JP3541526B2 - 周波数分割多重信号生成方法及び復号方法 - Google Patents

周波数分割多重信号生成方法及び復号方法 Download PDF

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Description

【0001】
【発明の属する技術分野】
本発明は周波数分割多重信号生成方法及び復号方法に係り、特に符号化されたディジタル映像信号などを限られた周波数帯域の直交周波数分割多重(OFDM:Orthogonal Frequency Division Multiplex)信号に変換して送受信する周波数分割多重信号の生成方法及び復号方法に関する。
【0002】
【従来の技術】
符号化されたディジタル映像信号などを限られた周波数帯域で伝送する方式の一つとして、256直交振幅変調(QAM:Quadrature Amplitude Modulation)などの多値変調されたディジタル情報を多数の搬送波を用いてOFDM信号として伝送するOFDM方式が、マルチパスに強い、妨害を受けにくい、周波数利用効率が比較的良いなどの特長が従来より知られている。このOFDM方式は多数の搬送波を直交して配置し、各々の搬送波で独立したディジタル情報を伝送する方式である。なお、「搬送波が直交している」とは、隣接する搬送波のスペクトラムが当該搬送波の周波数位置で零になることを意味する。
【0003】
このOFDM方式によれば、ガードバンド期間(ガードインターバル)を設定し、その期間の情報を重複して伝送するようにしているため、電波のマルチパスにより生ずる伝送歪みを軽減できる。すなわち、このOFDM信号の受信は、シンボル期間内に伝送される信号の振幅、位相変調成分を検出し、これらのレベルにより情報の値を復号するものであるから、最初のガードインターバル期間の信号を除いて復号することにより、同一シンボル区間のマルチパス信号と、受信すべき信号の周波数成分は同一であるため、比較的狭い周波数帯域で、伝送歪みの少ない復号ディジタルデータを伝送できる。
【0004】
【発明が解決しようとする課題】
しかるに、上記のOFDM信号を生成する従来の周波数分割多重信号生成方法では、多数の情報搬送波を合成してできるOFDM信号に対し、特に瞬間的に生じるピーク電力に対する対策を施していないため、まれに大電力が発生されることがある。例えば、256個の情報搬送波を用いるOFDM信号の電力は、1情報搬送波電力の256倍の合成した平均電力であるため、仮に全情報搬送波の最大振幅電圧値が一致して発生させられた場合は、一本の搬送波の256倍の伝送電力(又は、D/A変換器、A/D変換器のダイナミックレンジ、アナログ系のリニアリティ等)が要求される。逆に言うと、その分搬送波一本あたりの信号対雑音比(S/N)が低下してしまう。
【0005】
上記の全搬送波の位相が一致する確率は非常に小さく、実際には殆ど発生しないが、平均電力値は余裕をもった低い値に設定し、送信電力装置も平均電力10〜20倍程度の余裕をもった大きな出力信号を発生させられるものを用い、まれに生じる大電力信号に対しても飽和させないで送信できるように考慮していた。このため、従来の周波数分割多重信号発生装置は装置全体が高価で大型化するという問題がある。
【0006】
本発明は上記の点に鑑みてなされたもので、直交周波数分割多重信号を生成する逆離散的フーリエ変換演算の所定のステージ演算結果に応じて演算の仕方を制御することにより、ピーク電力を小さくし得る周波数分割多重信号生成方法及び復号方法を提供することを目的とする。
【0007】
【課題を解決するための手段】
本発明は上記の目的を達成するため、それぞれディジタル情報信号で変調された複数の搬送波からなる周波数分割多重信号を生成するために、複数の入力端子に入力されたディジタル情報信号を逆離散的フーリエ変換する演算部を備えた周波数分割多重信号生成方法において、演算部の最終ステージの直前のステージの演算結果を前半部と後半部に2分割し、前半部をそのままとし、かつ、後半部をゼロに設定して第1の最終ステージを実施して第1の演算結果F1(t)を生成すると共に、前半部をゼロに設定し、かつ、後半部をそのままとして第2の最終ステージを実施して第2の演算結果F2(t)を生成し、第1及び第2の演算結果の和の絶対値が所定値以上となるとき、第2の演算結果F2(t)に対して時間軸上での移動及び所定値の乗算の少なくとも一方を実施した後、第1の演算結果F1(t)に加算合成して周波数分割多重信号を生成することを特徴とする。本発明では、最終ステージを2回実施することで、ピーク値を通常の1/2にすることができる。
【0008】
また、本発明は、演算部の最終ステージを含む演算後方部のX個のステージを実施する際、{(最終ステージ)−X}番目のステージの演算結果を2のブロックに分割し、分割したブロックの一つはそのまま使用し、残りのブロックをすべてゼロに設定して演算後方部のX個のステージを実施することを、すべてのブロックで実施し、得られた2個の演算結果の和の絶対値が所定値以上となるとき、2個の演算結果に対して時間軸上での移動及び所定値の乗算の少なくとも一方を実施した後、これら2個の演算結果を加算合成して周波数分割多重信号を生成することを特徴とする。これにより、本発明では、最終ステージのX番目前のステージからX回ステージ演算することで、ピーク値を通常の1/Xにすることができる。
【0009】
ここで、本発明では演算情報を受信側に伝送する必要があるため、演算部の特定の入力端子の入力信号をゼロとして特定の入力端子に割り当てられた搬送波をキャリアホールとし、演算部の出力周波数分割信号中にキャリアホールで伝送される信号として、時間軸上での移動及び/又は所定値の乗算を行った演算情報を加算合成するか、後半部の初期入力データに、時間軸上での移動及び/又は所定値の乗算を行った演算情報として、少なくとも1つの基準データが挿入されている特定搬送波を設定するか、2個のブロックのそれぞれの初期入力データに、時間軸上での移動及び/又は所定値の乗算を行った演算情報として、少なくとも1つの基準データが挿入されている特定搬送波を設定する。
【0010】
また、本発明の復号方法は前記目的を達成するため、それぞれディジタル情報信号で変調された複数の搬送波からなる周波数分割多重信号を離散的フーリエ変換してディジタル情報信号を復号する復号方法において、請求項3記載の周波数分割多重信号中に予め定めたキャリアホールで伝送される演算情報を復号し、復号されたディジタル情報信号を復号された演算情報で補正することを特徴とする。
【0011】
更に、本発明の復号方法は前記目的を達成するため、それぞれディジタル情報信号で変調された複数の搬送波からなる周波数分割多重信号を離散的フーリエ変換してディジタル情報信号を復号する復号方法において、請求項4記載の周波数分割多重信号中の特定の搬送波で伝送される基準データを復号し、復号されたディジタル情報信号を復号された基準データで補正するか、請求項5記載の周波数分割多重信号中の特定の搬送波で伝送される基準データを復号し、復号された2のブロック毎に復号された基準データで演算結果を補正するように構成したものである。
【0012】
【発明の実施の形態】
次に、本発明の実施の形態について図面と共に説明する。まず、本発明の周波数分割多重信号生成方法について説明する前に、本発明の周波数分割多重信号生成方法が適用されるOFDM信号の送信装置の概要について説明する。ここでは、256本の搬送波で伝送情報をOFDM信号として送信する。また、後段のアナログ信号系の設計を容易にするために、2倍オーバーサンプリングを使用し、512ポイントの逆離散フーリエ変換(IDFT)演算を実行し、OFDM信号を発生させるものとする。
【0013】
この送信装置では、例えばカラー動画像符号化表示方式であるMPEG方式などの符号化方式で圧縮されたディジタル映像信号や音声信号などの伝送すべきディジタルデータを演算部4に供給する。この演算部4は入力ディジタルデータを逆離散フーリエ変換(IDFT)演算して同相信号(I信号)及び直交信号(Q信号)を生成する。この演算部は所定の周波数帯域幅よりも高いサンプルクロック周波数で動作を行う。256本の搬送波で伝送情報を伝送する場合、2倍オーバーサンプリングを使用し、512ポイントのIDFT演算をして信号を発生させる。このときのIDFT演算部への入力割り当ては、入力周波数整列型で順番に番号をふると、次のようになる。
【0014】
n=0〜128 搬送波を変調する情報信号が与えられる。
【0015】
n=129〜383 搬送波レベルを0とし、信号を発生させない。
【0016】
n=384〜511 搬送波を変調する情報信号が与えられる。
【0017】
すなわち、IDFT演算部の入力端子数は実数部(R)信号用と虚数部(I)信号用とにそれぞれ512ずつあり、そのうち1番目(n=1)から127番目(n=127)までの計127個ずつと、385番目(n=385)から511番目(n=511)の計127個ずつの入力端子に情報信号が入力され、また、0番目(n=0)の入力端子には直流電圧(一定)が入力されて伝送する搬送波の中心周波数で伝送され、128番目(n=M/4)と384番目(n=3M/4)の入力端子には例えば、パイロット信号のための固定電圧が入力され、ナイキスト周波数の1/2倍の周波数と等価である両端の周波数の搬送波で伝送される。
【0018】
ここで、1番目から128番目までの計128個の入力端子の入力情報は中心搬送波周波数F0の上側(高域側)の情報伝送用搬送波で伝送され、384番目から511番目までの計128個の入力端子の入力情報は中心搬送波周波数の下側(低域側)の情報伝送用搬送波で伝送される。また、残りの129番目から383番目の入力端子には0が入力され(グランド電位とされ)、その部分の搬送波が発生しないようにされる(データ伝送には用いない)。
【0019】
すなわち、演算部は外部システムからの伝送情報が8ビットずつ、”AB”、”CD”、”EF”、”GH”、...(各文字は4ビットの固まりを表す)の順に到来する場合、1番目から128番目の実数部入力端子及び虚数部入力端子と、384番目から511番目の実数部入力端子及び虚数部入力端子に、それぞれ4ビットの信号が入力される。この場合の搬送波番号と実数部入力端子、虚数部入力端子のデータの割り当ては次の第1の配置とする。
【0020】
【表1】
Figure 0003541526
更に、特定搬送波(キャリア)で受信側での振幅・位相補正のための基準データや同期用データ等(伝送モードもこれらに含まれる)を挿入するので、これらに該当するところのデータは、後に他の搬送波に転送される。
【0021】
上記の演算部のIDFT演算結果(I信号及びQ信号)は、出力バッファを介して直交変調手段に供給され、ここで直交変調されて互いに周波数の異なる257波(正負128組の搬送波と中心搬送波一つ)の情報搬送波のそれぞれが256QAM変調されたOFDM信号に変換された後、周波数変換器により送信周波数帯に周波数変換され、更に送信部で電力増幅等されてアンテナより放射される。
【0022】
周波数分割多重信号受信装置においては、直交復調及びDFT演算後、特定キャリアの基準データに従い、DFT演算結果の補正を行う。
【0023】
次に、本発明の実施の形態について説明するに、図1は本発明になる周波数分割多重信号生成方法の一実施の形態のブロック図を示す。同図において、演算部1はディジタルシグナルプロセッサ(DSP)により具現化され、図示しない外部システムから伝送情報信号(前記ディジタルデータなど)がビットリバース順で各搬送波に対応する実数部入力端子と虚数部入力端子に供給され、前記したIDFT演算を行い、得られた演算結果に所定値以上のピーク値が発生しないように、後述する各実施の形態の方法で演算結果の時間軸上での移動や所定値の乗算などを行って、これにより得られた演算結果を出力バッファ2へ出力する。
【0024】
その際、受信系の復号の基準となる基準データは、第1キャリアを生成する実数部及び虚数部入力端子に入力されてIDFT演算された後、出力バッファ2へ出力される。
【0025】
演算部1のIDFT演算結果(I信号及びQ信号)は、1回のIDFT演算において256個の入力情報が512点の時間軸信号(I信号及びQ信号)として、バースト的に発生されるのに対し、後段の回路では一定で連続的に信号処理を行う必要から、両者の時間的違いを調整するために、IDFT演算結果は出力バッファ2に一時蓄積される。その後、出力バッファ2からI信号及びQ信号は、連続的に読み出されて図示しない直交変調手段に入力される。
【0026】
上記のようにして送信された周波数分割多重信号は、直交復調器で直交復調された後、図10に示すDFT演算部10に供給されてDFT演算され、伝送情報が復号される。ここで、受信されるOFDM信号は後述するように送信側の演算部1で所定値以上のピーク値を生じさせない処理を行っているので、受信側でのDFT演算部10による復号の際に、元のデータを復号できるように、識別のための基準データあるいは演算情報が付加されて送受信される。DFT演算部10はこの基準データあるいは演算情報に基づいて、後述する方法で受信データを補正して元のデータを復元する。
【0027】
(第1の実施の形態)
図1の演算部1は基数2、時間間引き、入力データビットリバース型、出力データ整列型で512(=29)ポイントのIDFT演算を行うものとする。このIDFT演算は、第1ステージから第9ステージまでの演算を必要とするが、この実施の形態では最終ステージ(すなわち、第9ステージ)を残し、第8ステージまでを演算し、これにより得られた512個の演算結果のうち前半部をE0〜E255、後半部をH0〜H255とおくと、第1の最終ステージとして、E0〜E255をそのまま使用し、H0〜H255をゼロとして演算して演算結果F1(t)を得る。また、第2の最終ステージとして、演算部1はE0〜E255をゼロとし、H0〜H255をそのまま使用して演算して演算結果F2(t)を得る。
【0028】
通常の最終ステージ結果をF(t)とすると、これはF1(t)+F2(t)であることは自明である。ここで、F(t)に所定値以上のピーク値があるとすると、本実施の形態ではF2(t)のデータ列をずらしてF1(t)に加算することにより、ピーク値を減少させるものである。
【0029】
次に、上記の最終ステージ結果F(t)がF1(t)+F2(t)となることについて、詳細に説明する。いま、説明を簡単にするため、上記のIDFT演算を16ポイントIDFT演算とすると、ビットリバース順で入力されるデータに対して、通常は図2に示す如き第1ステージから第4ステージまでのバタフライ演算が実行される。
【0030】
ここで、図2中の数値はバタフライ演算の回転因子Wn=exp(−j2πn/16)のnの値を示している。各バタフライ演算は複素数で表現したとき、(R1+jI1)と(R2+jI2)の各データのうち、(R1+jI1)に対しては(R1+jI1)+(R2+jI2)Wn、(R2+jI2)に対しては(R1+jI1)−(R2+jI2)Wnの演算を実施する。なお、全体を通して各ステージ演算毎の1/2スケーリングについては省略して記述してある。
【0031】
16ポイントIDFT演算では、4つのステージを実施するが、前記したようにこの実施の形態では最終ステージである第4ステージを残し、第3ステージの演算結果を前半部E0〜E7と後半部H0〜H7とに分け、図3に示すように第4ステージを演算すると同図に示す演算結果が得られる。
【0032】
ここで、第4ステージ(最終ステージ)の演算結果をF(t)とし、これを2つの関数F1(t)、F2(t)として扱う。すなわち、
F(t)=F1(t)+F2(t)
【0033】
【数1】
Figure 0003541526
F1(t)を求めるには、E0〜E7をそのまま使用し、H0〜H7をゼロと仮定して第4ステージの演算を実施すると得られる。または、図3から明らかなように、E0〜E7の繰り返しとしても得られる。
【0034】
一方、F2(t)を求めるには、H0〜H7をそのまま使用し、E0〜E7をゼロと仮定して第4ステージの演算を実施すると得られる。または、図3からもわかるように、W00〜W77までを計算し、その極性反転を利用しても得られる。
【0035】
ここで、伝送情報として、入カデータ列{a0,a1,・・・,a15}が入つてきた場合を考える。これら16個のデータ値は、所定の規則で周波数割当されるが、割り当てられた入力データ列を、以降の説明をわかりやすくするために、仮に、{b0,b8,b4,b12,b2,b10,b6,b14,b1,b9,b5,b13,b3,b11,b7,b15}とする。anとbnの関連は本発明の範囲外である。このデータ列が図2の左から入力され、IFDT演算されることになる。
【0036】
F1(t)、F2(t)を求めることに関して、別の見方をすると、{b0,b8,b4,b12,b2,b10,b6,b14,0,0,0,0,0,0,0,0}の入力列をIDFT演算した結果がF1(t)に対応し、{0,0,0,0,0,0,0,0,b1,b9,b5,b13,b3,b11,b7,b15}の入力列をIDFT演算した結果がF2(t)に対応することは自明である。
【0037】
送出すべき最終結果(OFDM波)は、F1(t)+F2(t)であるが、この結果に所定値以上のピーク値があった場合は、F2(t)を数サンプルずらして加算をする。
【0038】
次に、上記の加算方法について説明する。加算方法としては、▲1▼F1(t)とF2(t)の最大、最小ピーク値が重ならないように、F2(t)を数サンプルだけ、前又は後ろにずらす、▲2▼F1(t)の最大ピーク点に対し、F2(t)の最小ピーク点が一致するようにF2(t)を数サンプルだけ、前又は後ろにずらす、▲3▼F1(t)のレベルが大きい点(例えば5点)と、F2(t)のレベルが大きい点(例えば5点)が一致しないように、かつ、F1(t)のレベルが小さい点(例えば5点)と、F2(t)のレベルが小さい点(例えば5点)が一致しないように、F2(t)をずらす、などの方法が考えられる。
【0039】
なお、F1(t)、F2(t)ともに、複素関数であり、
F1(t)=F1R(t)+jF1I(t)
F2(t)=F2R(t)+jF2I(t)
とおくと、F1R(t)+F2R(t)がI(In Phase)信号列、F2I(t)+F2I(t)がQ(Quadrature)信号列、になるため、F2R(t)、F2I(t)が同じサンプル数だけずれる条件で、I信号列、Q信号列をともに考慮してピーク値を削減することは言うまでもない。図1の演算部1は上記のようにF2(t)をずらし、ピーク値を所定値以下にした後、出力バッファ2を介して図示しない直交変調器へデータを送出する。
【0040】
ここで、一例として、図3の演算結果で、F2(t)をひとつずらしたものを次表に示す。
【0041】
【表2】
Figure 0003541526
上記の表2のずらした後の整理結果からわかるように、第3ステージ演算結果が次式であったことと同等である。
【0042】
t’=W1t+1 mod(t,8)
第2ステージ演算結果の後半部の8点をC0〜C3、D0〜D3とおくと、通常は図4に示すように演算されるが、上式から逆算して第2ステージ演算結果が図5であったことに相当している。
【0043】
更に、入力データ列まで計算すると、通常は図6に示すように演算されるが、ずらした場合を逆算すると、図7に示すようになる。結論として、伝送情報、つまり入力データ列が、{b0,b8,b4,b12,b2,b10,b6,b14,b1,b9,b5,b13,b3,b11,b7,b15}の場合、前記したずらし方により、入力データ列に、{b0,b8,b4,b12,b2,b10,b6,b14,W11,W99,W55,W1313,W33,W1111,W77,W1515}が入ることと同等である。周波数割当の前半部は、そのままで、後半部のみ1サンプル時間だけ波形を進めたかたちとなる。
【0044】
上記の場合において、全ての入力データは、振幅が同一であり、b0〜b14までは、入カデータの位相は同一であり、b1は、基本周波数(1シンボルに1周期)に割当られるので、位相(以下、角度ともいう)はW1の1個分、b9は、基本周波数× 9に割当られるので、角度としてはWの19個分、b5は、基本周波数× 5に割当られるので、角度としてはW1の 5個分、b13は、基本周波数×13に割当られるので、角度としてはW1の13個分、b3は、基本周波数× 3に割当られるので、角度としてはW1の 3個分、b11は、基本周波数×11に割当られるので、角度としてはW1の11個分、b7は、基本周波数× 7に割当られるので、角度としてはW1の 7個分、b15は、基本周波数×15に割当られるので、角度としてはW1の15個分の位相が進んだデ ータを入力したと考えられる。
【0045】
次に、図10のDFT演算部10による復号方法について述べる。一例として、送信側で基本周波数割当データに基準データを挿入し、これに基づいて復号時の補正量を決定する。この基準データの値は、ある決められた基準位相値であれば何でもよい。例えば、位相0度の値を基準データと決めたとき、受信側で、b1’のデータが位相α'度を検出したとする。この値は、W1の±数個分に相当している。
【0046】
この場合、b1がα’度位相が進んでいることから、b0のデータを復元する為に、b9’のデータの位相をα’× 9度遅らせ、b5のデータを復元する為に、b5’のデータの位相をα’× 5度遅らせ、b13のデータを復元する為に、b1 3’のデータの位相をα’×13度遅らせ、b3のデータを復元する為に、b3’のデータの位相をα’× 3度遅らせ、b11のデータを復元する為に、b11’のデータの位相をα’× 11度遅らせ、b7のデータを復元する為に、b7’のデータの位相をα’×7度遅らせ、b15のデータを復元する為に、b15’のデータの位相をα’× 15度遅らせる操作をすればよい。
【0047】
同様に考えて、b3に基準データを挿入したとき、β'度位相が進んでいたときは、b1のデータを復元する為に、b1’のデータの位相を(β’/3)× 1度遅らせ、b9のデータを復元する為に、b9’のデータの位相を(β’/3)× 9度遅らせ、b5のデータを復元する為に、b5’のデータの位相を(β’/3)× 5度遅らせ、b13のデータを復元する為に、b13’のデータの位相を(β’/3)× 13度遅らせ、b11のデータを復元する為に、b11’のデータの位相を(β’/3)× 11度遅らせ、b7のデータを復元する為に、b7’のデータの位相を(β’/3)× 7度遅らせ、b15のデータを復元する為に、b15’のデータの位相を(β’/3)× 15度遅らせる操作をすればよい。その他の周波数に基準データを挿入しても、同様に処理できる。
【0048】
このように、図1の実施の形態では、第2の最終ステージとして、演算部1はE0〜E255をゼロとし、H0〜H255をそのまま使用して演算して演算結果F2(t)を得る。このF2(t)のデータ列を{K0、K1、K2、・・・、K511}とする。データ列を+1サンプルずらしたものを{K1、K2、・・・、K511、K0}とする。この操作は、F2(t)(時間軸波形)を1サンプル時間早めたことを示す。よって、各周波数はそれぞれに、その時間分の位相進みを起こして受信される。演算部1への入カデータ列の前半部、後半部を、それぞれ、
前半部={b0,0,0,b384,b64,0,0,b448,b32,0,0,b416,b96,0,0,b480,b16,・・・,b510
後半部={b1,0,0,b385,b65,0,0,b449,b33,0,0,b417,b97,0,0,b481,b17,・・・,b511
とすると、図10のDFT演算部10において、前半部はそのままにデータが復号され、後半部は、{W1b1,0,0,W385b385,W65b65,0,0,W449b449,W33b33,0,0,W417b417,W97b97,0,0,W481b481,W17b17,0,0,W511b511}とデータが復号される。なお、WnはIDFT演算の回転因子で、Wn=exp(−j2πn/512)を示している。
【0049】
そこで、+1サンプルずらしたときの補正としては、後半部の復号結果に対し、それぞれ、W-1,W-385,W-65,W-449,W-33,W-417,W-97,W-481,W-17,・・・,W-511の補正量を乗じればよい。
【0050】
実際に、±nサンプルずらしたときの補正量の求め方としては、第1の方法として、特定キャリアを設けキャリアホールとしておき、IDFT演算後に、特定キャリア相当信号の所にずらした情報を(時間軸関数で)加算すればよい。これは、IDFT演算用に用意されているSINテーブルを利用することにより、容易に実施できる。受信機では、この情報をもとに補正を行う。各周波数のデータと補正量には一定の関係があるため、情報量としては、8ピットで256通り、9ビットならすべてのずらし方である512通りが表現できる。
【0051】
ここでは、既述したとおり、第2の方法として、既述のb1に基準データを常に挿入する。b1に割当られる周波数は1シンボルに1周期の基本周波数(f1)である。受信機で、b1’(これはb1の受信データ)を受信した場合、(b1'/b1)の計算からf1 の位相差がわかり、補正量としては、(b1/b1’)が得られる。これをもとに、受信データbn’について、(b1/b1’)nn’の計算によりbnが求まる。
【0052】
このことについて、更に詳細に説明する。いま、送信する基準データSTX
TX=xS+jyS
とすると、これは極座標表記すると次式で表される。
【0053】
S=Scos(θS),yS=Ssin(θn)
ただし、S=√(x 2 S+y 2 S),θS=tan-1(yS/xS)
一方、上記の基準データSTXを受信して得られる受信基準データSTX’は次式で表される。
【0054】
TX'=xS'+jyS'
これは極座標表記すると次式で表される。
【0055】
S'=S'cos(θS'),yS'=S'sin(θS')
ただし、S'=√(xS'2+yS'2),θS'=tan-1(yS'/xS')
基本周波数f1の補正量は、
(b1/b1’)=(xS+jyS)/(xS’+jys’)
より求める。これを極座標で表記すると、
(b1/b1')=(S/S')(cos(θS−θS')+jsin(θS−θS'))
ここでは、位相のみ変化させ、振幅は同じなので、S=S'で、f1の補正量は、
cos(θS−θS')+jsin(θS−θS') を得る。
また、θS=0と設定しておくことにより、より計算の簡単な、
cos(−θS')+jsin(−θS') を得る。
なお、角度は左まわりを正の方向とする。 (この場合、θS'<0)
一方、伝送情報に関する送信データDTXn(=x+jy)を受信して得られる受信データDTXn'=(x'+jy')に対する補正は、次式より求まる。
【0056】
Figure 0003541526
また、θS=0と設定しておくことにより、より簡単な計算式
TXn=DTXn'((cos(nθS')-jsin(nθS'))
により受信データが求まる。
【0057】
基準データを、b1でなくbm に設定した場合は、(bm’/bm)の計算からfmの位相差がわかり、補正量としては、(bm/bm’)が得られる。既述した内容から明かなように、データの補正は、
TXn=DTXn'(cos((n/m)(θS−θS'))+jsin((n/m)(θS−θS')))
より求まる。
【0058】
理論的に、θS−θS'、(1/m)(θS−θS')、あるいはθS'は、サンプル時間の整数倍なので、受信機においてこれらの計算には、DFT演算用のSINテーブルを利用する事ができ、計算が簡単に行える。
【0059】
(第2の実施の形態)
次に、本発明の第2の実施の形態について説明する。この第2の実施の形態では、演算部1の最終ステージを含む演算後方部のX個のステージを実施する際、{(最終ステージ)−X}番目のステージの演算結果を2のブロックに分割し、分割したブロックの一つはそのまま使用し、残りのブロックをすべてゼロに設定して演算後方部のX個のステージを実施することを、すべてのブロックで実施し、得られた2個の演算結果の和の絶対値が所定値以上となるとき、2個の演算結果に対して時間軸上で移動した後、これら2個の演算結果を加算合成して周波数分割多重信号を生成する。
【0060】
ここでは、上記のXを”2”とした場合について説明する。いま、第2ステージの演算結果を、A0〜A3、B0〜B3、C0〜C3、D0〜D3で表される4つのブロックに分割し、第1のブロックの演算結果A0〜A3をそのまま使用し、残りのブロックの演算結果B0〜B3、C0〜C3、D0〜D3はすべて0として第3、4ステージを実施し、演算結果F1(t)を得る。
【0061】
同様に、第2のブロックの演算結果B0〜B3をそのまま使用し、残りのブロックの演算結果A0〜A3、C0〜C3、D0〜D3はすべて0として第3、4ステージを実施し、演算結果F2(t)を、第3のブロックの演算結果C0〜C3をそのまま使用し、残りのブロックの演算結果A0〜A3、B0〜B3、D0〜D3はすべて0として第3、4ステージを実施し、演算結果F3(t)を得、更に、第4のブロックの演算結果D0〜D3をそのまま使用し、残りのブロックの演算結果A0〜A3、B0〜B3、C0〜C3はすべて0として第3、4ステージを実施し、演算結果F4(t)を得る。これらの演算の様子を図8に示す。
【0062】
通常の最終ステージの演算結果F(t)は
F(t)=F1(t)+F2(t)+F3(t)+F4(t)
で表される。ここで、この実施の形態では、この演算結果F(t)に所定値以上のピーク値がでるときには、F2(t)、F3(t)、F4(t)をそれぞれ±数サンプルずらして加算することにより、ピーク値が所定値未満になるようにする。このとき、時間軸上でずらしたサンプル数が受信系で識別できるように、第2〜第4のブロックには、それぞれ基準データを挿入しておく。
【0063】
このようにして、生成された周波数分割多重信号を受信する受信機においては、各ブロックの基準データの受信値に従って補正値を決定し、データを復号する。
【0064】
一例として、演算部1がF2(t)を2サンプル時間進め、F3(t)を3サンプル時間進め、F4(t)を1サンプル時間遅らせると、ピーク値が減少すると判定したものとすると、演算部1はピーク値を所定値未満にするために、上記のサンプル分の時間軸上での移動をした後加算を実行して、図9の右側に示す「送信するデータ」を生成して出力する。これにより、上記の送信データは図9の左側に示すデータbn’として受信されたものとする。ここで、b2、b1、b3に基準データを挿入していたものとする。
【0065】
この場合、第1ブロックはサンプルの進み遅れがないので、そのままで補正をしない。第2ブロックは図9に示すように、まずb2’(=W42)が受信されるが、ずらす前の送信データb2が受信されるべきなので、補正量αとしてb2/b2’を演算してW-4が求まる。そして、基準データの周波数との関係から前記したように、第2プロックの各受信データに対して、2サンプル時間の進みを補正するために次式の補正が施される。
【0066】
10=(W-2010’)=α(10/2)10
6=(W-126’)=α(6/2)6
14=(W-2814’)=α(14/2)14
第3ブロックは図9に示すように、b1’(=W31)が受信されたが、b1が受信されるべきなので、補正量βとしてb1/b1’を演算してW-3が求まる。そして、基準データの周波数との関係から前記したように、第3プロックの各受信データに対して、3サンプル時間の進みを補正するために次式の補正が施される。
【0067】
9=(W-279’)=β(9/919
5=(W-155’)=β(5/1)5
13=(W-3913’)=β(13/1)13
第4ブロックは図9に示すように、b3’(=W-33)が受信されたが、b3が受信されるべきなので、補正量γとしてb3/b3’を演算してW3が求まる。そして、基準データの周波数との関係から前記したように、第4プロックの各受信データに対して、1サンプル時間の遅れを補正するために次式の補正が施される。
【0068】
11=(W1111’)=γ(11/3)11
7=(W77’)=γ(7/3)7
15=(W1515’)=γ(15/3)15
なお、上記の説明では、所定値以上のピーク値がでないように、演算結果に対して時間軸上で移動するように説明したが、所定値を乗算して振幅を変化させることも考えられる。詳細記述はしないが、これも同様に、基準データをたよりにして補正してデータを復元できることは明らかである。
【0069】
(第3の実施の形態)
この実施の形態は、演算結果に対して時間軸上で位相をずらす方法に加え、振幅も変化させるものである。
【0070】
第1の実施の形態で述べた加算方法で、一例として、F1(t)の最大ピーク点に対し、F2(t)の最小ピーク点が一致するようにF2(t)を数サンプル、前または後ろにずらすように説明した。このとき、F2(t)の最小ピーク点(絶対値)が小さい場合などは、F2(t)の振幅を大きくする。この場合の補正の仕方は、既述内容の拡張として説明できる。
【0071】
すなわち、第1の実施の形態では、基本周波数f1の補正量は、前記したように、
(b1/b1’)=(xS+jyS)/(xS’+jys’)
より求めている。これを極座標で表記すると、
(b1/b1')=(S/S')(cos(θS−θS')+jsin(θS−θS'))
これに対し、この実施の形態では位相を変化させると共に、振幅も例えば2倍に変化させて送信するので、2S=S'で、f1の補正量は、
2cos(θS−θS')+jsin(θS−θS') を得る。
【0072】
一方、伝送情報に関する送信データDTXn(=x+jy)を受信して得られる受信データDTXn'=(x'+jy')に対する補正は、次式より求まる。
【0073】
TXn=DTXn'(S/S')(cos(n(θS−θS'))+jsin(n(θS−θS')))
以上、2ブロック分割(第1の実施の形態)、4ブロック分割(第2の実施の形態)について述べてきたが、4ブロック以上の分割についても、同種の操作により対応できることは明らかである。また、これら分割後のそれぞれの演算結果には、それぞれの規則性があるため、通常のIDFT演算ではなく、規則性を利用した演算が可能であり、よって、演算時間の短縮を期待できる。
【0074】
【発明の効果】
以上説明したように、本発明によれば、最終ステージを2回実施することで、ピーク値を通常の1/2にすることができ、あるいは、最終ステージのX番目前のステージからX回ステージ演算することで、ピーク値を通常の1/Xにすることができるため、加算後の周波数分割信号のピーク値の発生を従来に比べて大幅に抑圧することができ、演算時間の急激な増加を伴わずに、安価な電気系(D/A変換器とA/D変換器のダイナミックレンジの適正化)で構成できると共に、安価な装置での高信頼性(S/Nの改善)の確保が可能となる。
【0075】
また、本発明によれば、演算処理や復号処理が送信装置や受信装置のファームウェアで実現できるので、ハードウェア的には追加なく構成でき、コスト的に有利な構成にできる。更に、本発明によれば、IDFT演算の規則性を利用して演算時間の短縮化を図ることができ、また、復号時の補正処理も演算情報や基準データを復号することで容易にできる。
【図面の簡単な説明】
【図1】本発明の周波数分割多重信号生成方法が適用される装置の一実施の形態のブロック図である。
【図2】IDFT演算のアルゴリズムの一例を示す図である。
【図3】第4ステージの演算結果を説明する図である。
【図4】第3ステージの演算結果を説明する図である。
【図5】本発明の第1の実施の形態の第3ステージの演算結果を説明する図である。
【図6】第1〜第3ステージの演算結果を説明する図である。
【図7】演算結果を時間軸上でずらした場合の第1〜第3ステージの演算結果を説明する図である。
【図8】IDFT演算結果を4つのブロックに分ける場合の各ステージ演算結果説明図である。
【図9】時間軸上でずらした送信データと受信データ(補正前)との関係を説明する図である。
【図10】本発明の復号方法が適用される装置を説明する図である。
【符号の説明】
1 演算部
2 出力バッファ
10 DFT演算部
0〜E7 第3ステージ演算結果の前半部
0〜H7 第3ステージ演算結果の後半部
0〜W7 回転因子
0〜A3、B0〜B3、C0〜C3、D0〜D3 第2ステージ演算結果

Claims (8)

  1. それぞれディジタル情報信号で変調された複数の搬送波からなる周波数分割多重信号を生成するために、複数の入力端子に入力された前記ディジタル情報信号を逆離散的フーリエ変換する演算部を備えた周波数分割多重信号生成方法において、
    前記演算部の最終ステージの直前のステージの演算結果を前半部と後半部に2分割し、前記前半部をそのままとし、かつ、前記後半部をゼロに設定して第1の最終ステージを実施して第1の演算結果F1(t)を生成すると共に、前記前半部をゼロに設定し、かつ、前記後半部をそのままとして第2の最終ステージを実施して第2の演算結果F2(t)を生成し、前記第1及び第2の演算結果の和の絶対値が所定値以上となるとき、前記第2の演算結果F2(t)に対して時間軸上での移動及び所定値の乗算の少なくとも一方を実施した後、前記第1の演算結果F1(t)に加算合成して周波数分割多重信号を生成することを特徴とする周波数分割多重信号生成方法。
  2. それぞれディジタル情報信号で変調された複数の搬送波からなる周波数分割多重信号を生成するために、複数の入力端子に入力された前記ディジタル情報信号を逆離散的フーリエ変換する演算部を備えた周波数分割多重信号生成方法において、
    前記演算部の最終ステージを含む演算後方部のX個のステージを実施する際、{(最終ステージ)−X}番目のステージの演算結果を2のブロックに分割し、分割したブロックの一つはそのまま使用し、残りのブロックをすべてゼロに設定して前記演算後方部のX個のステージを実施することを、すべてのブロックで実施し、得られた2個の演算結果の和の絶対値が所定値以上となるとき、前記2個の演算結果に対して時間軸上での移動及び所定値の乗算の少なくとも一方を実施した後、これら2個の演算結果を加算合成して周波数分割多重信号を生成することを特徴とする周波数分割多重信号生成方法。
  3. 前記演算部の特定の入力端子の入力信号をゼロとして前記特定の入力端子に割り当てられた搬送波をキャリアホールとし、前記演算回路の出力周波数分割信号中に前記キャリアホールで伝送される信号として、前記時間軸上での移動及び/又は所定値の乗算を行った演算情報を加算合成することを特徴とする請求項1又は2記載の周波数分割多重信号生成方法。
  4. 前記後半部の初期入力データに、前記時間軸上での移動及び/又は所定値の乗算を行った演算情報として、少なくとも1つの基準データが挿入されている特定搬送波を設定することを特徴とする請求項1記載の周波数分割多重信号生成方法。
  5. 前記2のブロックのそれぞれの初期入力データに、前記時間軸上での移動及び/又は所定値の乗算を行った演算情報として、少なくとも1つの基準データが挿入されている特定搬送波を設定することを特徴とする請求項2記載の周波数分割多重信号生成方法。
  6. それぞれディジタル情報信号で変調された複数の搬送波からなる周波数分割多重信号を離散的フーリエ変換して前記ディジタル情報信号を復号する復号方法において、
    前記請求項3記載の周波数分割多重信号中に予め定めたキャリアホールで伝送される演算情報を復号し、復号された前記ディジタル情報信号を復号された前記演算情報で補正することを特徴とする復号方法。
  7. それぞれディジタル情報信号で変調された複数の搬送波からなる周波数分割多重信号を離散的フーリエ変換して前記ディジタル情報信号を復号する復号方法において、
    前記請求項4記載の周波数分割多重信号中の前記特定の搬送波で伝送される前記基準データを復号し、復号された前記ディジタル情報信号を復号された前記基準データで補正することを特徴とする復号方法。
  8. それぞれディジタル情報信号で変調された複数の搬送波からなる周波数分割多重信号を離散的フーリエ変換して前記ディジタル情報信号を復号する復号方法において、
    前記請求項5記載の周波数分割多重信号中の前記特定の搬送波で伝送される前記基準データを復号し、復号された前記2のブロック毎に復号された前記基準データで演算結果を補正することを特徴とする復号方法。
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