JP2010004143A - 送信機及び受信機並びに送信方法及び受信方法 - Google Patents

Abstract

【課題】送信ダイバーシティ通信におけるＰＡＰＲを低減する。
【解決手段】送信信号を時空間符号化して得られた信号系列のうち、異なる送信アンテナ＃０，＃１から送信される信号系列間にピーク電力差を与えるように当該信号系列間の位相関係を制御し、各信号系列のピーク電力を測定した結果に基づいて、各信号系列のトータルの平均送信電力に対するピーク電力の割合が最小となるように各信号系列のいずれか一方又は双方の送信電力を制御する。
【選択図】図８

Description

本件は、送信機及び受信機並びに送信方法及び受信方法に関する。本件は、複数の送信アンテナを用いて送信を行なう技術、例えば、送信ダイバーシティ通信技術に用いられる場合がある。

無線通信システムでは、限りある無線リソース、例えば、周波数リソースの有効利用を図るために、周波数利用効率の良いＯＦＤＭ（Orthogonal Frequency Division Multiplexing）やＯＦＤＭＡ（Orthogonal Frequency Division Multiple Access）などの直交周波数多重方式や、直交コード多重方式が用いられる場合がある。

直交周波数多重方式は、周波数ドメインにおいて互いに直交関係にあるサブキャリアにシンボル情報をマッピングして送信する方式である。一方、直交コード多重方式は、互いに直交関係にあるコード、例えばウォルシュ（Walsh）コードなどを用いて、送信シンボルを直交化した後に加算（多重化）して送信する方式である。

これらの多重方式では、多重するシンボルパターンによっては大きなピーク電力が生じ、peak-to-average power ratio（ＰＡＰＲ：ピーク電力対平均電力比率）が大きくなりやすい。

無線通信方式における無線部の送信アンプには送信信号が歪まないようにリニア特性が要求される。また、送信アンプの小型化、高効率化も要求される。この相反する要求に答えるため、ＰＡＰＲを小さくすることが望まれる。

ＰＡＰＲの低減を目的とする従来技術として、閾値を超す振幅に対してクリッピング処理を行なうクリッピングフィルタ方等がある。また、直交周波数多重方式では、ＰＡＰＲが小さくなるように、サブキャリアにマッピングするシンボルの入れ換えを行なう、周波数領域インターリーブ法や、ＰＡＰＲが小さくなるようにサブキャリア毎の位相係数を制御するＰＴＳ（Partial Transmit Sequences）法等が知られている。

ＰＴＳ法では、１ＯＦＤＭシンボルの送信に用いられるサブキャリアを複数のグループ（クラスタ）に分割した後、クラスタ毎に異なる位相回転を与える。これにより、それぞれのサブキャリアのピークをずらすことができ、ピーク電力を削減することが可能となる。

特開２００７−２８０９２号公報 特開２００４−１７３２５８号公報 特開２００１−９４５３０号公報

前記クリッピングフィルタ法では、非線形処理を行なうため、必要以上のクリッピング処理を行なうと受信特性劣化を生じる場合がある。また、周波数領域インターリーブ法やＰＴＳ法では、多くのインターリーブ情報や位相係数に関する情報など、受信局に通知すべき情報が増える。

本件の目的の一つは、送信ダイバーシティ通信におけるＰＡＰＲを低減することにある。

なお、前記目的に限らず、後述する実施形態に示す各構成により導かれる作用効果であって、従来の技術によっては得られない作用効果を奏することも他の目的の一つとして位置付けることができる。

例えば、以下の手段を用いる。
（１）複数の送信アンテナと、送信信号を時空間符号化して異なる送信アンテナから送信される信号系列を生成する時空間符号化部と、前記時空間符号化により得られた信号系列のうち、第１の送信アンテナから送信される第１の信号系列と、第２の送信アンテナから送信される第２の信号系列との間にピーク電力差を与えるように当該信号系列間の位相関係を制御する位相制御部と、前記位相関係が制御された前記第１及び第２の信号系列のピーク電力を測定するピーク電力測定部と、前記測定の結果に基づいて、前記第１及び第２の信号系列のトータルの平均送信電力に対するピーク電力の割合が最小となるように前記第１及び第２の信号系列のいずれか一方又は双方の送信電力を制御する送信電力制御部と、をそなえる送信機を用いることができる。

（２）送信信号を時空間符号化して得られた信号系列のうち、第１の送信アンテナから送信される第１の信号系列と、第２の送信アンテナから送信される第２の信号系列との間にピーク電力差を与えるように当該信号系列間の位相関係を制御する送信機、から信号を受信する受信部と、前記送信アンテナ毎の既知の受信信号を基に前記送信アンテナ毎の伝搬路推定を行なう伝搬路推定部と、前記伝搬路推定部の推定結果に対して、前記位相関係の制御情報に応じた位相補正を施す位相補正部と、前記位相補正部により補正された推定結果に基づいて、前記受信部で受信された信号系列を伝搬路補償して前記送信アンテナ毎の信号系列に分離する伝搬路補償部と、前記伝搬路補償された各信号系列を加算及び減算して復号する復号処理部と、をそなえる受信機を用いることができる。

（３）送信信号を時空間符号化して異なる送信アンテナから送信される信号系列を生成する過程と、前記時空間符号化により得られた信号系列のうち、第１の送信アンテナから送信される第１の信号系列と、第２の送信アンテナから送信される第２の信号系列との間にピーク電力差を与えるように当該信号系列間の位相関係を制御する過程と、
前記位相関係が制御された前記第１及び第２の信号系列のピーク電力を測定する過程と、前記測定の結果に基づいて、前記第１及び第２の信号系列のトータルの平均送信電力に対するピーク電力の割合が最小となるように前記第１及び第２の信号系列のいずれか一方又は双方の送信電力を制御する過程と、を有する送信方法を用いることができる。

（４）送信信号を時空間符号化して得られた信号系列のうち、第１の送信アンテナから送信される第１の信号系列と、第２の送信アンテナから送信される第２の信号系列との間にピーク電力差を与えるように当該信号系列間の位相関係を制御する送信機、から信号を受信する過程と、前記送信アンテナ毎の既知の受信信号を基に前記送信アンテナ毎の伝搬路推定を行なう過程と、前記伝搬路推定の結果に対して、前記位相関係の制御情報に応じた位相補正を施す過程と、前記位相補正により補正された伝搬路推定の結果に基づいて、前記受信した信号系列を伝搬路補償して前記送信アンテナ毎の信号系列に分離する過程と、前記伝搬路補償された各信号系列を加算及び減算して復号する過程と、を有する受信方法を用いることができる。

開示の技術によれば、送信ダイバーシティ通信においてＰＡＰＲを低減することが可能となる。結果として、送信アンプを効率良く使用することも可能となる。

以下、図面を参照して実施の形態を説明する。ただし、以下に説明する実施形態は、あくまでも例示であり、以下に明示しない種々の変形や技術の適用を排除する意図はない。即ち、本実施形態は、その趣旨を逸脱しない範囲で種々変形（各実施例を組み合わせる等）して実施することができる。

〔１〕第１実施形態
図１は、第１実施形態に係る無線通信システムの構成例を示す図である。この図１に示すシステムは、１又は複数の無線送信機（以下、単に「送信機」という）１０と、１又は複数の無線受信機（以下、単に「受信機」という）５０と、をそなえる。

送信機１０は、例えば、radio access network（ＲＡＮ、無線アクセス網）のエンティティの送信系や無線ユーザ装置の送信系に用いることができる。受信機５０は、例えば、無線ユーザ装置の受信系や前記ＲＡＮのエンティティの受信系に用いることができる。これらの点は、以降においても同様である。なお、５１は受信機５０の受信アンテナを表す。

前記ＲＡＮのエンティティの一例は、ＢＳ（Base Station）やｅＮＢ（evolve Node B）などの無線基地局である。前記無線ユーザ装置（ＵＥ：User Equipment）の一例は、移動局、例えば携帯電話、携帯電話と同等の無線インタフェース付きの情報端末などである。従って、ＵＥには、音声又はデータ又はその両方をＲＡＮと接続して送受信可能な装置が含まれる。また、ＵＥは、固定の無線装置（携帯装置や端末など）であっても良い。

（１．１）送信機
そして、図１に例示する送信機１０は、２本の送信アンテナ２１−１，２１−２（＃０，＃１）を具備し、これらの送信アンテナ２１−１，２１−２を用いて送信ダイバーシティを行なう。そのため、送信機１０は、例示的に、ｎ系列（ｎは自然数）の送信ストリーム＃１〜＃ｎに対応するＳＴＣエンコーダ１１−１〜１１−ｎと、ピーク電力制御部１２と、をそなえる。

また、送信機１０は、送信アンテナ２１−１，２１−２に対応して、多重化部１３−１，１３−２と、変調部１４−１，１４−２と、シリアル／パラレル（Ｓ／Ｐ）変換器１５−１，１５−２と、遅延回路１７−１，１７−２と、電力制御部１９−１，１９−２と、送信部２０−１，２０−２と、をそなる。さらに、送信機１０は、ピーク電力測定部１６と、制御演算部１８と、をそなえる。

なお、以下において、送信アンテナ２１−１，２１−２を区別しない場合は、単に「送信アンテナ２１」と表記することがある。

ＳＴＣエンコーダ１１−ｉ（ｉ＝１〜ｎ）は、入力信号としての送信ストリーム＃ｉのシンボル系列を、space-time coding（ＳＴＣ、時空間符号化）する。例えば、送信ストリーム＃ｉのシンボル系列は、それぞれ、複数（２つ）の送信シンボルを単位（ブロック）として、それぞれのシンボル情報が異なる時間に異なる送信アンテナ２１−１，２１−２から送信される２つのシンボル系列に符号化される。このような符号化は、Alamoutiの時空間ブロック符号化と呼ばれる。

すなわち、例示的に、送信ストリーム番号ｘ（ｘ＝１，２，…，ｎ−１）のシンボル番号ｙ（＝０，１，２，…）の送信信号（シンボル）をSxyと表すものとすると、図１中に例示するように、Sxy及びSx(y+1)で表される２つのシンボル（ブロック）は、前記ＳＴＣによって、Sxy及びSx(y+1)と、−Sx(y+1)^＊及びSxy^＊とに符号化される。なお、A^＊は、Aの複素共役を表す。

そして、シンボルSxyは、時刻ｔにおいて一方の送信アンテナ（第１の送信アンテナ）＃０から送信されるとともに、１シンボル時間後の時刻ｔ＋１においてSxy^＊として他方の送信アンテナ＃１から送信される。同様に、シンボルSx(y+1)は、時刻ｔにおいて−Sx(y+1)^＊として他方の送信アンテナ（第２の送信アンテナ）＃１から送信されるとともに、１シンボル時間後の時刻ｔ＋１において一方の送信アンテナ＃０から送信される。

つまり、時刻ｔにおいては、２つのシンボルSxy及び−Sx(y+1)^＊の組が各送信アンテナ＃０，＃１から送信され、１シンボル時間後の時刻ｔ＋１においては、２つのシンボルSx(y+1)及びSxy^＊の組が各送信アンテナ＃０，＃１から送信される。このようにして、２つの送信シンボルを異なる送信アンテナ２１から２シンボル時間かけて２回ずつ送信することで、受信機５０において、送信ダイバーシティ利得を得ることができる。

なお、各送信ストリーム＃ｘに共通で２つのシンボルSxy，Sx(y+1)に着目する場合、ｘの表記を省略し、かつ、シンボル番号の大小を１，０で表記するとすれば、〔Sxy，−Sx(y+1)^＊〕で表されるシンボルの組は、（Ｓ_０，−Ｓ_１ ^＊）と表すことができる。同様に、〔Sx(y+1)及びSxy^＊〕で表されるシンボルの組は、（Ｓ_１，Ｓ_０ ^＊）と表すことができる。したがって、シンボルＳ_０，Ｓ_０ ^＊，Ｓ_１，−Ｓ_１ ^＊と表す場合は、それぞれ、１シンボル又は複数シンボルを要素とするシンボルブロックを意味する。

なお、２シンボル時間で送信するシンボルの組は、図１中に例示する組に限られない。例えば、送信アンテナ＃０，＃１から受信機５０（受信アンテナ）への各無線伝搬路（チャネル）値をh0，h1、それぞれのチャネルを経由した受信機５０の受信信号をr0，r1と表すと、受信機５０の受信信号は、以下の式（１）で表すことができる。ただし、ａは定数であり、また、ノイズ成分は省略している。

したがって、２シンボル時間で送信するシンボルの組は、この式（１）における４行４列の行列の行又は列どうしを入れ替えた場合の組み合わせとしてもよい。また、対角成分どうしを入れ替えた場合の組み合わせでもよい。

ピーク電力制御部１２は、上述のごとく時空間符号化された各送信ストリーム＃ｉのシンボル系列に対して、異なる送信アンテナ２１から送信されるシンボル（又はシンボルブロック）間で振幅値（ピーク電力）に差分を与える処理を施す。換言すれば、前記時空間符号化されたシンボル系列は、ピーク電力制御部１２にて、多重化部１３−１，１３−２での多重化後のピーク電力が異なる送信アンテナ２１間で相対的に大きくなるシンボルと小さくなるシンボルの組み合わせが生ずるように処理される。

この処理の一例を図２に示す。ピーク電力制御部１２は、一方の送信アンテナ♯０から送信されるシンボルＳ_０のピーク電力（ＰＡＰＲ）よりも、他方の送信アンテナ＃１から送信されるシンボルＳ_０ ^＊のピーク電力が相対的に小さく（又は大きく）なるような処理を行なう。

同様に、ピーク電力制御部１２は、一方のアンテナ♯０から送信されるシンボルＳ_１のピーク電力（ＰＡＰＲ）よりも、他方のアンテナ＃１から送信されるシンボル−Ｓ_１ ^＊のピーク電力が相対的に小さく（大きく）なるような処理を行なう。

つまり、ピーク電力制御部１２は、各送信アンテナ＃０，＃１から送信される、同じ情報をもつ２つのシンボルＳ_０，Ｓ_０ ^＊間のピーク電力に差分が生じるような処理を行なう。この処理は、例えば、異なる送信アンテナ＃０，＃１間の送信シンボルの位相関係を制御することで実現できる。

そして、前記処理後の各送信シンボル（又はシンボルブロック）のピーク電力を送信アンテナ＃０，＃１毎に測定し、その測定結果を基に、各送信アンテナ＃０，＃１についてのＰＡＰＲが最小となるように、各送信アンテナ＃０，＃１の送信信号系列のいずれか一方又は双方の送信電力を制御する。

例えば、一方の送信アンテナ２１からピーク電力測定結果の高いシンボルが送信される際の送信電力を低減し、かつ、他方の送信アンテナ２１からピーク電力測定結果の低いシンボルが送信される際の送信電力を増加する。その際、各送信アンテナ＃０，＃１のピーク電力を揃えるようにするのが好ましい。また、異なる送信アンテナ＃０，＃１から送信される２つのシンボルの組の合計の送信電力が一定となるようにする（つまり、２つの送信シンボルの組の送信電力配分を制御する）とよい。

無線通信システムにおいて、送信信号の多重方式の一例として、周波数の直交性を利用する直交周波数多重方式や、符号（コード）の直交性を利用する直交コード多重方式が知られている。上述のようなピーク電力制御は、例示的に、直交周波数多重方式の場合であれば、送信アンテナ２１別に信号（シンボル）が送信（マッピング）されるサブキャリアの位相係数を制御することで実施することができる。直交コード多重方式の場合であれば、送信アンテナ２１毎に直交コードの位相係数を制御することで実施することができる。

前者についてのピーク電力制御部１２の構成例を図３に、後者についてのピーク電力制御部１２の構成例を図５に、それぞれ例示する。

（直交周波数多重方式の場合）
図３に例示するピーク電力制御部１２は、一方の送信アンテナ＃１から送信される信号（シンボル）について、他方の送信アンテナ＃０から送信される信号に対してピーク電力が異なるように、サブキャリア毎の位相係数を制御する。

そのため、図３に示すピーク電力制御部１２には、例示的に、送信アンテナ＃１から送信されるｎ系列の信号（サブキャリア）毎に位相係数を乗算するための複素乗算器１２２−１〜１２２−ｎが備えられる。また、前記信号（サブキャリア）毎の位相係数を生成する位相係数生成部１２１も備えられる。

前記サブキャリア毎の位相係数の一例は、図３中に示すように、ｅｘｐ（ｊθ１），ｅｘｐ（ｊθ２），…，ｅｘｐ（ｊθｎ）で与えられる。θ１〜θｎの値は、送信機１０から受信機５０への通知情報量の削減の観点から、送信機１０及び受信機５０で既知の値とするのが好ましい。ただし、これに限定されない。

このような構成を具備するピーク電力制御部１２は、送信アンテナ＃０から送信される信号はそのまま多重化部１３−１へ出力する。これに対し、送信アンテナ＃１から送信される信号については、送信アンテナ＃０から送信される信号とはピーク電力が異なるように、サブキャリア毎の位相係数ｅｘｐ（ｊθｉ）が複素乗算器１２２−ｉにて複素乗算されて、多重化部１３−２へ出力される。

この場合、図４に例示するように、送信アンテナ＃０から送信される信号は、そのまま出力されるので、全てのサブキャリアの位相係数が１である場合に相当する。したがって、送信アンテナ＃０から送信される全てのシンボルが１である場合、サブキャリアへマッピングした後の信号を時間領域に変換すると、ピーク電力が最大となる時間区間が現れる。

これに対し、送信アンテナ＃１から送信される信号については、複素乗算器１２２−ｉに与えるサブキャリア毎の位相係数を図４中に例示するように設定しておく。なお、図４では、１６サブキャリアに着目している。これにより、全てのシンボルが１の場合、前記時間区間では、送信アンテナ＃０についての前記ピーク電力に対して最小のピーク電力となる。換言すれば、ピーク電力が最小となるように前記位相係数が設定されている。

なお、図４では、サブキャリアの一部（１６サブキャリア）に着目しているため、送信アンテナ＃０についてのピーク電力が最大（送信アンテナ＃１についてのピーク電力が最小）となる場合以外の時間波形の図示を省略している。他の時間区間において、送信アンテナ＃１についてのピーク電力が最大になる場合、送信アンテナ＃０についてのピーク電力は最小となる。

また、上述した例は、送信アンテナ＃１から送信される信号に対してサブキャリア毎の位相係数制御を行なう例であるが、これとは逆に、送信アンテナ＃０から送信される信号に対してサブキャリア毎の位相係数制御を行なうことも可能である。さらに、各送信アンテナ＃０及び＃１についてのサブキャリアの一部ずつの位相係数を制御することも可能である。

（直交コード多重方式の場合）
一方、図５に例示するピーク電力制御部１２は、一方の送信アンテナ＃１から送信される信号（シンボル）について、他方の送信アンテナ＃０から送信される信号に対してピーク電力が異なるように、直交コード毎の位相係数を制御する。

そのため、図５に示すピーク電力制御部１２には、例示的に、直交コード生成部１２３と、直交コード位相係数生成部１２４と、がそなえられる。また、当該制御部１２には、送信アンテナ＃０から送信されるｎ系列の信号について複素乗算器（直交コード乗算器）１２５−１〜１２５−ｎがそなえられるとともに、送信アンテナ＃１から送信されるｎ系列の信号毎について複素乗算器１２６−１〜１２６−ｎがそなえられる。

直交コード生成部１２３は、送信アンテナ＃０から送信されるｎ系列の信号および送信アンテナ＃１から送信されるｎ系列の信号のそれぞれのための直交コード＃１〜＃ｎを生成する。直交コードの一例としては、ウォルシュ符号やゴールド符号などが挙げられる。

直交コード位相係数生成部１２４は、前記直交コード生成部１２３で生成された各直交コード＃１〜＃ｎに対して、送信アンテナ＃０よりも送信アンテナ＃１から送信される信号のピーク電力が低くなるような位相係数をそれぞれ乗算する。これにより、前記位相係数に応じた位相制御を施された直交コード＃１′〜＃ｎ′が生成される。

複素乗算器１２５−ｉは、それぞれ、送信アンテナ＃０から送信されるｎ系列の信号の１つに、直交コード生成部１２３で生成された直交コード＃ｉを複素乗算して、多重化部１３−１へ出力する。

複素乗算器１２６−ｉは、それぞれ、送信アンテナ＃１から送信されるｎ系列の信号の１つに、直交コード位相係数生成部１２４で生成された、前記位相制御された直交コード＃ｉ′を複素乗算して、多重化部１３−２へ出力する。

図６に、４コード分の直交コード＃１〜＃４に着目した場合のピーク電力制御部１２の動作例を示す。送信アンテナ＃０から送信される信号に乗算する各直交コード＃１〜＃４は、そのまま複素乗算器１２５−ｉに与えられるので、各直交コード＃１〜＃４の位相係数はそれぞれ１に相当する（位相制御無し）。

なお、図６には、例示的に、直交コード＃１〜＃４が、それぞれチップ時間毎に乗算される様子を示している。そして、この例では、１シンボル時間（４チップ時間）において、直交コード＃１は（１，１，１，１）、直交コード＃２は（１，−１，１，−１）、直交コード＃３は（１，１，−１，−１）、直交コード＃４は（１，−１，−１，１）のコードパターンをそれぞれ有している。

これに対し、送信アンテナ＃１から送信される信号に乗じる直交コード＃１′〜＃４′は、例示的に、直交コード位相係数生成部１２４において、直交コード＃１〜＃４に乗じる位相係数をそれぞれ１，１，１，−１に設定することで生成される。したがって、直交コード＃１′〜＃３′は、それぞれ、直交コード＃１〜＃３と同じであり、直交コード＃４′は、直交コード＃４に−１を乗じたコードパターンとなる。つまり、直交コード＃１′は（１，１，１，１）、直交コード＃２′は（１，−１，１，−１）、直交コード＃３′は（１，１，−１，−１）、直交コード＃４′は（−１，１，１，−１）のコードパターンをそれぞれ有している。

ここで、送信アンテナ＃０から送信される信号の全てのシンボルが１である場合、直交コード＃１〜＃４が乗じられた各信号を多重化すると、各信号に対して直交コード＃ｉとして１が他のチップ時間よりも多く乗じられたチップ時間に、最大ピーク電力が現れる。

これに対して、送信アンテナ＃１から送信される信号の全てのシンボルが１である場合、直交コード＃１′〜＃４′が乗じられた各信号を多重化すると、１シンボル時間において直交コード＃ｉとして乗じられる１の数と−１の数とが各信号で平均化される。したがって、送信アンテナ＃１から送信される信号のピーク電力は時間領域において最小となる。換言すれば、最小となるように前記位相係数が設定されている。

なお、図６では、送信アンテナ＃０についてのピーク電力が最大（送信アンテナ＃１についてのピーク電力が最小）となる場合以外の時間波形の図示を省略している。他の時間区間において、送信アンテナ＃１についてのピーク電力が最大になる場合、送信アンテナ＃０についてのピーク電力は最小となる。

また、上述した例は、送信アンテナ＃１から送信される信号に乗算する直交コードの位相（コードパターン）を制御する例であるが、これとは逆に、送信アンテナ＃０から送信される信号に乗算する直交コードの位相を制御してもよい。さらに、各送信アンテナ＃０及び＃１の双方についての直交コードの一部ずつの位相を制御することも可能である。

以上のように、ピーク電力制御部１２にて、各送信アンテナ２１から送信される信号のシンボル毎（又は複数シンボル毎）のピーク電力に、送信アンテナ２１間で差分が生じるように処理を施された信号系列は、対応する多重化部１３−１，１３−２に出力される。

多重化部１３−１，１３−２は、それぞれ、上述したピーク電力制御を受けた、送信アンテナ＃０から送信される信号を多重化（直交周波数多重または直交コード多重）する。

前記多重化された信号は、対応する変調部１４−１，１４−２に出力され、変調部１４−１，１４−２は、それぞれ、多重化部１３−１，１３−２から入力された多重化信号を変調処理する。

（直交周波数多重方式の場合）
ここで、直交周波数多重方式の場合、多重化部１３−１，１３−２及び変調部１４−１，１４−２としての機能は、図７に例示するように、マッパ２２−１，２２−２及びＩＦＦＴ（Inverse Fast Fourier Transformer）２３−１，２３−２によって実現される。また、直交周波数多重方式の場合、遅延回路１７−１，１７−２の前段に、それぞれ、ＣＰ付加部２４−１，２４−２がそなえられる場合がある。

マッパ２２−１は、ＳＴＣエンコーダ１１−ｉでそれぞれ得られた２系統のＳＴＣシンボル系列の一方のｎ系列を入力とし、各入力シンボル系列を送信アンテナ＃０から送信される所定のサブキャリアにマッピングする。

マッパ２２−２は、前記ＳＴＣシンボル系列の他方のｎ系列に対してそれぞれ複素乗算器１２２−ｉにて前記位相係数が乗じられた信号を入力とし、各入力シンボル系列を送信アンテナ＃１から送信される所定のサブキャリアにマッピングする。

ＩＦＦＴ２３−１及び２３−２は、それぞれ、対応するマッパ２２−１，２２−２から入力される周波数領域の送信信号をＩＦＦＴ処理して時間領域の信号に変換する。ＩＦＦＴ処理後の時間領域の送信信号は、ＣＰ付加部２４−１，２４−２に入力されるとともに、Ｓ／Ｐ変換器１５−１，１５−２に入力される。

ＣＰ付加部２４−１及び２４−２は、それぞれ、対応するＩＦＦＴ２３−１，２３−２により得られた時間領域の送信信号に、遅延波によるマルチパス干渉の低減を目的として、サイクリックプレフィクス〔ＣＰ（ガードインターバルとも呼ばれる）〕を付加する。ＣＰを付加された送信信号は、それぞれ遅延回路１７−１，１７−２に入力される。

（直交コード多重方式の場合）
一方、直交周波数多重方式の場合、多重化部１３−１，１３−２及び変調部１４−１，１４−２としての機能は、図９に例示するように、加算器２５−１，２５−２、拡散コード乗算器２６−１，２６−２及び拡散コード生成部２７を含むブロックとして実現される。

加算器２５−１は、図５に例示した複素乗算器１２５−ｉの出力を加算して多重化する。加算器２５−２は、図５に例示した複素乗算器１２６−ｉの出力を加算して多重化する。

拡散コード生成部２７は、所定の拡散コードを生成し、拡散コード乗算器（拡散器）２６−１，２６−２は、それぞれ、対応する加算器２５−１，２５−２の出力に前記拡散コードを乗算して、送信信号の拡散処理を行なう。拡散処理された送信信号のそれぞれは、対応する遅延回路１７−１，１７−２に入力されるとともに、対応するＳ／Ｐ変換器１５−１，１５−２に入力される。

Ｓ／Ｐ変換器１５−１は、変調部１４−１で前記変調処理を受けた送信信号（変調信号）をＳ／Ｐ変換してシンボル毎に分離する。同様に、Ｓ／Ｐ変換器１５−２は、変調部１４−２で前記変調処理を受けた送信信号（変調信号）をＳ／Ｐ変換してシンボル毎に分離する。各Ｓ／Ｐ変換器１５−１，１５−２で得られた信号は、ピーク電力測定部１６に入力される。

ピーク電力測定部１６は、各Ｓ／Ｐ変換器１５−１，１５−２から入力された変調信号のシンボル（複数シンボル）毎のピーク電力を測定する。その測定結果は、制御量演算部１８に与えられる。

制御量演算部１８は、ピーク電力測定部１６で得られた、シンボル（又は複数シンボル）毎のピーク電力の測定値に基づいて、電力制御部１９−１，１９−２にそれぞれ与える送信電力制御値を演算により求める。この送信電力制御値は、例えば、各送信アンテナ＃０及び＃１から送信される信号のピーク電力が同じで最小となる値として求めるのが好ましい。また、各送信アンテナ＃０，＃１から送信される２つのシンボルの合計の電力を一定にする値として求めることもできる。

電力制御部１９−１，１９−２は、それぞれ、例えば利得可変増幅器であり、制御量演算部１８で求められた送信電力制御値（利得制御値）に基づいて、送信信号（変調信号）のシンボル（又は複数シンボル）毎の送信電力制御を行なう。

例えば、直交周波数多重方式の場合、図８に例示するように、シンボルＳ_０を送信アンテナ＃０から送信する時刻ｔ＝０では、送信アンテナ＃０の送信電力を低減し、シンボルＳ_０ ^＊を送信アンテナ＃１から送信する時刻ｔ＝１では、送信アンテナ＃１の送信電力を増加（又は維持）する。

一方、直交コード多重方式の場合、図１０に例示するように、シンボルＳ_０を送信アンテナ＃０から送信する時刻ｔ＝０では、送信アンテナ＃０の送信電力を低減し、シンボルＳ_０ ^＊を送信アンテナ＃１から送信する時刻ｔ＝１では、送信アンテナ＃１の送信電力を増加（又は維持）する。

このような送信電力制御により、各送信アンテナ＃０，＃１のピーク電力を最小にすることができる。また、各送信アンテナ＃０，＃１の送信電力を同じにすることもできる。その際、各送信アンテナ＃０，＃１から送信される２つのシンボル（又はシンボルブロック）の合計の送信電力を一定にすることもできる。

なお、遅延回路１７−１，１７−２は、それぞれ、前記ピーク電力測定及び制御量演算に要する時間に応じて、電力制御部１９−１，１９−２への入力信号を遅延する。これにより、適切なタイミングで送信信号（シンボル）に対する電力制御を実施することが可能となる。

前記送信電力制御を受けた送信信号は、対応する送信部２０−１，２０−２にて、無線周波数への変換（アップコンバージョン）などの所定の無線送信処理を施された後、対応する送信アンテナ２１−１，２１−２から受信機５０に向けて送信される。

以上のように、本例の送信機１０では、送信ストリーム＃ｉを時空間符号化する。そして、一方の送信アンテナ２１から送信されるシンボル系列と、他方の送信アンテナ２１から送信されるシンボル系列との間に、ピーク電力差が生じさせる処理（位相制御）を、シンボル（又はシンボルブロック）単位で施す。

そして、シンボル（又はシンボルブロック）単位のピーク電力を測定し、その測定結果に応じて個々の送信アンテナ２１の送信電力を、各送信アンテナ２１のピーク電力が最小となるように、シンボル（又は複数シンボル）単位で制御することができる。

したがって、クリッピングフィルタ法のような非線形処理を適用しなくても、また、周波数領域インターリーブ法やＰＴＳ法のように受信側に通知すべき情報を増加させずに、送信ダイバーシティ通信のピーク電力（ＰＡＰＲ）を低減することが可能である。結果として、例えば送信アンプの一例としての送信部２０−１，２０−２内の送信アンプに要求される増幅特性を緩和することが可能となり、送信アンプを効率良く使用することが可能となる。また、送信アンプの小型化、消費電力の低減を図ることも可能である。

（１．２）受信機
（直交周波数多重方式の場合）
図１１は、第１実施形態に係る受信機５０の構成例を示すブロック図である。この図１１に示す受信機５０の構成は、直交周波数多重方式の場合の構成であり、例示的に、受信アンテナ５１と、受信部５２と、タイミング同期部５３と、ＣＰ除去部５４と、ＦＦＴ（Fast Fourier Transformer）５５と、をそなえる。また、この受信機５０は、伝搬路推定部５６−１，５６−２と、伝搬路補償部５７−１，５７−２と、遅延回路５８−１，５８−２と、加算器５９−１と、減算器５９−２と、識別部（判定部）６０−１，６０−２と、パラレル／シリアル（Ｐ／Ｓ）変換器６１と、をそなえる。

受信アンテナ５１で受信された無線信号は、受信部５２において、低雑音増幅、周波数変換（ダウンコンバージョン）などの所定の無線受信処理を受けて、ベースバンド信号に変換される。なお、受信信号（r0，r1）は、例えば前記の式（１）で表される。

ベースバンド信号に変換された受信信号は、タイミング同期部５３とＣＰ除去部５４とに入力される。タイミング同期部５３では、受信部５２から入力される受信信号のＯＦＤＭシンボルタイミングを検出し、同期確立を行なう。検出した前記シンボルタイミングは、ＣＰ除去部５４とＦＦＴ５５とに与えられる。

ＣＰ除去部５４は、前記シンボルタイミングに基づいて、受信信号のＣＰを除去し、ＦＦＴ５５は、前記シンボルタイミングに基づいて、前記ＣＰ除去後の受信信号をＦＦＴ処理して、周波数領域の信号に変換する。当該周波数領域の信号は、伝搬路推定部５６−１，５６−２，伝搬路補償部５７−１，５７−２にそれぞれ入力される。

伝搬路推定部５６−１，５６−２、伝搬路補償部５７−１，５７−２、遅延回路５８−１，５８−２、加算器５９−１及び減算器５９−２は、受信信号のＳＴＣ復号処理を行なう。

伝搬路推定部５６−１は、前記周波数領域の受信信号に含まれる、一方の送信アンテナ＃０に割り当てられたサブキャリアで送信された既知の受信信号（パイロット信号）を基に、送信アンテナ＃０から受信アンテナ５１に至る無線伝搬路（チャネル）値h0を推定する。

同様に、伝搬路推定部５６−２は、前記周波数領域の受信信号に含まれる、他方の送信アンテナ＃１に割り当てられたサブキャリアで送信された既知の受信信号（パイロット信号）を基に、送信アンテナ＃１から受信アンテナ５１に至る無線伝搬路（チャネル）値h1を推定する。

伝搬路補償部５７−１，５７−２は、それぞれ、対応する伝搬路推定部５６−１，５６−２で推定されたチャネル推定値h0，h1を基に、受信信号の伝搬路補償を行なう。例えば、送信機１０におけるピーク電力制御部１２の構成が図３に例示した構成である場合、図１２に例示するように、伝搬路補償部５７−１は、複素乗算器５７１−１にて、受信信号（r0，r1）にチャネル推定値h0を複素乗算することにより、受信信号が送信アンテナ＃０から受信アンテナ５１に至る無線伝搬路から受けた歪み（位相、振幅）の補償を行なう。これにより、送信アンテナ＃０から送信された信号成分が検出（分離）される。その２シンボル時間の受信信号（シンボル）は、h0^＊×r0，h0^＊×r1とそれぞれ表すことができる。

一方、伝搬路補償部５７−２は、複素乗算器５７２−１と、サブキャリア位相設定部５７２−２と、複素乗算器５７２−３と、をそなえる。サブキャリア位相設定部５７２−２は、送信機１０における位相係数生成部１２１によるサブキャリア毎の位相係数設定と同じ設定がなされる。

したがって、複素乗算器（位相補正部）５７２−３は、伝搬路推定部５６−２で得られたチャネル推定値h1に、サブキャリア位相設定部５７２−２から与えられる位相係数exp（ｊθｉ）を複素乗算する。これにより、送信機１０でのピーク電力制御（位相制御）に応じた位相制御がチャネル推定値h1に対して施され、送信機１０での前記位相制御に応じてチャネル推定値h1が補正される。

複素乗算器５７２−１は、この補正されたチャネル推定値h1を受信信号（r0，r1）に複素乗算することにより、受信信号が送信アンテナ＃１から受信アンテナ５１に至る無線伝搬路から受けた歪み（位相、振幅）の補償を行なう。これにより、送信アンテナ＃０から送信された信号成分が検出（分離）される。その２シンボル時間の受信信号（シンボル）は、h1×r0^＊，h1×r1^＊とそれぞれ表すことができる。

伝搬路補償部５７−１で伝搬路補償された受信信号は、遅延回路５８−１にて１シンボル時間の遅延を受けて加算器５９−１に入力されるとともに、減算器５９−２へ前記遅延を受けずに入力される。

一方、伝搬路補償部５７−２で伝搬路補償された受信信号は、遅延回路５８−２にて１シンボル時間の遅延を受けて減算器５９−２に入力されるとともに、加算器５９−１へ前記遅延を受けずに入力される。

したがって、加算器５９−１は、伝搬路補償部５７−２で得られた受信信号と、伝搬路補償部５７−１で得られた１シンボル時間前の受信信号と、を加算する。一方、減算器５９−２は、伝搬路補償部５７−１で得られた受信信号から、伝搬路補償部５７−２で得られた１シンボル時間前の受信信号を減算する。

以上の結果、加算器５９−１の出力には、h0^＊×r0＋h1×r1^＊で表される信号が得られ、減算器５９−２の出力には、h0^＊×r1−h1×r0^＊で表される信号が得られる。前者の信号は、ＳＴＣ符号の一方の信号系列に相当する信号成分を有し、後者の信号は、ＳＴＣ符号の他方の信号系列に相当する信号成分を有する。

これらの信号は、それぞれ識別部６０−１，６０−２にて識別（受信データ判定）されて、Ｐ／Ｓ変換器６１にて、シリアル信号に変換されて、受信データとして出力される。その際、送信ＳＴＣ符号の各信号系列の信号成分を含む信号が合成されるから、送信ダイバーシティ利得が得られる。

つまり、加算器５９−１，減算器５９−２，識別部６０−１，６０−２およびＰ／Ｓ変換器６１を含むブロックは、前記伝搬路補償された各受信信号系列を加算及び減算して復号する復号処理部の一例として用いられる。この点は、特に断らない限りにおいて、以降も同様である。

（直交コード多重方式の場合）
図１３は、第１実施形態に係る受信機５０の構成例を示すブロック図であり、直交コード多重方式の場合の構成を例示する。この図１３に示す受信機５０は、例示的に、受信アンテナ５１と、受信部５２と、サーチャ５３ａと、フィンガ部５４ａと、レプリカ直交コード生成部５５−１と、コード多重分離部５５−２と、をそなえる。また、この受信機５０は、伝搬路推定部５６−１，５６−２と、伝搬路補償部５７−１，５７−２と、遅延回路５８−１，５８−２と、加算器５９−１と、減算器５９−２と、識別部（判定部）６０−１，６０−２と、パラレル／シリアル（Ｐ／Ｓ）変換器６１と、をそなえる。

受信アンテナ５１で受信された無線信号は、受信部５２において、低雑音増幅、周波数変換（ダウンコンバージョン）などの所定の無線受信処理を受けて、ベースバンド信号に変換される。なお、受信信号（r0，r1）は、例えば前記の式（１）で表される。

ベースバンド信号に変換された受信信号は、サーチャ５３ａとフィンガ部５４ａとに入力される。

サーチャ５３ａは、受信信号の遅延プロファイルを測定して相関電力の大きいパスのタイミング（ＣＤＭＡシンボルのシンボルタイミング）を検出する。検出したタイミング信号は、フィンガ部５４ａでの逆拡散タイミングとして用いられる。相関電力の検出には、マッチドフィルタなどを用いることができる。

フィンガ部５４ａは、サーチャ５３ａで検出された前記タイミング信号に基づいて、受信信号の逆拡散処理を行なう。

レプリカ直交コード生成部５５−１は、送信機１０で用いられた直交コードのレプリカを生成する。

コード多重分離部５５−２は、前記直交コードのレプリカを用いて、フィンガ部５４ａで逆拡散処理された信号を直交コード毎の受信信号に分離する。分離された直交コード毎の受信信号は、伝搬路推定部５６−１，５６−２，伝搬路補償部５７−１，５７−２にそれぞれ入力される。

伝搬路推定部５６−１，５６−２は、直交コード毎に分離された受信信号から、送信機１０において送信アンテナ＃０，＃１毎に割り当てられた直交コードのパイロット信号を用いて、送信アンテナ＃０，＃１と受信アンテナ５１との間の各無線伝搬路のチャネル値h0及びh1を推定する。

伝搬路補償部５７−１，５７−２、遅延回路５８−１，５８−２、加算器５９−１及び減算器５９−２は、受信信号のＳＴＣ復号処理を行なう。

すなわち、伝搬路補償部５７−１，５７−２は、それぞれ、対応する伝搬路推定部５６−１，５６−２で推定されたチャネル推定値h0，h1を基に、受信信号の伝搬路補償を行なう。

例えば、送信機１０におけるピーク電力制御部１２の構成が図５に例示した構成である場合、図１４に例示するように、伝搬路補償部５７−１は、複素乗算器５７１−１にて、受信信号（r0，r1）にチャネル推定値h0を複素乗算することにより、受信信号が送信アンテナ＃０から受信アンテナ５１に至る無線伝搬路から受けた歪み（位相、振幅）の補償を行なう。これにより、送信アンテナ＃０から送信された信号成分が検出（分離）される。その２シンボル時間の受信信号（シンボル）は、h0^＊×r0，h0^＊×r1とそれぞれ表すことができる。

一方、伝搬路補償部５７−２は、複素乗算器５７２−１と、複素乗算器５７２−３と、コード位相設定部５７２−４と、をそなえる。コード位相設定部５７２−４には、送信機１０における直交コード位相係数生成部１２４による直交コード毎の位相係数設定と同じ設定がなされる。

したがって、複素乗算器（位相補正部）５７２−３は、伝搬路推定部５６−２で得られたチャネル推定値h1に、コード位相設定部５７２−４から与えられる位相係数を複素乗算する。これにより、送信機１０でのピーク電力制御（位相制御）に応じた位相制御がチャネル推定値h1に対して施され、送信機１０での前記位相制御に応じてチャネル推定値h1が補正される。

複素乗算器５７２−１は、この補正されたチャネル推定値h1を受信信号（r0，r1）に複素乗算することにより、受信信号が伝搬路から受けた歪み（位相、振幅）の補償を行なう。これにより、送信アンテナ＃１から送信された信号成分が検出（分離）される。その２シンボル時間の受信信号（シンボル）は、h1×r0^＊，h1×r1^＊と表すことができる。

伝搬路補償部５７−１で伝搬路補償された受信信号は、遅延回路５８−１にて１シンボル時間の遅延を受けて加算器５９−１に入力されるとともに、減算器５９−２へ前記遅延を受けずに入力される。

一方、伝搬路補償部５７−２で伝搬路補償された受信信号は、遅延回路５８−２にて１シンボル時間の遅延を受けて減算器５９−２に入力されるとともに、加算器５９−１へ前記遅延を受けずに入力される。

したがって、加算器５９−１は、伝搬路補償部５７−２で得られた受信信号と、伝搬路補償部５７−１で得られた１シンボル時間前の受信信号と、を加算する。一方、減算器５９−２は、伝搬路補償部５７−１で得られた受信信号から、伝搬路補償部５７−２で得られた１シンボル時間前の受信信号を減算する。

以上の結果、加算器５９−１の出力には、h0^＊×r0＋h1×r1^＊で表される信号が得られ、減算器５９−２の出力には、h0^＊×r1−h1×r0^＊で表される信号が得られる。前者の信号は、ＳＴＣ符号の一方の信号系列に相当する信号成分を有し、後者の信号は、ＳＴＣ符号の他方の信号系列に相当する信号成分を有する。

これらの信号は、それぞれ識別部６０−１，６０−２にて識別（受信データ判定）されて、Ｐ／Ｓ変換器６１にて、シリアル信号に変換されて、受信データとして出力される。その際、送信ＳＴＣ符号の各信号系列の信号成分を含む信号が合成されるから、送信ダイバーシティ利得が得られる。

〔２〕第２実施形態
送信機１０において送信アンテナ＃０，＃１毎に送信電力を独立に制御すると、送信アンテナ＃０から送信されるシンボルと、送信アンテナ＃１から送信されるシンボルとの間の直交関係（直交度）が崩れるおそれがある。本例では、かかる直交度の劣化を防ぐことを可能にする送信電力制御について説明する。

各送信ストリーム＃１〜＃ｎに共通で、送信アンテナ＃ｍ（ｍ＝０，１）から送信されるシンボル番号ｙのシンボルの電力制御値（制御量）をkymと表すとすると、受信機５０での受信信号r0，r1はそれぞれ下記の式（３）及び式（４）で表すことができる。

これらの式（３）及び式（４）は、それぞれ下記の式（５）及び式（６）に示すように変形することができる。

ここで、下記の式（７）を満たすならば、下記の（８）及び（９）式が成立し、直交度の劣化を生じないことが分かる。

そこで、本例において、制御量演算部１８は、k00・k11＝k01・k10の関係を満足するように、電力制御部１９−１，１９−２に与える各電力制御値を求める。求めた電力制御値は、受信機５０に通知することができる。この通知を受けた受信機５０は、通知された電力制御値を基に例えばチャネル推定値の補正などを含む適切な復調、復号処理を実施することができる。この通知は、周期的に受信機５０へ送信するパイロット信号のパターンを変えることによって行なうこともできるし、制御チャネルなどの所定のチャネルを用いて行なうこともできる。

通知方法の一例を図１６に示す。この図１６は、ＯＦＤＭフレームにおいて、送信アンテナ＃０，＃１毎のパイロット信号＃０，＃１と、前記各電力制御値とを、異なるサブキャリアのＯＦＤＭシンボルに挿入する様子を例示している。

（送信機構成）
そのため、本例の送信機１０は、例えば図１５に示すように、遅延回路１７−１（１７−２）と、電力制御部１９−１（１９−２）との間に、パイロット信号＃０，＃１と各電力制御値とを図１６に例示するごとくＯＦＤＭフレーム内の所定のＯＦＤＭシンボル（サブキャリア）に挿入するパイロット／電力制御値挿入部２７−１（２７−２）をそなえる。

つまり、パイロット／電力制御値挿入部２７−１，２７−２は、前記直交関係を維持する所定の条件を満たす送信電力の電力制御量を、受信機５０に通知する送信電力制御量通知部の一例として用いられる。

なお、パイロット信号＃０，＃１及び各電力制御値のＯＦＤＭフレームに対する挿入ルールは、送信機１０と受信機５０との間で既知とする。

（受信機構成）
一方、受信機５０では、図１７に例示するように、伝搬路補償部５７−１，５７−２にて、それぞれ既述のとおりチャネル推定値h0，h1を用いて受信信号の伝搬路補償（復調）を行なうが、前記電力制御値が挿入されたシンボル（サブキャリア）を復調した場合は、その電力制御値を制御量記憶部６２−１，６２−２に記憶しておく。

例えば、シンボルＳ_０，Ｓ_１についての電力制御値k00，k10は、それぞれ制御量記憶部６２−１に記憶され、シンボル−Ｓ_１ ^＊，Ｓ_０ ^＊についての電力制御値k11，k01は、それぞれ制御量記憶部６２−２に記憶される。

そして、データがマッピングされているシンボル（サブキャリア）については、制御量記憶部６２−１，６２−２に記憶された電力制御値を用いてＳＴＣ復号処理を行なう。

例えば、伝搬路補償部５７−１で復調された受信信号（r0，r1）は、複素乗算器６３−１にて電力制御値k00，k10と乗算される。その乗算結果である信号は、h0^＊×k00×r0，h0^＊×k10×r1と表すことができる。

一方、伝搬路補償部５７−２で復調された受信信号（r0，r1）は、複素乗算器６３−２にて電力制御値k11，k01と乗算される。その乗算結果である信号は、h1^＊×k11×r0^＊，h1^＊×k01×r1^＊と表すことができる。

つまり、複素乗算器６３−１，６３−２は、送信機１０で前記直交関係が維持されるよう送信アンテナ２１毎の送信電力が制御された場合の電力制御量に応じて、前記伝搬路補償を受けて分離された各信号系列の電力を補正する電力補正部の一例である。

そして、複素乗算器６３−１で得られた受信信号は、遅延回路５８−１にて１シンボル時間の遅延を受けて加算器５９−１に入力されるとともに、減算器５９−２へ前記遅延を受けずに入力される。

一方、複素乗算器６３−２で得られた受信信号は、遅延回路５８−２にて１シンボル時間の遅延を受けて減算器５９−２に入力されるとともに、加算器５９−１へ前記遅延を受けずに入力される。

したがって、加算器５９−１は、複素乗算器６３−２で得られた受信信号と、複素乗算器６３−１で得られた１シンボル時間前の受信信号と、を加算する。一方、減算器５９−２は、複素乗算器６３−１で得られた受信信号から、複素乗算器６３−２で得られた１シンボル時間前の受信信号を減算する。

以上の結果、加算器５９−１の出力には、h0^＊×k00×r0＋h1×k11×r0^＊で表される信号が得られ、減算器５９−２の出力には、h0^＊×k10×r1−h1×k01×r1^＊で表される信号が得られる。

前者の信号は、ＳＴＣ符号の一方の信号系列に相当する信号成分を有し、後者の信号は、ＳＴＣ符号の他方の信号系列に相当する信号成分を有する。そして、両信号成分は、互いの直交関係が維持されるように送信アンテナ＃０，＃１毎に送信電力制御を受けた信号成分である。

これらの信号は、それぞれ識別部６０−１，６０−２にて識別（受信データ判定）されて、Ｐ／Ｓ変換器６１にて、シリアル信号に変換されて、受信データとして出力される。その際、送信ＳＴＣ符号の各信号系列の信号成分を含む信号が前記直交関係の保たれた状態で合成されるから、良好な送信ダイバーシティ利得が得られる。

なお、送信機１０は、データシンボルＳ_０，Ｓ_１，−Ｓ_１ ^＊，Ｓ_０ ^＊が送信されるタイミングの各ＯＦＤＭシンボル（いずれかのサブキャリア）にパイロット信号を内挿してもよい。

この場合に、送信機１０において、前記パイロット信号の送信電力も前記データシンボルと同等に電力制御されていれば、受信機５０は、受信パイロット信号を基にh0^＊×k00，h1×k11，h0^＊×k10，h1×k01の各情報を取得することができる。

したがって、上述のごとく電力制御値を送信機１０から受信機５０へ個別に通知しなくても、受信機５０は、図１１及び図１２に例示した構成で、受信信号を適切に復調、復号することが可能である。

〔３〕第３実施形態
上述したように、送信機１０において、送信アンテナ＃０，＃１から送信されるシンボルの直交度が劣化しないように電力制御値を演算した場合、送信シンボルのピーク電力の大小関係によってはＰＡＰＲの改善度が低下するおそれがある。そこで、本例では、前記直交度を保ちながらＰＡＰＲの低減を行なうことについて説明する。

直交度は、既述のように電力制御値に関して前記の式（７）で表される条件〔k00・k11＝k01・k10（∴k00／k01＝k10／k11）〕を満たすことにより、劣化しない。
この条件を満たさない場合、送信機１０は、当該条件を満たすように送信シンボルの入れ換え処理を行ない、ＰＡＰＲの低減を行なう。

図１９に、送信シンボルの入れ換え処理が不要な場合の例を示す。この図１９には、送信アンテナ＃０から送信されるシンボルＳ_０，Ｓ_１のピーク電力が「大（小），大（小）」であり、かつ、送信アンテナ＃１から送信されるシンボル−Ｓ_１ ^＊，Ｓ_０ ^＊のピーク電力が「小（大），小（大）」の関係にある場合を例示している。この場合は、前記直交度の条件式（７）を満たすことができるから、制御量演算部１８は、式（７）を満たし、かつ、ピーク電力が最小となる電力制御値k00，k01，k10，k11を求める。

一方、図２０に、送信シンボルの入れ換え処理を行なう場合の例を示す。この図２０には、信アンテナ＃０から送信されるシンボルＳ_０，Ｓ_１のピーク電力が「大（小），小（大）」であり、かつ、送信アンテナ＃１から送信されるシンボル−Ｓ_１ ^＊，Ｓ_０ ^＊のピーク電力が「大（小），小（大）」の関係にある場合を例示している。この場合は、前記直交度の条件式（７）を満たすことができない。

そこで、送信機１０は、送信アンテナ＃０，＃１間で送信シンボルの入れ換え処理を行なった上で、制御量演算部１８において、上記条件式（７）を満たし、かつ、ピーク電力が最小となる電力制御値k00，k01，k10，k11を求める。なお、図２０に示す例では、送信アンテナ＃０から送信されるシンボルＳ_１と、送信アンテナ＃１から送信されるシンボル−Ｓ_１ ^＊との入れ替えが行なわれている。

送信機１０は、このようなシンボル入れ替え処理を行なった場合、その旨を受信機５０に通知することができる。この通知も、周期的に受信機５０へ送信するパイロット信号のパターンを変えることによって行なうこともできるし、制御チャネルなどの所定のチャネルの信号を用いて行なうこともできる。

パイロット信号を用いる場合の通知方法の一例を図２１に示す。この図２１には、第１及び第２のＯＦＤＭシンボルについては、前記シンボル入れ換え処理を施されておらず、第３及び第４のＯＦＤＭシンボルについて、前記シンボル入れ換え処理を施されている様子を例示している。

送信機１０は、各ＯＦＤＭシンボルの送信タイミングにおいて、それぞれ送信アンテナ＃０，＃１毎のパイロット信号＃０，＃１を挿入する。その際に、送信機１０は、前記シンボル入れ替え処理を施したＯＦＤＭシンボルについてのパイロット信号＃０又は＃１のパターンを変える。例えば、極性（パイロットパターン）を反転させる。

これにより、受信機５０は、後述するように、受信パイロット信号＃０，＃１のパターン（例えば、極性）を監視することで、前記シンボル入れ替え処理の有無を検出して、適切な受信処理を実施することが可能となる。

（送信機構成）
以上の処理を実現する送信機１０の構成例を図１８に示す。この図１８に例示する送信機１０は、電力制御部１９−１（１９−２）と、送信部２０−１（２０−２）との間に、シンボル入れ替え部２８と、パイロット挿入部２９−１（２９−２）と、がそなえられる。

シンボル入れ替え部２８は、電力制御部１９−１，１９−２の出力信号について、前記のシンボル入れ替え処理を選択的に実施する。シンボル入れ替え処理の要否は、例えばピーク電力測定部１６による測定結果を基に制御量演算部１８にて判定することができる。
例示的に、シンボル入れ替え部２８は、送信アンテナ＃０に対応するＳ／Ｐ変換器２８１−１及びＰ／Ｓ変換器２８２−１と、送信アンテナ＃１に対応するＳ／Ｐ変換器２８１−２及びＰ／Ｓ変換器２８２−２と、スイッチ部（ＳＷ）２８３と、をそなえる。

Ｓ／Ｐ変換器２８１−１（２８１−２）は、送信電力制御部１９−１（１９−２）の出力信号をＳ／Ｐ変換して、送信シンボルＳ_０，Ｓ_１の一方（例えばＳ_０）をＰ／Ｓ変換器２８２−１（２８２−２）へ出力するとともに、他方（例えばＳ_１）をスイッチ部２８３に入力する。

スイッチ部２８３は、制御量演算部１８からのシンボル入れ替え処理の要否の判定結果に応じて、一方の送信アンテナ＃０（＃１）に対応するＳ／Ｐ変換器２８１−１（２８１−２）から入力されるシンボルを他方の送信アンテナ＃１（＃０）に対応するＰ／Ｓ変換器２８２−２（２８２−１）又は同じ送信アンテナ＃０に対応するＰ／Ｓ変換器２８２−１（２８２−２）へ出力する。

Ｐ／Ｓ変換器２８２−１は、Ｓ／Ｐ変換器２８１−１からの入力信号（例えばＳ_０）と、スイッチ部２８３からの入力信号（シンボル入れ替え無しの場合はＳ_１、シンボル入れ替え有りの場合は−Ｓ_１ ^＊）とをＰ／Ｓ変換する。

同様に、Ｐ／Ｓ変換器２８２−２は、Ｓ／Ｐ変換器２８１−２からの入力信号（例えばＳ_０ ^＊）と、スイッチ部２８３からの入力信号（シンボル入れ替え無しの場合は−Ｓ_１ ^＊、シンボル入れ替え有りの場合はＳ_１）とをＰ／Ｓ変換する。

以上のようにして、送信アンテナ＃０，＃１間の前記送信シンボルのシンボル入れ替え処理が可能となる。

パイロット挿入部（信号入れ替え情報通知部）２９−１，２９−２は、それぞれ、前記Ｐ／Ｓ変換後の送信信号に対して、図２１に例示したように、送信アンテナ＃０，＃１毎のパイロット信号を前記シンボル入れ替え処理の有無に応じたパターン（極性）で挿入する。挿入するパイロット信号の極性は、例示的に、制御量演算部１８の演算結果を基に制御される。これにより、前記シンボル入れ替え処理の有無を受信機５０に通知することができる。

以上のように、送信アンテナ＃０，＃１間の送信シンボルのピーク電力の関係に応じて、送信シンボルのシンボル入れ換え処理を行なうことで、直交度の劣化を防ぎながらＰＡＰＲの改善を図ることが可能となる。

なお、送信機１０から受信機５０への電力制御値k00，k01，k10，k11の通知は、第２実施形態と同様にして実施することが可能である。

（受信機構成）
一方、受信機５０は、例えば図２２に示すような構成を有する。この図２２に例示する受信機５０は、ＦＦＴ５５によるＦＦＴ処理後の受信信号からパイロット信号を検出するパイロット検出部６４をそなえる。このパイロット検出部６４で検出された各送信アンテナ＃０，＃１のパイロット信号のパターン（極性）から、送信機１０において前記シンボル入れ替え処理がなされたか否か（シンボル入れ替え処理の有無）が検出できる。

そして、その検出結果（シンボル入れ替え処理の有無）に応じて、伝搬路補償部５７−１，５７−２での演算処理が制御される。その一例を次表１に示す。

この表１に例示するように、シンボル入れ替え処理無しの場合、伝搬路補償部５７−１は、受信信号r0，r1と、伝搬路推定部５６−１で得られたチャネル推定値h0とを用いて、h0^＊×r0，h0^＊×r1で表される演算を行なって、伝搬路補償を行なう。

同様に、伝搬路補償部５７−２は、受信信号r0，r1と、伝搬路推定部５６−２で得られたチャネル推定値h1とを用いて、h1×r0^＊，h1×r1^＊で表される演算を行なって、伝搬路補償を行なう。

これに対し、シンボル入れ替え有りの場合、伝搬路補償部５７−１は、受信信号r0，r1と、伝搬路推定部５６−１で得られたチャネル推定値h0とを用いて、h0^＊×r0，h0×r1^＊で表される演算を行なって、伝搬路補償を行なう。

同様に、伝搬路補償部５７−２は、受信信号r0，r1と、伝搬路推定部５６−２で得られたチャネル推定値h1とを用いて、h1^＊×r0，h1×r1^＊で表される演算を行なって、伝搬路補償を行なう。

このようにして、本例の伝搬路補償部５７−１，５７−２は、送信機１０で前記シンボル入れ替え処理がなされている場合には、その受信シンボルに対して入れ替え前の状態に戻した上で伝搬路補償を行なうことに相当する演算処理を実施する。換言すれば、伝搬路補償部５７−１，５７−２は、前記シンボル入れ替えが送信機１０においてなされたか否かに応じて、伝搬路補償の対象とする受信信号を入れ替え制御する。
そして、伝搬路補償部５７−１で伝搬路補償された受信信号は、遅延回路５８−１にて１シンボル時間の遅延を受けて加算器５９−１に入力されるとともに、減算器５９−２へ前記遅延を受けずに入力される。

一方、伝搬路補償部５７−２で伝搬路補償された受信信号は、遅延回路５８−２にて１シンボル時間の遅延を受けて減算器５９−２に入力されるとともに、加算器５９−１へ前記遅延を受けずに入力される。

したがって、加算器５９−１は、伝搬路補償部５７−２で得られた受信信号と、伝搬路補償部５７−１で得られた１シンボル時間前の受信信号と、を加算する。一方、減算器５９−２は、伝搬路補償部５７−１で得られた受信信号から、伝搬路補償部５７−２で得られた１シンボル時間前の受信信号を減算する。

加算器５９−１の出力信号は、ＳＴＣ符号の一方の信号系列に相当する信号成分を有し、減算器５９−２の出力信号は、ＳＴＣ符号の他方の信号系列に相当する信号成分を有する。両信号成分は、互いの直交関係が維持されるように送信アンテナ＃０，＃１毎に送信電力制御を受けた信号成分である。ただし、図２２において、電力制御値k00，k01，k10，k11の演算処理については省略している（第２実施形態と同様でよい）。

これらの信号は、それぞれ識別部６０−１，６０−２にて識別（受信データ判定）されて、Ｐ／Ｓ変換器６１にて、シリアル信号に変換されて、受信データとして出力される。その際、送信ＳＴＣ符号の各信号系列の信号成分を含む信号が前記直交関係の保たれた状態で合成されるから、良好な送信ダイバーシティ利得が得られる。

〔４〕第４実施形態
図２３は、第４実施形態に係る無線通信システムの構成例を示すブロック図である。この図２３は、Space Frequency Block Code（ＳＦＢＣ、空間周波数ブロック符号化）のＯＦＤＭ送信機に前記ピーク電力制御を適用する場合の構成を例示している。

（送信機構成）
そのため、本例の送信機１０は、ピーク電力制御部１２の一例として、位相係数生成部１２１と、ｎ個のＳ／Ｐ変換器１２７−１〜１２７−ｎと、ｎ個のＳ／Ｐ変換器１２８−１〜１２８−ｎと、ｎ個の複素乗算器１２９−１−１〜１２９−ｎ−１と、ｎ個の複素乗算器１２９−１−２〜１２９−ｎ−２と、をそなえる。また、本例の送信機１０は、送信アンテナ＃０，＃１のそれぞれに対応するマッパ２２ａ−１，２２ａ−２もそなえる。なお、図２３において、その他の既述の符号と同一符号を付した要素は、特に断らない限り、既述の要素と同一若しくは同様の要素である。

本例のピーク電力制御部１２において、Ｓ／Ｐ変換器１２７−ｉは、それぞれ、ＳＴＣエンコーダ１１−１〜１１−ｎでそれぞれ得られた２つの送信シンボル系列（Ｓ_０，Ｓ_１と−Ｓ_１ ^＊，Ｓ_０ ^＊）の一方（例えば、Ｓ_０，Ｓ_１）を入力とし、当該シンボル系列Ｓ_０，Ｓ_１をパラレル信号に変換する。

Ｓ／Ｐ変換器１２８−ｉは、それぞれ、ＳＴＣエンコーダ１１−１〜１１−ｎでそれぞれ得られた２つの送信シンボル系列（Ｓ_０，Ｓ_１と−Ｓ_１ ^＊，Ｓ_０ ^＊）の他方（例えば、−Ｓ_１ ^＊，Ｓ_０ ^＊）を入力とし、当該シンボル系列−Ｓ_１ ^＊，Ｓ_０ ^＊をパラレル信号に変換する。

複素乗算器１２９−ｉ−１は、それぞれ、Ｓ／Ｐ変換器１２８−ｉで得られた２つのシンボル−Ｓ_１ ^＊，Ｓ_０ ^＊の一方（例えば、−Ｓ_１ ^＊）に、位相係数生成部１２１で生成された送信アンテナ＃１のサブキャリア毎の位相係数のうち、マッパ２２ａ−２にて当該シンボル−Ｓ_１ ^＊がマッピングされるサブキャリアに対応する位相係数を乗算する。

複素乗算器１２９−ｉ−２は、それぞれ、前記２つのシンボル−Ｓ_１ ^＊，Ｓ_０ ^＊の他方（例えば、Ｓ_０ ^＊）に、前記サブキャリア毎の位相係数のうち、マッパ２２ａ−２にて当該シンボルＳ_０ ^＊がマッピングされるサブキャリアに対応する位相係数を乗算する。この位相係数は、複素乗算器１２９−ｉ−１に与えられる位相係数と同じである。つまり、本例において、位相係数は、ＳＴＣ符号化の組み合わせ（−Ｓ_１ ^＊，Ｓ_０ ^＊）毎に複素乗算される。なお、シンボルＳ_０ ^＊は、シンボル−Ｓ_１ ^＊がマッピングされるサブキャリアとは異なるサブキャリア（例えば、隣接するサブキャリア）にマッピングされる。

マッパ２２ａ−１は、各Ｓ／Ｐ変換器１２７−ｉで得られた２つのシンボルＳ_０，Ｓ_１を、一方の送信アンテナ＃０に割り当てられたサブキャリアのいずれかにマッピングして、ＩＦＦＴ２３−１へ出力する。例えば、シンボル系列Ｓ_０は、偶数（又は奇数）サブキャリアに、シンボル系列Ｓ_１は、シンボル系列Ｓ_０がマッピングされるサブキャリアに隣接する奇数（又は偶数）サブキャリアにそれぞれマッピングされる。

マッパ２２ａ−２は、複素乗算器１２９−ｉ−１及び１２９−ｉ−２で前記位相係数が複素乗算された２つのシンボル−Ｓ_１ ^＊，Ｓ_０ ^＊を、他方の送信アンテナ＃１に割り当てられたサブキャリアのいずれかにマッピングして、ＩＦＦＴ２３−２へ出力する。例えば、シンボル系列−Ｓ_１ ^＊は、偶数（又は奇数）サブキャリアに、シンボル系列Ｓ_０ ^＊は、シンボル系列Ｓ_０がマッピングされるサブキャリアに隣接する奇数（又は偶数）サブキャリアにそれぞれマッピングされる。

上述のごとく送信アンテナ＃０，＃１毎のサブキャリアにマッピングされた送信信号は、ＩＦＦＴ２３−１，２３−２にてＩＦＦＴ処理されて時間領域の信号に変換された後、ＣＰ付加２４−１，２４−２にてＣＰを付加されて、電力制御部１９−１，１９−２に入力される。

一方、ＩＦＦＴ２３−１，２３−２の各出力は、ピーク電力測定部１６にも入力され、ピーク電力測定部１６は、個々の送信アンテナ＃０，＃１から送信される信号のピーク電力を測定する。なお、本例では、ピーク電力制御部１２のＳ／Ｐ変換器１２７−ｉ及び１２８−ｉにおいて、送信アンテナ＃０から送信されるシンボルＳ_０，Ｓ_１のＳ／Ｐ変換及び送信アンテナ＃１から送信されるシンボル−Ｓ_１ ^＊，Ｓ_０ ^＊のＳ／Ｐ変換がそれぞれ施されている。したがって、既述の実施形態のようにシンボル単位のピーク電力測定のために改めてＳ／Ｐ変換を行なわなくてもよい。

上述した送信機１０の動作例を図２４に示す。この場合、送信アンテナ＃０から送信される信号は、ピーク電力制御部１２においてＳ／Ｐ変換器１２７−ｉで得られたシンボル系列がそのままマッパ２２ａ−１に出力されるから、一方の送信アンテナ＃０に割り当てられた各サブキャリアの位相係数がすべて１である場合に相当する。したがって、送信アンテナ＃０から送信される全てのシンボルが１である場合、サブキャリアへマッピングした後の信号を時間領域に変換すると、ピーク電力が最大となる時間区間が現れる。

これに対し、他方の送信アンテナ＃１から送信される信号については、送信アンテナ＃１に割り当てられたサブキャリア毎の位相係数（複素乗算器１２９−ｉ−１及び１２９−ｉ−２の組に与える、ＳＴＣ符号化の組み合わせ毎の位相係数）を図２４中に例示するように設定しておく。これにより、送信アンテナ＃１から送信されるシンボルが１の場合、前記時間区間では、送信アンテナ＃０についての前記ピーク電力に対して最小のピーク電力となる。換言すれば、ピーク電力が最小となるように前記ＳＴＣ符号化毎の位相係数が設定されている。

この場合、制御量演算部１８は、送信アンテナ＃０のピーク電力が最大となり、送信アンテナ＃１のピーク電力が最小となるシンボル時間において、送信アンテナ＃０の送信電力を低減し、かつ、送信アンテナ＃１の送信電力を増加させる送信電力制御値を求める。その際、例えば、各送信アンテナ＃０及び＃１から送信される信号のピーク電力が同じで最小となる値として求めるのが好ましい。また、各送信アンテナ＃０，＃１から送信される２つのシンボルの合計の電力を一定にする値として求めることもできる。

なお、上記とは逆に、送信アンテナ＃０についてのピーク電力が最小となり、送信アンテナ＃１についてのピーク電力が最大となるシンボル時間においては、制御量演算部１８は、送信アンテナ＃０の送信電力を増加させ、かつ、送信アンテナ＃１の送信電力を低減する送信電力制御値を求める。

また、上述した例は、送信アンテナ＃１から送信される信号に対してサブキャリア毎の位相係数制御を行なう例であるが、これとは逆に、送信アンテナ＃０から送信される信号に対してサブキャリア毎の位相係数制御を行なうことも可能である。さらに、各送信アンテナ＃０及び＃１に割り当てられたサブキャリアの一部ずつの位相係数を制御することも可能である。

（受信機構成）
図２５は、上述したＳＦＢＣの送信機１０に対応する受信機の構成例を示すブロック図である。この図２５に示す受信機５０は、図１１に例示した受信機５０の構成に比して、伝搬路補償部５７−１，５７−２に代えて、伝搬路補償部５７Ａ−１，５７Ｂ−１，５７Ａ−２，５７Ｂ−２をそなえるとともに、遅延回路５８−１，５８−２が不要になっている点が異なる。なお、伝搬路補償部５７Ａ−１，５７Ｂ−１，５７Ａ−２，５７Ｂ−２のそれぞれを区別しない場合は、単に、伝搬路補償部５７と表記する。

本例の伝搬路補償部５７は、送信機１０において、送信シンボル系列Ｓ_０，Ｓ_１（又は、−Ｓ_１ ^＊，Ｓ_０ ^＊）の組が隣接するサブキャリアにマッピングされることに対応して、隣接するサブキャリア毎に伝搬路補償を行なう。

例えば、送信シンボル系列Ｓ_０，Ｓ_１（又は、−Ｓ_１ ^＊，Ｓ_０ ^＊）の組の一方が偶数サブキャリアにマッピングされ、他方が奇数サブキャリアにマッピングされるとして、一方の伝搬路補償部５７Ａ−１（５７Ａ−２）は、偶数サブキャリアについての伝搬路補償を行ない、他方の伝搬路補償部５７Ａ−２（５７Ｂ−２）は、奇数サブキャリアについての伝搬路補償を行なう。

伝搬路補償部５７Ａ−１，５７Ｂ−１は、伝搬路推定部５６−１で推定されるチャネル値h0に基づいて伝搬路補償を行なう。チャネル値h0は、伝搬路推定部５６−１において送信アンテナ＃０からのパイロット信号を基に推定される。

伝搬路補償部５７Ａ−２，５７Ｂ−２は、伝搬路推定部５６−２で推定されるチャネル値h1に基づいて伝搬路補償を行なう。チャネル値h1は、伝搬路推定部５６−２において送信アンテナ＃１からのパイロット信号を基に推定される。

ここで、偶数サブキャリア＃０の受信信号をr0、奇数サブキャリア＃１の受信信号をr1と表すとすると、伝搬路補償部５７Ａ−１による伝搬路補償後の受信信号はh0^＊×r0、伝搬路補償部５７Ｂ−１による伝搬路補償後の受信信号はh0^＊×r1とそれぞれ表すことができる。一方、伝搬路補償部５７Ａ−２による伝搬路補償後の受信信号はh1×r0^＊、伝搬路補償部５７Ｂ−１による伝搬路補償後の受信信号はh1×r1^＊とそれぞれ表すことができる。

伝搬路補償部５７Ａ−１で伝搬路補償された受信信号（h0^＊×r0）、および、伝搬路補償部５７Ｂ−２で伝搬路補償された受信信号（h1×r1^＊）は、加算器５９−１に入力される。

一方、伝搬路補償部５７Ａ−２で伝搬路補償された受信信号（h1×r0^＊）、および、伝搬路補償部５７Ｂ−１で伝搬路補償された受信信号（h1×r1^＊）は、減算器５９−２に入力される。

図１１に例示した遅延回路５８−１，５８−２が不要な理由は、送信機１０において送信シンボル系列Ｓ_０，Ｓ_１（又は、−Ｓ_１ ^＊，Ｓ_０ ^＊）の組が同じ時刻に異なる（隣接する）サブキャリアにマッピングされているからである。

したがって、加算器５９−１は、伝搬路補償部５７Ａ−１で得られた受信信号（h0^＊×r0）と、伝搬路補償部５７Ｂ−２で得られた同じ時刻の受信信号（h1×r1^＊）と、を加算する。一方、減算器５９−２は、伝搬路補償部５７Ｂ−１で得られた受信信号（h0^＊×r1）から、伝搬路補償部５７Ａ−２で得られた同じ時刻の受信信号（h1×r0^＊）を減算する。

以上の結果、加算器５９−１の出力には、h0^＊×r0＋h1×r1^＊で表される信号が得られ、減算器５９−２の出力には、h0^＊×r1−h1×r0^＊で表される信号が得られる。これらの信号は、図１１に例示した受信機５０における加算器５８−１，減算器５８−２の出力と等価である。

前者の信号は、ＳＴＣ符号の一方の信号系列に相当する信号成分を有し、後者の信号は、ＳＴＣ符号の他方の信号系列に相当する信号成分を有する。

これらの信号は、それぞれ識別部６０−１，６０−２にて識別（受信データ判定）されて、Ｐ／Ｓ変換器６１にて、シリアル信号に変換されて、受信データとして出力される。その際、送信ＳＴＣ符号の各信号系列の信号成分を含む信号が合成されるから、送信ダイバーシティ利得が得られる。

〔５〕第５実施形態
上述した各実施形態では、非線形処理であるピーク抑圧処理を行なわないから、ピーク抑圧処理を各実施形態に適用することもできる。一例として、第１実施形態の送信機１０に、ピーク抑圧処理を適用した場合の構成例を図２６に例示する。

この図２６に示す送信機１０は、例示的に、電力制御部１９−１（１９−２）と、送信部２０−１（２０−２）との間に、送信アンテナ＃０，＃１にそれぞれ対応するピーク抑圧部３０−１，３０−２をそなえる。なお、図２６において、既述の符号と同一符号を付した要素は、特に断らない限り、既述の要素と同一若しくは同様の要素である。

ピーク抑圧部３０−１，３０−２は、それぞれ、電力制御部１９−１，１９−２にて既述の送信電力制御を受けた送信信号（変調信号）に対してピーク電力を抑圧する処理を施す。このピーク抑圧処理の一例としては、送信信号の時間領域における信号波形の最大値（振幅のピーク）が所定の閾値以下に収まるように係数（窓関数）を乗じる方法が挙げられる。

この方法を適用したピーク抑圧部３０−１，３０−２の構成例を図２７に例示する。この図２７に示すピーク抑圧部３０−１，３０−２は、例示的に、遅延回路３１１と、振幅演算部３１２と、ピーク検出部３１３と、窓関数生成部３１４と、乗算器３１５と、をそなえる。

遅延回路３１１は、電力制御部１９−１，１９−２から入力された送信信号を所定時間遅延して、乗算器３１５にて送信信号に窓関数生成部３１４から与えられる係数が乗じられるタイミングを調整する。

振幅演算部３１２は、電力制御部１９−１，１９−２から入力された送信信号の波形を、例えば所定のサンプリング間隔でサンプリングして、送信信号の振幅値を離散的に検出する。

ピーク検出部３１３は、振幅演算部３１２で得られた振幅値の分布から、送信信号の振幅値の最大値（ピーク）と、そのサンプリングタイミングとを検出する。

窓関数生成部３１４は、ピーク検出部３１３で検出された最大値が所定の閾値以下になるように、前記最大値の振幅レベルを低減する適当な分布をもつ係数（窓関数）を生成する。前記窓関数としては、コサイン関数、レイズドコサイン関数、ハニング窓、ハミング窓、カイザー窓、等の任意の窓関数を適用することができる。

乗算器３１５は、遅延回路３１１で遅延を受けた送信信号と、窓関数生成部３１４で生成された前記係数とを乗算することにより、送信信号のピーク抑圧を行なう。これにより、ＰＡＰＲの改善度をさらに向上することが可能となる。

当該ピーク抑圧処理を施された送信信号は、送信部２０−１，２０−２にてそれぞれ所定の無線送信処理を受けた後、送信アンテナ＃０，＃１から受信機５０に向けて送信される。

なお、前記ピーク抑圧処理には、クリッピングフィルタのようなフィルタを用いることもできる。
以上の各実施形態に関し、さらに以下の付記を開示する。

〔６〕付記
（付記１）
複数の送信アンテナと、
送信信号を時空間符号化して異なる送信アンテナから送信される信号系列を生成する時空間符号化部と、
前記時空間符号化により得られた信号系列のうち、第１の送信アンテナから送信される第１の信号系列と、第２の送信アンテナから送信される第２の信号系列との間にピーク電力差を与えるように当該信号系列間の位相関係を制御する位相制御部と、
前記位相関係が制御された前記第１及び第２の信号系列のピーク電力を測定するピーク電力測定部と、
前記測定の結果に基づいて、前記第１及び第２の信号系列のトータルの平均送信電力に対するピーク電力の割合が最小となるように前記第１及び第２の信号系列のいずれか一方又は双方の送信電力を制御する送信電力制御部と、
をそなえることを特徴とする、送信機。

（付記２）
前記送信電力制御部は、
前記前記ピーク電力差を与えられた前記第１及び第２の信号系列のうち、ピーク電力の高い方の送信電力を減少するとともに、ピーク電力の低い方の信号系列の送信電力を増加する、
ことを特徴とする、付記１記載の送信機。

（付記３）
前記送信電力制御部は、
前記第１及び第２の信号系列の合計の送信電力が一定となるように、前記送信電力の制御を行なう、
ことを特徴とする、付記２記載の送信機。

（付記４）
前記送信電力制御部は、
前記第１及び第２の信号系列の直交関係が維持される所定の条件を満たすように前記送信電力の制御を行なう、
ことを特徴とする、付記１〜３のいずれか１項に記載の送信機。

（付記５）
前記所定の条件を満たす送信電力の電力制御量を、前記第１及び第２の信号系列を受信する受信機に通知する送信電力制御量通知部をさらにそなえた、ことを特徴とする、付記４記載の送信機。

（付記６）
前記位相関係の制御は、
前記送信アンテナ毎の信号系列がマッピングされるサブキャリアの位相制御を含む、
ことを特徴とする、付記１〜５のいずれか１項に記載の送信機。

（付記７）
前記位相関係の制御は、
前記送信アンテナ毎の信号系列に乗算される直交コードの位相制御を含む、
ことを特徴とする、付記１〜５のいずれか１項に記載の送信機。

（付記８）
前記ピーク電力測定部により測定されたピーク電力の大小関係に基づいて、前記第１及び第２の信号系列の直交関係が維持される所定の条件を満たすように、前記第１の信号系列の要素信号と前記第２の信号系列の要素信号とを前記送信アンテナ間で入れ替える信号入れ替え処理部、
をさらにそなえたことを特徴とする、付記１記載の送信機。

（付記９）
前記入れ替えの有無を、前記第１及び第２の信号系列を受信する受信機に通知する信号入れ替え情報通知部をさらにそなえた、ことを特徴とする、付記８記載の送信機。

（付記１０）
前記位相関係が制御された前記第１及び第２の信号系列を異なるサブキャリアにマッピングするマッパと、
前記サブキャリアにマッピングされた前記第１及び第２の信号系列を時間領域に変換するＩＦＦＴ部と、
をさらにそなえ、
前記ピーク電力測定部は、前記時間領域に変換された前記第１及び第２の信号系列のピーク電力を測定することを特徴とする、付記１記載の送信機。

（付記１１）
前記送信電力制御を受けた第１及び第２の信号系列に対してピーク抑圧処理を施すピーク抑圧部をさらにそなえたことを特徴とする、付記１〜１０のいずれか１項に記載の送信機。

（付記１２）送信信号を時空間符号化して得られた信号系列のうち、第１の送信アンテナから送信される第１の信号系列と、第２の送信アンテナから送信される第２の信号系列との間にピーク電力差を与えるように当該信号系列間の位相関係を制御する送信機、から信号を受信する受信部と、
前記送信アンテナ毎の既知の受信信号を基に前記送信アンテナ毎の伝搬路推定を行なう伝搬路推定部と、
前記伝搬路推定部の推定結果に対して、前記位相関係の制御情報に応じた位相補正を施す位相補正部と、
前記位相補正部により補正された推定結果に基づいて、前記受信部で受信された信号系列を伝搬路補償して前記送信アンテナ毎の信号系列に分離する伝搬路補償部と、
前記伝搬路補償された各信号系列を加算及び減算して復号する復号処理部と、
をそなえたことを特徴とする、受信機。

（付記１３）
前記送信機において前記第１及び第２の信号系列の直交関係が維持される所定の条件を満たすように前記送信電力が制御された場合の電力制御量に応じて、前記分離された各信号系列の電力を補正する電力補正部をさらにそなえたことを特徴とする、付記１２記載の受信機。

（付記１４）
前記電力制御量は、前記送信機から通知される、ことを特徴とする、付記１２記載の受信機。

（付記１５）
前記送信機は、前記前記位相関係が制御された前記第１及び第２の信号系列を異なるサブキャリアにマッピングして時間領域に変換した上で送信し、
前記伝搬路補償部は、前記異なるサブキャリア毎に前記伝搬路補償を行なう、ことを特徴とする、付記１２記載の受信機。

（付記１６）
前記伝搬路補償部は、
送信機において、前記第１及び第２の信号系列の直交関係が維持される所定の条件を満たすように、前記第１の信号系列の要素信号と前記第２の信号系列の要素信号とが前記送信アンテナ間で入れ替えられたか否かに応じて、前記伝搬路補償の対象とする受信信号を入れ替え制御する、ことを特徴とする、付記１２記載の受信機。

（付記１７）
送信信号を時空間符号化して異なる送信アンテナから送信される信号系列を生成する過程と、
前記時空間符号化により得られた信号系列のうち、第１の送信アンテナから送信される第１の信号系列と、第２の送信アンテナから送信される第２の信号系列との間にピーク電力差を与えるように当該信号系列間の位相関係を制御する過程と、
前記位相関係が制御された前記第１及び第２の信号系列のピーク電力を測定する過程と、
前記測定の結果に基づいて、前記第１及び第２の信号系列のトータルの平均送信電力に対するピーク電力の割合が最小となるように前記第１及び第２の信号系列のいずれか一方又は双方の送信電力を制御する過程と、
を有することを特徴とする、送信方法。

（付記１８）送信信号を時空間符号化して得られた信号系列のうち、第１の送信アンテナから送信される第１の信号系列と、第２の送信アンテナから送信される第２の信号系列との間にピーク電力差を与えるように当該信号系列間の位相関係を制御する送信機、から信号を受信する過程と、
前記送信アンテナ毎の既知の受信信号を基に前記送信アンテナ毎の伝搬路推定を行なう過程と、
前記伝搬路推定の結果に対して、前記位相関係の制御情報に応じた位相補正を施す過程と、
前記位相補正により補正された伝搬路推定の結果に基づいて、前記受信した信号系列を伝搬路補償して前記送信アンテナ毎の信号系列に分離する過程と、
前記伝搬路補償された各信号系列を加算及び減算して復号する過程と、
を有することを特徴とする、受信方法。

第１実施形態に係る無線通信システムの構成例を示す図である。 図１に示すピーク電力制御部によるピーク電力制御の一例を模式的に示す図である。 図１に示すピーク電力制御部の構成例（直交周波数多重方式の場合）を示すブロック図である。 図３に示すピーク電力制御部によるピーク電力制御の一例を模式的に示す図である。 図１に示すピーク電力制御部の他の構成例（直交コード多重方式の場合）を示すブロック図である。 図５に示すピーク電力制御部によるピーク電力制御の一例を模式的に示す図である。 図３に示すピーク電力制御部を有する送信機（直交周波数多重方式の場合）の構成例を示すブロック図である。 図７に示す送信機の動作例を模式的に示す図である。 図５に示すピーク電力制御部を有する送信機（直交コード多重方式の場合）の構成例を示すブロック図である。 図９に示す送信機の動作例を模式的に示す図である。 図１に示す受信機（直交周波数多重方式の場合）の構成例を示すブロック図である。 図１１に示す伝搬路補償部の構成例を示すブロック図である。 図１に示す受信機（直交コード多重方式の場合）の構成例を示すブロック図である。 図１３に示す伝搬路補償部の構成例を示すブロック図である。 第２実施形態に係る無線通信システムの構成例を示す図である。 図１５に示す送信機による電力制御値の通知方法の一例を示す図である。 図１５に示す受信機の構成例を示すブロック図である。 第３実施形態に係る無線通信システムの構成例を示す図である。 図１８に示す送信機のシンボル入れ替え部の処理（シンボル入れ替え無しの場合）の一例を模式的に示す図である。 図１８に示す送信機のシンボル入れ替え部の処理（シンボル入れ替え有りの場合）の一例を模式的に示す図である。 図１８に示す送信機によるシンボル入れ替え有無の通知方法の一例を示す図である。 図１８に示す受信機の構成例を示すブロック図である。 第４実施形態に係る無線通信システムの構成例を示すブロック図である。 図２３に示す送信機の動作例を模式的に示す図である。 図２３に示す受信機の構成例を示すブロック図である。 第５実施形態に係る無線通信システムの構成例を示す図である。 図２６に示すピーク抑圧部の構成例を示すブロック図である。

符号の説明

１０ 送信機
１１−１〜１１−ｎ ＳＴＣエンコーダ
１２ ピーク電力制御部
１２１ 位相係数生成部
１２２−１〜１２２−ｎ 複素乗算器
１２３ 直交コード生成部
１２４ 直交コード位相係数生成部
１２５−１〜１２５−ｎ，１２６−１〜１２６−ｎ，１２９−１−１〜１２９−ｎ−１，１２９−１−２〜１２９−ｎ−２ 複素乗算器
複素乗算器
１２７−１〜１２７−ｎ，１２８−１〜１２８−ｎ シリアル／パラレル（Ｓ／Ｐ）変換器

１３−１，１３−２ 多重化部
１４−１，１４−２ 変調部
１５−１，１５−２ シリアル／パラレル（Ｓ／Ｐ）変換器
１６ ピーク電力測定部
１７−１，１７−２ 遅延回路
１８ 制御量演算部
１９−１，１９−２ 電力制御部（利得可変増幅器）
２０−１，２０−２ 送信部
２１−１，２１−２ 送信アンテナ
２２−１，２２−２，２２ａ−１，２２ａ−２ マッパ
２３−１，２３−２ ＩＦＦＴ
２４−１，２４−２ ＣＰ付加部
２５−１，２５−２ 加算器
２６−１，２６−２ 拡散コード乗算器
２７ 拡散コード生成部
２７−１，２７−２ パイロット制御値挿入部
２８ シンボル入れ替え部
２８１−１，２８１−２ シリアル／パラレル（Ｓ／Ｐ）変換器
２８２−１，２８２−２ パラレル／シリアル（Ｐ／Ｓ）変換器
２９−１，２９−２ パイロット挿入部
３０−１，３０−２ ピーク抑圧部
３１１ 遅延回路
３１２ 振幅演算部
３１３ ピーク検出部
３１４ 窓関数生成部
３１５ 複素乗算器
５０ 受信機
５１ 受信アンテナ
５２ 受信部
５３ タイミング同期部
５３ａ サーチャ
５４ ＣＰ除去部
５４ａ フィンガ部
５５ ＦＦＴ
５５−１ レプリカ直交コード生成部
５５−２ コード多重分離部
５６−１，５６−２ 伝搬路推定部
５７−１，５７−２ 伝搬路補償部
５７１−１，５７２−１，５７２−３ 複素乗算器
５７２−２ サブキャリア位相設定部
５７２−４ コード位相設定部
５８−１，５８−２ 遅延回路
５９−１ 加算器
５９−２ 減算器
６０−１，６０−２ 識別部（判定部）
６１ パラレル／シリアル（Ｐ／Ｓ）変換器
６２−１，６２−２ 制御量記憶部
６３−１，６３−２ 複素乗算器
６４ パイロット検出部

Claims (10)

1. 複数の送信アンテナと、
   送信信号を時空間符号化して異なる送信アンテナから送信される信号系列を生成する時空間符号化部と、
   前記時空間符号化により得られた信号系列のうち、第１の送信アンテナから送信される第１の信号系列と、第２の送信アンテナから送信される第２の信号系列との間にピーク電力差を与えるように当該信号系列間の位相関係を制御する位相制御部と、
   前記位相関係が制御された前記第１及び第２の信号系列のピーク電力を測定するピーク電力測定部と、
   前記測定の結果に基づいて、前記第１及び第２の信号系列のトータルの平均送信電力に対するピーク電力の割合が最小となるように前記第１及び第２の信号系列のいずれか一方又は双方の送信電力を制御する送信電力制御部と、
   をそなえることを特徴とする、送信機。
2. 前記送信電力制御部は、
   前記前記ピーク電力差を与えられた前記第１及び第２の信号系列のうち、ピーク電力の高い方の送信電力を減少するとともに、ピーク電力の低い方の信号系列の送信電力を増加する、
   ことを特徴とする、請求項１記載の送信機。
3. 前記送信電力制御部は、
   前記第１及び第２の信号系列の合計の送信電力が一定となるように、前記送信電力の制御を行なう、
   ことを特徴とする、請求項２記載の送信機。
4. 前記送信電力制御部は、
   前記第１及び第２の信号系列の直交関係が維持される所定の条件を満たすように前記送信電力の制御を行なう、
   ことを特徴とする、請求項１〜３のいずれか１項に記載の送信機。
5. 前記位相関係が制御された前記第１及び第２の信号系列を異なるサブキャリアにマッピングするマッパと、
   前記サブキャリアにマッピングされた前記第１及び第２の信号系列を時間領域に変換するＩＦＦＴ部と、
   をさらにそなえ、
   前記ピーク電力測定部は、前記時間領域に変換された前記第１及び第２の信号系列のピーク電力を測定することを特徴とする、請求項１記載の送信機。
6. 送信信号を時空間符号化して得られた信号系列のうち、第１の送信アンテナから送信される第１の信号系列と、第２の送信アンテナから送信される第２の信号系列との間にピーク電力差を与えるように当該信号系列間の位相関係を制御する送信機、から信号を受信する受信部と、
   前記送信アンテナ毎の既知の受信信号を基に前記送信アンテナ毎の伝搬路推定を行なう伝搬路推定部と、
   前記伝搬路推定部の推定結果に対して、前記位相関係の制御情報に応じた位相補正を施す位相補正部と、
   前記位相補正部により補正された推定結果に基づいて、前記受信部で受信された信号系列を伝搬路補償して前記送信アンテナ毎の信号系列に分離する伝搬路補償部と、
   前記伝搬路補償された各信号系列を加算及び減算して復号する復号処理部と、
   をそなえたことを特徴とする、受信機。
7. 前記送信機において前記第１及び第２の信号系列の直交関係が維持される所定の条件を満たすように前記送信電力が制御された場合の電力制御量に応じて、前記分離された各信号系列の電力を補正する電力補正部をさらにそなえたことを特徴とする、請求項６記載の受信機。
8. 前記伝搬路補償部は、
   送信機において、前記第１及び第２の信号系列の直交関係が維持される所定の条件を満たすように、前記第１の信号系列の要素信号と前記第２の信号系列の要素信号とが前記送信アンテナ間で入れ替えられたか否かに応じて、前記伝搬路補償の対象とする受信信号を入れ替え制御する、ことを特徴とする、請求項６記載の受信機。
9. 送信信号を時空間符号化して異なる送信アンテナから送信される信号系列を生成する過程と、
   前記時空間符号化により得られた信号系列のうち、第１の送信アンテナから送信される第１の信号系列と、第２の送信アンテナから送信される第２の信号系列との間にピーク電力差を与えるように当該信号系列間の位相関係を制御する過程と、
   前記位相関係が制御された前記第１及び第２の信号系列のピーク電力を測定する過程と、
   前記測定の結果に基づいて、前記第１及び第２の信号系列のトータルの平均送信電力に対するピーク電力の割合が最小となるように前記第１及び第２の信号系列のいずれか一方又は双方の送信電力を制御する過程と、
   を有することを特徴とする、送信方法。
10. 送信信号を時空間符号化して得られた信号系列のうち、第１の送信アンテナから送信される第１の信号系列と、第２の送信アンテナから送信される第２の信号系列との間にピーク電力差を与えるように当該信号系列間の位相関係を制御する送信機、から信号を受信する過程と、
    前記送信アンテナ毎の既知の受信信号を基に前記送信アンテナ毎の伝搬路推定を行なう過程と、
    前記伝搬路推定の結果に対して、前記位相関係の制御情報に応じた位相補正を施す過程と、
    前記位相補正により補正された伝搬路推定の結果に基づいて、前記受信した信号系列を伝搬路補償して前記送信アンテナ毎の信号系列に分離する過程と、
    前記伝搬路補償された各信号系列を加算及び減算して復号する過程と、
    を有することを特徴とする、受信方法。

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