JP5712957B2 - 通信機および通信方法 - Google Patents

Description

本発明は、通信機および通信方法に関する。

ＯＦＤＭ（Orthogonal Frequency-Division Multiplexing：直交周波数分割多重）方式の通信では、入力信号をサブキャリア変調し、ＩＦＦＴ（Inverse Fast Fourier Transformation：逆高速フーリエ変換）を行い、ベースバンド信号を生成する。そのため、サブキャリアの数が増え、ＦＦＴ（Fast Fourier Transformation：高速フーリエ変換）サイズが大きくなると、大きなピークを持つベースバンド信号が生成され、ＰＡＰＲ（Peak-to-Average Power Ratio：ピーク対平均電力比）が高くなるという性質を持っている。ＰＡＰＲが高くなると、信号を歪みなく伝送するために広範囲において線形性を有する増幅器が必要となる。そこでＰＡＰＲを低減するための技術が開発されている。

特許文献１では、ＰＡＰＲを低減するため、ＩＦＦＴを行う前に逐次決定法により算出した最適位相に基づきサブキャリア変調信号の位相を制御する。

特開２００６−１６５７８１号公報

ＯＦＤＭ方式の通信では、ＰＡＰＲを低減することが課題となっている。特許文献１では、ＰＡＰＲを低減する最適位相を算出するために繰り返し計算処理を行い、サブキャリアごとに位相を制御する必要がある。また特許文献１に開示されている技術では、ＰＡＰＲの低減の程度を制御することはできない。

本発明は、上述のような事情に鑑みてなされたものであり、ＯＦＤＭ方式の通信において、ＰＡＰＲを低減し、さらにＰＡＰＲの低減の程度を制御することを目的とする。

上記目的を達成するため、本発明の第１の観点に係る通信機は、
直交周波数分割多重通信方式の無線通信により他の機器と通信を行う通信機であって、
データの集合であるデータ系列であって、データのシフトを行っていない同じデータ系列との間の自己相関値が、データのシフトを行ったデータ系列との間の自己相関値に比べて高い、自己相関特性を有する任意のデータ系列を、階乗数が入力信号のデータのパターン数以上となる所定の数に等分割してサブデータ系列を生成し、前記サブデータ系列の各要素に所定の振幅係数および前記サブデータ系列ごとに定めた固有の番号をそれぞれ乗算する演算を行い、前記入力信号のデータのパターンに一対一で対応づけられた並び替え規則に基づき、該演算を施した前記サブデータ系列を並び替えて合成して変調データを生成する変調手段と、
前記変調データの逆高速フーリエ変換を行うＩＦＦＴ手段と、
前記ＩＦＦＴ手段の演算結果を前記所定の数に等分割してサブ演算結果を生成し、前記サブ演算結果ごとに定めた平準化係数を前記サブ演算結果の各要素に乗算する演算手段と、
前記演算手段で演算を施した前記サブ演算結果を前記演算手段で等分割したときの位置に並べて合成してベースバンド信号を生成する合成手段と、
前記ベースバンド信号から送信信号を生成して送信する送信手段と、
を備えることを特徴とする。

好ましくは、前記変調手段は、前記データ系列を、階乗数が前記入力信号のデータのパターン数以上となる２の累乗数の内、最小の数に等分割して前記サブデータ系列を生成する。

好ましくは、前記変調手段は、前記データ系列としてＣＡＺＡＣ(Constant Amplitude Zero Auto-Correlation)系列を用いる。

本発明の第２の観点に係る通信機は、
直交周波数分割多重通信方式の無線通信により他の機器と通信を行う通信機であって、
送信信号を受信してベースバンド信号を生成する受信手段と、
前記ベースバンド信号を直並列変換して並列信号を生成し、前記並列信号を所定の数に等分割してサブ並列信号を生成し、前記サブ並列信号の各要素を前記サブ並列信号ごとに定めた平準化係数で除算する演算を行い、該演算を施した前記サブ並列信号を等分割したときの位置に並べて合成する逆演算手段と、
前記逆演算手段の演算結果の高速フーリエ変換を行って変調データを生成するＦＦＴ手段と、
前記変調データを前記所定の数に等分割してサブ変調データを生成し、前記サブ変調データの各要素の値に基づき所定の基準に従って前記サブ変調データごとに定めた固有の番号を検出し、前記サブ変調データごとに定めた固有の番号、等分割したときの前記サブ変調データの並び順、および入力信号のデータのパターンに一対一で対応づけられた所定の並び替え規則に基づき、前記入力信号を復元する復調手段と、
を備えることを特徴とする。

好ましくは、前記復調手段は、値の範囲であるレンジを前記サブ変調データの数と同じ個数用いて、前記レンジに該レンジを一意に特定するための番号を割り当て、前記サブ変調データのそれぞれについて、該サブ変調データの各要素が属する前記レンジを検出し、該サブ変調データの最も多くの要素が属する前記レンジに割り当てられた該レンジを一意に特定するための番号を、該サブ変調データに対応する前記固有の番号として検出する。

本発明の第３の観点に係る通信方法は、
直交周波数分割多重通信方式の無線通信により他の機器と通信を行う通信機が行う通信方法であって、
データの集合であるデータ系列であって、データのシフトを行っていない同じデータ系列との間の自己相関値が、データのシフトを行ったデータ系列との間の自己相関値に比べて高い、自己相関特性を有する任意のデータ系列を、階乗数が入力信号のデータのパターン数以上となる所定の数に等分割してサブデータ系列を生成し、前記サブデータ系列の各要素に所定の振幅係数および前記サブデータ系列ごとに定めた固有の番号をそれぞれ乗算する演算を行い、前記入力信号のデータのパターンに一対一で対応づけられた並び替え規則に基づき、該演算を施した前記サブデータ系列を並び替えて合成して変調データを生成する変調ステップと、
前記変調データの逆高速フーリエ変換を行うＩＦＦＴステップと、
前記ＩＦＦＴステップの演算結果を前記所定の数に等分割してサブ演算結果を生成し、前記サブ演算結果ごとに定めた平準化係数を前記サブ演算結果の各要素に乗算する演算ステップと、
前記演算ステップで演算を施した前記サブ演算結果を前記演算ステップで等分割したときの位置に並べて合成してベースバンド信号を生成する合成ステップと、
前記ベースバンド信号から送信信号を生成して送信する送信ステップと、
を備えることを特徴とする。

好ましくは、前記変調ステップにおいて、前記データ系列を、階乗数が前記入力信号のデータのパターン数以上となる２の累乗数の内、最小の数に等分割して前記サブデータ系列を生成する。

好ましくは、前記変調ステップにおいて、前記データ系列としてＣＡＺＡＣ(Constant Amplitude Zero Auto-Correlation)系列を用いる。

本発明の第４の観点に係る通信方法は、
直交周波数分割多重通信方式の無線通信により他の機器と通信を行う通信機が行う通信方法であって、
送信信号を受信してベースバンド信号を生成する受信ステップと、
前記ベースバンド信号を直並列変換して並列信号を生成し、前記並列信号を所定の数に等分割してサブ並列信号を生成し、前記サブ並列信号の各要素を前記サブ並列信号ごとに定めた平準化係数で除算する演算を行い、該演算を施した前記サブ並列信号を等分割したときの位置に並べて合成する逆演算ステップと、
前記逆演算ステップの演算結果の高速フーリエ変換を行って変調データを生成するＦＦＴステップと、
前記変調データを前記所定の数に等分割してサブ変調データを生成し、前記サブ変調データの各要素の値に基づき所定の基準に従って前記サブ変調データごとに定めた固有の番号を検出し、前記サブ変調データごとに定めた固有の番号、等分割したときの前記サブ変調データの並び順、および入力信号のデータのパターンに一対一で対応づけられた所定の並び替え規則に基づき、前記入力信号を復元する復調ステップと、
を備えることを特徴とする。

好ましくは、前記復調ステップにおいて、値の範囲であるレンジを前記サブ変調データの数と同じ個数用いて、前記レンジに該レンジを一意に特定するための番号を割り当て、前記サブ変調データのそれぞれについて、該サブ変調データの各要素が属する前記レンジを検出し、該サブ変調データの最も多くの要素が属する前記レンジに割り当てられた該レンジを一意に特定するための番号を、該サブ変調データに対応する前記固有の番号として検出する。

本発明によれば、ＯＦＤＭ方式の通信において、ＰＡＰＲを低減し、さらにＰＡＰＲの低減の程度を制御することが可能になる。

本発明の実施の形態に係る通信機の構成例を示すブロック図である。 実施の形態に係る通信機の異なる構成例を示すブロック図である。 実施の形態に係る通信機が用いる並び替え規則を示す図である。 実施の形態に係る通信機が行う変調処理を示す図である。 実施の形態に係るＩＦＦＴ部での処理による振幅の変化を示す図である。 実施の形態に係るＩＦＦＴ部での処理による振幅の変化を示す図である。 サブデータ系列の数を変えた場合の実施の形態に係るＩＦＦＴ部での処理による振幅の変化を示す図である。 実施の形態に係る演算部での処理による振幅と信号点配置図の変化を示す図である。 実施の形態に係る演算部での処理によるＰＡＰＲの変化を示す図である。 実施の形態に係る通信機が行う送信制御の動作の一例を示すフローチャートである。 実施の形態に係る通信機が行う復調処理を示す図である。 実施の形態に係る通信機が行う受信制御の動作の一例を示すフローチャートである。 シミュレーションしたベースバンド信号のＰＡＰＲのＣＣＤＦ特性を示す図である。

以下、本発明の実施の形態について図面を参照して詳細に説明する。なお図中、同一または同等の部分には同一の符号を付す。以下の説明において、ＩＦＦＴ（Inverse Fast Fourier Transformation：逆高速フーリエ変換）は、ＩＦＦＴとＩＤＦＴ（Inverse Discrete Fourier Transformation：逆離散フーリエ変換）を含む概念とする。したがって本発明の実施の形態においては、ＩＦＦＴの代わりに、ＩＤＦＴを行うよう構成してもよい。同様にＦＦＴ（Fast Fourier Transformation：高速フーリエ変換）は、ＦＦＴとＤＦＴ（Discrete Fourier Transformation：離散フーリエ変換）を含む概念とする。またＩＤＦＴおよびＤＦＴを行う場合は、以下の説明におけるＦＦＴサイズとは、ＤＦＴのサイズを意味する。

図１は、本発明の実施の形態に係る通信機の構成例を示すブロック図である。通信機１は、ＯＦＤＭ（Orthogonal Frequency-Division Multiplexing：直交周波数分割多重）方式の無線通信により他の機器と通信を行う。通信機１は、アンテナ１０、変調部１１、系列生成部１２、ＩＦＦＴ部１３、演算部１４、合成部１５、送信部１６、およびコントローラ２０を備える。

コントローラ２０は、ＣＰＵ（Central Processing Unit：中央処理装置）２１、ＲＡＭ（Random Access Memory）２３、およびＲＯＭ（Read-Only Memory）２４を備える。複雑化を避け、理解を容易にするために、コントローラ２０から各部への信号線が省略されているが、コントローラ２０は通信機１の各部にＩ／Ｏ（Input／Output）２２を介して接続しており、それらの処理の開始、終了、処理内容の制御を行う。

ＲＡＭ２３には、例えば送信フレームを生成するためのデータが記憶されている。ＲＯＭ２４は、コントローラ２０が通信機１の動作を制御するための制御プログラムを格納する。コントローラ２０は、制御プログラムに基づいて、通信機１を制御する。

図２は、実施の形態に係る通信機の異なる構成例を示すブロック図である。上述の通信機１に受信機能をもたせるため、図２に示す通信機１はさらに復調部３１、ＦＦＴ部３２、逆演算部３３、受信部３４、および送受信切替部３５を備える。送信機能および受信機能を備える図２に示す通信機１を用いて、通信機１が行う通信方法について以下に説明する。

系列生成部１２は、データの集合であるデータ系列であって、自己相関特性を有する任意のデータ系列を、階乗数が入力信号のデータのパターン数以上となる所定の数に等分割してサブデータ系列を生成し、変調部１１に送る。自己相関特性を有する任意のデータ系列とは、データのシフトを行っていない同じデータ系列との間の自己相関値が、データの任意のシフトを行ったデータ系列との間の自己相関値に比べて高いデータ系列である。データの任意のシフトを行ったデータ系列は、データのシフトを行っていないデータ系列と比べて、少なくとも１の要素の値が異なる。そのようなデータ系列として、例えばＣＡＺＡＣ(Constant Amplitude Zero Auto-Correlation)系列を用いることができる。ＣＡＺＡＣ系列の要素数をＮとすると、ＣＡＺＡＣ系列は下記（１）式で表され、ＣＡＺＡＣ系列の各要素は下記（２）式で表される。系列生成部１２は、入力信号の要素の数についての情報を予め保持しているものとする。

系列生成部１２は、下記（３）式で表されるように、ＣＡＺＡＣ系列を階乗数が入力信号のデータのパターン数以上となる所定の数Ｍに等分割してサブデータ系列ｂ_０、ｂ_１、・・・、ｂ_Ｍ−１を生成する。例えば、入力信号の要素の数が４であれば、入力信号の各要素の値は０または１であるから、入力信号のデータのパターン数は２の４乗である１６である。４の階乗数は２４であるから、所定の数として４以上の自然数を用いることができる。所定の数は、階乗数が入力信号のデータのパターン数以上となる２の累乗数の内、最小の数としてもよい。２の累乗数とすることで、ＩＦＦＴ部１３での処理を高速化することができ、２の累乗数の内、最小の数とすることで、送信信号のビット数の増加を抑制することができる。同様に、入力信号の要素の数が８の場合には所定の数として８を、入力信号の要素の数が１６または３２の場合には所定の数として１６を、入力信号の要素の数が６４の場合には所定の数として３２を用いるよう構成してもよい。

変調部１１は、サブデータ系列の各要素に所定の実数である振幅係数およびサブデータ系列ごとに定めた固有の番号をそれぞれ乗算する演算を行う。サブデータ系列ごとに定めた固有の番号とは、１から始まる連続した自然数である。例えば、上記（３）式のサブデータ系列ｂ_０の固有の番号は１、サブデータ系列ｂ_１の固有の番号は２のように予め定めておく。なお固有の番号は、あるデータ系列に含まれる各サブデータ系列の固有の番号が１から始まる連続した自然数であればよく、必ずしもデータ系列において各サブデータ系列が位置する順に、各サブデータ系列に１から始まる連続した自然数を割り当てる必要はない。上記（３）式中のＭ＝４とすると、各サブデータ系列の各要素は、下記（４）式で表される。

振幅係数をａとし、サブデータ系列ｂ_０、ｂ_１、ｂ_２、ｂ_３の固有の番号をそれぞれ１、２、３、４とすると、上述の演算を施したサブデータ系列ｂ’_０、ｂ’_１、ｂ’_２、ｂ’_３はそれぞれ下記（５）式で表される。

変調部１１は、入力信号のデータのパターンに一対一で対応づけられた並び替え規則を用いる。入力信号の要素の数が４である場合には、データのパターン数は１６である。また４つのデータの並び替え規則は、いずれのデータの位置も変更しない場合を含めると、４の階乗の２４種類存在する。そこで２４種類の内、任意の１６種類を入力信号のデータのパターンに一対一で対応付ける。図３は、実施の形態に係る通信機が用いる並び替え規則を示す図である。入力信号の要素の数が４である場合には、Ｐ１〜Ｐ１６までの並び替え規則を用意する。例えば、入力信号１０１０に対応付けられた並び替え規則Ｐ１１は、並び替え前において２番目のデータが１番目に、４番目のデータが２番目に、１番目のデータが３番目に、３番目のデータが４番目に位置するように入れ替えることを示している。

変調部１１は、入力信号のデータパターンに一対一で対応づけられた並び替え規則に基づき、上述の演算を施したサブデータ系列を並び替えて合成して変調データを生成する。ここで、入力信号が１０１０だとすると、上記（５）式で表される上述の演算を施したサブデータ系列を並び替えて合成した変調データｃ’は、下記（６）式で表される。

変調部１１は、変調データをＩＦＦＴ部１３に送る。ＩＦＦＴ部１３は、変調データのＩＦＦＴを行い、演算結果を演算部１４に送る。演算部１４は、ＩＦＦＴ部１３の演算結果を所定の数に等分割してサブ演算結果を生成し、サブ演算結果ごとに定めた実数である平準化係数をサブ演算結果の各要素に乗算する。所定の数とは、系列生成部１２で用いた所定の数と同じである。平準化係数は、後述するように、ＰＡＰＲ（Peak-to-Average Power Ratio：ピーク対平均電力比）を低減するのに好適な値を用いる。ＩＦＦＴ部１３の演算結果ｕは、下記（７）式で表される。

変調データが上記（６）式で表される場合には、演算部１４は、下記（８）式で表されるように演算結果ｕを４等分してサブ演算結果ｕ_０、ｕ_１、ｕ_２、ｕ_３を生成する。

演算部１４は、サブ演算結果の各要素にサブ演算結果ごとに定めた実数である平準化係数を乗算する。サブ演算結果ごとに定めた平準化係数をｆ_０、ｆ_１、ｆ_２、ｆ_３とすると、上述の演算を施したサブ演算結果ｕ’_０、ｕ’_１、ｕ’_２、ｕ’_３は、下記（９）式で表される。

演算部１４は、上述の演算を施したサブ演算結果を合成部１５に送る。合成部１５は、上記（９）式で表される演算部１４で演算を施したサブ演算結果を、下記（１０）式のように等分割したときの位置に並べて合成してベースバンド信号を生成する。合成部１５は、ベースバンド信号を送信部１６に送る。

送信部１６は、ベースバンド信号から送信信号を生成して、送受信切替部３５およびアンテナ１０を介して他の機器に送信する。

図４は、実施の形態に係る通信機が行う変調処理を示す図である。横軸は要素であり、縦軸は要素の絶対値である。ＣＡＺＡＣ系列の各要素は複素数であるので、要素の絶対値を用いて表示を簡易化する。入力信号の要素の数を４とし、ＣＡＺＡＣ系列の要素の数を８とする。図４（ａ）は入力信号を表し、図４（ｂ）はＣＡＺＡＣ系列を表す。系列生成部１２でＣＡＺＡＣ系列を４等分してサブデータ系列を生成し、上記（５）式で示すように、変調部１１でサブデータ系列ごとに定めた固有の番号および振幅係数を乗算した結果が図４（ｃ）である。図中のａ_０＝ａ、ａ_１＝２ａ、ａ_２＝３ａ、ａ_３＝４ａである。図４（ｄ）は、入力信号１０１０に対応づけられた並び替え規則に基づき、図４（ｃ）に示す演算を施したサブデータ系列を並び替えて合成した変調データである。図４（ｅ）は、変調データのＩＦＦＴを行った結果である。ｖ_０〜ｖ_７は、変調データのＩＦＦＴを行った結果の各要素の値を表す。図４（ｆ）は、図４（ｅ）に示す変調データのＩＦＦＴを行った結果を４等分し、上記（９）式で示すように、平準化係数を乗算した結果である。図４（ｆ）に示すデータ基づきベースバンド信号が生成される。

図５および図６は、実施の形態に係るＩＦＦＴ部での処理による振幅の変化を示す図である。入力信号の要素の数を４、ＣＡＺＡＣ系列の要素の数およびＦＦＴサイズを２０４８、サブデータ系列の数を４として、入力信号のデータの各パターンについて、変調部１１からＩＦＦＴ部１３までの処理のシミュレーションを行った。図中の順序とは、変調部１１で演算を施したサブデータ系列を並び替えた後の該サブデータ系列の順序を意味する。ＩＦＦＴ前の欄には、横軸を要素とし、縦軸に変調データの各要素の実部の値を示した。ＩＦＦＴ後の欄には、横軸を要素とし、縦軸に変調データのＩＦＦＴを行った結果の各要素の実部の値を示した。図に示すとおり、並び替えた後の該サブデータ系列の順序によらず、変調データのＩＦＦＴを行った結果の各要素が描く包絡線はほぼ一致することがわかる。そのため、演算結果を等分割して生成したサブ演算結果ごとに定めた平準化係数をサブ演算結果の各要素に乗算して、図４（ｆ）に示すように包絡線を直線に近づけることでＰＡＰＲを低減することができる。虚部についても同様に、変調データのＩＦＦＴを行った結果の各要素が描く包絡線はほぼ一致する結果が得られる。

図７は、サブデータ系列の数を変えた場合の実施の形態に係るＩＦＦＴ部での処理による振幅の変化を示す図である。上段は、入力信号の要素の数を３２とし、ＣＡＺＡＣ系列の要素の数およびＦＦＴサイズを１６３８４とし、サブデータ系列の数を１６として、変調部１１からＩＦＦＴ部１３までの処理のシミュレーションを行った結果である。階乗数が２の３２乗以上となる自然数は１３であり、１３以上の自然数の内、最小の２の累乗数である１６を、サブデータ系列の数として用いた。下段は、入力信号の要素の数を２５６とし、ＣＡＺＡＣ系列の要素の数およびＦＦＴサイズを１６３８４とし、サブデータ系列の数を６４として、変調部１１からＩＦＦＴ部１３までの処理のシミュレーションを行った結果である。階乗数が２の２５６乗以上となる自然数は５８であり、５８以上の自然数の内、最小の２の累乗数である６４をサブデータ系列の数として用いた。ＩＦＦＴ前の欄には、横軸を要素とし、縦軸に変調データの各要素の実部の値を示した。ＩＦＦＴ後の欄には、横軸を要素とし、縦軸に変調データのＩＦＦＴを行った結果の各要素の実部の値を示した。図に示すとおり、上段と下段のＩＦＦＴを行った結果の各要素が描く包絡線はほぼ一致し、ＦＦＴサイズによって変調データのＩＦＦＴを行った結果の各要素が描く包絡線の形が決定されることがわかる。

図８は、実施の形態に係る演算部での処理による振幅と信号点配置図の変化を示す図である。入力信号１０１０について、変調部１１から演算部１４までの処理のシミュレーションを行った。変調部演算結果の欄の上段には、横軸を要素とし、縦軸に変調データの各要素の実部の値を示した。変調部演算結果の欄の下段には、変調データの信号点配置図を示した。ＩＦＦＴ部演算結果の欄の上段には、横軸を要素とし、縦軸にＩＦＦＴ部１３で変調データのＩＦＦＴを行った結果の各要素の実部の値を示した。ＩＦＦＴ部演算結果の欄の下段には、ＩＦＦＴ部１３で変調データのＩＦＦＴを行った結果の信号点配置図を示した。演算部演算結果の欄の上段には、演算部１４で演算を施したサブ演算結果の各要素の実部の値を示した。演算部演算結果の欄の下段には、演算部１４で演算を施したサブ演算結果の信号点配置図を示した。演算部１４において、上記（９）式中の平準化係数ｆ_０＝１、ｆ_１＝１．３、ｆ_２＝１．８、ｆ_３＝１．８として演算処理を行った。

ＩＦＦＴ部１３で変調データのＩＦＦＴを行った結果から生成した信号のＰＡＰＲは５．５３０６ｄＢであるのに対し、演算部１４で演算を施したサブ演算結果を合成して生成した信号のＰＡＰＲは４．００２２ｄＢであり、演算部１４で平準化係数を乗算する演算を施すことで、ＰＡＰＲを低減できることがわかる。

図９は、実施の形態に係る演算部での処理によるＰＡＰＲの変化を示す図である。横軸は、並び替え規則、縦軸はＰＡＰＲ（単位：ｄＢ）である。入力信号の要素の数を４、ＣＡＺＡＣ系列の要素の数およびＦＦＴサイズを２０４８、サブデータ系列の数を４として、４の階乗数である２４種類の並び替え規則について、変調部１１から演算部１４までの処理のシミュレーションを行った。プロット点をアスタリスクで表したグラフがＩＦＦＴ部１３で変調データのＩＦＦＴを行った結果から生成した信号のＰＡＰＲであり、プロット点を丸で表したグラフが演算部１４で演算を施したサブ演算結果を合成して生成した信号のＰＡＰＲである。図に示すとおり、いずれの並び替え規則を適用した場合においても、演算部１４で平準化係数を乗算する演算を施すことで、ＰＡＰＲを約１．５ｄＢ低減できることがわかる。

図１０は、実施の形態に係る通信機が行う送信制御の動作の一例を示すフローチャートである。系列生成部１２は、自己相関特性を有する任意のデータ系列を所定の数に等分割してサブデータ系列を生成する（ステップＳ１１０）。変調部１１は、サブデータ系列の各要素に所定の振幅係数およびサブデータ系列ごとに定めた固有の番号をそれぞれ乗算する（ステップＳ１２０）。変調部１１は、入力信号のデータのパターンに一対一で対応づけられた並び替え規則に基づき、上述の演算を施したサブデータ系列を並び替えて合成して変調データを生成する（ステップＳ１３０）。

ＩＦＦＴ部１３は、変調データのＩＦＦＴを行う（ステップＳ１４０）。演算部１４は、ＩＦＦＴ部１３の演算結果を所定の数に等分割してサブ演算結果を生成し、サブ演算結果ごとに定めた平準化係数をサブ演算結果の各要素に乗算する（ステップＳ１５０）。合成部１５は、演算部１４で演算を施したサブ演算結果を、等分割したときの位置に並べて合成してベースバンド信号を生成する（ステップＳ１６０）。送信部１６は、ベースバンド信号から送信信号を生成して、送受信切替部３５およびアンテナ１０を介して他の機器に送信する（ステップＳ１７０）。ステップＳ１７０の送信処理が完了すると、処理を終了する。

以上説明したとおり、送信側で上述の演算を施すことによりＰＡＰＲを低減することができる。受信側での処理を以下に説明する。受信部３４は、アンテナ１０および送受信切替部３５を介して送信信号を受信し、ベースバンド信号を生成し、逆演算部３３に送る。

逆演算部３３は、ベースバンド信号を直並列変換し、並列信号を生成する。並列信号ｒは、上記（１０）式で表される、送信側の合成部１５で合成したデータｕ’に一致する。逆演算部３３は、並列信号を所定の数に等分割してサブ並列信号を生成する。所定の数とは、送信側の系列生成部１２で用いた所定の数と同じであり、サブ並列信号ｒ_０、ｒ_１、ｒ_２、ｒ_３は、それぞれｕ’_０、ｕ’_１、ｕ’_２、ｕ’_３に一致する。逆演算部３３は、サブ並列信号の各要素をサブ並列信号ごとに定めた実数である平準化係数で除算する。平準化係数は、送信側の演算部１４で用いたものと同じである。送信側では、予め所定の数および平準化係数についての情報を保持しているものとする。上述の演算を施したサブ並列信号ｒ’_０、ｒ’_１、ｒ’_２、ｒ’_３は、下記（１１）式で表され、それぞれ送信側の演算部１４でＩＦＦＴ部１３の演算結果ｕを４等分して得られたサブ演算結果ｕ_０、ｕ_１、ｕ_２、ｕ_３に一致する。

逆演算部３３は、上述の演算を施したサブ並列信号を等分割したときの位置に並べて合成し、ＦＦＴ部３２に送る。サブ並列信号を等分割したときの位置に並べて合成したデータは、送信側のＩＦＦＴ部１３の演算結果ｕに一致する。ＦＦＴ部３２は、逆演算部３３の演算結果のＦＦＴを行い、変調データを生成し、復調部３１に送る。該変調データは、送信側の変調部１１で生成した変調データに一致する。

復調部３１は、変調データを所定の数に等分割してサブ変調データを生成する。変調データｓを所定の数に等分割して生成したサブ変調データｓ_０、ｓ_１、ｓ_２、ｓ_３は、下記（１２）式で表される。所定の数は、逆演算部３３で用いた所定の数と同じであり、系列生成部１２で用いた所定の数と同じである。したがってサブ変調データｓ_０、ｓ_１、ｓ_２、ｓ_３は、それぞれ上記（６）式のｂ’_１、ｂ’_３、ｂ’_０、ｂ’_２にそれぞれ一致する。

復調部３１は、サブ変調データの各要素の値に基づき所定の基準に従ってサブ変調データごとに定めた固有の番号を検出する。例えば復調部３１は、値の範囲であるレンジを、サブ変調データの数と同じ個数用いて、各レンジに該レンジを一意に特定するための番号を割り当てる。復調部３１は、各サブ変調データについて、該サブ変調データの各要素が属するレンジを検出し、該サブ変調データの最も多くの要素が属するレンジに割り当てられた該レンジを一意に特定するための番号を、該サブ変調データに対応する固有の番号として検出する。各サブ変調データに含まれる要素が１つである場合は、該要素が属するレンジに割り当てられた該レンジを一意に特定するための番号を、該サブ変調データに対応する固有の番号として検出すればよい。サブ変調データごとに定めた固有の番号は、該サブ変調データに対応する変調部１１で演算を施したサブデータ系列ごとに定めた固有の番号に一致する。

復調部３１は、サブ変調データごとに定めた固有の番号、等分割したときのサブ変調データの並び順、および入力信号のデータのパターンに一対一で対応付けられた所定の並び替え規則に基づき、入力信号を復元する。並び替え規則は、図３に示す送信側の変調部１１で用いた並び替え規則であり、送信側では予め並び替え規則についての情報を保持しているものとする。

例えば、要素の絶対値が０以上、１．５ａ未満である範囲をレンジ１、要素の絶対値が１．５ａ以上、２．５ａ未満である範囲をレンジ２、要素の絶対値が２．５ａ以上、３．５ａ未満である範囲をレンジ３、要素の絶対値が３．５ａ以上である範囲をレンジ４とする。レンジ１、２、３、４に割り当てられたレンジを一意に特定するための番号は、それぞれ１、２、３、４とする。ここでａは、送信側の変調部１１で用いた振幅係数であり、受信側では予め振幅係数についての情報を保持しているものとする。上記（５）、（６）式より、サブ変調データｓ_０、ｓ_１、ｓ_２、ｓ_３に対応するレンジはそれぞれ、レンジ２、レンジ４、レンジ１、レンジ３であり、固有の番号が２、４、１、３であることが検出できる。図３に示す並び替え規則において、並び替え後が２４１３である場合の入力信号は１０１０であるから、受信側で入力信号１０１０を復元することができる。

図１１は、実施の形態に係る通信機が行う復調処理を示す図である。横軸は要素であり、縦軸は要素の絶対値である。ＣＡＺＡＣ系列の各要素は複素数であるので、要素の絶対値を用いて表示を簡易化する。図１１（ａ）は、並列信号を表す。図１１（ｂ）は、上記（１１）式で表されるように、並列信号を分割して生成したサブ並列信号の各要素をサブ並列信号ごとに定めた平準化係数で除算した結果である。図１１（ｃ）は、図１１（ｂ）に示す演算を施したサブ並列信号を合成したデータのＦＦＴを行って生成した変調データである。図１１（ｄ）は、変調データを分割して生成したサブ変調データごとに定めた固有の番号、等分割したときのサブ変調データの並び順、および入力信号のデータのパターンに一対一で対応付けられた所定の並び替え規則に基づき、復元した入力信号である。

図１２は、実施の形態に係る通信機が行う受信制御の動作の一例を示すフローチャートである。受信部３４は、アンテナ１０および送受信切替部３５を介して送信信号を受信し、ベースバンド信号を生成する（ステップＳ２１０）。逆演算部３３は、ベースバンド信号を直並列変換し、並列信号を生成する（ステップＳ２２０）。逆演算部３３は、並列信号を所定の数に等分割してサブ並列信号を生成し、サブ並列信号の各要素をサブ並列信号ごとに定めた平準化係数で除算し、演算を施したサブ並列信号を等分割したときの位置に並べて合成する（ステップＳ２３０）。

ＦＦＴ部３２は、逆演算部３３の演算結果のＦＦＴを行い、変調データを生成する（ステップＳ２４０）。復調部３１は、変調データを所定の数に等分割してサブ変調データを生成し、サブ変調データの各要素の値に基づき所定の基準に従ってサブ変調データごとに定めた固有の番号を検出する（ステップＳ２５０）。復調部３１は、サブ変調データごとに定めた固有の番号、等分割したときのサブ変調データの並び順、および入力信号のデータのパターンに一対一で対応付けられた所定の並び替え規則に基づき、入力信号を復元する（ステップＳ２６０）。ステップＳ２６０の入力信号の復元処理が完了すると、処理を終了する。

以上説明したとおり、本発明の実施の形態に係る通信機１によれば、ＯＦＤＭ通信方式において、入力信号に基づきデータ系列に所定の演算を施し、ベースバンド信号を生成することでＰＡＰＲを低減することが可能となる。また後述するように、ＰＡＰＲを低減し、ＰＡＰＲの低減の程度を制御することが可能となる。

（具体例）
次に、シミュレーションにより本実施の形態に係る発明の効果を説明する。入力信号にランダム信号を用いて、従来技術と本実施の形態に係る発明について、ベースバンド信号を生成し、ＰＡＰＲの算出を繰り返すシミュレーションを行った。従来技術と本実施の形態に係る発明のＰＡＰＲのＣＣＤＦ（Complementary Cumulative Distribution Function：相補累積分布関数）、すなわちＰＡＰＲの発生確率の特性を比較した。従来技術においては、入力信号をＱＰＳＫ（Quadrature Phase-Shift Keying：四位相偏移変調）で変調した変調信号を直並列変換し、周波数成分が互いに直交するサブキャリアに割り当ててサブキャリア変調信号を生成した。そしてサブキャリア変調信号のＩＦＦＴを行って合成し、ベースバンド信号を生成した。入力信号の要素数を２５６とし、ＦＦＴサイズは１２８とした。

図１３は、シミュレーションしたベースバンド信号のＰＡＰＲのＣＣＤＦ特性を示す図である。横軸はＰＡＰＲ（単位：ｄＢ）、縦軸はＰＡＰＲのＣＣＤＦである。本実施の形態においては各要素が上記（３）式で表されるＣＡＺＡＣ系列を用い、入力信号の要素数を２５６とし、ＦＦＴサイズを１６３８４とし、サブデータ系列の数を６４としてシミュレーションを行った。また本実施の形態においては、演算部１４で平準化係数を乗算する演算を行わなかった場合と行った場合とそれぞれシミュレーションを行った。

従来技術のＰＡＰＲのＣＣＤＦ特性が太い実線のグラフであり、本実施の形態において演算部１４で演算を行わなかった場合が細い実線のグラフであり、本実施の形態において演算部１４で演算を行った場合が点線のグラフである。演算部１４で演算を行うことでＰＡＰＲがより低減されることがわかる。また演算部１４で演算を行わなかった場合は、平準化係数を全て１にした場合と同じであるから、平準化係数を変えることでＰＡＰＲの低減の程度を制御できることがわかる。例えばあるランダム信号でシミュレーションを行い、好適な平準化係数を検出し、演算部１４で好適な平準化係数を用いるよう構成することで、ＰＡＰＲを低減することができる。

上述のシミュレーションにより、本実施の形態においては、入力信号に基づきデータ系列に所定の演算を施し、ベースバンド信号を生成することでＰＡＰＲを低減できることがわかった。また平準化係数を変更することでＰＡＰＲの低減の程度を制御できることがわかった。

本発明の実施の形態は上述の実施の形態に限られない。系列生成部１２の処理を変調部１１で行うよう構成してもよい。ＩＦＦＴ部１３は、ＩＦＦＴの代わりにＩＤＦＴを行うよう構成してもよいし、ＦＦＴ部３２は、ＦＦＴの代わりにＤＦＴを行うよう構成してもよい。

１ 通信機
１０ アンテナ
１１ 変調部
１２ 系列生成部
１３ ＩＦＦＴ部
１４ 演算部
１５ 合成部
１６ 送信部
２０ コントローラ
２１ ＣＰＵ
２２ Ｉ／Ｏ
２３ ＲＡＭ
２４ ＲＯＭ
３１ 復調部
３２ ＦＦＴ部
３３ 逆演算部
３４ 受信部
３５ 送受信切替部

Claims (10)

1. 直交周波数分割多重通信方式の無線通信により他の機器と通信を行う通信機であって、
   データの集合であるデータ系列であって、データのシフトを行っていない同じデータ系列との間の自己相関値が、データのシフトを行ったデータ系列との間の自己相関値に比べて高い、自己相関特性を有する任意のデータ系列を、階乗数が入力信号のデータのパターン数以上となる所定の数に等分割してサブデータ系列を生成し、前記サブデータ系列の各要素に所定の振幅係数および前記サブデータ系列ごとに定めた固有の番号をそれぞれ乗算する演算を行い、前記入力信号のデータのパターンに一対一で対応づけられた並び替え規則に基づき、該演算を施した前記サブデータ系列を並び替えて合成して変調データを生成する変調手段と、
   前記変調データの逆高速フーリエ変換を行うＩＦＦＴ手段と、
   前記ＩＦＦＴ手段の演算結果を前記所定の数に等分割してサブ演算結果を生成し、前記サブ演算結果ごとに定めた平準化係数を前記サブ演算結果の各要素に乗算する演算手段と、
   前記演算手段で演算を施した前記サブ演算結果を前記演算手段で等分割したときの位置に並べて合成してベースバンド信号を生成する合成手段と、
   前記ベースバンド信号から送信信号を生成して送信する送信手段と、
   を備えることを特徴とする通信機。
2. 前記変調手段は、前記データ系列を、階乗数が前記入力信号のデータのパターン数以上となる２の累乗数の内、最小の数に等分割して前記サブデータ系列を生成することを特徴とする請求項１に記載の通信機。
3. 前記変調手段は、前記データ系列としてＣＡＺＡＣ(Constant Amplitude Zero Auto-Correlation)系列を用いることを特徴とする請求項１または２に記載の通信機。
4. 直交周波数分割多重通信方式の無線通信により他の機器と通信を行う通信機であって、
   送信信号を受信してベースバンド信号を生成する受信手段と、
   前記ベースバンド信号を直並列変換して並列信号を生成し、前記並列信号を所定の数に等分割してサブ並列信号を生成し、前記サブ並列信号の各要素を前記サブ並列信号ごとに定めた平準化係数で除算する演算を行い、該演算を施した前記サブ並列信号を等分割したときの位置に並べて合成する逆演算手段と、
   前記逆演算手段の演算結果の高速フーリエ変換を行って変調データを生成するＦＦＴ手段と、
   前記変調データを前記所定の数に等分割してサブ変調データを生成し、前記サブ変調データの各要素の値に基づき所定の基準に従って前記サブ変調データごとに定めた固有の番号を検出し、前記サブ変調データごとに定めた固有の番号、等分割したときの前記サブ変調データの並び順、および入力信号のデータのパターンに一対一で対応づけられた所定の並び替え規則に基づき、前記入力信号を復元する復調手段と、
   を備えることを特徴とする通信機。
5. 前記復調手段は、値の範囲であるレンジを前記サブ変調データの数と同じ個数用いて、前記レンジに該レンジを一意に特定するための番号を割り当て、前記サブ変調データのそれぞれについて、該サブ変調データの各要素が属する前記レンジを検出し、該サブ変調データの最も多くの要素が属する前記レンジに割り当てられた該レンジを一意に特定するための番号を、該サブ変調データに対応する前記固有の番号として検出することを特徴とする請求項４に記載の通信機。
6. 直交周波数分割多重通信方式の無線通信により他の機器と通信を行う通信機が行う通信方法であって、
   データの集合であるデータ系列であって、データのシフトを行っていない同じデータ系列との間の自己相関値が、データのシフトを行ったデータ系列との間の自己相関値に比べて高い、自己相関特性を有する任意のデータ系列を、階乗数が入力信号のデータのパターン数以上となる所定の数に等分割してサブデータ系列を生成し、前記サブデータ系列の各要素に所定の振幅係数および前記サブデータ系列ごとに定めた固有の番号をそれぞれ乗算する演算を行い、前記入力信号のデータのパターンに一対一で対応づけられた並び替え規則に基づき、該演算を施した前記サブデータ系列を並び替えて合成して変調データを生成する変調ステップと、
   前記変調データの逆高速フーリエ変換を行うＩＦＦＴステップと、
   前記ＩＦＦＴステップの演算結果を前記所定の数に等分割してサブ演算結果を生成し、前記サブ演算結果ごとに定めた平準化係数を前記サブ演算結果の各要素に乗算する演算ステップと、
   前記演算ステップで演算を施した前記サブ演算結果を前記演算ステップで等分割したときの位置に並べて合成してベースバンド信号を生成する合成ステップと、
   前記ベースバンド信号から送信信号を生成して送信する送信ステップと、
   を備えることを特徴とする通信方法。
7. 前記変調ステップにおいて、前記データ系列を、階乗数が前記入力信号のデータのパターン数以上となる２の累乗数の内、最小の数に等分割して前記サブデータ系列を生成することを特徴とする請求項６に記載の通信方法。
8. 前記変調ステップにおいて、前記データ系列としてＣＡＺＡＣ(Constant Amplitude Zero Auto-Correlation)系列を用いることを特徴とする請求項６または７に記載の通信方法。
9. 直交周波数分割多重通信方式の無線通信により他の機器と通信を行う通信機が行う通信方法であって、
   送信信号を受信してベースバンド信号を生成する受信ステップと、
   前記ベースバンド信号を直並列変換して並列信号を生成し、前記並列信号を所定の数に等分割してサブ並列信号を生成し、前記サブ並列信号の各要素を前記サブ並列信号ごとに定めた平準化係数で除算する演算を行い、該演算を施した前記サブ並列信号を等分割したときの位置に並べて合成する逆演算ステップと、
   前記逆演算ステップの演算結果の高速フーリエ変換を行って変調データを生成するＦＦＴステップと、
   前記変調データを前記所定の数に等分割してサブ変調データを生成し、前記サブ変調データの各要素の値に基づき所定の基準に従って前記サブ変調データごとに定めた固有の番号を検出し、前記サブ変調データごとに定めた固有の番号、等分割したときの前記サブ変調データの並び順、および入力信号のデータのパターンに一対一で対応づけられた所定の並び替え規則に基づき、前記入力信号を復元する復調ステップと、
   を備えることを特徴とする通信方法。
10. 前記復調ステップにおいて、値の範囲であるレンジを前記サブ変調データの数と同じ個数用いて、前記レンジに該レンジを一意に特定するための番号を割り当て、前記サブ変調データのそれぞれについて、該サブ変調データの各要素が属する前記レンジを検出し、該サブ変調データの最も多くの要素が属する前記レンジに割り当てられた該レンジを一意に特定するための番号を、該サブ変調データに対応する前記固有の番号として検出することを特徴とする請求項９に記載の通信方法。

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