JP5949271B2 - 通信機および通信方法 - Google Patents

Description

本発明は、通信機および通信方法に関する。

ＯＦＤＭ（Orthogonal Frequency-Division Multiplexing：直交周波数分割多重）方式の通信では、入力信号をサブキャリア変調し、ＩＦＦＴ（Inverse Fast Fourier Transformation：逆高速フーリエ変換）を行い、ベースバンド信号を生成する。そのため、サブキャリアの数が増え、ＦＦＴ（Fast Fourier Transformation：高速フーリエ変換）サイズが大きくなると、大きなピークを持つベースバンド信号が生成され、ＰＡＰＲ（Peak-to-Average Power Ratio：ピーク対平均電力比）が高くなるという性質を持っている。ＰＡＰＲが高くなると、信号を歪みなく伝送するために広範囲において線形性を有する増幅器が必要となる。そこでＰＡＰＲを低減するための技術が開発されている。

特許文献１では、ＰＡＰＲを低減するため、ＩＦＦＴを行う前に逐次決定法により算出した最適位相に基づきサブキャリア変調信号の位相を制御する。

特開２００６−１６５７８１号公報

ＯＦＤＭ方式の通信では、ＰＡＰＲを低減することが課題となっている。特許文献１では、ＰＡＰＲを低減する最適位相を算出するために繰り返し計算処理を行い、サブキャリアごとに位相を制御する必要がある。

本発明は、上述のような事情に鑑みてなされたものであり、ＯＦＤＭ方式の通信において、ＰＡＰＲを低減し、さらにＰＡＰＲの低減の程度を制御することを目的とする。

上記目的を達成するため、本発明の第１の観点に係る通信機は、
直交周波数分割多重通信方式の無線通信により他の機器と通信を行う通信機であって、
入力信号を所定の変調方式で変調し、周波数成分が互いに直交するサブキャリアに割り当て、サブキャリア変調信号を生成する変調手段と、
前記サブキャリア変調信号の要素数と同じ個数のデータの集合であるデータ系列について、所定の方向へ所定の回数のデータのシフトを行って、シフト系列を生成するシフト手段と、
前記変調方式に応じて定義された複素平面上の複数の領域を用いて、前記サブキャリア変調信号の各要素に、該要素に対応する前記複素平面上の点が属する前記領域と演算を施した該要素に対応する前記複素平面上の点が属する前記領域とが一致するように、前記シフト系列において該要素と同じ位置にある要素を用いて所定の演算を施して、演算後データを生成する演算手段と、
前記演算後データの逆高速フーリエ変換を行うＩＦＦＴ手段と、
前記ＩＦＦＴ手段の演算結果を合成してベースバンド信号を生成する合成手段と、
前記ベースバンド信号のピーク対平均電力比を算出し、該ピーク対平均電力比が所定の基準に合致するか否かを判定する判定手段と、
前記ピーク対平均電力比が前記所定の基準に合致する前記ベースバンド信号を検出するまで、前記シフト手段において前記データ系列についてデータのシフトを行う前記所定の回数を変えて、前記シフト手段、前記演算手段、前記ＩＦＦＴ手段、前記合成手段、および前記判定手段の処理を繰り返し行う制御手段と、
前記所定の基準に合致する前記ベースバンド信号から送信信号を生成して送信する送信手段と、
を備えることを特徴とする。

好ましくは、前記シフト手段は、前記データ系列として各要素の絶対値が互いに同じであるデータ系列を用い、
前記演算手段は、前記サブキャリア変調信号の各要素に、前記シフト系列の該要素と同じ位置にある要素に絶対値が０より大きい値である所定の振幅係数を乗算して所定の正の定数を加算した値を乗算する。

好ましくは、前記シフト手段は、前記データ系列として、データのシフトを行っていない同じデータ系列との間の自己相関値が、データの任意のシフトを行ったデータ系列との間の自己相関値に比べて高い、自己相関特性を有する任意のデータ系列を用いる。

本発明の第２の観点に係る通信方法は、
直交周波数分割多重通信方式の無線通信により他の機器と通信を行う通信機が行う通信方法であって、
入力信号を所定の変調方式で変調し、周波数成分が互いに直交するサブキャリアに割り当て、サブキャリア変調信号を生成する変調ステップと、
前記サブキャリア変調信号の要素数と同じ個数のデータの集合であるデータ系列について、所定の方向へ所定の回数のデータのシフトを行って、シフト系列を生成するシフトステップと、
前記変調方式に応じて定義された複素平面上の複数の領域を用いて、前記サブキャリア変調信号の各要素に、該要素に対応する前記複素平面上の点が属する前記領域と演算を施した該要素に対応する前記複素平面上の点が属する前記領域とが一致するように、前記シフト系列において該要素と同じ位置にある要素を用いて所定の演算を施して、演算後データを生成する演算ステップと、
前記演算後データの逆高速フーリエ変換を行うＩＦＦＴステップと、
前記ＩＦＦＴステップの演算結果を合成してベースバンド信号を生成する合成ステップと、
前記ベースバンド信号のピーク対平均電力比を算出し、該ピーク対平均電力比が所定の基準に合致するか否かを判定する判定ステップと、
前記ピーク対平均電力比が前記所定の基準に合致する前記ベースバンド信号を検出するまで、前記シフトステップにおいて前記データ系列についてデータのシフトを行う前記所定の回数を変えて、前記シフトステップ、前記演算ステップ、前記ＩＦＦＴステップ、前記合成ステップ、および前記判定ステップの処理を繰り返し行う制御ステップと、
前記所定の基準に合致する前記ベースバンド信号から送信信号を生成して送信する送信ステップと、
を備えることを特徴とする。

好ましくは、前記シフトステップにおいて、前記データ系列として各要素の絶対値が互いに同じであるデータ系列を用い、
前記演算ステップにおいて、前記サブキャリア変調信号の各要素に、前記シフト系列の該要素と同じ位置にある要素に絶対値が０より大きい値である所定の振幅係数を乗算して所定の正の定数を加算した値を乗算する。

好ましくは、前記シフトステップにおいて、前記データ系列として、データのシフトを行っていない同じデータ系列との間の自己相関値が、データの任意のシフトを行ったデータ系列との間の自己相関値に比べて高い、自己相関特性を有する任意のデータ系列を用いる。

本発明によれば、ＯＦＤＭ方式の通信において、ＰＡＰＲを低減し、さらにＰＡＰＲの低減の程度を制御することが可能になる。

本発明の実施の形態に係る通信機の構成例を示すブロック図である。 実施の形態に係る通信機の異なる構成例を示すブロック図である。 実施の形態に係る演算部が行う演算処理の例を示す図である。 実施の形態に係る通信機が行う送信制御の動作の一例を示すフローチャートである。 実施の形態に係る通信機が行う受信制御の動作の一例を示すフローチャートである。 シミュレーションしたベースバンド信号のＰＡＰＲのＣＣＤＦ特性を示す図である。 シミュレーションしたＢＥＲ特性を示す図である。 シミュレーションしたベースバンド信号のＰＡＰＲのＣＣＤＦ特性を示す図である。 シミュレーションしたＢＥＲ特性を示す図である。

以下、本発明の実施の形態について図面を参照して詳細に説明する。なお図中、同一または同等の部分には同一の符号を付す。以下の説明において、ＩＦＦＴ（Inverse Fast Fourier Transformation：逆高速フーリエ変換）は、ＩＦＦＴとＩＤＦＴ（Inverse Discrete Fourier Transformation：逆離散フーリエ変換）を含む概念とする。したがって本発明の実施の形態においては、ＩＦＦＴの代わりに、ＩＤＦＴを行うよう構成してもよい。同様にＦＦＴ（Fast Fourier Transformation：高速フーリエ変換）は、ＦＦＴとＤＦＴ（Discrete Fourier Transformation：離散フーリエ変換）を含む概念とする。またＩＤＦＴおよびＤＦＴを行う場合は、以下の説明におけるＦＦＴサイズとは、ＤＦＴサイズを意味する。

図１は、本発明の実施の形態に係る通信機の構成例を示すブロック図である。通信機１は、ＯＦＤＭ（Orthogonal Frequency-Division Multiplexing：直交周波数分割多重）方式の無線通信により他の機器と通信を行う。通信機１は、アンテナ１０、変調部１１、直並列変換部１２、演算部１３、シフト部１４、ＩＦＦＴ部１５、合成部１６、判定部１７、送信部１８、およびコントローラ２０を備える。

コントローラ２０は、ＣＰＵ（Central Processing Unit：中央処理装置）２１、ＲＡＭ（Random Access Memory）２３、およびＲＯＭ（Read-Only Memory）２４を備える。複雑化を避け、理解を容易にするために、コントローラ２０から各部への信号線が省略されているが、コントローラ２０は通信機１の各部にＩ／Ｏ（Input／Output）２２を介して接続しており、それらの処理の開始、終了、処理内容の制御を行う。

ＲＡＭ２３には、例えば送信フレームを生成するためのデータが記憶されている。ＲＯＭ２４は、コントローラ２０が通信機１の動作を制御するための制御プログラムを格納する。コントローラ２０は、制御プログラムに基づいて、通信機１を制御する。

図２は、実施の形態に係る通信機の異なる構成例を示すブロック図である。上述の通信機１に受信機能をもたせるため、図２に示す通信機１はさらに復調部３１、並直列変換部３２、ＦＦＴ部３３、受信部３４、および送受信切替部３５を備える。送信機能および受信機能を備える図２に示す通信機１を用いて、通信機１が行う通信方法について以下に説明する。

変調部１１は、入力信号を所定の変調方式で変調し、変調信号を生成する。変調方式として、例えばＱＰＳＫ（Quadrature Phase-Shift Keying：四位相偏移変調）を用いる。直並列変換部１２は、変調信号を直並列変換し、周波数成分が互いに直交するサブキャリアに割り当て、サブキャリア変調信号を生成する。そして、サブキャリア変調信号を演算部１３に送る。サブキャリアの数をＮとすると、サブキャリア変調信号ｄは、下記（１）式で表される。添え字のＴは行列を転置表示していることを示す。

シフト部１４は、サブキャリア変調信号ｄの要素数と同じ個数のデータの集合であるデータ系列について、所定の方向へ所定の回数のデータのシフトを行って、シフト系列を生成し、演算部１３に送る。データ系列として、各要素の絶対値が互いに同じであるデータ系列を用いることができる。

またデータ系列として、例えばデータのシフトを行っていない同じデータ系列との間の自己相関値が、データの任意のシフトを行ったデータ系列との間の自己相関値に比べて高い、自己相関特性を有する任意のデータ系列を用いることができる。自己相関特性を有するデータ系列を用いる場合、データの任意のシフトを行ったデータ系列は、データのシフトを行っていないデータ系列と比べて、少なくとも１の要素の値が異なる。各要素の絶対値が互いに同じであり、自己相関特性を有するデータ系列として、例えばＣＡＺＡＣ(Constant Amplitude Zero Auto-Correlation)系列やＰＮ（Pseudorandom Noise：擬似ランダム雑音）系列を用いることができる。

データ系列ｃは下記（２）式で表される。上方向にｋ回データのシフトを行って生成したシフト系列ｃ^（ｋ）は、下記（３）式で表される。

演算部１３は、変調部１１で用いた変調方式に応じて定義された複素平面上の複数の領域を用いる。例えば変調部１１でＱＰＳＫを用いた場合には、演算部１３は、複素平面上の実軸と虚軸を境界とする４つの領域を用いる。演算部１３は、サブキャリア変調信号ｄの各要素に、該要素に対応する複素平面上の点が属する領域と演算を施した該要素に対応する複素平面上の点が属する領域とが一致するように、シフト系列ｃ^（ｋ）の該要素と同じ位置にある要素を用いて所定の演算を施して、演算後データを生成し、ＩＦＦＴ部１５に送る。

演算部１３は、例えば所定の正の定数αおよび絶対値が０より大きい値である所定の振幅係数βを用いて、サブキャリア変調信号ｄの各要素に、シフト系列ｃ^（ｋ）の該要素と同じ位置にある要素に振幅係数βを乗算して正の定数αを加算した値を乗算して、演算後データを生成する。例えば、データ系列ｃの各要素の絶対値が同じである場合には、所定の振幅係数βの絶対値は、サブキャリア変調信号ｄの要素の絶対値に正の定数αを乗算した値より小さい値とする。上述の演算によって生成された演算後データｈの各要素ｈ_ｉは、下記（４）式で表される。正の定数αおよび振幅係数βの値は後述するようにＰＡＰＲ（Peak-to-Average Power Ratio：ピーク対平均電力比）の低減の程度およびＢＥＲ(Bit Error Rate：符号誤り率)を考慮して予め定められている。

図３は、実施の形態に係る演算部が行う演算処理の例を示す図である。図３（ａ）は、サブキャリア変調信号ｄを複素平面上に表したものである。所定の変調方式としてＱＰＳＫを用いた場合には、サブキャリア変調信号ｄの各要素は、図３（ａ）の黒丸で表す４点のいずれかに位置する。サブキャリア変調信号ｄの各要素の絶対値をＡとする。

図３（ｂ）は、演算後データｈを複素平面上に表したものである。説明をわかりやすくするため、データ系列ｃの各要素の絶対値を１とする。演算後データｈの各要素ｈ_ｉは、実軸と虚軸を境界とする４つの各領域において、実部と虚部の値が同じであって原点までの距離がα・Ａである点を中心とする半径βの円周上に位置する。演算後データｈの各要素ｈ_ｉは、図３（ｂ）に示すように、円周上に分散するため、演算後データのＰＡＰＲはサブキャリア変調信号ｄに比べて低減される。

ＩＦＦＴ部１５は、演算後データのＩＦＦＴを行い、演算結果を合成部１６に送る。合成部１６は、ＩＦＦＴ部１５の演算結果を合成してベースバンド信号を生成し、判定部１７に送る。

判定部１７は、ベースバンド信号のＰＡＰＲを算出し、ＰＡＰＲが所定の基準に合致するか否かを判定する。ベースバンド信号のＰＡＰＲが所定の基準に合致しない場合には、シフト部１４は、データ系列ｃについてデータのシフトを行う所定の回数を変えて、新たなシフト系列を生成する。演算部１３は、新たなシフト系列を用いて新たな演算後データを生成し、ＩＦＦＴ部１５、合成部１６、および判定部１７は、新たな演算後データに基づき上述の処理を行うことを、ＰＡＰＲが所定の基準に合致するベースバンド信号を検出するまで繰り返す。コントローラ２０は、演算部１３、シフト部１４、ＩＦＦＴ部１５、合成部１６、および判定部１７が上述の処理を繰り返すよう制御し、制御手段としての動作を行う。

自己相関特性を有するデータ系列を用いる場合、データの任意のシフトを行ったデータ系列は、データのシフトを行っていないデータ系列と比べて、少なくとも１の要素の値が異なるため、自己相関特性を有しないデータ系列を用いる場合に比べて、ベースバンド信号が大きなピーク値を有する確率を下げ、ＰＡＰＲをより低減することが可能となる。

ベースバンド信号のＰＡＰＲが所定の基準に合致する場合には、判定部１７は、ベースバンド信号を送信部１８に送る。判定部１７は、データのシフトが一巡するまで上述の処理を繰り返し、最もＰＡＰＲが低いベースバンド信号を検出するように、またはＰＡＰＲが所定の値より小さいベースバンド信号を検出するように構成することができる。

送信部１８は、受け取ったベースバンド信号から送信信号を生成し、送受信切替部３５およびアンテナ１０を介して他の機器に送信信号を送る。

図４は、実施の形態に係る通信機が行う送信制御の動作の一例を示すフローチャートである。変調部１１は、入力信号を所定の変調方式で変調して変調信号を生成し、直並列変換部１２は、変調信号を直並列変換し、周波数成分が互いに直交するサブキャリアに割り当て、サブキャリア変調信号を生成する（ステップＳ１１０）。

シフト部１４は、データ系列ｃについて、所定の方向へ所定の回数のデータのシフトを行ってシフト系列を生成する（ステップＳ１２０）。演算部１３は、サブキャリア変調信号ｄの各要素に、シフト系列ｃ^（ｋ）の該要素と同じ位置にある要素に振幅係数βを乗算して正の定数αを加算した値を乗算して、演算後データを生成する（ステップＳ１３０）。ＩＦＦＴ部１５は、演算後データのＩＦＦＴを行う（ステップＳ１４０）。合成部１６は、ＩＦＦＴ部１５の演算結果を合成してベースバンド信号を生成する（ステップＳ１５０）。

判定部１７は、ベースバンド信号のＰＡＰＲを算出し、ＰＡＰＲが所定の基準に合致するか否かを判定する（ステップＳ１６０）。ベースバンド信号のＰＡＰＲが所定の基準に合致しない場合には（ステップＳ１７０：Ｎ）、ステップＳ１２０に戻って、シフト部１４がデータ系列ｃについてデータのシフトを行う所定の回数を変え、上述の処理を繰り返す。ベースバンド信号のＰＡＰＲが所定の基準に合致する場合には（ステップＳ１７０：Ｙ）、送信部１８は、受け取ったベースバンド信号から送信信号を生成し、送受信切替部３５およびアンテナ１０を介して他の機器に送信信号を送る（ステップＳ１８０）。ステップＳ１８０の送信処理が完了すると、処理を終了する。

受信側での処理を以下に説明する。受信側での処理は従来技術と同様の処理である。受信部３４は、アンテナ１０および送受信切替部３５を介して送信信号を受信し、ベースバンド信号を生成し、ＦＦＴ部３３に送る。ＦＦＴ部３３は、ベースバンド信号を直並列変換し、ＦＦＴを行って並列信号を生成し、並列信号を並直列変換部３２に送る。

並直列変換部３２は、並列信号を並直列変換し、直列信号を生成して復調部３１に送る。復調部３１は、直列信号を所定の復調方式で復調する。復調部３１は、直列信号の要素に対応する複素平面上の点の位置に基づき、直列信号を一次復調して入力信号を復元する。送信側の演算部１３において、サブキャリア変調信号ｄの要素に対応する複素平面上の点が属する領域と、演算後の該要素に対応する複素平面上の点が属する領域とが一致するように所定の演算を施すため、受信側では該演算と逆の演算処理を行わなくても、入力信号を復元することが可能である。

図５は、実施の形態に係る通信機が行う受信制御の動作の一例を示すフローチャートである。受信部３４は、アンテナ１０および送受信切替部３５を介して送信信号を受信し、ベースバンド信号を生成する（ステップＳ２１０）。ＦＦＴ部３３は、ベースバンド信号を直並列変換し、ＦＦＴを行って並列信号を生成する（ステップＳ２２０）。並直列変換部３２は、並列信号を並直列変換し、復調部３１は、直列信号を所定の復調方式で復調する（ステップＳ２３０）。ステップＳ２３０の復調処理が完了すると、処理を終了する。

以上説明したとおり、本発明の実施の形態に係る通信機１によれば、ＯＦＤＭ通信方式において、サブキャリア変調信号ｄにデータ系列ｃを用いて演算を施して生成した演算後データｈに基づきベースバンド信号を生成することで、ＰＡＰＲを低減することが可能となる。受信側では特別な処理を行わなくても入力信号を復元することができるため、通信機１の構成を簡易化することが可能である。また後述するように、ＰＡＰＲを低減し、ＰＡＰＲの低減の程度を制御することが可能となる。

（具体例）
次に、シミュレーションにより本実施の形態に係る発明の効果を説明する。入力信号にランダム信号を用いて、従来技術と本実施の形態に係る発明について、ベースバンド信号を生成し、ＰＡＰＲの算出を繰り返すシミュレーションを行った。変調方式をＱＰＳＫとし、ＦＦＴサイズを２０４８として、従来技術と本実施の形態に係る発明のＰＡＰＲのＣＣＤＦ（Complementary Cumulative Distribution Function：相補累積分布関数）、すなわちＰＡＰＲの発生確率の特性を比較した。従来技術とは、上述のような演算を行わずに、サブキャリア変調信号ｄのＩＦＦＴを行ってベースバンド信号を生成する方法である。

図６は、シミュレーションしたベースバンド信号のＰＡＰＲのＣＣＤＦ特性を示す図である。横軸はＰＡＰＲ（単位：ｄＢ）、縦軸はＰＡＰＲのＣＣＤＦである。従来技術のＰＡＰＲのＣＣＤＦ特性が細い実線のグラフである。本実施の形態においては、上記（４）式におけるα＝１とし、βの値を変えた。本実施の形態においてβ＝０．１とした場合が太い実線のグラフ、β＝０．２とした場合が一点鎖線のグラフ、β＝０．３とした場合が二点鎖線のグラフである。いずれの場合においても、本実施の形態に係る発明のＰＡＰＲは従来技術と比べて低減されている。

従来技術について、サブキャリア変調信号ｄの各要素の位相が同じ値となるような同一信号を入力信号として用いた場合、ＰＡＰＲは３３．１ｄＢである。そのような入力信号について、本実施の形態においてα＝１、β＝０．３として同様のシミュレーションを行った場合のＰＡＰＲは３２．７ｄＢであった。低減の程度は小さいが、同一信号を用いた場合でもＰＡＰＲが低減されていることがわかる。

ＢＥＲについて同様にシミュレーションを行った。本実施の形態においては、上記（４）式におけるα＝１とし、βの値を変えた。図７は、シミュレーションしたＢＥＲ特性を示す図である。横軸はＥｂ／Ｎｏ（Energy per Bit to NOise power spectral density ratio：ビットエネルギー対雑音電力密度比）、縦軸はＢＥＲである。Ｅｂ／Ｎｏの単位はｄＢである。従来技術のＢＥＲはプロット点を四角で表したグラフであり、本実施の形態においてβ＝０．１とした場合がプロット点を三角で表したグラフであり、β＝０．２とした場合がプロット点を丸で表したグラフであり、β＝０．３とした場合がプロット点を菱形で表したグラフである。βが大きくなるにつれて、ＢＥＲが劣化していることがわかる。βを大きくすると、図３（ｂ）に示す円同士の距離が短くなり、伝送中の雑音の影響を受けて、並列信号の要素が位置する領域と該要素に対応する演算後データｈの要素の位置する領域が異なる場合がある。そのような場合は、入力信号を正しく復元することができないため、ＢＥＲが劣化する。

図８は、シミュレーションしたベースバンド信号のＰＡＰＲのＣＣＤＦ特性を示す図である。図９は、シミュレーションしたＢＥＲ特性を示す図である。本実施の形態においては、上記（４）式におけるα＝１．５、β＝０．３として同様のシミュレーションを行った。本実施の形態に係る発明のＰＡＰＲは従来技術と比べて低減されている。また本実施の形態に係る発明のＢＥＲは従来技術と比べて改善されている。αを大きくすることで、従来と同じ伝送率で、ＰＡＰＲを低減し、かつ、ＢＥＲの劣化を防ぐことが可能であることがわかる。

本実施の形態に係る発明の送信信号の平均電力の、従来技術の送信信号の平均電力に対する比率は、α＝１、β＝０．１とした場合が１０１％、α＝１、β＝０．２とした場合が１０５％、α＝１、β＝０．３とした場合が１１０％、α＝１．５、β＝０．３とした場合が２３５％であった。α＝１．５、β＝０．３の場合のように平均電力を高くすることで、従来技術と比べてＰＡＰＲを低減し、さらにＢＥＲを改善することが可能となる。

上述のシミュレーションにより、本実施の形態においては、サブキャリア変調信号ｄにデータ系列ｃを用いて演算を施して生成した演算後データｈに基づきベースバンド信号を生成することで、ＰＡＰＲを低減できることがわかった。また正の定数αおよび振幅係数βを変更することでＰＡＰＲの低減の程度およびＢＥＲの改善の程度を制御できることがわかった。

本発明の実施の形態は上述の実施の形態に限られない。変調部１１の変調方式は、ＱＰＳＫに限られず、ＱＰＳＫ以外のＰＳＫ（Phase Shift Keying：位相偏移変調）やＱＡＭ（Quadrature Amplitude Modulation：直角位相振幅変調）などを用いることができる。例えば変調方式として８ＰＳＫを用いる場合は、演算部１３は複素平面上の８つの領域を用いる。

正の定数αおよび振幅係数βの値は、変調方式に応じて、サブキャリア変調信号ｄの要素に対応する複素平面上の点が属する領域と、演算を施した該要素に対応する複素平面上の点が属する領域とが一致するように決定される。上記（４）式の例では、サブキャリア変調信号ｄの各要素に同じ正の定数αおよび振幅係数βを用いて演算を施したが、下記（５）式のように要素ごとに定めた正の定数α_ｉおよび振幅係数β_ｉを用いて入力信号ｄに演算を施してもよい。振幅係数β_ｉの内、少なくともいずれか１つの絶対値は０より大きいものとする。また振幅係数β_ｉの絶対値は、サブキャリア変調信号ｄの要素の絶対値に、振幅係数β_ｉに対応する正の定数α_ｉを乗算した値より小さい値とする。

ＩＦＦＴ部１５は、ＩＦＦＴの代わりにＩＤＦＴを行うよう構成してもよいし、ＦＦＴ部３３は、ＦＦＴの代わりにＤＦＴを行うよう構成してもよい。

１ 通信機
１０ アンテナ
１１ 変調部
１２ 直並列変換部
１３ 演算部
１４ シフト部
１５ ＩＦＦＴ部
１６ 合成部
１７ 判定部
１８ 送信部
２０ コントローラ（制御手段）
２１ ＣＰＵ
２２ Ｉ／Ｏ
２３ ＲＡＭ
２４ ＲＯＭ
３１ 復調部
３２ 並直列変換部
３３ ＦＦＴ部
３４ 受信部
３５ 送受信切替部

Claims (6)

1. 直交周波数分割多重通信方式の無線通信により他の機器と通信を行う通信機であって、
   入力信号を所定の変調方式で変調し、周波数成分が互いに直交するサブキャリアに割り当て、サブキャリア変調信号を生成する変調手段と、
   前記サブキャリア変調信号の要素数と同じ個数のデータの集合であるデータ系列について、所定の方向へ所定の回数のデータのシフトを行って、シフト系列を生成するシフト手段と、
   前記変調方式に応じて定義された複素平面上の複数の領域を用いて、前記サブキャリア変調信号の各要素に、該要素に対応する前記複素平面上の点が属する前記領域と演算を施した該要素に対応する前記複素平面上の点が属する前記領域とが一致するように、前記シフト系列において該要素と同じ位置にある要素を用いて所定の演算を施して、演算後データを生成する演算手段と、
   前記演算後データの逆高速フーリエ変換を行うＩＦＦＴ手段と、
   前記ＩＦＦＴ手段の演算結果を合成してベースバンド信号を生成する合成手段と、
   前記ベースバンド信号のピーク対平均電力比を算出し、該ピーク対平均電力比が所定の基準に合致するか否かを判定する判定手段と、
   前記ピーク対平均電力比が前記所定の基準に合致する前記ベースバンド信号を検出するまで、前記シフト手段において前記データ系列についてデータのシフトを行う前記所定の回数を変えて、前記シフト手段、前記演算手段、前記ＩＦＦＴ手段、前記合成手段、および前記判定手段の処理を繰り返し行う制御手段と、
   前記所定の基準に合致する前記ベースバンド信号から送信信号を生成して送信する送信手段と、
   を備えることを特徴とする通信機。
2. 前記シフト手段は、前記データ系列として各要素の絶対値が互いに同じであるデータ系列を用い、
   前記演算手段は、前記サブキャリア変調信号の各要素に、前記シフト系列の該要素と同じ位置にある要素に絶対値が０より大きい値である所定の振幅係数を乗算して所定の正の定数を加算した値を乗算する、
   ことを特徴とする請求項１に記載の通信機。
3. 前記シフト手段は、前記データ系列として、データのシフトを行っていない同じデータ系列との間の自己相関値が、データの任意のシフトを行ったデータ系列との間の自己相関値に比べて高い、自己相関特性を有する任意のデータ系列を用いることを特徴とする請求項１または２に記載の通信機。
4. 直交周波数分割多重通信方式の無線通信により他の機器と通信を行う通信機が行う通信方法であって、
   入力信号を所定の変調方式で変調し、周波数成分が互いに直交するサブキャリアに割り当て、サブキャリア変調信号を生成する変調ステップと、
   前記サブキャリア変調信号の要素数と同じ個数のデータの集合であるデータ系列について、所定の方向へ所定の回数のデータのシフトを行って、シフト系列を生成するシフトステップと、
   前記変調方式に応じて定義された複素平面上の複数の領域を用いて、前記サブキャリア変調信号の各要素に、該要素に対応する前記複素平面上の点が属する前記領域と演算を施した該要素に対応する前記複素平面上の点が属する前記領域とが一致するように、前記シフト系列において該要素と同じ位置にある要素を用いて所定の演算を施して、演算後データを生成する演算ステップと、
   前記演算後データの逆高速フーリエ変換を行うＩＦＦＴステップと、
   前記ＩＦＦＴステップの演算結果を合成してベースバンド信号を生成する合成ステップと、
   前記ベースバンド信号のピーク対平均電力比を算出し、該ピーク対平均電力比が所定の基準に合致するか否かを判定する判定ステップと、
   前記ピーク対平均電力比が前記所定の基準に合致する前記ベースバンド信号を検出するまで、前記シフトステップにおいて前記データ系列についてデータのシフトを行う前記所定の回数を変えて、前記シフトステップ、前記演算ステップ、前記ＩＦＦＴステップ、前記合成ステップ、および前記判定ステップの処理を繰り返し行う制御ステップと、
   前記所定の基準に合致する前記ベースバンド信号から送信信号を生成して送信する送信ステップと、
   を備えることを特徴とする通信方法。
5. 前記シフトステップにおいて、前記データ系列として各要素の絶対値が互いに同じであるデータ系列を用い、
   前記演算ステップにおいて、前記サブキャリア変調信号の各要素に、前記シフト系列の該要素と同じ位置にある要素に絶対値が０より大きい値である所定の振幅係数を乗算して所定の正の定数を加算した値を乗算する、
   ことを特徴とする請求項４に記載の通信方法。
6. 前記シフトステップにおいて、前記データ系列として、データのシフトを行っていない同じデータ系列との間の自己相関値が、データの任意のシフトを行ったデータ系列との間の自己相関値に比べて高い、自己相関特性を有する任意のデータ系列を用いることを特徴とする請求項４または５に記載の通信方法。

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