JP3976168B2 - 送信機および受信機 - Google Patents
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Description
【０００１】
【発明の属する技術分野】
本発明は、無線通信に用いられる送信機および受信機に関する。
【０００２】
【従来の技術】
移動通信システムにおいて、送信機から送信された信号は、無数の伝搬路（いわゆる、マルチパス）を経て受信機に到達する。このため、受信機側では、遅れて受信機に到達した信号(遅延信号)が先行して到達した信号と干渉する、いわゆる、符号間干渉が発生して、平均ビット誤り率が高くなることにより、受信信号品質が著しく劣化する。特に、信号伝送速度が増加すると、情報を伝送するシンボル長が短くなるため、符号間干渉の影響も大きくなる。そこで、第４世代の移動通信システムにおける送信方式としてＯＦＤＭ(Orthogonal Frequency Division Multiplexing：直交周波数多重分割）方式の採用が検討されつつある。このＯＦＤＭ方式によれば、信号伝送速度が増加した場合でも、複数の直交するサブキャリアを用いて並列伝送を行うため、情報を伝送するシンボル長が長くなり、受信機側での符号間干渉による受信信号品質劣化が軽減される。
【０００３】
一方、移動通信システムにおいて、送信機から送信された電波が建物などで反射・散乱されるなどして多数の遅延波が発生し、これらの電波が相互に干渉して、いわゆる、フェージングが発生する。このフェージングにより、受信機が受信する信号の振幅および位相が変動し、受信機側での受信信号レベルが減衰するため，受信信号品質が劣化する。このフェージングの対策となる技術として、ダイバーシチ技術がある。さらに、このダイバーシチ技術には、受信ダイバーシチと送信ダイバーシチがある。
【０００４】
受信ダイバーシチにおいては、受信側が空間的に離れた複数のアンテナを用いて受信を行い、夫々のアンテナを介して受信された信号を合成して、受信信号レベルを高めるといったことが行われる。しかしながら、受信ダイバーシチを移動通信システムの下りリンクに適用すると、移動機には、複数のアンテナが設けられる必要があり、このため、移動機が大型化してしまう。
一方、送信ダイバーシチにおいては、送信側が複数のアンテナから夫々同一の信号を異なる送信パターンで送信する。そして、受信側が送信側から送信された夫々の信号を受信した後に合成し、受信信号レベルを高くするといったことが行われる。この送信ダイバーシチによれば、送信ダイバーシチを移動通信システムの下りリンクに適用したとしても、移動機には、１本のアンテナが設けられていれば良く、移動機が大型化することがない。
【０００５】
この送信ダイバーシチは、「3GPP TSG RAN, 3G TS 25.211 V3.2.0, March 2000」、「3GPP TSG RAN, 3G TS 25.214 V3.2.0, March 2000」で示されるように、第３世代移動通信方式(IMT-2000)の無線アクセス方式の1つである広帯域DS-CDMA(W-CDMA)方式において，オープンループ（ＯＬ）型送信ダイバーシチとクローズトループ（ＣＬ）型送信ダイバーシチの２つの送信ダイバーシチが標準化されている。
【０００６】
ＯＬ型送信ダイバーシチとしては、送信機側がデータ系列をＳＴ(Space Time)符号化し、２つの送信データ系列を生成して送信するＳＴＴＤ(Space Time Transmit Diversity)方式、および、送信機側が一定周期ごとに送信アンテナを切り替えて送信するＴＳＴＤ(Time Switched Transmit Diversity)方式の２つの方式が標準化されている。このＯＬ型送信ダイバーシチでは、送信機側は、受信機側とは独立に、所定のアルゴリズムに従って送信信号Ｓ１、Ｓ２を生成する。
【０００７】
一方、ＣＬ型送信ダイバーシチとしては、送信機側が受信機側から一定周期毎に送信されるフィードバック情報ＦＢＩに基づいて送信すべき信号の位相や振幅を制御する方式が標準化されている。位相を制御する場合について具体的に説明すると、送信機側は、２つのアンテナを備え、一方のアンテナから参照信号Sref1および情報データ信号Sdata1を送信すると同時に、他方のアンテナから参照信号Sref2および情報データ信号Sdata2を送信する。受信機側は、送信機側から送信された参照信号Sref1、Sref2を受信して、受信したときの参照信号Sref2の参照信号Sref1に対する位相差’φ’や振幅比Ａを推定するといった、いわゆる、チャネル推定を行い、この推定値に基づいて送信機側における位相補正量や振幅補正量を求めてフィードバック情報ＦＢＩとして送信機側に送信する。そして、送信機側は、次に信号を送信するときに、情報データ信号Sdata2の位相を情報データ信号Sdata1の位相に対して’−φ’だけずらす一方で、振幅比Ａに基づいて情報データSdata2の振幅を情報データSdata１の振幅に対して調整して送信することにより、受信機側では、互いに同相かつ所定信号レベル差の信号Sdata1、Sdata2が受信されるから、受信信号レベルが向上し、受信信号品質が高くなる。
このように、ＣＬ型送信ダイバーシチによれば、送信機は、受信機から受信信号の位相差や振幅比を示すフィードバック情報を受け取るから、ＯＬ型送信ダイバーシチに比べ、受信機側における受信状態に対して適応的に送信信号を調整することが可能となる。
【０００８】
【発明が解決しようとする課題】
しかしながら、ＯＦＤＭ方式を用いた移動通信システムにＣＬ型送信ダイバーシチを適用すると、受信機は、サブキャリア毎にフィードバック情報ＦＢＩを表すＦＢＩビットを生成し、それら全てのＦＢＩビットを送信機に送信するため、伝送路の送信容量が圧迫されるといった問題がある。また、夫々のサブキャリアの位相制御を高精度に行う場合、ＦＢＩビット数が増加し、伝送路の送信容量が更に圧迫されるという問題もある。
【０００９】
本発明は、上述した事情を鑑みてなされたものであり、ＯＦＤＭ方式を用いた移動通信システムにＣＬ型送信ダイバーシチを適用した場合において、ＦＢＩビット数を増大させることなく，送信機側で送信サブキャリアを高精度に制御することができる送信機および受信機を提供することを目的とする。
【００１０】
【課題を解決するための手段】
上記目的を達成するために、本発明は、複数のサブキャリアが直交多重されたマルチキャリア変調信号を送信する送信機であって、第１のマルチキャリア変調信号を送信する第１の送信手段と、前記第１のマルチキャリア変調信号の各サブキャリアと送信キャリア位相が異なった複数のサブキャリアにより構成される第２のマルチキャリア変調信号を送信する第２の送信手段と、伝搬により生じた前記第１のマルチキャリア変調信号の各サブキャリアと、前記第２のマルチキャリア変調信号の各サブキャリアとの受信位相差から決定される各サブキャリア毎の送信キャリア位相補正量を各サブキャリア毎に量子化した量子化データを前記第１および第２のマルチキャリア変調信号を受信した受信機から取得する量子化データ取得手段と、前記量子化データ取得手段によって取得された各量子化データから送信キャリア位相補正量を各サブキャリア毎に求め、各サブキャリアの送信キャリア位相を調整する手段であり、前記複数のサブキャリアの一部である所定のサブキャリアに対応した量子化データを複数の異なる位相補正量代表値の中から選択し、前記所定のサブキャリア近傍のサブキャリアに対応した量子化データを前記所定のサブキャリアに対応した量子化データに対応する位相補正量として選択された位相補正量代表値の近くに他の一または複数の位相補正量代表値を配置し、これらの複数の位相補正量代表値の中から、当該量子化データに対応したものを選択する位相調整手段とを備える送信機を提供する。
【００１１】
また、上記目的を達成するために、本発明は、複数のサブキャリアが直交多重された第１のマルチキャリア変調信号と、第２のマルチキャリア変調信号との合成信号を受信する受信手段と、伝搬によって生じた前記第１のマルチキャリア変調信号の各サブキャリアと、前記第２のマルチキャリア変調信号の各サブキャリアとの受信位相差を各サブキャリア毎に特定する受信位相差特定手段と、前記第１および第２のマルチキャリア変調信号を送信した送信機に送るべき送信サブキャリアの位相補正量を前記受信位相差特定手段により特定された受信位相差に基づいて各サブキャリア毎に求め、各位相補正量を量子化し量子化データを生成する量子化データ生成手段であり、前記複数のサブキャリアの一部である所定のサブキャリアの位相補正量を量子化するときには、複数の異なる位相補正量代表値の中から、当該位相補正量に対応したものを量子化データとして選択し、前記所定のサブキャリア近傍のサブキャリアに対応した位相補正量の量子化を行うときには、前記所定のサブキャリアに対応した位相補正量の量子化データに対応した位相補正量表値の近くに他の一または複数の位相差代表値を配置し、これらの複数の位相補正量代表値の中から、当該位相補正量に対応したものを量子化データとして選択する量子化データ生成手段と、前記量子化生成手段により選択された量子化データを送信機に送信する送信手段とを備える受信機を提供する。
【００１２】
【発明の実施の形態】
以下、図面を参照して本発明の実施形態について説明する。以下の説明では、ＯＦＤＭ送信機が送信信号を構成する複数のサブキャリアの各位相を調整（制御）する場合について例示する。
【００１３】
＜第１実施形態＞
図１は、本発明の第１実施形態に係るＯＦＤＭ送信機の構成を示す図である。
本実施形態のＯＦＤＭ送信機は、移動通信システムの基地局に設けられるものであり、信号の送受信を行う２つのアンテナ１０−１、１０−２を備えている（以下の説明では、ＯＦＤＭ送信機が備えるアンテナ数をＢとする）。ＯＦＤＭ送信機は、送信データをＫ個のサブキャリアに分散した信号Ｓ１を生成する一方で、信号Ｓ１を複製して信号Ｓ２を生成する。そして、ＯＦＤＭ送信機は、アンテナ１０−１から信号Ｓ１を送信すると同時に、アンテナ１０−２から信号Ｓ２を送信する。
【００１４】
図１において、チャネル符号化器２は、送信データ系列（ビットストリーム）を符号化し、直並列変換器４に出力する。このチャネル符号化器２における符号化処理には、例えば畳み込み符号化処理、ブロック符号化処理、ターボ符号化処理、または、これらの符号化が組み合わさった符号化処理が含まれる。直並列変換器４は、チャネル符号化された送信データ系列を直並列(serial-to-parallel）変換して、サブキャリア数に相当するＫ個の並列データ系列を生成し、夫々のデータ系列をデータ変調器６に出力する。データ変調器６は、Ｋ個の並列データ系列の夫々を所定の変調方式で変調し、Ｋ個の並列データシンボル系列として出力する。このデータ変調器６により行われる変調方式には、例えば４位相偏移変調方式（QPSK：Quadrature Phase Shift Keying）等がある。データ変調器６から出力されたＫ個の並列データシンボル系列は、アンテナ数Ｂに相当する数だけ複製される。
【００１５】
また、アンテナ１０−１から送信される並列データシンボル系列ごとに乗算器８−１が設けられており、これらの並列データシンボル系列の各々は、対応する乗算器８−１に出力される。同様に、アンテナ１０−２から送信される並列データシンボル系列の各々に対応して乗算器８−２が設けられており、これらの並列データシンボル系列の各々は、対応する乗算器８−２に出力される。
【００１６】
一方、フィードバック情報ビット復号器２０は、アンテナ１０を介して受信した信号からフィードバック情報ＦＢＩを表すＦＢＩビットを復号する。重み係数生成器２２は、復号されたフィードバック情報ＦＢＩに従って信号Ｓ１、Ｓ２の夫々に含まれるサブキャリアの送信キャリア位相を制御するためのＢ×Ｋ個の重み係数Ｗb,k（1≦b≦B、1≦k≦K）を生成する。上述した乗算器８−１の夫々は、入力された並列データシンボル系列と、この並列データシンボル系列に対応する重み係数Ｗ1,kとの乗算を行い、多重器１２−１に出力する。同様に、乗算器８−２の夫々は、入力された並列データシンボル系列と、この並列データシンボル系列に対応する重み係数Ｗ2,kとの乗算を行い、多重器１２−２に出力する。なお、フィードバック情報ＦＢＩおよびＦＢＩビットについては、後に詳述する。
【００１７】
また、図１において、パイロットシンボル生成器３０は、送信機および受信機の双方が既知であって、アンテナ数Ｂの数（すなわち、’２’）のパイロットシンボル系列Ｐ１、Ｐ２を生成する。生成されたパイロットシンボル系列Ｐ１は、多重器１２−１の夫々に出力される。また、パイロットシンボル系列Ｐ２の夫々は、多重器１２−２の夫々に出力される。ここで、各々のパイロットシンボル系列Ｐ１，Ｐ２には、例えばWalsh系列等の符号系列を用いることが好ましく、このような符号系列を用いることにより、パイロットシンボル系列Ｐ１、Ｐ２間の相互相関を概ね’０’にすることができる。
【００１８】
多重器１２−１の各々は、入力された並列データシンボル系列にパイロットシンボル系列Ｐ１を多重し、ＩＦＦＴ回路１４−１（IFFT：Inverse Fast Fourier Transform）に出力する。また、多重器１２−２の各々は、入力された並列データシンボル系列にパイロットシンボル系列Ｐ２を多重し、ＩＦＦＴ回路１４−２に出力する。
【００１９】
ＩＦＦＴ回路１４−１、１４−２の各々は、入力されるＫ個の並列データシンボル系列の夫々のＩ軸成分を複素数の実部、Ｑ軸成分を複素数の虚部とみなし、Ｋ個の複素データを逆フーリエ変換して直交マルチキャリア信号に変換し、夫々の信号をサンプル信号として出力する。このＩＦＦＴ回路１４−１、１４−２の出力は、Ｋ個のサブキャリアの変調波を合成した信号となる。
【００２０】
ＩＦＦＴ回路１４−１から出力されたＫ個のサンプル信号は、並直列(parallel-to-serial)変換器１６−１に入力される。この並直列変換器１６−１は、入力されたＫ個の信号を並直列（parallel-to-serial）変換して直列データシンボル系列を生成し、多重器１９−１に出力する。また、ＩＦＦＴ回路１４−２から出力されたＫ個のサンプル信号も、並直列(parallel-to-serial）変換器１６−２に入力され、この並直列変換器１６−２において直列データシンボル系列に変換された後、多重器１９−２に出力される。
【００２１】
ガードインターバル生成器１８は、一定時間のガードインターバルを多重器１９−１と多重器１９−２に出力する。多重器１９−１は、Ｋ個のサンプルが直列配置してなる直列データシンボル系列の各シンボルの先頭にガードインターバルを付加して出力する。この出力された信号は、送信信号Ｓ１としてアンテナ１０−１を介して受信機に送信される。また、多重器１９−２は、Ｋ個のサンプルが直列配置してなる直列データシンボル系列の各シンボルの先頭にガードインターバルを付加して出力する。この出力された信号は、送信信号Ｓ２としてアンテナ１０−２を介して受信機に送信される。アンテナ１０−１およびアンテナ１０−２の夫々から送信された信号Ｓ１、Ｓ２が伝搬路において合成された信号がＯＦＤＭ受信機により受信される。
【００２２】
図２は、本実施形態に係るＯＦＤＭ受信機の構成を示すブロック図である。
同図に示すように、ＯＦＤＭ受信機は、アンテナ５０を備えている。アンテ
ナ５０を介して受信された信号（すなわち、信号Ｓ１、Ｓ２の合成信号）は、ガードインターバル除去部５２に出力される。ガードインターバル除去部５２は、入力された信号からガードインターバルを除去し、直列データシンボル系列として直並列変換器５４に出力する。直並列変換器５４は、入力された直列データシンボル系列を１シンボル毎に直並列(serial-to-parallel）変換してＫ個のサンプル信号を生成し、ＦＦＴ回路５６（FFT：Fast Fourier Transform）に出力する。
【００２３】
ＦＦＴ回路５６は、入力されたＫ個のサンプル信号に対してフーリエ変換を施すことによりＫ個のサブキャリアのデータシンボルを分離する。また、ＦＦＴ回路５６から出力される並列データシンボル系列毎にスイッチ５８が設けられている。各スイッチ５８は、並列データシンボル系列のパイロットシンボル系列部分が入力される間、パイロットシンボル系列をチャネル推定部７０に出力し、その他の間は、入力された並列データシンボル系列をデータ生成部６０に出力する。
【００２４】
チャネル推定部７０には、シンボル複製回路７０２が設けられており、このシンボル複製回路７０２には、各スイッチ５８から出力されたＫ個のパイロットシンボル系列が入力される。シンボル複製回路７０２は、入力された各パイロットシンボル系列を、上述したＯＦＤＭ送信機のアンテナ数だけ複製する。また、チャネル推定部７０には、Ｋ個の乗算器７０４ａおよび乗算器７０４ｂが設けられている。シンボル複製回路７０２において複製元となったＫ個のパイロットシンボル系列の夫々は、互いに別々の乗算器７０４ａに入力される。また、シンボル複製回路７０２において、複製されたＫ個のパイロットシンボル系列の夫々は、互いに別々の乗算器７０４ｂに入力される。
【００２５】
乗算器７０４ａには、パイロットシンボル生成器７０６ａにて生成されたパイロットシンボル系列Ｐ１が入力される。このパイロットシンボル系列Ｐ１は、上述したＯＦＤＭ送信機のアンテナ１０−１から送信された信号Ｓ１に含まれるパイロットシンボル系列Ｐ１と同等のものである。乗算器７０４ａの各々は、受信された信号のパイロット系列と信号Ｓ１に含まれるパイロットシンボル系列Ｐ１を乗算しパイロットシンボルのデータ変調成分を取り除いて、チャネル推定器７０８ａに出力する。
【００２６】
一方、乗算器７０４ｂには、パイロットシンボル生成器７０６ｂにて生成されたパイロットシンボル系列Ｐ２が入力される。このパイロットシンボル系列Ｐ２は、上述したＯＦＤＭ送信機のアンテナ１０−２から送信された信号Ｓ２に含まれるパイロットシンボル系列Ｐ２と同等のものである。乗算器７０４ｂの各々は、受信された信号のパイロット系列と信号Ｓ２に含まれるパイロットシンボル系列Ｐ２を乗算し、パイロットシンボルのデータ変調成分を取り除いて、チャネル推定器７０８ｂに出力する。
【００２７】
チャネル推定器７０８ａは、乗算器７０４ａの各々からデータ変調成分を取り除いたパイロットシンボル系列を取得し、信号Ｓ１の各々のサブキャリアが伝搬路においてフェージングによりチャネル変動としてどの程度の位相変動を受けたかを推定する。具体的には、チャネル推定器７０８ａは、各々の乗算器７０４ａから出力されたパイロットシンボル系列から受信した信号Ｓ１のサブキャリア毎の位相変動を推定し、加減演算器７１０およびＦＢＩビット生成部７２に出力する。また、チャネル推定器７０８ｂは、各々の乗算器７０４ｂから出力されたパイロットシンボル系列からサブキャリア毎の位相変動を推定し、位相変動推定値を加減演算器７１０およびＦＢＩビット生成部７２に出力する。
【００２８】
加減演算器７１０は、サブキャリア毎に信号Ｓ１と信号Ｓ２の合成信号が伝搬路において受けた位相変動の推定値を生成し、この推定した合成信号の位相変動推定値をデータ生成部６０に出力する。
【００２９】
ＦＢＩビット生成部７２は、上述したＯＦＤＭ送信機に送信すべきフィードバック情報を示すＦＢＩビットを生成する。具体的には、ＦＢＩビット生成部７２には、ＦＢＩビット生成回路７１２が設けられており、このＦＢＩビット生成回路７１２は、信号Ｓ１の位相変動推定値からサブキャリア毎の位相成分φ1,kを求める一方で、信号Ｓ２の位相変動推定値からサブキャリア毎の位相成分φ2,kを求める。次いで、ＦＢＩビット生成回路７１２は、位相成分φ1,kおよび位相成分φ2,kから、サブキャリア毎の受信位相差Φk（Φk＝φ2,k−φ1,k）を求める。そして、ＦＢＩビット生成回路７１２は、受信位相差Φkからサブキャリア毎の理想的な重み係数ｉＷb,kを生成する。この理想的な重み係数ｉＷb,kは、ＯＦＤＭ送信機において信号Ｓ１，Ｓ２の送信キャリア位相の調整に用いられるべき最も好適な数値を示す重み係数である。ＦＢＩビット生成回路７１２は、理想的な重み係数ｉＷb,kの夫々を量子化し、サブキャリア毎の量子化重み係数ｑＷb,kを生成する。そして、ＦＢＩビット生成回路７１２は、量子化重み係数ｑＷb, kを表す所定ビット数のＦＢＩビットをサブキャリア毎に生成して出力する。ＦＢＩビットの夫々は、図示せぬ送信回路によりアンテナ５０を介してフィードバック情報ＦＢＩとして上述したＯＦＤＭ送信機に送信される。なお、ＦＢＩビット生成回路７１２の詳細については、後述する。
【００３０】
図２に示すように、データ生成部６０には、ＦＦＴ回路５６から出力される並列データ系列毎に乗算器６２が設けられている。また、乗算器６２の各々には、入力される並列データ系列のサブキャリアに対応した合成信号の位相変動推定値が入力されている。夫々の乗算器６２は、位相変動推定値に従って並列データ系列の受信位相を補償して並直列変換器６４に出力する。並直列変換器６４は、入力されたＫ個の並列データ系列を並直列（parallel-to-serial）変換して直列データシンボル系列を生成し、チャネル復号器６６に出力する。チャネル復号器６６は、直列データ系列を復号して、ＯＦＤＭ送信機から送信された送信データ系列（ビットストリーム）を生成する。
【００３１】
図３は、ＦＢＩビット生成回路７１２の動作を示す概略図である。なお、１サブキャリア当たりに割り当てられるＦＢＩビットのビット数は、２ビットであるとする。
先ず、ＦＢＩビット生成回路７１２は、偶数番目（ｋ＝２ｎ番目、ｎ：自然数）のサブキャリアに、夫々のサブキャリアの理想的な重み係数ｉＷ2,2nを量子化した量子化重み係数ｑＷ2,2nからＦＢＩビット列Ｂ2nを生成する。さらに詳述すると、ＦＢＩビット生成回路７１２は、２ビットのＦＢＩビットで指定できる４つの位相補正量代表値を０〜２πの位相範囲内に均等に配置する。すなわち、ＦＢＩビット列Ｂ2nが指定する位相補正量代表値は、｛０、π／２、π、３π／２｝のうち、いずれかの値である。ＦＢＩビット生成回路７１２は、位相補正量代表値のうち、理想的な重み係数ｉＷ2,2nに最も値の近い位相補正量代表値を選択し、この選択した位相補正量代表値を量子化重み係数ｑＷ2,2nとして表すＦＢＩビットを生成する。
【００３２】
次に、ＦＢＩビット生成回路７１２は、奇数番目（ｋ＝２ｎ＋１番目）のサブキャリアに、夫々のサブキャリアの理想的な重み係数ｉＷ2,2n+1を量子化した量子化重み係数ｑＷ2,2n+1からＦＢＩビット列Ｂ2n+1を生成する。このときＦＢＩビット生成回路７１２は、偶数番目（２ｎ番目）のサブキャリアに対応する量子化重み係数ｑＷ2,2nに応じて、４つの位相補正量代表値を０〜２πの位相範囲内に不均等に配置する。より具体的には、２ｎ番目のサブキャリアについて量子化重み係数ｑＷ2,2nとして’π／２’が選択されたとすると、ＦＢＩビット生成回路７１２は、２ｎ＋１番目のサブキャリアについてＦＢＩビット列Ｂ2n+1が量子化重み係数ｑＷ2,2n+1として指定する４つの位相補正量代表値を’π／２’の近傍（例えば｛π／４、π／２、３π／４、３π／２｝）に配置する。
【００３３】
さらに説明すると、ＯＦＤＭ方式において夫々のサブキャリアは、互いに直交しているので、変調されたサブキャリアのスペクトルは、互いにオーバーラップする。このため、２ｎ番目のサブキャリアと２ｎ＋１番目のサブキャリアとでは、伝搬路においてフェージングにより受ける位相変化特性の相関が高く、２ｎ＋１番目のサブキャリアの受信位相差は、２ｎ番目のサブキャリアの受信位相差と近い値となる。従って、本実施形態では、２ｎ＋１番目のサブキャリアについて量子化重み係数ｑＷ2,2n+1として選択する位相補正量代表値を、２ｎ番目のサブキャリアについて選択された量子化重み係数ｑＷ2,2nの近傍に配置する。なお、２ｎ＋１番目のサブキャリアが２ｎ番目のサブキャリアの受けた位相変化よりも大きく異なる位相変化を受けたときのために、本実施形態では、２ｎ＋１番目のサブキャリアについて量子化重み係数ｑＷ2,2n+1として選択する位相補正量代表値に、２ｎ番目のサブキャリアについて選択された量子化重み係数ｑＷ2,2nよりも、大きく異なる位相補正量代表値を設けている。
【００３４】
このようにして生成されたサブキャリア毎のＦＢＩビット列Ｂｋは、上述したＯＦＤＭ送信機にフィードバック情報ＦＢＩとして送信される。ＯＦＤＭ送信機の重み係数生成器２２は、受信した夫々のＦＢＩビットより、信号Ｓ１、Ｓ２の各サブキャリアの送信位相を調整するための重み係数Ｗb,kを生成する。
【００３５】
以上説明したように、第１実施形態によれば、奇数番目（２ｎ＋１番目）のサブキャリアについてのＦＢＩビット列Ｂ2n+1が量子化重み係数ｑＷ2,2n+1として選択する位相補正量代表値は、偶数番目（２ｎ番目）のサブキャリアについて選択された量子化重み係数ｑＷ2,2nの近傍に配置される。これにより、奇数番目（２ｎ＋１番目）のサブキャリアについて、理想的な重み係数ｉＷ2,2n+1に値の近い量子化重み係数ｑＷ2,2n+1を同一ビット数のＦＢＩビット列2n+1で表すことができる。従って、ＦＢＩビットのビット数を増やすことなく、各サブキャリアの送信位相を高精度に制御することができる。また、サブキャリアの送信位相を高精度に制御したとしても、ＦＢＩビット数を増やさずに済むから、移動通信システムにおいて上りリンクの伝送容量を圧迫することがない。
【００３６】
＜第２実施形態＞
上述した第１実施形態では、偶数番目（２ｎ番目）のサブキャリアについて選択された量子化重み係数ｑＷ2,2nの近傍に、奇数番目（２ｎ＋１番目）のサブキャリアの量子化重み係数ｑＷ2,2n+1として指定する位相補正量代表値の幾つかを配置した。
【００３７】
しかしながら、図４に示すように、フェージングによりサブキャリアが受ける位相変化特性がサブキャリアの帯域幅よりも広い周波数範囲にわたり緩やかに変動する場合がある。この場合、伝搬路においてフェージングにより受ける位相変化特性は、ｋ番目のサブキャリアと隣接するｋ＋１番目のサブキャリアだけではなく、ｋ番目のサブキャリアの近くにある他のサブキャリア（例えばｋ＋２番目、・・・）も似たものとなる。そこで、第２実施形態では、ｋ番目のサブキャリアについて選択された量子化重み係数ｑＷ2,kの近傍に位相補正量代表値を配置して量子化重み係数を生成するサブキャリアの数をｋ＋１番目のサブキャリアから所定番目のサブキャリアまで増やした。より具体的には、サブキャリアがフェージングにより受ける位相変動の相関は，伝搬路のマルチパスの遅延量が小さくなるに応じて高くなる。従って第２実施形態では、ＦＢＩビット生成回路７１２は、この遅延量が小さい場合に、ｋ番目のサブキャリアについて選択した量子化重み係数ｑＷ2,kの近傍に多数の位相補正量代表値を配置して量子化重み係数を生成するサブキャリアの数を増やす。
【００３８】
一方、図５に示すように、ＦＢＩビット生成回路７１２は、マルチパスの遅延量が大きい場合、すなわち、フェージングによりサブキャリアが受ける位相変化特性が周波数領域で急激に変動する場合には、ｋ番目のサブキャリアについて選択した量子化重み係数ｑＷ2,kの近傍に多数の位相補正量代表値を配置して量子化重み係数を生成するサブキャリアの数を減らす。
【００３９】
以上説明したように、第２実施形態によれば、サブキャリアの夫々がフェージングにより伝搬路において受ける位相変動特性に応じて、ｋ番目のサブキャリアについて選択した量子化重み係数ｑＷ2,kの近傍に多数の位相補正量代表値を配置して量子化重み係数を生成するサブキャリアの数を増減させるので、ＦＢＩビットのビット数を増やすことなく、伝搬路の特性に応じてサブキャリアの送信位相を高精度に制御することができる。
【００４０】
＜変形例＞
上述した実施形態は、本発明の一態様を示すものであり、本発明の技術思想の範囲内で任意に変更可能である。そこで以下に、各種の変形例を説明する。
【００４１】
（１）上述した各実施形態では、ＯＦＤＭ送信機は、ＯＦＤＭ受信機からフィードバック情報を受け取り、このフィードバック情報に従って送信サブキャリア位相を調整する場合について例示したが、送信サブキャリアの振幅を補償する場合にも本発明を適用可能である。具体的には、ＯＦＤＭ受信機のチャネル推定器７０８ａ、７０８ｂは、信号Ｓ１および信号Ｓ２の各々のサブキャリアが伝搬路においてフェージングにより受けた振幅変動を推定し、振幅変動推定値として出力する。また、ＦＢＩビット生成回路７１２は、信号Ｓ１および信号Ｓ２夫々の信号変動推定値からサブキャリア毎の受信振幅比Ａを求める。そして、求めたサブキャリア毎の受信振幅比を第１実施形態で説明したように量子化し、サブキャリア毎にＦＢＩビットを生成する。生成されたＦＢＩビットは、ＯＦＤＭ送信機にフィードバック情報として送信される。
なお、送信サブキャリアの位相および振幅を補償する場合にも本発明が適用可能であることは勿論である。
【００４２】
（２）上述した各実施形態では、ＯＦＤＭ送信機のアンテナ数Bを’２’としたが、これに限らず、２より大きい値であっても良い。
【００４３】
（３）上述した各実施形態において、ＯＦＤＭ送信機が基地局に設けられ、ＯＦＤＭ受信機が移動機に設けられる構成について説明したが、これに限らない。すなわち、ＯＦＤＭ送信機が移動機に設けられ、ＯＦＤＭ受信機が基地局に設けられる構成であっても良く、また、ＯＦＤＭ送信機およびＯＦＤＭ受信機が、基地局および移動機に設けられる構成であっても良い。
【００４４】
【発明の効果】
以上説明したように、本発明によれば、ＯＦＤＭ方式を用いた移動通信システムにＣＬ型送信ダイバーシチを適用した場合において、ＦＢＩビット数を増大させることなく，送信機側で送信サブキャリアを高精度に制御することができる送信機および受信機が提供される。
【図面の簡単な説明】
【図１】 本発明の第１実施形態に係るＯＦＤＭ送信機の構成を示すブロック図である。
【図２】 同ＯＦＤＭ受信機の構成を示すブロック図である。
【図３】 同ＯＦＤＭ受信機のＦＢＩビット生成動作を示す概略図である。
【図４】 本発明の第２実施形態に係るＯＦＤＭ受信機のＦＢＩビット生成動作を説明するための図である。
【図５】 同ＯＦＤＭ受信機のＦＢＩビット生成動作を説明するための図である。
【符号の説明】
１０−１、１０−２…アンテナ、１４−１、１４−２…ＩＦＦＴ回路２０…フィードバック情報ビット復号器、２２…重み係数生成器、３０…パイロットシンボル生成器、７０…チャネル推定部、７２…ＦＢＩビット生成部、７０６ａ、７０６ｂ…パイロットシンボル生成器、７０８ａ、７０８ｂ…チャネル推定器、７１２…ＦＢＩビット生成回路
【発明の属する技術分野】
本発明は、無線通信に用いられる送信機および受信機に関する。
【０００２】
【従来の技術】
移動通信システムにおいて、送信機から送信された信号は、無数の伝搬路（いわゆる、マルチパス）を経て受信機に到達する。このため、受信機側では、遅れて受信機に到達した信号(遅延信号)が先行して到達した信号と干渉する、いわゆる、符号間干渉が発生して、平均ビット誤り率が高くなることにより、受信信号品質が著しく劣化する。特に、信号伝送速度が増加すると、情報を伝送するシンボル長が短くなるため、符号間干渉の影響も大きくなる。そこで、第４世代の移動通信システムにおける送信方式としてＯＦＤＭ(Orthogonal Frequency Division Multiplexing：直交周波数多重分割）方式の採用が検討されつつある。このＯＦＤＭ方式によれば、信号伝送速度が増加した場合でも、複数の直交するサブキャリアを用いて並列伝送を行うため、情報を伝送するシンボル長が長くなり、受信機側での符号間干渉による受信信号品質劣化が軽減される。
【０００３】
一方、移動通信システムにおいて、送信機から送信された電波が建物などで反射・散乱されるなどして多数の遅延波が発生し、これらの電波が相互に干渉して、いわゆる、フェージングが発生する。このフェージングにより、受信機が受信する信号の振幅および位相が変動し、受信機側での受信信号レベルが減衰するため，受信信号品質が劣化する。このフェージングの対策となる技術として、ダイバーシチ技術がある。さらに、このダイバーシチ技術には、受信ダイバーシチと送信ダイバーシチがある。
【０００４】
受信ダイバーシチにおいては、受信側が空間的に離れた複数のアンテナを用いて受信を行い、夫々のアンテナを介して受信された信号を合成して、受信信号レベルを高めるといったことが行われる。しかしながら、受信ダイバーシチを移動通信システムの下りリンクに適用すると、移動機には、複数のアンテナが設けられる必要があり、このため、移動機が大型化してしまう。
一方、送信ダイバーシチにおいては、送信側が複数のアンテナから夫々同一の信号を異なる送信パターンで送信する。そして、受信側が送信側から送信された夫々の信号を受信した後に合成し、受信信号レベルを高くするといったことが行われる。この送信ダイバーシチによれば、送信ダイバーシチを移動通信システムの下りリンクに適用したとしても、移動機には、１本のアンテナが設けられていれば良く、移動機が大型化することがない。
【０００５】
この送信ダイバーシチは、「3GPP TSG RAN, 3G TS 25.211 V3.2.0, March 2000」、「3GPP TSG RAN, 3G TS 25.214 V3.2.0, March 2000」で示されるように、第３世代移動通信方式(IMT-2000)の無線アクセス方式の1つである広帯域DS-CDMA(W-CDMA)方式において，オープンループ（ＯＬ）型送信ダイバーシチとクローズトループ（ＣＬ）型送信ダイバーシチの２つの送信ダイバーシチが標準化されている。
【０００６】
ＯＬ型送信ダイバーシチとしては、送信機側がデータ系列をＳＴ(Space Time)符号化し、２つの送信データ系列を生成して送信するＳＴＴＤ(Space Time Transmit Diversity)方式、および、送信機側が一定周期ごとに送信アンテナを切り替えて送信するＴＳＴＤ(Time Switched Transmit Diversity)方式の２つの方式が標準化されている。このＯＬ型送信ダイバーシチでは、送信機側は、受信機側とは独立に、所定のアルゴリズムに従って送信信号Ｓ１、Ｓ２を生成する。
【０００７】
一方、ＣＬ型送信ダイバーシチとしては、送信機側が受信機側から一定周期毎に送信されるフィードバック情報ＦＢＩに基づいて送信すべき信号の位相や振幅を制御する方式が標準化されている。位相を制御する場合について具体的に説明すると、送信機側は、２つのアンテナを備え、一方のアンテナから参照信号Sref1および情報データ信号Sdata1を送信すると同時に、他方のアンテナから参照信号Sref2および情報データ信号Sdata2を送信する。受信機側は、送信機側から送信された参照信号Sref1、Sref2を受信して、受信したときの参照信号Sref2の参照信号Sref1に対する位相差’φ’や振幅比Ａを推定するといった、いわゆる、チャネル推定を行い、この推定値に基づいて送信機側における位相補正量や振幅補正量を求めてフィードバック情報ＦＢＩとして送信機側に送信する。そして、送信機側は、次に信号を送信するときに、情報データ信号Sdata2の位相を情報データ信号Sdata1の位相に対して’−φ’だけずらす一方で、振幅比Ａに基づいて情報データSdata2の振幅を情報データSdata１の振幅に対して調整して送信することにより、受信機側では、互いに同相かつ所定信号レベル差の信号Sdata1、Sdata2が受信されるから、受信信号レベルが向上し、受信信号品質が高くなる。
このように、ＣＬ型送信ダイバーシチによれば、送信機は、受信機から受信信号の位相差や振幅比を示すフィードバック情報を受け取るから、ＯＬ型送信ダイバーシチに比べ、受信機側における受信状態に対して適応的に送信信号を調整することが可能となる。
【０００８】
【発明が解決しようとする課題】
しかしながら、ＯＦＤＭ方式を用いた移動通信システムにＣＬ型送信ダイバーシチを適用すると、受信機は、サブキャリア毎にフィードバック情報ＦＢＩを表すＦＢＩビットを生成し、それら全てのＦＢＩビットを送信機に送信するため、伝送路の送信容量が圧迫されるといった問題がある。また、夫々のサブキャリアの位相制御を高精度に行う場合、ＦＢＩビット数が増加し、伝送路の送信容量が更に圧迫されるという問題もある。
【０００９】
本発明は、上述した事情を鑑みてなされたものであり、ＯＦＤＭ方式を用いた移動通信システムにＣＬ型送信ダイバーシチを適用した場合において、ＦＢＩビット数を増大させることなく，送信機側で送信サブキャリアを高精度に制御することができる送信機および受信機を提供することを目的とする。
【００１０】
【課題を解決するための手段】
上記目的を達成するために、本発明は、複数のサブキャリアが直交多重されたマルチキャリア変調信号を送信する送信機であって、第１のマルチキャリア変調信号を送信する第１の送信手段と、前記第１のマルチキャリア変調信号の各サブキャリアと送信キャリア位相が異なった複数のサブキャリアにより構成される第２のマルチキャリア変調信号を送信する第２の送信手段と、伝搬により生じた前記第１のマルチキャリア変調信号の各サブキャリアと、前記第２のマルチキャリア変調信号の各サブキャリアとの受信位相差から決定される各サブキャリア毎の送信キャリア位相補正量を各サブキャリア毎に量子化した量子化データを前記第１および第２のマルチキャリア変調信号を受信した受信機から取得する量子化データ取得手段と、前記量子化データ取得手段によって取得された各量子化データから送信キャリア位相補正量を各サブキャリア毎に求め、各サブキャリアの送信キャリア位相を調整する手段であり、前記複数のサブキャリアの一部である所定のサブキャリアに対応した量子化データを複数の異なる位相補正量代表値の中から選択し、前記所定のサブキャリア近傍のサブキャリアに対応した量子化データを前記所定のサブキャリアに対応した量子化データに対応する位相補正量として選択された位相補正量代表値の近くに他の一または複数の位相補正量代表値を配置し、これらの複数の位相補正量代表値の中から、当該量子化データに対応したものを選択する位相調整手段とを備える送信機を提供する。
【００１１】
また、上記目的を達成するために、本発明は、複数のサブキャリアが直交多重された第１のマルチキャリア変調信号と、第２のマルチキャリア変調信号との合成信号を受信する受信手段と、伝搬によって生じた前記第１のマルチキャリア変調信号の各サブキャリアと、前記第２のマルチキャリア変調信号の各サブキャリアとの受信位相差を各サブキャリア毎に特定する受信位相差特定手段と、前記第１および第２のマルチキャリア変調信号を送信した送信機に送るべき送信サブキャリアの位相補正量を前記受信位相差特定手段により特定された受信位相差に基づいて各サブキャリア毎に求め、各位相補正量を量子化し量子化データを生成する量子化データ生成手段であり、前記複数のサブキャリアの一部である所定のサブキャリアの位相補正量を量子化するときには、複数の異なる位相補正量代表値の中から、当該位相補正量に対応したものを量子化データとして選択し、前記所定のサブキャリア近傍のサブキャリアに対応した位相補正量の量子化を行うときには、前記所定のサブキャリアに対応した位相補正量の量子化データに対応した位相補正量表値の近くに他の一または複数の位相差代表値を配置し、これらの複数の位相補正量代表値の中から、当該位相補正量に対応したものを量子化データとして選択する量子化データ生成手段と、前記量子化生成手段により選択された量子化データを送信機に送信する送信手段とを備える受信機を提供する。
【００１２】
【発明の実施の形態】
以下、図面を参照して本発明の実施形態について説明する。以下の説明では、ＯＦＤＭ送信機が送信信号を構成する複数のサブキャリアの各位相を調整（制御）する場合について例示する。
【００１３】
＜第１実施形態＞
図１は、本発明の第１実施形態に係るＯＦＤＭ送信機の構成を示す図である。
本実施形態のＯＦＤＭ送信機は、移動通信システムの基地局に設けられるものであり、信号の送受信を行う２つのアンテナ１０−１、１０−２を備えている（以下の説明では、ＯＦＤＭ送信機が備えるアンテナ数をＢとする）。ＯＦＤＭ送信機は、送信データをＫ個のサブキャリアに分散した信号Ｓ１を生成する一方で、信号Ｓ１を複製して信号Ｓ２を生成する。そして、ＯＦＤＭ送信機は、アンテナ１０−１から信号Ｓ１を送信すると同時に、アンテナ１０−２から信号Ｓ２を送信する。
【００１４】
図１において、チャネル符号化器２は、送信データ系列（ビットストリーム）を符号化し、直並列変換器４に出力する。このチャネル符号化器２における符号化処理には、例えば畳み込み符号化処理、ブロック符号化処理、ターボ符号化処理、または、これらの符号化が組み合わさった符号化処理が含まれる。直並列変換器４は、チャネル符号化された送信データ系列を直並列(serial-to-parallel）変換して、サブキャリア数に相当するＫ個の並列データ系列を生成し、夫々のデータ系列をデータ変調器６に出力する。データ変調器６は、Ｋ個の並列データ系列の夫々を所定の変調方式で変調し、Ｋ個の並列データシンボル系列として出力する。このデータ変調器６により行われる変調方式には、例えば４位相偏移変調方式（QPSK：Quadrature Phase Shift Keying）等がある。データ変調器６から出力されたＫ個の並列データシンボル系列は、アンテナ数Ｂに相当する数だけ複製される。
【００１５】
また、アンテナ１０−１から送信される並列データシンボル系列ごとに乗算器８−１が設けられており、これらの並列データシンボル系列の各々は、対応する乗算器８−１に出力される。同様に、アンテナ１０−２から送信される並列データシンボル系列の各々に対応して乗算器８−２が設けられており、これらの並列データシンボル系列の各々は、対応する乗算器８−２に出力される。
【００１６】
一方、フィードバック情報ビット復号器２０は、アンテナ１０を介して受信した信号からフィードバック情報ＦＢＩを表すＦＢＩビットを復号する。重み係数生成器２２は、復号されたフィードバック情報ＦＢＩに従って信号Ｓ１、Ｓ２の夫々に含まれるサブキャリアの送信キャリア位相を制御するためのＢ×Ｋ個の重み係数Ｗb,k（1≦b≦B、1≦k≦K）を生成する。上述した乗算器８−１の夫々は、入力された並列データシンボル系列と、この並列データシンボル系列に対応する重み係数Ｗ1,kとの乗算を行い、多重器１２−１に出力する。同様に、乗算器８−２の夫々は、入力された並列データシンボル系列と、この並列データシンボル系列に対応する重み係数Ｗ2,kとの乗算を行い、多重器１２−２に出力する。なお、フィードバック情報ＦＢＩおよびＦＢＩビットについては、後に詳述する。
【００１７】
また、図１において、パイロットシンボル生成器３０は、送信機および受信機の双方が既知であって、アンテナ数Ｂの数（すなわち、’２’）のパイロットシンボル系列Ｐ１、Ｐ２を生成する。生成されたパイロットシンボル系列Ｐ１は、多重器１２−１の夫々に出力される。また、パイロットシンボル系列Ｐ２の夫々は、多重器１２−２の夫々に出力される。ここで、各々のパイロットシンボル系列Ｐ１，Ｐ２には、例えばWalsh系列等の符号系列を用いることが好ましく、このような符号系列を用いることにより、パイロットシンボル系列Ｐ１、Ｐ２間の相互相関を概ね’０’にすることができる。
【００１８】
多重器１２−１の各々は、入力された並列データシンボル系列にパイロットシンボル系列Ｐ１を多重し、ＩＦＦＴ回路１４−１（IFFT：Inverse Fast Fourier Transform）に出力する。また、多重器１２−２の各々は、入力された並列データシンボル系列にパイロットシンボル系列Ｐ２を多重し、ＩＦＦＴ回路１４−２に出力する。
【００１９】
ＩＦＦＴ回路１４−１、１４−２の各々は、入力されるＫ個の並列データシンボル系列の夫々のＩ軸成分を複素数の実部、Ｑ軸成分を複素数の虚部とみなし、Ｋ個の複素データを逆フーリエ変換して直交マルチキャリア信号に変換し、夫々の信号をサンプル信号として出力する。このＩＦＦＴ回路１４−１、１４−２の出力は、Ｋ個のサブキャリアの変調波を合成した信号となる。
【００２０】
ＩＦＦＴ回路１４−１から出力されたＫ個のサンプル信号は、並直列(parallel-to-serial)変換器１６−１に入力される。この並直列変換器１６−１は、入力されたＫ個の信号を並直列（parallel-to-serial）変換して直列データシンボル系列を生成し、多重器１９−１に出力する。また、ＩＦＦＴ回路１４−２から出力されたＫ個のサンプル信号も、並直列(parallel-to-serial）変換器１６−２に入力され、この並直列変換器１６−２において直列データシンボル系列に変換された後、多重器１９−２に出力される。
【００２１】
ガードインターバル生成器１８は、一定時間のガードインターバルを多重器１９−１と多重器１９−２に出力する。多重器１９−１は、Ｋ個のサンプルが直列配置してなる直列データシンボル系列の各シンボルの先頭にガードインターバルを付加して出力する。この出力された信号は、送信信号Ｓ１としてアンテナ１０−１を介して受信機に送信される。また、多重器１９−２は、Ｋ個のサンプルが直列配置してなる直列データシンボル系列の各シンボルの先頭にガードインターバルを付加して出力する。この出力された信号は、送信信号Ｓ２としてアンテナ１０−２を介して受信機に送信される。アンテナ１０−１およびアンテナ１０−２の夫々から送信された信号Ｓ１、Ｓ２が伝搬路において合成された信号がＯＦＤＭ受信機により受信される。
【００２２】
図２は、本実施形態に係るＯＦＤＭ受信機の構成を示すブロック図である。
同図に示すように、ＯＦＤＭ受信機は、アンテナ５０を備えている。アンテ
ナ５０を介して受信された信号（すなわち、信号Ｓ１、Ｓ２の合成信号）は、ガードインターバル除去部５２に出力される。ガードインターバル除去部５２は、入力された信号からガードインターバルを除去し、直列データシンボル系列として直並列変換器５４に出力する。直並列変換器５４は、入力された直列データシンボル系列を１シンボル毎に直並列(serial-to-parallel）変換してＫ個のサンプル信号を生成し、ＦＦＴ回路５６（FFT：Fast Fourier Transform）に出力する。
【００２３】
ＦＦＴ回路５６は、入力されたＫ個のサンプル信号に対してフーリエ変換を施すことによりＫ個のサブキャリアのデータシンボルを分離する。また、ＦＦＴ回路５６から出力される並列データシンボル系列毎にスイッチ５８が設けられている。各スイッチ５８は、並列データシンボル系列のパイロットシンボル系列部分が入力される間、パイロットシンボル系列をチャネル推定部７０に出力し、その他の間は、入力された並列データシンボル系列をデータ生成部６０に出力する。
【００２４】
チャネル推定部７０には、シンボル複製回路７０２が設けられており、このシンボル複製回路７０２には、各スイッチ５８から出力されたＫ個のパイロットシンボル系列が入力される。シンボル複製回路７０２は、入力された各パイロットシンボル系列を、上述したＯＦＤＭ送信機のアンテナ数だけ複製する。また、チャネル推定部７０には、Ｋ個の乗算器７０４ａおよび乗算器７０４ｂが設けられている。シンボル複製回路７０２において複製元となったＫ個のパイロットシンボル系列の夫々は、互いに別々の乗算器７０４ａに入力される。また、シンボル複製回路７０２において、複製されたＫ個のパイロットシンボル系列の夫々は、互いに別々の乗算器７０４ｂに入力される。
【００２５】
乗算器７０４ａには、パイロットシンボル生成器７０６ａにて生成されたパイロットシンボル系列Ｐ１が入力される。このパイロットシンボル系列Ｐ１は、上述したＯＦＤＭ送信機のアンテナ１０−１から送信された信号Ｓ１に含まれるパイロットシンボル系列Ｐ１と同等のものである。乗算器７０４ａの各々は、受信された信号のパイロット系列と信号Ｓ１に含まれるパイロットシンボル系列Ｐ１を乗算しパイロットシンボルのデータ変調成分を取り除いて、チャネル推定器７０８ａに出力する。
【００２６】
一方、乗算器７０４ｂには、パイロットシンボル生成器７０６ｂにて生成されたパイロットシンボル系列Ｐ２が入力される。このパイロットシンボル系列Ｐ２は、上述したＯＦＤＭ送信機のアンテナ１０−２から送信された信号Ｓ２に含まれるパイロットシンボル系列Ｐ２と同等のものである。乗算器７０４ｂの各々は、受信された信号のパイロット系列と信号Ｓ２に含まれるパイロットシンボル系列Ｐ２を乗算し、パイロットシンボルのデータ変調成分を取り除いて、チャネル推定器７０８ｂに出力する。
【００２７】
チャネル推定器７０８ａは、乗算器７０４ａの各々からデータ変調成分を取り除いたパイロットシンボル系列を取得し、信号Ｓ１の各々のサブキャリアが伝搬路においてフェージングによりチャネル変動としてどの程度の位相変動を受けたかを推定する。具体的には、チャネル推定器７０８ａは、各々の乗算器７０４ａから出力されたパイロットシンボル系列から受信した信号Ｓ１のサブキャリア毎の位相変動を推定し、加減演算器７１０およびＦＢＩビット生成部７２に出力する。また、チャネル推定器７０８ｂは、各々の乗算器７０４ｂから出力されたパイロットシンボル系列からサブキャリア毎の位相変動を推定し、位相変動推定値を加減演算器７１０およびＦＢＩビット生成部７２に出力する。
【００２８】
加減演算器７１０は、サブキャリア毎に信号Ｓ１と信号Ｓ２の合成信号が伝搬路において受けた位相変動の推定値を生成し、この推定した合成信号の位相変動推定値をデータ生成部６０に出力する。
【００２９】
ＦＢＩビット生成部７２は、上述したＯＦＤＭ送信機に送信すべきフィードバック情報を示すＦＢＩビットを生成する。具体的には、ＦＢＩビット生成部７２には、ＦＢＩビット生成回路７１２が設けられており、このＦＢＩビット生成回路７１２は、信号Ｓ１の位相変動推定値からサブキャリア毎の位相成分φ1,kを求める一方で、信号Ｓ２の位相変動推定値からサブキャリア毎の位相成分φ2,kを求める。次いで、ＦＢＩビット生成回路７１２は、位相成分φ1,kおよび位相成分φ2,kから、サブキャリア毎の受信位相差Φk（Φk＝φ2,k−φ1,k）を求める。そして、ＦＢＩビット生成回路７１２は、受信位相差Φkからサブキャリア毎の理想的な重み係数ｉＷb,kを生成する。この理想的な重み係数ｉＷb,kは、ＯＦＤＭ送信機において信号Ｓ１，Ｓ２の送信キャリア位相の調整に用いられるべき最も好適な数値を示す重み係数である。ＦＢＩビット生成回路７１２は、理想的な重み係数ｉＷb,kの夫々を量子化し、サブキャリア毎の量子化重み係数ｑＷb,kを生成する。そして、ＦＢＩビット生成回路７１２は、量子化重み係数ｑＷb, kを表す所定ビット数のＦＢＩビットをサブキャリア毎に生成して出力する。ＦＢＩビットの夫々は、図示せぬ送信回路によりアンテナ５０を介してフィードバック情報ＦＢＩとして上述したＯＦＤＭ送信機に送信される。なお、ＦＢＩビット生成回路７１２の詳細については、後述する。
【００３０】
図２に示すように、データ生成部６０には、ＦＦＴ回路５６から出力される並列データ系列毎に乗算器６２が設けられている。また、乗算器６２の各々には、入力される並列データ系列のサブキャリアに対応した合成信号の位相変動推定値が入力されている。夫々の乗算器６２は、位相変動推定値に従って並列データ系列の受信位相を補償して並直列変換器６４に出力する。並直列変換器６４は、入力されたＫ個の並列データ系列を並直列（parallel-to-serial）変換して直列データシンボル系列を生成し、チャネル復号器６６に出力する。チャネル復号器６６は、直列データ系列を復号して、ＯＦＤＭ送信機から送信された送信データ系列（ビットストリーム）を生成する。
【００３１】
図３は、ＦＢＩビット生成回路７１２の動作を示す概略図である。なお、１サブキャリア当たりに割り当てられるＦＢＩビットのビット数は、２ビットであるとする。
先ず、ＦＢＩビット生成回路７１２は、偶数番目（ｋ＝２ｎ番目、ｎ：自然数）のサブキャリアに、夫々のサブキャリアの理想的な重み係数ｉＷ2,2nを量子化した量子化重み係数ｑＷ2,2nからＦＢＩビット列Ｂ2nを生成する。さらに詳述すると、ＦＢＩビット生成回路７１２は、２ビットのＦＢＩビットで指定できる４つの位相補正量代表値を０〜２πの位相範囲内に均等に配置する。すなわち、ＦＢＩビット列Ｂ2nが指定する位相補正量代表値は、｛０、π／２、π、３π／２｝のうち、いずれかの値である。ＦＢＩビット生成回路７１２は、位相補正量代表値のうち、理想的な重み係数ｉＷ2,2nに最も値の近い位相補正量代表値を選択し、この選択した位相補正量代表値を量子化重み係数ｑＷ2,2nとして表すＦＢＩビットを生成する。
【００３２】
次に、ＦＢＩビット生成回路７１２は、奇数番目（ｋ＝２ｎ＋１番目）のサブキャリアに、夫々のサブキャリアの理想的な重み係数ｉＷ2,2n+1を量子化した量子化重み係数ｑＷ2,2n+1からＦＢＩビット列Ｂ2n+1を生成する。このときＦＢＩビット生成回路７１２は、偶数番目（２ｎ番目）のサブキャリアに対応する量子化重み係数ｑＷ2,2nに応じて、４つの位相補正量代表値を０〜２πの位相範囲内に不均等に配置する。より具体的には、２ｎ番目のサブキャリアについて量子化重み係数ｑＷ2,2nとして’π／２’が選択されたとすると、ＦＢＩビット生成回路７１２は、２ｎ＋１番目のサブキャリアについてＦＢＩビット列Ｂ2n+1が量子化重み係数ｑＷ2,2n+1として指定する４つの位相補正量代表値を’π／２’の近傍（例えば｛π／４、π／２、３π／４、３π／２｝）に配置する。
【００３３】
さらに説明すると、ＯＦＤＭ方式において夫々のサブキャリアは、互いに直交しているので、変調されたサブキャリアのスペクトルは、互いにオーバーラップする。このため、２ｎ番目のサブキャリアと２ｎ＋１番目のサブキャリアとでは、伝搬路においてフェージングにより受ける位相変化特性の相関が高く、２ｎ＋１番目のサブキャリアの受信位相差は、２ｎ番目のサブキャリアの受信位相差と近い値となる。従って、本実施形態では、２ｎ＋１番目のサブキャリアについて量子化重み係数ｑＷ2,2n+1として選択する位相補正量代表値を、２ｎ番目のサブキャリアについて選択された量子化重み係数ｑＷ2,2nの近傍に配置する。なお、２ｎ＋１番目のサブキャリアが２ｎ番目のサブキャリアの受けた位相変化よりも大きく異なる位相変化を受けたときのために、本実施形態では、２ｎ＋１番目のサブキャリアについて量子化重み係数ｑＷ2,2n+1として選択する位相補正量代表値に、２ｎ番目のサブキャリアについて選択された量子化重み係数ｑＷ2,2nよりも、大きく異なる位相補正量代表値を設けている。
【００３４】
このようにして生成されたサブキャリア毎のＦＢＩビット列Ｂｋは、上述したＯＦＤＭ送信機にフィードバック情報ＦＢＩとして送信される。ＯＦＤＭ送信機の重み係数生成器２２は、受信した夫々のＦＢＩビットより、信号Ｓ１、Ｓ２の各サブキャリアの送信位相を調整するための重み係数Ｗb,kを生成する。
【００３５】
以上説明したように、第１実施形態によれば、奇数番目（２ｎ＋１番目）のサブキャリアについてのＦＢＩビット列Ｂ2n+1が量子化重み係数ｑＷ2,2n+1として選択する位相補正量代表値は、偶数番目（２ｎ番目）のサブキャリアについて選択された量子化重み係数ｑＷ2,2nの近傍に配置される。これにより、奇数番目（２ｎ＋１番目）のサブキャリアについて、理想的な重み係数ｉＷ2,2n+1に値の近い量子化重み係数ｑＷ2,2n+1を同一ビット数のＦＢＩビット列2n+1で表すことができる。従って、ＦＢＩビットのビット数を増やすことなく、各サブキャリアの送信位相を高精度に制御することができる。また、サブキャリアの送信位相を高精度に制御したとしても、ＦＢＩビット数を増やさずに済むから、移動通信システムにおいて上りリンクの伝送容量を圧迫することがない。
【００３６】
＜第２実施形態＞
上述した第１実施形態では、偶数番目（２ｎ番目）のサブキャリアについて選択された量子化重み係数ｑＷ2,2nの近傍に、奇数番目（２ｎ＋１番目）のサブキャリアの量子化重み係数ｑＷ2,2n+1として指定する位相補正量代表値の幾つかを配置した。
【００３７】
しかしながら、図４に示すように、フェージングによりサブキャリアが受ける位相変化特性がサブキャリアの帯域幅よりも広い周波数範囲にわたり緩やかに変動する場合がある。この場合、伝搬路においてフェージングにより受ける位相変化特性は、ｋ番目のサブキャリアと隣接するｋ＋１番目のサブキャリアだけではなく、ｋ番目のサブキャリアの近くにある他のサブキャリア（例えばｋ＋２番目、・・・）も似たものとなる。そこで、第２実施形態では、ｋ番目のサブキャリアについて選択された量子化重み係数ｑＷ2,kの近傍に位相補正量代表値を配置して量子化重み係数を生成するサブキャリアの数をｋ＋１番目のサブキャリアから所定番目のサブキャリアまで増やした。より具体的には、サブキャリアがフェージングにより受ける位相変動の相関は，伝搬路のマルチパスの遅延量が小さくなるに応じて高くなる。従って第２実施形態では、ＦＢＩビット生成回路７１２は、この遅延量が小さい場合に、ｋ番目のサブキャリアについて選択した量子化重み係数ｑＷ2,kの近傍に多数の位相補正量代表値を配置して量子化重み係数を生成するサブキャリアの数を増やす。
【００３８】
一方、図５に示すように、ＦＢＩビット生成回路７１２は、マルチパスの遅延量が大きい場合、すなわち、フェージングによりサブキャリアが受ける位相変化特性が周波数領域で急激に変動する場合には、ｋ番目のサブキャリアについて選択した量子化重み係数ｑＷ2,kの近傍に多数の位相補正量代表値を配置して量子化重み係数を生成するサブキャリアの数を減らす。
【００３９】
以上説明したように、第２実施形態によれば、サブキャリアの夫々がフェージングにより伝搬路において受ける位相変動特性に応じて、ｋ番目のサブキャリアについて選択した量子化重み係数ｑＷ2,kの近傍に多数の位相補正量代表値を配置して量子化重み係数を生成するサブキャリアの数を増減させるので、ＦＢＩビットのビット数を増やすことなく、伝搬路の特性に応じてサブキャリアの送信位相を高精度に制御することができる。
【００４０】
＜変形例＞
上述した実施形態は、本発明の一態様を示すものであり、本発明の技術思想の範囲内で任意に変更可能である。そこで以下に、各種の変形例を説明する。
【００４１】
（１）上述した各実施形態では、ＯＦＤＭ送信機は、ＯＦＤＭ受信機からフィードバック情報を受け取り、このフィードバック情報に従って送信サブキャリア位相を調整する場合について例示したが、送信サブキャリアの振幅を補償する場合にも本発明を適用可能である。具体的には、ＯＦＤＭ受信機のチャネル推定器７０８ａ、７０８ｂは、信号Ｓ１および信号Ｓ２の各々のサブキャリアが伝搬路においてフェージングにより受けた振幅変動を推定し、振幅変動推定値として出力する。また、ＦＢＩビット生成回路７１２は、信号Ｓ１および信号Ｓ２夫々の信号変動推定値からサブキャリア毎の受信振幅比Ａを求める。そして、求めたサブキャリア毎の受信振幅比を第１実施形態で説明したように量子化し、サブキャリア毎にＦＢＩビットを生成する。生成されたＦＢＩビットは、ＯＦＤＭ送信機にフィードバック情報として送信される。
なお、送信サブキャリアの位相および振幅を補償する場合にも本発明が適用可能であることは勿論である。
【００４２】
（２）上述した各実施形態では、ＯＦＤＭ送信機のアンテナ数Bを’２’としたが、これに限らず、２より大きい値であっても良い。
【００４３】
（３）上述した各実施形態において、ＯＦＤＭ送信機が基地局に設けられ、ＯＦＤＭ受信機が移動機に設けられる構成について説明したが、これに限らない。すなわち、ＯＦＤＭ送信機が移動機に設けられ、ＯＦＤＭ受信機が基地局に設けられる構成であっても良く、また、ＯＦＤＭ送信機およびＯＦＤＭ受信機が、基地局および移動機に設けられる構成であっても良い。
【００４４】
【発明の効果】
以上説明したように、本発明によれば、ＯＦＤＭ方式を用いた移動通信システムにＣＬ型送信ダイバーシチを適用した場合において、ＦＢＩビット数を増大させることなく，送信機側で送信サブキャリアを高精度に制御することができる送信機および受信機が提供される。
【図面の簡単な説明】
【図１】 本発明の第１実施形態に係るＯＦＤＭ送信機の構成を示すブロック図である。
【図２】 同ＯＦＤＭ受信機の構成を示すブロック図である。
【図３】 同ＯＦＤＭ受信機のＦＢＩビット生成動作を示す概略図である。
【図４】 本発明の第２実施形態に係るＯＦＤＭ受信機のＦＢＩビット生成動作を説明するための図である。
【図５】 同ＯＦＤＭ受信機のＦＢＩビット生成動作を説明するための図である。
【符号の説明】
１０−１、１０−２…アンテナ、１４−１、１４−２…ＩＦＦＴ回路２０…フィードバック情報ビット復号器、２２…重み係数生成器、３０…パイロットシンボル生成器、７０…チャネル推定部、７２…ＦＢＩビット生成部、７０６ａ、７０６ｂ…パイロットシンボル生成器、７０８ａ、７０８ｂ…チャネル推定器、７１２…ＦＢＩビット生成回路
Claims (8)
- 複数のサブキャリアが直交多重されたマルチキャリア変調信号を送信する送信機であって、
第１のマルチキャリア変調信号を送信する第１の送信手段と、
前記第１のマルチキャリア変調信号の各サブキャリアと送信キャリア位相が異なった複数のサブキャリアにより構成される第２のマルチキャリア変調信号を送信する第２の送信手段と、
伝搬により生じた前記第１のマルチキャリア変調信号の各サブキャリアと、前記第２のマルチキャリア変調信号の各サブキャリアとの受信位相差から決定される各サブキャリア毎の送信キャリア位相補正量を各サブキャリア毎に量子化した量子化データを前記第１および第２のマルチキャリア変調信号を受信した受信機から取得する量子化データ取得手段と、
前記量子化データ取得手段によって取得された各量子化データから送信キャリア位相補正量を各サブキャリア毎に求め、各サブキャリアの送信キャリア位相を調整する手段であり、前記複数のサブキャリアの一部である所定のサブキャリアに対応した量子化データを複数の異なる位相補正量代表値の中から選択し、前記所定のサブキャリア近傍のサブキャリアに対応した量子化データを前記所定のサブキャリアに対応した量子化データに対応する位相補正量として選択された位相補正量代表値の近くに他の一または複数の位相補正量代表値を配置し、これらの複数の位相補正量代表値の中から、当該量子化データに対応したものを選択する位相調整手段と
を具備することを特徴とする送信機。 - 前記複数のサブキャリアの一部である所定のサブキャリアに対応した量子化データを均一に分散配置された複数の異なる位相補正量代表値の中から選択する
ことを特徴とする請求項１に記載の送信機。 - 複数のサブキャリアが直交多重されたマルチキャリア変調信号を送信する送信機であって、
第１のマルチキャリア変調信号を送信する第１の送信手段と、
前記第１のマルチキャリア変調信号の各サブキャリアと送信振幅が異なった複数のサブキャリアにより構成される第２のマルチキャリア変調信号を送信する第２の送信手段と、
伝搬により生じた前記第１のマルチキャリア変調信号の各サブキャリアと、前記第２のマルチキャリア変調信号の各サブキャリアとの受信振幅差から決定される各サブキャリア毎の送信振幅補正量を各サブキャリア毎に量子化した量子化データを前記第１および第２のマルチキャリア変調信号を受信した受信機から取得する量子化データ取得手段と、
前記量子化データ取得手段によって取得された各量子化データから送信振幅補正量を各サブキャリア毎に求め、各サブキャリアの送信振幅を調整する手段であり、前記複数のサブキャリアの一部である所定のサブキャリアに対応した量子化データを複数の異なる振幅補正量代表値の中から選択し、前記所定のサブキャリア近傍のサブキャリアに対応した量子化データを前記所定のサブキャリアに対応した量子化データに対応する送信振幅補正量として選択された振幅補正量代表値の近くに他の一または複数の振幅補正量代表値を配置し、これらの複数の振幅補正量代表値の中から、当該量子化データに対応したものを選択する振幅調整手段と
を具備することを特徴とする送信機。 - 前記複数のサブキャリアの一部である所定のサブキャリアに対応した量子化データを均一に分散配置された複数の異なる振幅補正量代表値の中から選択する
ことを特徴とする請求項３に記載の送信機。 - 複数のサブキャリアが直交多重された第１のマルチキャリア変調信号と、第２のマルチキャリア変調信号との合成信号を受信する受信手段と、
伝搬によって生じた前記第１のマルチキャリア変調信号の各サブキャリアと、前記第２のマルチキャリア変調信号の各サブキャリアとの受信位相差を各サブキャリア毎に特定する受信位相差特定手段と、
前記第１および第２のマルチキャリア変調信号を送信した送信機に送るべき送信サブキャリアの位相補正量を前記受信位相差特定手段により特定された受信位相差に基づいて各サブキャリア毎に求め、各位相補正量を量子化し量子化データを生成する量子化データ生成手段であり、前記複数のサブキャリアの一部である所定のサブキャリアの位相補正量を量子化するときには、複数の異なる位相補正量代表値の中から、当該位相補正量に対応したものを量子化データとして選択し、前記所定のサブキャリア近傍のサブキャリアに対応した位相補正量の量子化を行うときには、前記所定のサブキャリアに対応した位相補正量の量子化データに対応した位相補正量表値の近くに他の一または複数の位相差代表値を配置し、これらの複数の位相補正量代表値の中から、当該位相補正量に対応したものを量子化データとして選択する量子化データ生成手段と、
前記量子化生成手段により選択された量子化データを送信機に送信する送信手段と
を具備することを特徴とする受信機。 - 複数のサブキャリアが直交多重された第１のマルチキャリア変調信号と、第２のマルチキャリア変調信号との合成信号を受信する受信手段と、
伝搬によって生じた前記第１のマルチキャリア変調信号の各サブキャリアと、前記第２のマルチキャリア変調信号の各サブキャリアとの受信振幅差を各サブキャリア毎に特定する受信振幅差特定手段と、
前記第１および第２のマルチキャリア変調信号を送信した送信機に送るべき送信サブキャリアの振幅補正量を前記受信振幅差特定手段により特定された受信振幅差に基づいて各サブキャリア毎に求め、各振幅補正量を量子化し量子化データを生成する量子化データ生成手段であり、前記複数のサブキャリアの一部である所定のサブキャリアの振幅補正量を量子化するときには、複数の異なる振幅補正量代表値の中から、当該振幅補正量に対応したものを量子化データとして選択し、前記所定のサブキャリア近傍のサブキャリアに対応した振幅補正量の量子化を行うときには、前記所定のサブキャリアに対応した振幅補正量の量子化データに対応した振幅補正量代表値の近くに他の一または複数の振幅補正量代表値を配置し、これらの複数の振幅補正量代表値の中から、当該振幅補正量に対応したものを量子化データとして選択する量子化データ生成手段と、
前記量子化生成手段により選択された量子化データを送信機に送信する送信手段と
を具備することを特徴とする受信機。 - 前記所定のサブキャリアは、他の１または複数のサブキャリアを挟んで離間した複数のサブキャリアであり、前記量子化データ生成手段は、伝搬路の遅延量が大きくなるに従い、前記所定のサブキャリアの各々の間に挟まれるサブキャリアの数を減少させる
ことを特徴とする請求項５または６に記載の受信機。 - 前記所定のサブキャリアは、他の１または複数のサブキャリアを挟んで離間した複数のサブキャリアであり、前記量子化データ生成手段は、伝搬路の遅延量が小さくなるに従い、前記所定のサブキャリアの各々の間に挟まれるサブキャリアの数を増加させる
ことを特徴とする請求項５または６に記載の受信機。
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