗演算手段による自乗演算を実行する前に、前記ＯＦＤＭ復調信号をその振幅値で除算することにより、複素信号である情報信号および実数信号である前記制御信号の振幅を単位大きさの正規化信号として出力する手段、を備えることを特徴とする。
【００４４】
請求項３記載の発明は、請求項１または請求項２に記載のＯＦＤＭ復調装置における周波数誤差検出装置において、さらに、f)前記相関手段による相関値の演算を実行する前に、一のシンボル中のｋ番目（ｋは０〜Ｎ−１の整数；Ｎは１シンボル中のサブキャリア数）のサブキャリア位置のＯＦＤＭ復調信号と、他のシンボル中の同じｋ番目のサブキャリア位置のＯＦＤＭ復調信号との間で、共役複素乗算を行なう手段、を備えることを特徴とする。
【００４５】
請求項４記載の発明は、請求項３に記載のＯＦＤＭ復調装置における周波数誤差検出装置において、前記手段f)は、隣接２シンボル間で共役複素乗算を行なうことを特徴とする。
【００４６】
請求項５記載の発明は、請求項１ないし請求項４のいずれかに記載のＯＦＤＭ復調装置における周波数誤差検出装置において、前記ＯＦＤＭ復調装置は、１セグメント受信を行なう復調装置であり、前記ＦＦＴ演算器から出力されるＯＦＤＭ復調信号は、１セグメント分の信号であることを特徴とする。
【００４７】
請求項６記載の発明は、請求項１ないし請求項５のいずれかに記載のＯＦＤＭ復調装置における周波数誤差検出装置において、前記制御信号は、前記セグメント方式のＯＦＤＭ伝送において送信されるＡＣ１信号、を含むことを特徴とする。
【００４８】
請求項７記載の発明は、請求項１ないし請求項６のいずれかに記載のＯＦＤＭ復調装置における周波数誤差検出装置において、前記制御信号は、前記セグメント方式のＯＦＤＭ伝送において送信されるＴＭＣＣ信号、を含むことを特徴とする。
【００４９】
請求項８記載の発明は、セグメント方式のＯＦＤＭ（直交周波数分割多重）伝送において周波数誤差を検出する方法であって、ＯＦＤＭ信号は、ＯＦＤＭ信号の１シンボルを構成するセグメントの配置に依存することなく、挿入されるサブキャリア位置が固定している制御信号を含んでおり、かつ、前記制御信号は、絶対値の等しい正負の２つの実数値をとる信号であって、a)ＯＦＤＭ受信信号をＦＦＴ演算することによりＯＦＤＭ復調信号を出力する工程と、c)前記ＯＦＤＭ復調信号の信号値を自乗演算する工程と、d)前記制御信号の１シンボル内におけるサブキャリア位置を示すパイロットパターンと、前記工程c)の出力信号との間で相関値を算出する工程と、を備え、前記工程d)は、d-2)前記パイロットパターンを複数シンボル直列に接続したパターン信号と、同シンボル数直列に接続したＯＦＤＭ復調信号との間で相関値を算出する工程、を含むことを特徴とする。
【００５１】
請求項９記載の発明は、請求項８に記載のＯＦＤＭ復調装置における周波数誤差検出方法において、さらに、b)前記工程c)より前の工程において、前記ＯＦＤＭ復調信号をその振幅値で除算し、正規化信号を出力する工程、を含むことを特徴とする。
【００５２】
請求項１０記載の発明は、請求項８または請求項９に記載のＯＦＤＭ復調装置における周波数誤差検出方法において、さらに、e)前記工程d)より前の工程において、一のシンボル中のｋ番目（ｋは０〜Ｎ−１の整数；Ｎは１シンボル中のサブキャリア数）のサブキャリア位置のＯＦＤＭ復調信号と、他のシンボル中の同じｋ番目のサブキャリア位置のＯＦＤＭ復調信号との間で、共役複素乗算を行なう工程、を備えることを特徴とする。
【００５３】
請求項１３記載の発明は、請求項１１または請求項１２に記載のＯＦＤＭ復調装置における周波数誤差検出方法において、前記工程d)は、d-1)複数のシンボルに対する相関処理によって得られた相関値から平均相関値を算出する工程、を含むことを特徴とする。
【００５４】
請求項１４記載の発明は、請求項１１または請求項１２に記載のＯＦＤＭ復調装置における周波数誤差検出方法において、前記工程d)は、d-2)前記パイロットパターンを複数シンボル直列に接続したパターン信号と、同シンボル数直列に接続したＯＦＤＭ復調信号との間で相関値を算出する工程、を含むことを特徴とする。
【００５５】
【発明の実施の形態】
以下、図面を参照しつつ本発明の実施の形態について説明する。ここでは、本発明に係るＯＦＤＭ復調装置を部分受信処理（１セグメント受信処理）に適用させた実施の形態を説明する。ただし、本発明のＯＦＤＭ復調装置は、１３セグメント全部を受信する復調処理においても適用可能である。
【００５６】
｛１．全体構成および全体処理概要｝
図１は、本発明の実施の形態に係るＯＦＤＭ用復調装置の概略構成図である。このＯＦＤＭ用復調装置は、受信アンテナ２、チューナー３、バンドパスフィルタ４、ミキサー５および搬送波発振器６を備えている。ＯＦＤＭ用送信装置（図示せず）から送信されたＲＦ（Radio Frequency）信号１は伝送路を通って受信アンテナ２で受信された後、チューナー３でＩＦ（Intermediate Frequency）信号に周波数変換される。そのＩＦ信号は、ＢＰＦ（バンドパスフィルタ）４を介してミキサー５に入力し、搬送波発振器６から供給される信号と乗算される。ＲＦ信号１に含まれるシンボル信号の構成は、図６、図７に示したものと同様であり、１３セグメント分の帯域幅を有する信号である。
【００５７】
ＯＦＤＭ用復調装置は、更に、バンドパスフィルタ７、Ａ／Ｄ変換器８、ミキサー９、リサンプラー１０、シンボル同期回路１１、直並列変換器１２、ＦＦＴ演算器１３、および等化器１４を備えている。バンドパスフィルタ７は、ミキサー５が出力した６ＭＨｚ帯域幅のアナログ信号Ｘ（ｔ）から、部分受信階層（１セグメント）に対応する４２８．５７ｋＨｚ帯域幅のアナログ信号ＸLP（ｔ）を抽出し、出力する。またＡ／Ｄ変換器８は、通常の標本化周期ＴのＮ／Ｍ’倍（Ｎ＞Ｍ’）の周期でアナログ信号ＸLP（ｔ）をサンプリングし、所定の量子化ビット数で量子化することで、時間軸上でＭ’点のＯＦＤＭフォーマットのシンボル信号ＸLPD'（ｎ）（ｎ＝０〜Ｍ’−１）を出力する。ここで、通常の標本化周期Ｔとは、Ａ／Ｄ変換により、アナログ信号Ｘ（ｔ）から、多重化されたサブキャリアの数（＝Ｎ）のシンボル信号をサンプリングし得る周期を意味する。
【００５８】
次に、Ａ／Ｄ変換器８から出力された信号ＸLPD'（ｎ）は、ミキサー９で広帯域および狭帯域の周波数誤差などの補正を施され、次いでリサンプラー１０で信号レートを調整された後、直並列変換器１２に出力される。
【００５９】
前記リサンプラー１０は、入力信号に対して補間（interpolation）処理とデシメーション（decimation）処理とを行うポリフェーズフィルター（polyphase filter）である。後述するＦＦＴ演算器１３で使用されるＦＦＴのサンプリング周波数ｆ2とＡ／Ｄ変換８のサンプリング周波数ｆ1とは異なるため、リサンプラー１０は、Ａ／Ｄ変換とＦＦＴの両者のサンプリング周波数ｆ1，ｆ2の不一致を調整する機能を有している。例えば、２．３１４２ＭＨｚのサンプリング周波数ｆ1でＡ／Ｄ変換を受けたデータの数は、１秒当たり約２．３１４２×１０6個である。リサンプラー１０は、ＦＦＴのサンプリング周波数ｆ2に合わせて、Ａ／Ｄ変換器８からミキサー９を介して入力する信号ＸLPD'（ｎ）から、２．３１４２×１０6／ｆ2個おきに１個の信号を補間して抽出し、シンボル信号ＸLPD（ｎ）（ｎ＝０〜Ｍ−１）として出力する。尚、Ｍは、部分受信階層に対応するサブキャリア数を意味している。
【００６０】
一方、シンボル同期回路１１は、後述するように、リサンプラー１０からシリアルに入力するシンボル信号ＸLPD（ｎ）の時間的なズレを検出し、その検出信号ｋpkを直並列変換器１２に出力する。直並列変換器１２は、入力するシンボル信号ＸLPD（ｎ）をバッファリングしつつ、検出信号ｋpkを利用してＦＦＴ窓に合わせてＭ個のパラレル信号に変換し、ＦＦＴ演算器１３に出力する。ここで、ＦＦＴ窓とはＦＦＴ演算器１３で信号を取り込む時間領域を意味する。
【００６１】
次に、ＦＦＴ演算器１３は、Ｍ個のシンボル信号ＸLPD（０）〜ＸLPD（Ｍ−１）に対して高速フーリエ変換を実行することで、部分受信階層の帯域幅に対応するＭ個のＯＦＤＭ復調信号ｘH（ｋ）（ｋ：サブキャリア番号，ｋ＝０〜Ｍ−１）を出力することになる。等化器１４において、このＯＦＤＭ復調信号ｘH（ｋ）は、ＯＦＤＭ復調信号ｘH（ｋ）に埋め込まれたパイロット信号に基づいて等化処理が施された後、並直列変換器１５でシリアル信号に変換され、その後、チャンネル復号器１６で、キャリア復調（ＤＱＰＳＫの差動復調、もしくはＱＰＳＫや多値ＱＡＭの同期復調）、デインターリーブ、デマッピング、ビタビ復号化およびリードソロモン復号化などを施される。次いで、チャンネル復号器１６が出力した信号は、ソース復号器１７でＭＰＥＧ（Moving Picture Experts Group）−２方式（１セグメント受信の場合はＭＰＥＧ−４）などに従って復号化された後、Ｄ／Ａ変換器１８でアナログ化され出力される。
【００６２】
｛２．周波数誤差検出処理｝
次に、本発明の特徴部分である広帯域周波数誤差の検出処理について説明する。誤差検出回路２０は、図１に示したように、ＦＦＴ演算器１３から出力されたＯＦＤＭ復調信号ｘH（ｋ）（ｋ＝０〜Ｍ−１）に基づいて、広帯域および狭帯域の周波数誤差や、Ａ／Ｄ変換器８におけるＡ／Ｄ変換誤差を検出する機能を有する。周波数誤差の検出信号Ｓｆはミキサー９に出力されミキサー９において周波数誤差の補正処理が行なわれる。Ａ／Ｄ変換誤差の検出信号Ｓｔはリサンプラー１０に出力され、リサンプラー１０においてＡ／Ｄ変換誤差の補正処理（Ａ／Ｄ同期処理）が行なわれる。
【００６３】
次に、上記「発明が解決しようとする課題」において説明した３つの問題点▲１▼〜▲３▼に対する本発明の対処方法について説明する。
【００６４】
＜問題▲１▼（ＦＦＴ窓ずれの問題）に対する処理方法＞
数９式を用いて説明したように、ＦＦＴ窓がガードインターバル内にＬポイントずれ込んだ場合には、ＯＦＤＭ復調信号ｘH（ｋ）は、位相にexp(-j2πnL/N)が付加されることになる。
【００６５】
そこで、次のような事実に着目する。順次入力される複数のシンボル信号に対してＦＦＴ窓ずれが変化しない限り、ＦＦＴ窓ずれによる付加位相も変化しない。つまり、付加位相はシンボル番号に依存しないことになる。これによると、たとえば隣接する２シンボル間において、共役複素乗算をすることにより、付加位相を消去することが可能である。この関係を数１０式に示す。
【００６６】
【数１０】
数１０式中、Ｘi（ｎ）は、ｉ番目のシンボル信号を示し、Ｘ* i-1（ｎ）は、ｉ−１番目のシンボル信号の複素共役を示している。このように、隣接する２シンボル間において共役複素乗算を行なった算出結果からは付加位相が消去されることがわかる。本発明の実施の形態においては、隣接する２シンボル間の複素共役演算を実行することにより、付加位相を消去することとしているが、２シンボル以上離れたシンボル間で複素共役演算を実行するようにしてもよく、同様に、付加位相を消去することが可能である。ただし、遅延回路の規模を大きくすることになるので、隣接シンボル間で演算することが好ましい。
【００６８】
＜問題▲２▼（ゼロフェーディングの問題）に対する処理方法＞
ＡＣ１信号と、ＴＭＣＣ信号を利用した広帯域周波数誤差検出アルゴリズムにおいては、ＡＣ１信号とＴＭＣＣ信号の不確定性を消去するために、受信信号を自乗することを説明した。また、上述したように、ＦＦＴ窓ずれの影響を除去するために、隣接する２シンボル間で受信信号を乗算する対処方法を説明した。これらの結果、受信信号の振幅は、４乗に相当する演算が加えられることになる。このため、ゼロフェーディングによる振幅の変動幅は一層拡大することになる。この信号振幅の激しい変動はパイロット信号として利用するＡＣ１信号およびＴＭＣＣ信号の振幅を極端に低下させる可能性があり、相関をとることが困難となる。
【００６９】
そこで、相関処理を行う前に、ノーマライズ処理を行うこととする。ノーマライズ処理とは、数１１式に示すように、受信信号を、その振幅値（絶対値）で除算することにより、振幅１の大きさの信号に変換する処理である。
【００７０】
【数１１】
このように、振幅を正規化することにより、＋Ａまたは−Ａの２値の信号であるＡＣ１信号およびＴＭＣＣ信号が＋１または−１の信号となり、その振幅が１となる。これにより、その後の自乗演算を行なっても振幅が変動するということはなく、相関処理に有利となる。
【００７２】
相関処理は、後で述べるように、復調装置が予め保持しているパイロットパターンとの間で相関値が算出される。このパイロットパターンにおけるパイロット信号を＋１の信号としておけば、マッチングした場合には、ノーマライズされたＡＣ１信号およびＴＭＣＣ信号の本数分だけ振幅値（＋１）が加算されることになり、その相関値が単純に増加していくので、ピークを発生させることができるのである。
【００７３】
一方、ＡＣ１信号およびＴＭＣＣ信号や他のパイロット信号を除く情報信号は、ランダムな複素信号であるが、これら情報信号もノーマライズされることによりその振幅が１となる。しかし、相関値を計算する際には、様々な位相を持った複素信号が加算されることにより、その位相成分が打ち消され、振幅値は平均化される。このため、相関をとることが可能となるのである。
【００７４】
＜問題▲３▼（部分受信における問題）に対する処理方法＞
部分受信、とりわけ１セグメント受信においては、１シンボルに含まれるＡＣ１信号とＴＭＣＣ信号の数が少ない。モードII、１セグメント受信の場合には、１シンボル２１６個のデータ中に、ＡＣ１信号とＴＭＣＣ信号はあわせて６本だけである。このため、わずかなノイズを受けた場合でも、相関をとることは困難となる。そこで、本発明では、数１２式で示すような平均フィルターを用いることにより、この問題を解決する。
【００７５】
【数１２】
数１２式の平均フィルターは、４シンボル分の相関値を利用して、相関値の平均値を算出するフィルターである。平均フィルターｈ（ｎ）に、３シンボル分の相関値（２１６×３）と４シンボル目の最初の相関値が入力されると、先頭の相関値と、２１５個の間隔を空けた２１７番目の相関値と、さらに、２１５個の間隔を空けた４３３番目の相関値と、最後の相関値とが合計された上で、４で除算されることにより、最初の相関値の平均値が算出される。
【００７７】
次に、先頭の相関値が取り出され、相関値信号列が順に先頭側に１つづつ移動し、信号列の最後に、４シンボル目の２番目の相関値が入力される。そして、同様に、先頭の相関値と２１７番目の相関値と４３３番目の相関値と最後の相関値とが加算され、４で除算されることにより、２番目の相関値（つまり、１ポイントだけパイロットパターンをずらした状態での相関値）の平均値が算出される。以下、このような処理を繰り返すことにより、０〜Ｍ点だけパイロットパターンをずらした相関値の各平均値（Ｍ点）が算出されるのである。
【００７８】
このように、４シンボル分の相関値の平均値を利用することで、結局、４シンボル分のＡＣ１信号とＴＭＣＣ信号を加味した相関をとることになるので、相関の信頼性を向上させることが可能である。
【００７９】
｛３．周波数誤差検出回路の構成｝
次に、上述した３つの問題点の解決方法を実現する回路構成について説明する。図２は、誤差検出回路２０の機能ブロック図である。図は、周波数誤差検出処理に関わる機能ブロックのみを示しており、Ａ／Ｄ変換誤差の検出処理に関わる機能ブロックは省略している。
【００８０】
ＦＦＴ演算部１３から出力されたＯＦＤＭ復調信号ｘH（ｋ）は、シリアルに誤差検出回路２０に入力され、誤差検出回路２０において、まず、ノーマライズ処理が施される。ノーマライズ処理部２１では、ＯＦＤＭ復調信号ｘH（ｋ）が２方向に分岐し、分岐された一方では、振幅値演算部２１１において、入力信号の振幅値｜ｘH（ｋ）｜が算出される。そして、振幅値演算部２１１からは、１／｜ｘH（ｋ）｜が出力される。そして、乗算器２１２において、振幅値演算部２１１からの出力信号（１／｜ｘH（ｋ）｜）と、分岐した他方の信号ｘH（ｋ）とが乗算されて、信号（ｘH（ｋ）／｜ｘH（ｋ）｜）が出力される。このノーマライズ処理が、数１１式の演算に対応する。
【００８１】
ノーマライズ処理部２１から出力された信号は、次に、付加位相除去部２２に入力される。付加位相除去部２２に入力された信号は、２方向に分岐し、分岐された一方は、遅延回路２２１に入力される。遅延回路２２１に入力された信号は、１シンボル期間（Ｍ点）遅延したのち、乗算器２２３に出力される。分岐された他方の信号は、複素共役演算部２２２において、複素共役信号が算出される。そして、遅延回路２２１から出力された１シンボル前の信号と、複素共役演算部２２２の出力信号とが乗算器２２３において乗算される。この乗算処理が、数１０式の演算に対応している。
【００８２】
以上の処理により、ノーマライズ処理と隣接シンボル間の乗算処理が実行されたことになる。
【００８３】
付加位相除去部２２から出力された信号は、次に、自乗演算部２３に入力される。自乗演算部２３に入力された信号は、２方向に分岐され、それぞれ乗算部２３１において乗算される。この自乗演算により、ＡＣ１信号およびＴＭＣＣ信号の不確定性が除去される。すなわち、正負２値（＋Ａｏｒ−Ａ）の信号であるＡＣ１信号およびＴＭＣＣ信号は、ノーマライズ処理部２１において正負２値（＋１ｏｒ−１）の信号に変換されており、さらに、自乗演算部２３において、ＡＣ１信号およびＴＭＣＣ信号は全て＋１の信号となる。
【００８４】
自乗演算部２３から出力された信号は、相関処理部３０に入力される。図３は、相関処理部３０の機能ブロック図である。相関処理部３０に入力された信号は、遅延器３１に入力される。遅延器３１は、１シンボル分の入力信号を格納することができるレジスタが直列に接続された構成であり、信号を入力すると、それまで格納されていた信号を次段のレジスタへシフトして各レジスタの更新を行う。
【００８５】
次に、これら遅延器３１に格納された１シンボル分のＭ点の信号が相関器３２に入力され、パイロットパターン格納部３３から入力した１シンボル分のＭ点のパイロットパターン信号との間でそれぞれ乗算処理が行われる。パイロットパターン信号は、ＡＣ１信号およびＴＭＣＣ信号が配置されるサブキャリア位置のみに所定振幅（ここでは、振幅１の実数信号とする）の信号が存在し、残りのサブキャリア位置には０信号が埋められたパターン信号である。
【００８６】
そして、相関器３２において、これら１シンボル分の入力信号とパイロット信号とのＭ個の乗算値に対して加算処理が行なわれ、相関値が算出される。このようにして、相関値が算出されると、遅延器３１に次の信号が入力され、各レジスタの信号値が更新されて、次段の相関値が算出される。このようにして、パイロットパターンと入力信号と組み合わせを１ポイントずつずらしつつ相関値が算出され、順次、相関値が出力されるのである。
【００８７】
相関器３２から出力された信号は、次に、移動平均フィルター３４に入力される。移動平均フィルター３４は、上述した数１２式で表されるフィルターであり、相関器３２から順次入力する相関値の信号について４シンボル分の平均値を算出する。
【００８８】
図２に戻り、移動平均フィルター３４から出力された信号は、演算部２４において絶対値の自乗演算が行なわれる。相関処理部３０において、実際には、複素信号の実数部と虚数部の２系列の相関処理が行なわれており、相関処理部３０から出力される相関値の信号も、実数部および虚数部の２系列の信号である。したがって、この演算部２４において、複素信号の振幅演算を行うことにより、複素信号の振幅に対する相関値を求めるのである。
【００８９】
演算部２４から出力された相関値の信号は、順次ピーク検出部２５に入力される。ピーク検出部２４は、入力した相関値について、所定の閾値を上回るピークが発生しているサブキャリア位置を特定する。そして、周波数誤差検出部２６は、ピークの発生しているサブキャリア位置と、本来のパイロットパターン位置との誤差度合から周波数誤差の検出信号Ｓｆを算出する。
【００９０】
このようにして、誤差検出回路２０において周波数誤差の検出信号Ｓｆが算出されると、検出信号Ｓｆが図１で示したミキサー９に送信され、ミキサー９において補正処理が行なわれるのである。
【００９１】
＜別の実施の形態＞
図４は、図２で示した相関処理部３０の別の実施の形態である相関処理部３０Ａの機能ブロック図である。
【００９２】
相関処理部３０Ａに入力された信号は、遅延器３５ａ〜３５ｄに入力される。遅延器３５ａ〜３５ｄは、全体で４シンボル分の入力信号を格納することができるレジスタが直列に接続された構成であり、信号を入力すると、それまで格納されていた信号を次段のレジスタへシフトして各レジスタの更新を行う。
【００９３】
次に、これら遅延器３５ａ〜３５ｄに格納された４シンボル分の信号が相関器３６に入力され、パイロットパターン格納部３７から入力した４シンボル分のパイロットパターン信号との間でそれぞれ乗算処理が行われる。ここで、４シンボル分のパイロットパターン信号とは、１シンボル分のパイロットパターン信号を直列に４シンボル分接続したものである。そして、相関器３６において、これら４シンボル分の入力信号とパイロット信号との（Ｍ×４）個の乗算値に対して加算処理が行なわれ、相関値が算出される。このようにして、相関値が算出されると、遅延器３５ａに次の信号が入力され、各レジスタの信号値が更新されて、次段の相関値が算出される。このようにして、パイロットパターンと入力信号と組み合わせを１ポイントずつずらしつつ相関値が算出され、順次、相関値が出力されるのである。
【００９４】
そして、相関処理部３０Ａから出力された相関値の信号は、前述した場合と、同様に、演算部２４、ピーク検出部２５、周波数誤差検出部２６を経て検出信号Ｓｆを算出するのである。
【００９５】
＜変形例＞
図５は、図２で示したノーマライズ処理部２１の変形例であるノーマライズ処理部２１ａの機能ブロック図である。このノーマライズ処理部２１ａは、図２で示したノーマライズ処理部２１と自乗演算部２３の両方の役割を持つ機能部である。したがって、ノーマライズ処理部２１ａを採用する場合には、図２で示した自乗演算部２３は不要である。
【００９６】
具体的には、ノーマライズ処理部２１ａには、分岐ライン２１３が追加されることにより、自乗演算が実行される。そして、ＯＦＤＭ復調信号ｘH（ｋ）に対して自乗演算を実行する関係上、振幅値演算部２１４においては、振幅値の自乗を算出して、１／（｜ｘH（ｋ）｜2）を出力することとしている。これにより、乗算器２１５の出力信号は、ｘH（ｋ）2／｜ｘH（ｋ）｜2となる。
【００９７】
このような構成であれば、振幅値演算部２１４は、複素信号の振幅値の自乗演算を行えばよいので、乗算器と加算器で実現することが可能である。つまり、複素信号の振幅値を算出させるためには、参照用テーブルを格納するＲＯＭが必要となるが、この変形例であれば、そのようなＲＯＭを不要とすることが可能である。
【００９８】
【発明の効果】
以上説明したように、請求項２および請求項９記載の発明では、ＯＦＤＭ復調信号を振幅値で除算することにより正規化するので、正負２値の実数をとる制御信号を±１に変換することができる。これにより、後の自乗演算で制御信号は＋１の信号となるので、相関に有利となる。
【００９９】
請求項３、４および１０記載の発明では、サブキャリア間で共役複素乗算を行なうことにより、ＦＦＴ窓のずれ込みにより発生する付加位相を除去することが可能である。
【０１０１】
請求項１および８記載の発明では、複数のシンボルの復調信号を用いて相関値を算出するので、相関精度を向上させることが可能である。
【０１０２】
請求項５記載の発明では、１セグメント受信に適用させることにより、パイロット信号が少ない受信処理においても、精度の高い相関処理を行なうことができる。
【０１０３】
請求項６記載の発明では、制御信号としてＡＣ１信号を利用することにより、セグメント方式のＯＦＤＭ伝送においても相関処理が可能である。
【０１０４】
請求項７記載の発明では、制御信号としてＴＭＣＣ信号を利用することにより、セグメント方式のＯＦＤＭ伝送においても相関処理が可能である。
【図面の簡単な説明】
【図１】ＯＦＤＭ用復調装置の全体概略図である。
【図２】誤差検出回路の機能ブロック図である。
【図３】相関処理部の機能ブロック図である。
【図４】別の実施の形態にかかる相関処理部の機能ブロック図である。
【図５】変形例を示す図である。
【図６】ＯＦＤＭシンボル信号のフォーマットを示す図である。
【図７】周波数領域のＯＦＤＭ信号フォーマットを示す図である。
【図８】軽微なフェーディングを受けた受信信号を表す図である。
【図９】ゼロフェーディングを受けた受信信号を表す図である。
【符号の説明】
２０ 誤差検出回路
２１ ノーマライズ処理部
２２ 付加位相除去部
２３ 自乗演算部
２５ ピーク検出部
２６ 周波数誤差検出部
３０ 相関処理部
Claims (10)
- セグメント方式のＯＦＤＭ（直交周波数分割多重）伝送において周波数誤差を検出する装置であって、
ＯＦＤＭ信号は、ＯＦＤＭ信号の１シンボルを構成するセグメントの配置に依存することなく、挿入されるサブキャリア位置が固定している制御信号を含んでおり、かつ、前記制御信号は、絶対値の等しい正負の２つの実数値をとる信号であって、
a)前記制御信号の１シンボル内におけるサブキャリア位置を示すパイロットパターンを記憶する手段と、
b)ＯＦＤＭ受信信号をＦＦＴ演算することによりＯＦＤＭ復調信号を出力するＦＦＴ演算手段と、
d)前記ＯＦＤＭ復調信号の信号値を自乗演算する自乗演算手段と、
e)前記自乗演算手段の出力信号と、前記パイロットパターンとの間で相関値を算出する相関手段と、
を備え、
前記相関手段による相関結果から周波数ずれを検出し、
前記相関手段は、
e-2)前記パイロットパターンを複数シンボル直列に接続したパターン信号と、同シンボル数直列に接続したＯＦＤＭ復調信号との間で相関値を算出する手段、
を含むことを特徴とするＯＦＤＭ復調装置における周波数誤差検出装置。 - 請求項１に記載のＯＦＤＭ復調装置における周波数誤差検出装置において、さらに、
c) 前記自乗演算手段による自乗演算を実行する前に、前記ＯＦＤＭ復調信号をその振幅値で除算することにより、複素信号である情報信号および実数信号である前記制御信号の振幅を単位大きさの正規化信号として出力する手段、
を備えることを特徴とするＯＦＤＭ復調装置における周波数誤差検出装置。 - 請求項１または請求項２に記載のＯＦＤＭ復調装置における周波数誤差検出装置において、さらに、
f) 前記相関手段による相関値の演算を実行する前に、一のシンボル中のｋ番目（ｋは０〜Ｎ−１の整数；Ｎは１シンボル中のサブキャリア数）のサブキャリア位置のＯＦＤＭ復調信号と、他のシンボル中の同じｋ番目のサブキャリア位置のＯＦＤＭ復調信号との間で、共役複素乗算を行なう手段、
を備えることを特徴とするＯＦＤＭ復調装置における周波数誤差検出装置。 - 請求項３に記載のＯＦＤＭ復調装置における周波数誤差検出装置において、
前記手段 f) は、隣接２シンボル間で共役複素乗算を行なうことを特徴とするＯＦＤＭ復調装置における周波数誤差検出装置。 - 請求項１ないし請求項４のいずれかに記載のＯＦＤＭ復調装置における周波数誤差検出装置において、
前記ＯＦＤＭ復調装置は、１セグメント受信を行なう復調装置であり、前記ＦＦＴ演算器から出力されるＯＦＤＭ復調信号は、１セグメント分の信号であることを特徴とするＯＦＤＭ復調装置における周波数誤差検出装置。 - 請求項１ないし請求項５のいずれかに記載のＯＦＤＭ復調装置における周波数誤差検出装置において、
前記制御信号は、
前記セグメント方式のＯＦＤＭ伝送において送信されるＡＣ１信号、
を含むことを特徴とするＯＦＤＭ復調装置における周波数誤差検出装置。 - 請求項１ないし請求項６のいずれかに記載のＯＦＤＭ復調装置における周波数誤差検出装置において、
前記制御信号は、
前記セグメント方式のＯＦＤＭ伝送において送信されるＴＭＣＣ信号、
を含むことを特徴とするＯＦＤＭ復調装置における周波数誤差検出装置。 - セグメント方式のＯＦＤＭ（直交周波数分割多重）伝送において周波数誤差を検出する方法であって、
ＯＦＤＭ信号は、ＯＦＤＭ信号の１シンボルを構成するセグメントの配置に依存することなく、挿入されるサブキャリア位置が固定している制御信号を含んでおり、かつ、前記制御信号は、絶対値の等しい正負の２つの実数値をとる信号であって、
a) ＯＦＤＭ受信信号をＦＦＴ演算することによりＯＦＤＭ復調信号を出力する工程と、
c) 前記ＯＦＤＭ復調信号の信号値を自乗演算する工程と、
d) 前記制御信号の１シンボル内におけるサブキャリア位置を示すパイロットパターンと、前記工程 c) の出力信号との間で相関値を算出する工程と、
を備え、
前記工程 d) は、
d-2) 前記パイロットパターンを複数シンボル直列に接続したパターン信号と、同シンボル数直列に接続したＯＦＤＭ復調信号との間で相関値を算出する工程、
を含むことを特徴とするＯＦＤＭ復調装置における周波数誤差検出方法。 - 請求項８に記載のＯＦＤＭ復調装置における周波数誤差検出方法において、さらに、
b) 前記工程 c) より前の工程において、前記ＯＦＤＭ復調信号をその振幅値で除算し、正規化信号を出力する工程、
を含むことを特徴とするＯＦＤＭ復調装置における周波数誤差検出方法。 - 請求項８または請求項９に記載のＯＦＤＭ復調装置における周波数誤差検出方法において、さらに、
e) 前記工程 d) より前の工程において、一のシンボル中のｋ番目（ｋは０〜Ｎ−１の整数；Ｎは１シンボル中のサブキャリア数）のサブキャリア位置のＯＦＤＭ復調信号と、他のシンボル中の同じｋ番目のサブキャリア位置のＯＦＤＭ復調信号との間で、共役複素乗算を行なう工程、
を備えることを特徴とするＯＦＤＭ復調装置における周波数誤差検出方法。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
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Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP2002328203A JP3797968B2 (ja) | 2002-11-12 | 2002-11-12 | Ｏｆｄｍ復調装置における周波数誤差検出装置および方法 |
Publications (3)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JP2004165896A JP2004165896A (ja) | 2004-06-10 |
| JP2004165896A5 JP2004165896A5 (ja) | 2006-01-05 |
| JP3797968B2 true JP3797968B2 (ja) | 2006-07-19 |
Family
ID=32806568
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
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| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JP3797968B2 (ja) |
Families Citing this family (5)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JP4611219B2 (ja) * | 2006-02-02 | 2011-01-12 | シャープ株式会社 | Ｏｆｄｍ復調装置、ｏｆｄｍ復調方法、プログラム及びコンピュータ読み取り可能な記録媒体 |
| CN102144365B (zh) * | 2009-07-02 | 2014-12-10 | 松下电器产业株式会社 | 接收装置及接收方法 |
| JP5942561B2 (ja) * | 2012-04-18 | 2016-06-29 | アイコム株式会社 | 通信機および通信方法 |
| JP5984583B2 (ja) * | 2012-08-28 | 2016-09-06 | 三菱電機株式会社 | 周波数誤差検出装置、周波数誤差検出方法及び受信装置 |
| US10389393B2 (en) | 2015-08-31 | 2019-08-20 | Sony Corporation | Reception device, receiving method, and program |
-
2002
- 2002-11-12 JP JP2002328203A patent/JP3797968B2/ja not_active Expired - Fee Related
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| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JP2004165896A (ja) | 2004-06-10 |
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|
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| TRDD | Decision of grant or rejection written | ||
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| S533 | Written request for registration of change of name |
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