JPH1051415A - Ｏｆｄｍ信号受信装置 - Google Patents
Ｏｆｄｍ信号受信装置Info
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- JPH1051415A JPH1051415A JP8203381A JP20338196A JPH1051415A JP H1051415 A JPH1051415 A JP H1051415A JP 8203381 A JP8203381 A JP 8203381A JP 20338196 A JP20338196 A JP 20338196A JP H1051415 A JPH1051415 A JP H1051415A
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- phase
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Abstract
(57)【要約】
【課題】 ハードウエア規模を低減した安価なＯＦＤＭ
信号受信装置を得ることを目的とする。 【解決手段】 ＦＦＴ演算器１０４からのディジタル出
力値のうち、実数部または虚数部の絶対値が所定の基準
値ａを越えるものは該基準値ａに振幅制限し、これによ
りビット数を減らしてからメモリ１０６、１０９に格納
することにより、メモリのサイズを低減する。
信号受信装置を得ることを目的とする。 【解決手段】 ＦＦＴ演算器１０４からのディジタル出
力値のうち、実数部または虚数部の絶対値が所定の基準
値ａを越えるものは該基準値ａに振幅制限し、これによ
りビット数を減らしてからメモリ１０６、１０９に格納
することにより、メモリのサイズを低減する。
Description
【０００１】
【発明の属する技術分野】本発明は、ＯＦＤＭ変調され
た信号を受信し、復調を行うＯＦＤＭ信号受信装置に関
する。
た信号を受信し、復調を行うＯＦＤＭ信号受信装置に関
する。
【０００２】
【従来の技術】ディジタル信号の伝送方式として、直交
関数系を構成する多数の搬送波（サブキャリア）をＤＦ
Ｔ（Discrete Fourier Transformation；離散フーリエ
変換）演算によって一括して変復調するＯＦＤＭ（Orth
ogonal Frequency Division Multiplexing；直交周波数
分割多重）方式がある。近年の半導体技術の進歩によ
り、ＤＦＴなどの演算を高速に実行することが可能とな
ったために、様々な利点を持つＯＦＤＭ方式が注目を集
めるようになってきた。
関数系を構成する多数の搬送波（サブキャリア）をＤＦ
Ｔ（Discrete Fourier Transformation；離散フーリエ
変換）演算によって一括して変復調するＯＦＤＭ（Orth
ogonal Frequency Division Multiplexing；直交周波数
分割多重）方式がある。近年の半導体技術の進歩によ
り、ＤＦＴなどの演算を高速に実行することが可能とな
ったために、様々な利点を持つＯＦＤＭ方式が注目を集
めるようになってきた。
【０００３】このＯＦＤＭ方式は、サブキャリア間隔を
最小にできるために、周波数利用効率が高いという特長
がある。さらに、マルチパスに強く高品質な伝送が可能
であり、特にマルチパスの影響を受けやすい移動体通信
の伝送方式として注目されている。
最小にできるために、周波数利用効率が高いという特長
がある。さらに、マルチパスに強く高品質な伝送が可能
であり、特にマルチパスの影響を受けやすい移動体通信
の伝送方式として注目されている。
【０００４】ＯＦＤＭ信号受信装置の一般的な構成は、
例えば特開平７−９５１７５号公報の図１２に記載され
た通りである。この公報の図１２に記載された内容のＡ
／Ｄ変換器以降の構成について、以下に図１０を用いて
説明する。
例えば特開平７−９５１７５号公報の図１２に記載され
た通りである。この公報の図１２に記載された内容のＡ
／Ｄ変換器以降の構成について、以下に図１０を用いて
説明する。
【０００５】図１０において、Ａ／Ｄ変換後の同相成分
（Ｉ）および直交成分（Ｑ）のデータは、直列／並列変
換器１０２によって、サブキャリア数分のシンボルが並
列になったデータに変換され、一旦第１のメモリ（Ｍ
１）１０３に格納される。第１のメモリのデータは、Ｆ
ＦＴ（高速フーリエ変換）演算器１０４に入力され、そ
の演算結果は第２のメモリ（Ｍ２）１０６に格納され
る。後段で差動復調を行うため、この第２のメモリには
２シンボル分のデータが格納される。
（Ｉ）および直交成分（Ｑ）のデータは、直列／並列変
換器１０２によって、サブキャリア数分のシンボルが並
列になったデータに変換され、一旦第１のメモリ（Ｍ
１）１０３に格納される。第１のメモリのデータは、Ｆ
ＦＴ（高速フーリエ変換）演算器１０４に入力され、そ
の演算結果は第２のメモリ（Ｍ２）１０６に格納され
る。後段で差動復調を行うため、この第２のメモリには
２シンボル分のデータが格納される。
【０００６】さらにデータは、並列／直列変換器１０７
に入力され、同相成分（Ｉ）と直交成分（Ｑ）の直列デ
ータに変換される。さらにデータは、差動復調器１０８
で復調された後、第３のメモリ（Ｍ３）１０９に格納さ
れる。そして、これより後段で、このデータに対する符
号判定などを行うことにより、所望のデータが得られ
る。
に入力され、同相成分（Ｉ）と直交成分（Ｑ）の直列デ
ータに変換される。さらにデータは、差動復調器１０８
で復調された後、第３のメモリ（Ｍ３）１０９に格納さ
れる。そして、これより後段で、このデータに対する符
号判定などを行うことにより、所望のデータが得られ
る。
【０００７】
【発明が解決しようとする課題】一般に、ＯＦＤＭでは
数百以上のサブキャリアを利用する。例えばサブキャリ
ア数１５３６の方式が提案されており、この場合には２
０４８点の複素ＦＦＴ演算を行う必要がある。従って、
データを一時的に格納しておくメモリが大量に要求され
る。こうした演算回路をＬＳＩ化し、安価に供給するた
めには、ハードウエア規模の削減が必要不可欠であり、
そのためにはメモリを最小化することが最も有効であ
る。
数百以上のサブキャリアを利用する。例えばサブキャリ
ア数１５３６の方式が提案されており、この場合には２
０４８点の複素ＦＦＴ演算を行う必要がある。従って、
データを一時的に格納しておくメモリが大量に要求され
る。こうした演算回路をＬＳＩ化し、安価に供給するた
めには、ハードウエア規模の削減が必要不可欠であり、
そのためにはメモリを最小化することが最も有効であ
る。
【０００８】ＯＦＤＭで符号間干渉を発生させないため
には、各サブキャリアは直交関数系を構成している必要
がある。ＦＦＴ部の演算は、この直交性を崩さないよう
に線形演算でなければならない。ＦＦＴの演算は、ハー
ドウエア規模や演算処理時間を少なくするために、固定
小数点演算で実行されるが、その場合には丸め誤差とク
リッピングが演算の線形性を阻害する。
には、各サブキャリアは直交関数系を構成している必要
がある。ＦＦＴ部の演算は、この直交性を崩さないよう
に線形演算でなければならない。ＦＦＴの演算は、ハー
ドウエア規模や演算処理時間を少なくするために、固定
小数点演算で実行されるが、その場合には丸め誤差とク
リッピングが演算の線形性を阻害する。
【０００９】丸め誤差の影響を少なく抑えるためには、
入力データの振幅が大きいことが望ましい。しかし、入
力データの語長が小さくダイナミックレンジが十分でな
い場合、散発的に大きな振幅が発生すると、その時の入
力データがクリップされる。丸め誤差やクリッピングが
多く発生すると、ＦＦＴ演算の線形性は保たれない。こ
の場合、サブキャリア間の直交性が崩れ、符号間干渉に
よりビット誤り率が悪化する。従ってＦＦＴ演算を行う
には、例えば入力データは８bit以上、内部演算は12bit
といったある程度のダイナミックレンジが必要である。
入力データの振幅が大きいことが望ましい。しかし、入
力データの語長が小さくダイナミックレンジが十分でな
い場合、散発的に大きな振幅が発生すると、その時の入
力データがクリップされる。丸め誤差やクリッピングが
多く発生すると、ＦＦＴ演算の線形性は保たれない。こ
の場合、サブキャリア間の直交性が崩れ、符号間干渉に
よりビット誤り率が悪化する。従ってＦＦＴ演算を行う
には、例えば入力データは８bit以上、内部演算は12bit
といったある程度のダイナミックレンジが必要である。
【００１０】以上のように、従来のＯＦＤＭ信号受信装
置では、各演算部の前後で、こうした語長の長い大量の
データをメモリに一時保存するために、ハードウエア規
模が大きくなってしまうという課題があった。
置では、各演算部の前後で、こうした語長の長い大量の
データをメモリに一時保存するために、ハードウエア規
模が大きくなってしまうという課題があった。
【００１１】本発明は上記課題に鑑み、ハードウエア規
模を低減した安価なＯＦＤＭ信号受信装置を得ることを
目的としている。
模を低減した安価なＯＦＤＭ信号受信装置を得ることを
目的としている。
【００１２】
【課題を解決するための手段】本願の請求項１記載の発
明は、各搬送波が差動ＱＰＳＫ変調されたＯＦＤＭ信号
を受信し、復調を行うＯＦＤＭ信号復調装置において、
各搬送波の伝送シンボルを抽出するフーリエ変換演算手
段と、前記フーリエ変換演算手段からの複素ディジタル
出力値のうち、実数部または虚数部の絶対値が所定の値
ａを越えるものを値ａに制限する振幅制限手段と、前記
振幅制限手段からのディジタル出力値を一時的に記憶す
るメモリと、前記メモリに記憶された値を読み出し、差
動復調を行う差動復調手段と、を具備することを特徴と
する。
明は、各搬送波が差動ＱＰＳＫ変調されたＯＦＤＭ信号
を受信し、復調を行うＯＦＤＭ信号復調装置において、
各搬送波の伝送シンボルを抽出するフーリエ変換演算手
段と、前記フーリエ変換演算手段からの複素ディジタル
出力値のうち、実数部または虚数部の絶対値が所定の値
ａを越えるものを値ａに制限する振幅制限手段と、前記
振幅制限手段からのディジタル出力値を一時的に記憶す
るメモリと、前記メモリに記憶された値を読み出し、差
動復調を行う差動復調手段と、を具備することを特徴と
する。
【００１３】本願の請求項２記載の発明は、フーリエ変
換演算手段からの複素ディジタル出力値の、実数部の絶
対値と虚数部の絶対値のうちの小さくない方で、所定の
値ａを越えるものの値をｐとする時、振幅制限手段は、
ａとｐの比（ａ／ｐ）を求める除算手段と、前記実数部
と前記虚数部のうち所定値ａを越えない方に、前記（ａ
／ｐ）を乗ずる乗算手段と、を具備することを特徴とす
る。
換演算手段からの複素ディジタル出力値の、実数部の絶
対値と虚数部の絶対値のうちの小さくない方で、所定の
値ａを越えるものの値をｐとする時、振幅制限手段は、
ａとｐの比（ａ／ｐ）を求める除算手段と、前記実数部
と前記虚数部のうち所定値ａを越えない方に、前記（ａ
／ｐ）を乗ずる乗算手段と、を具備することを特徴とす
る。
【００１４】本願の請求項３記載の発明は、除算手段
は、ａとｐの比（ａ／ｐ）を予め計算した結果が格納さ
れたメモリと、入力ｐから、前記メモリに格納されたａ
とｐの比（ａ／ｐ）を読み出す読み出し手段と、を具備
することを特徴とする。
は、ａとｐの比（ａ／ｐ）を予め計算した結果が格納さ
れたメモリと、入力ｐから、前記メモリに格納されたａ
とｐの比（ａ／ｐ）を読み出す読み出し手段と、を具備
することを特徴とする。
【００１５】本願の請求項４記載の発明は、各搬送波が
差動多位相ＰＳＫ変調されたＯＦＤＭ信号を受信し、復
調を行うＯＦＤＭ信号復調装置において、各搬送波の伝
送シンボルを抽出するフーリエ変換演算手段と、前記フ
ーリエ変換演算手段からの複素ディジタル出力値をもと
に振幅値と位相値を算出するデータ変換手段と、前記デ
ータ変換手段で求められた前記振幅値の絶対値が、所定
の値ａを越えるものを値ａに制限する振幅制限手段と、
前記データ変換手段で求められた前記位相値、および前
記振幅制限手段によって振幅制限された振幅値を一時的
に記憶するメモリと、前記メモリに記憶された値を読み
出し、差動復調を行う差動復調手段と、を具備すること
を特徴とする。
差動多位相ＰＳＫ変調されたＯＦＤＭ信号を受信し、復
調を行うＯＦＤＭ信号復調装置において、各搬送波の伝
送シンボルを抽出するフーリエ変換演算手段と、前記フ
ーリエ変換演算手段からの複素ディジタル出力値をもと
に振幅値と位相値を算出するデータ変換手段と、前記デ
ータ変換手段で求められた前記振幅値の絶対値が、所定
の値ａを越えるものを値ａに制限する振幅制限手段と、
前記データ変換手段で求められた前記位相値、および前
記振幅制限手段によって振幅制限された振幅値を一時的
に記憶するメモリと、前記メモリに記憶された値を読み
出し、差動復調を行う差動復調手段と、を具備すること
を特徴とする。
【００１６】本願の請求項５記載の発明は、差動復調手
段は、メモリに記憶された値を読み出す読み出し手段
と、シンボルの振幅値と、前記シンボルの直前のシンボ
ルの振幅値の積を求める乗算手段と、シンボルの位相値
と、前記シンボルの直前のシンボルの位相値の差を求め
る減算手段と、前記乗算手段で求められた振幅値の積、
および前記減算手段で求められた位相差を複素数に変換
する第２のデータ変換手段と、を具備することを特徴と
する。
段は、メモリに記憶された値を読み出す読み出し手段
と、シンボルの振幅値と、前記シンボルの直前のシンボ
ルの振幅値の積を求める乗算手段と、シンボルの位相値
と、前記シンボルの直前のシンボルの位相値の差を求め
る減算手段と、前記乗算手段で求められた振幅値の積、
および前記減算手段で求められた位相差を複素数に変換
する第２のデータ変換手段と、を具備することを特徴と
する。
【００１７】本願の請求項６記載の発明は、各搬送波が
差動多位相ＰＳＫ変調されたＯＦＤＭ信号を受信し、復
調を行うＯＦＤＭ信号復調装置において、各搬送波の伝
送シンボルを抽出するフーリエ変換演算手段と、前記フ
ーリエ変換演算手段からの複素ディジタル出力値をもと
に位相値を算出するデータ変換手段と、前記データ変換
手段で求められた前記位相値を一時的に記憶するメモリ
と、前記メモリに記憶された値を読み出す読み出し手段
と、シンボルの前記位相値と、前記シンボルの直前のシ
ンボルの前記位相値の差を求める減算手段と、を具備す
ることを特徴とする。
差動多位相ＰＳＫ変調されたＯＦＤＭ信号を受信し、復
調を行うＯＦＤＭ信号復調装置において、各搬送波の伝
送シンボルを抽出するフーリエ変換演算手段と、前記フ
ーリエ変換演算手段からの複素ディジタル出力値をもと
に位相値を算出するデータ変換手段と、前記データ変換
手段で求められた前記位相値を一時的に記憶するメモリ
と、前記メモリに記憶された値を読み出す読み出し手段
と、シンボルの前記位相値と、前記シンボルの直前のシ
ンボルの前記位相値の差を求める減算手段と、を具備す
ることを特徴とする。
【００１８】
（実施の形態１）まず、本発明の第１の実施形態につい
て、図１および図２を用いて説明する。図１は、第１の
実施形態におけるＯＦＤＭ信号受信装置の構成を示すブ
ロック図である。なお、従来例で述べた構成と同一の機
能を有する要素については、同一の符号を付している。
また、本実施形態は、各搬送波が差動ＱＰＳＫ変調され
たＯＦＤＭ信号を受信し、復調を行うＯＦＤＭ信号復調
装置の場合について説明する。
て、図１および図２を用いて説明する。図１は、第１の
実施形態におけるＯＦＤＭ信号受信装置の構成を示すブ
ロック図である。なお、従来例で述べた構成と同一の機
能を有する要素については、同一の符号を付している。
また、本実施形態は、各搬送波が差動ＱＰＳＫ変調され
たＯＦＤＭ信号を受信し、復調を行うＯＦＤＭ信号復調
装置の場合について説明する。
【００１９】図１において、Ａ／Ｄ変換後の同相成分
（Ｉ）および直交成分（Ｑ）のデータは、直列／並列変
換器１０２によって、サブキャリア数分のシンボルが並
列になったデータに変換され、一旦第１のメモリ（Ｍ
１）１０３に格納される。第１のメモリ１０３のデータ
は、ＦＦＴ演算器１０４に入力される。
（Ｉ）および直交成分（Ｑ）のデータは、直列／並列変
換器１０２によって、サブキャリア数分のシンボルが並
列になったデータに変換され、一旦第１のメモリ（Ｍ
１）１０３に格納される。第１のメモリ１０３のデータ
は、ＦＦＴ演算器１０４に入力される。
【００２０】ＦＦＴ演算器１０４によるＦＦＴ演算の結
果は、振幅制限回路１０５に入力される。ここで、実数
部または虚数部の絶対値が、予め定められた基準値ａを
越えるものは、ａに振幅制限された後に、第２のメモリ
１０６に格納される。この後段で差動復調を行うため、
この第２のメモリ１０６には２シンボル分のデータが格
納される。これ以降の構成は図１０に示した従来例と同
様である。
果は、振幅制限回路１０５に入力される。ここで、実数
部または虚数部の絶対値が、予め定められた基準値ａを
越えるものは、ａに振幅制限された後に、第２のメモリ
１０６に格納される。この後段で差動復調を行うため、
この第２のメモリ１０６には２シンボル分のデータが格
納される。これ以降の構成は図１０に示した従来例と同
様である。
【００２１】上記した「発明が解決しようとする課題」
の項でも述べたように、ＦＦＴ演算を行うには、例えば
入力データは８bit、内部演算は12bit程度の演算語長が
必要である。ＦＦＴの演算は、入力値に対して加算や乗
算を複数回行うため、ＦＦＴの段数が多くなると誤差が
累積する。語長が十分でない場合には、丸め誤差やクリ
ッピングによる誤差が累積し、ＦＦＴ演算の線形性を著
しく阻害する。
の項でも述べたように、ＦＦＴ演算を行うには、例えば
入力データは８bit、内部演算は12bit程度の演算語長が
必要である。ＦＦＴの演算は、入力値に対して加算や乗
算を複数回行うため、ＦＦＴの段数が多くなると誤差が
累積する。語長が十分でない場合には、丸め誤差やクリ
ッピングによる誤差が累積し、ＦＦＴ演算の線形性を著
しく阻害する。
【００２２】一方、本実施形態による、ＰＳＫ（Phase
Shift Keying；位相偏移変調）の差動復調は、あるキャ
リアにおける現シンボルの直前のシンボルの値ｘが（数
１）、現シンボルの値ｙが（数２）のように表される場
合、（数３）に表されるように、ｘの複素共役とｙとの
積をとることによって求められる。２つの複素数の積を
とるだけの演算であるため、ＦＦＴ演算のように誤差が
累積する性質を持たない。
Shift Keying；位相偏移変調）の差動復調は、あるキャ
リアにおける現シンボルの直前のシンボルの値ｘが（数
１）、現シンボルの値ｙが（数２）のように表される場
合、（数３）に表されるように、ｘの複素共役とｙとの
積をとることによって求められる。２つの複素数の積を
とるだけの演算であるため、ＦＦＴ演算のように誤差が
累積する性質を持たない。
【００２３】
【数１】
【００２４】
【数２】
【００２５】
【数３】
【００２６】情報は（数３）における位相項、即ちシン
ボル間の位相差によって表される。振幅制限によって、
ＡやＢの値が変化した場合でも、位相（αやβ）が変化
しなければ、正しく差動復調が行われる。
ボル間の位相差によって表される。振幅制限によって、
ＡやＢの値が変化した場合でも、位相（αやβ）が変化
しなければ、正しく差動復調が行われる。
【００２７】（π／４）シフト差動ＱＰＳＫ変調の場
合、ＦＦＴ後の信号点配置は図２のようになり、信号に
ノイズが含まれない時は、Ｉ軸、Ｑ軸上および45°、13
5°の線上に信号点が現れる。この場合は、図２に示す
ように振幅制限を受けても位相が変化することはない。
合、ＦＦＴ後の信号点配置は図２のようになり、信号に
ノイズが含まれない時は、Ｉ軸、Ｑ軸上および45°、13
5°の線上に信号点が現れる。この場合は、図２に示す
ように振幅制限を受けても位相が変化することはない。
【００２８】また、入力データを畳み込み符号化しビタ
ビ復号を行う場合には、データの信頼性を表す情報とし
て振幅値（ＡとＢの積）が使用される。しかし、この値
が所定値以上であれば、データは十分信頼できるものと
見なされるため、差動復調部の前段で振幅制限を行って
も問題はない。
ビ復号を行う場合には、データの信頼性を表す情報とし
て振幅値（ＡとＢの積）が使用される。しかし、この値
が所定値以上であれば、データは十分信頼できるものと
見なされるため、差動復調部の前段で振幅制限を行って
も問題はない。
【００２９】従って、ＦＦＴ演算器１０４の出力を振幅
制限回路１０５で振幅制限することにより、ビット数を
減らしてからメモリに格納すれば、第２のメモリ１０６
および第３のメモリ１０９のサイズを低減することが可
能となる。
制限回路１０５で振幅制限することにより、ビット数を
減らしてからメモリに格納すれば、第２のメモリ１０６
および第３のメモリ１０９のサイズを低減することが可
能となる。
【００３０】なお、本実施形態においては高速演算が可
能なＦＦＴ演算器（高速フーリエ変換器）を用いたが、
これに代えてＤＦＴ演算器（離散フーリエ変換器）でも
同様に実現できる。これについては、以下に述べる第２
〜第５の実施形態においても全く同様なことが言える。
能なＦＦＴ演算器（高速フーリエ変換器）を用いたが、
これに代えてＤＦＴ演算器（離散フーリエ変換器）でも
同様に実現できる。これについては、以下に述べる第２
〜第５の実施形態においても全く同様なことが言える。
【００３１】以上のように、本実施形態の構成によれ
ば、ＦＦＴ演算の出力を振幅制限し、ビット数を減らし
てからメモリに格納することにより、メモリのサイズを
低減し、ハードウエア規模の小さい安価なＯＦＤＭ信号
受信装置が得られる。
ば、ＦＦＴ演算の出力を振幅制限し、ビット数を減らし
てからメモリに格納することにより、メモリのサイズを
低減し、ハードウエア規模の小さい安価なＯＦＤＭ信号
受信装置が得られる。
【００３２】（実施の形態２）次に、本発明の第２の実
施形態について、図３から図５を用いて説明する。な
お、本実施形態の構成は第１の実施形態（図１）と同様
であり、振幅制限回路の内部構成以外は同一であるの
で、その説明を省略する。振幅制御回路１０５は、徐算
回路、乗算回路を有して構成されている。また、本実施
形態は、各搬送波が差動ＱＰＳＫ変調されたＯＦＤＭ信
号を受信し、復調を行うＯＦＤＭ信号復調装置の場合に
ついて説明する。
施形態について、図３から図５を用いて説明する。な
お、本実施形態の構成は第１の実施形態（図１）と同様
であり、振幅制限回路の内部構成以外は同一であるの
で、その説明を省略する。振幅制御回路１０５は、徐算
回路、乗算回路を有して構成されている。また、本実施
形態は、各搬送波が差動ＱＰＳＫ変調されたＯＦＤＭ信
号を受信し、復調を行うＯＦＤＭ信号復調装置の場合に
ついて説明する。
【００３３】ＯＦＤＭ信号にノイズが含まれる場合、Ｆ
ＦＴ後の信号点配置は図２の場合とは異なり、Ｉ軸、Ｑ
軸上および45°、135°の線上から外れた所にも信号点
が現れる。この場合に第１の実施形態のような振幅制限
を行うと、図４に示すように信号点の位相が変化してし
まう。これにより、ノイズ混入時のビット誤り率はさら
に悪化することになる。
ＦＴ後の信号点配置は図２の場合とは異なり、Ｉ軸、Ｑ
軸上および45°、135°の線上から外れた所にも信号点
が現れる。この場合に第１の実施形態のような振幅制限
を行うと、図４に示すように信号点の位相が変化してし
まう。これにより、ノイズ混入時のビット誤り率はさら
に悪化することになる。
【００３４】しかしながら、本実施形態の振幅制限方法
によれば、図５に示すように、振幅制限の前後で信号点
の位相が変化することはない。従って、振幅制限によっ
てビット誤り率が悪化することはない。これを以下に説
明する。
によれば、図５に示すように、振幅制限の前後で信号点
の位相が変化することはない。従って、振幅制限によっ
てビット誤り率が悪化することはない。これを以下に説
明する。
【００３５】図３は振幅制限回路１０５における処理の
流れを示すフローチャートである。ＦＦＴ演算器１０４
の、あるサブキャリアに関する出力の実数部をｘ、虚数
部をｙとする。振幅制限回路１０４は、ｘとｙの値が入
力されると、まずｘの絶対値|ｘ|と、ｙの絶対値|ｙ|の
大小比較を行う。
流れを示すフローチャートである。ＦＦＴ演算器１０４
の、あるサブキャリアに関する出力の実数部をｘ、虚数
部をｙとする。振幅制限回路１０４は、ｘとｙの値が入
力されると、まずｘの絶対値|ｘ|と、ｙの絶対値|ｙ|の
大小比較を行う。
【００３６】（数４）が成立する場合（即ち、ｘの絶対
値|ｘ|の方が大きい場合）には、さらに|ｘ|と所定の基
準値ａとの大小比較を行う。ここで（数５）が成立しな
い場合、この振幅制限回路１０５は、実数部はｘ、虚数
部はｙをそのまま出力する。（数５）が成り立つ場合
は、まず除算手段（図示せず）によってａ／ｘの値を求
め、さらに乗算手段（図示せず）によってｙにａ／ｘの
値を乗じる。そして、実数部はａ、虚数部は（ｙ・ａ）
／ｘを出力する。
値|ｘ|の方が大きい場合）には、さらに|ｘ|と所定の基
準値ａとの大小比較を行う。ここで（数５）が成立しな
い場合、この振幅制限回路１０５は、実数部はｘ、虚数
部はｙをそのまま出力する。（数５）が成り立つ場合
は、まず除算手段（図示せず）によってａ／ｘの値を求
め、さらに乗算手段（図示せず）によってｙにａ／ｘの
値を乗じる。そして、実数部はａ、虚数部は（ｙ・ａ）
／ｘを出力する。
【００３７】（数４）が成立しない場合には、図３に示
すように、（数４）が成立する場合とは、ｘとｙとを入
れ換えたような処理を行い、実数部は（ｘ・ａ）／ｙ、
虚数部はａを出力する。
すように、（数４）が成立する場合とは、ｘとｙとを入
れ換えたような処理を行い、実数部は（ｘ・ａ）／ｙ、
虚数部はａを出力する。
【００３８】
【数４】
【００３９】
【数５】
【００４０】また、ａ／ｘやａ／ｙの演算において、ｘ
やｙが取り得る値は限られた整数値である。そこで、こ
の演算結果を予めＲＯＭに格納しておき、読み出すよう
にすれば、演算の高速化が図られる。
やｙが取り得る値は限られた整数値である。そこで、こ
の演算結果を予めＲＯＭに格納しておき、読み出すよう
にすれば、演算の高速化が図られる。
【００４１】以上のように、本実施形態の構成によれ
ば、ＦＦＴ演算の出力を振幅制限し、ビット数を減らし
てからメモリに格納することにより、メモリのサイズを
低減し、ハードウエア規模の小さい安価なＯＦＤＭ信号
受信装置が得られる。また、ＯＦＤＭ信号にノイズが含
まれる場合においても、信号点の位相を変えることなく
復調でき、ビット誤り率が悪化することもない。
ば、ＦＦＴ演算の出力を振幅制限し、ビット数を減らし
てからメモリに格納することにより、メモリのサイズを
低減し、ハードウエア規模の小さい安価なＯＦＤＭ信号
受信装置が得られる。また、ＯＦＤＭ信号にノイズが含
まれる場合においても、信号点の位相を変えることなく
復調でき、ビット誤り率が悪化することもない。
【００４２】（実施の形態３）次に、本発明の第３の実
施形態について、図６および図７を用いて説明する。図
６は、第３の実施形態におけるＯＦＤＭ信号受信装置の
構成を示すブロック図である。本実施形態は第２の実施
形態の構成と基本的には同様の構成を有している。ま
た、本実施形態は、各搬送波が差動ＱＰＳＫ変調された
ＯＦＤＭ信号を受信し、復調を行うＯＦＤＭ信号復調装
置の場合について説明する。
施形態について、図６および図７を用いて説明する。図
６は、第３の実施形態におけるＯＦＤＭ信号受信装置の
構成を示すブロック図である。本実施形態は第２の実施
形態の構成と基本的には同様の構成を有している。ま
た、本実施形態は、各搬送波が差動ＱＰＳＫ変調された
ＯＦＤＭ信号を受信し、復調を行うＯＦＤＭ信号復調装
置の場合について説明する。
【００４３】図６において、Ａ／Ｄ変換後の同相成分
（Ｉ）および直交成分（Ｑ）のデータは、直列／並列変
換器２０２によって、サブキャリア数分のシンボルが並
列になったデータに変換され、一旦第１のメモリ（Ｍ
１）２０３に格納される。第１のメモリ２０３のデータ
は、ＦＦＴ演算器２０４に入力される。
（Ｉ）および直交成分（Ｑ）のデータは、直列／並列変
換器２０２によって、サブキャリア数分のシンボルが並
列になったデータに変換され、一旦第１のメモリ（Ｍ
１）２０３に格納される。第１のメモリ２０３のデータ
は、ＦＦＴ演算器２０４に入力される。
【００４４】ＦＦＴ演算器２０４によるＦＦＴ演算の結
果は、振幅・位相変換器２０５に入力される。ここで、
ＦＦＴ演算器２０４の、あるサブキャリアに関する出力
をｘ＋ｊｙとすると（但しｊは虚数単位）、振幅・位相
変換器２０５はｘとｙの値から、（数６）（数７）に従
い、複素数の絶対値ｒと位相θを算出する。
果は、振幅・位相変換器２０５に入力される。ここで、
ＦＦＴ演算器２０４の、あるサブキャリアに関する出力
をｘ＋ｊｙとすると（但しｊは虚数単位）、振幅・位相
変換器２０５はｘとｙの値から、（数６）（数７）に従
い、複素数の絶対値ｒと位相θを算出する。
【００４５】
【数６】
【００４６】
【数７】
【００４７】算出されたこれらの値は振幅制限回路２０
６に入力される。ここで、絶対値ｒが予め定められた基
準値ａを越えるものはａに振幅制限され、この値は位相
データθと共に、第２のメモリ（Ｍ２）２０７に格納さ
れる。この後段で差動復調を行うため、この第２のメモ
リ２０７には２シンボル分のデータが格納される。
６に入力される。ここで、絶対値ｒが予め定められた基
準値ａを越えるものはａに振幅制限され、この値は位相
データθと共に、第２のメモリ（Ｍ２）２０７に格納さ
れる。この後段で差動復調を行うため、この第２のメモ
リ２０７には２シンボル分のデータが格納される。
【００４８】さらにこれらのデータは、並列／直列変換
器２０８に入力され、直列データに変換される。これら
の直列データは、同相成分（Ｉ）と直交成分（Ｑ）に変
換されたのち、差動復調器２０９で復調されて、第３の
メモリ（Ｍ３）２１０に格納される。このデータは後段
で符号判定などが行われ、所望のデータが得られる。
器２０８に入力され、直列データに変換される。これら
の直列データは、同相成分（Ｉ）と直交成分（Ｑ）に変
換されたのち、差動復調器２０９で復調されて、第３の
メモリ（Ｍ３）２１０に格納される。このデータは後段
で符号判定などが行われ、所望のデータが得られる。
【００４９】以上の説明より明らかなように、本実施形
態の振幅制限の方法によれば、図７に示すように、振幅
制限の前後で信号点の位相は変化しない。従って、第２
の実施形態と同様に、振幅制限によってビット誤り率が
悪化することはない。かつ、振幅データはその値が制限
されているために、このデータを格納する第２、第３の
メモリのビット数を低減することができる。
態の振幅制限の方法によれば、図７に示すように、振幅
制限の前後で信号点の位相は変化しない。従って、第２
の実施形態と同様に、振幅制限によってビット誤り率が
悪化することはない。かつ、振幅データはその値が制限
されているために、このデータを格納する第２、第３の
メモリのビット数を低減することができる。
【００５０】なお、本実施形態では、各搬送波が差動Ｑ
ＰＳＫ変調されている場合について説明したが、各搬送
波が多位相ＱＰＳＫ変調された場合にも、本実施形態を
適用することができる。
ＰＳＫ変調されている場合について説明したが、各搬送
波が多位相ＱＰＳＫ変調された場合にも、本実施形態を
適用することができる。
【００５１】（実施の形態４）次に、本発明の第４の実
施形態について、図８を用いて説明する。本実施形態は
第３の実施形態の構成と基本的には同様の構成を有して
おり、差動復調器２０９の内部構成が異なる。その他の
構成については、第３の実施形態の構成・動作と同じで
あるので、重複する点については説明を省略する。
施形態について、図８を用いて説明する。本実施形態は
第３の実施形態の構成と基本的には同様の構成を有して
おり、差動復調器２０９の内部構成が異なる。その他の
構成については、第３の実施形態の構成・動作と同じで
あるので、重複する点については説明を省略する。
【００５２】図８は、本実施形態における差動復調器と
その周辺の構成を示す要部ブロック図である。以下に
は、この点についてのみ説明する。また、本実施形態
は、各搬送波が差動ＱＰＳＫ変調されたＯＦＤＭ信号を
受信し、復調を行うＯＦＤＭ信号復調装置の場合につい
て説明する。
その周辺の構成を示す要部ブロック図である。以下に
は、この点についてのみ説明する。また、本実施形態
は、各搬送波が差動ＱＰＳＫ変調されたＯＦＤＭ信号を
受信し、復調を行うＯＦＤＭ信号復調装置の場合につい
て説明する。
【００５３】図８において、第２のメモリ（Ｍ２）２０
７に格納されたあるサブキャリアの振幅・位相データを
ｒ１、θ１とし、その直前のシンボルにおけるサブキャ
リアの振幅・位相データをｒ２、θ２とする。
７に格納されたあるサブキャリアの振幅・位相データを
ｒ１、θ１とし、その直前のシンボルにおけるサブキャ
リアの振幅・位相データをｒ２、θ２とする。
【００５４】差動復調器２０９にそれぞれ入力されたｒ
１、θ１、ｒ２、θ２のデータのうち、乗算器２１には
ｒ１、ｒ２が入力され、積（ｒ１・ｒ２）が求められ
る。また、減算器２２にはθ１、θ２が入力され、位相
差（θ２−θ１）が求められる。さらにこれらは、振幅
・位相逆変換器２３に入力され、これらのｒ１・ｒ２を
振幅値、（θ２−θ１）を位相値として、上述した振幅
・位相変換とは逆の変換処理を行なって、差動復調後の
同相成分（Ｉ）と、直交成分（Ｑ）のデータが得られ
る。
１、θ１、ｒ２、θ２のデータのうち、乗算器２１には
ｒ１、ｒ２が入力され、積（ｒ１・ｒ２）が求められ
る。また、減算器２２にはθ１、θ２が入力され、位相
差（θ２−θ１）が求められる。さらにこれらは、振幅
・位相逆変換器２３に入力され、これらのｒ１・ｒ２を
振幅値、（θ２−θ１）を位相値として、上述した振幅
・位相変換とは逆の変換処理を行なって、差動復調後の
同相成分（Ｉ）と、直交成分（Ｑ）のデータが得られ
る。
【００５５】第１の実施形態では、差動復調時に２つの
複素数の積を計算することによって、シンボル間の位相
差を計算していた。本実施形態では、振幅・位相変換器
２０５からの位相データから、減算器２２によって位相
差を求めているため、差動復調器２０９では乗算を行な
う必要がなく、よって、回路の簡略化を図ることができ
る。
複素数の積を計算することによって、シンボル間の位相
差を計算していた。本実施形態では、振幅・位相変換器
２０５からの位相データから、減算器２２によって位相
差を求めているため、差動復調器２０９では乗算を行な
う必要がなく、よって、回路の簡略化を図ることができ
る。
【００５６】（実施の形態５）最後に、本発明の第５の
実施形態について、図９を用いて説明する。図９は、本
実施形態におけるＯＦＤＭ信号受信装置の構成を示すブ
ロック図である。なお、本実施形態は、各搬送波が差動
ＱＰＳＫ変調されたＯＦＤＭ信号を受信し、復調を行う
ＯＦＤＭ信号復調装置の場合について説明する。
実施形態について、図９を用いて説明する。図９は、本
実施形態におけるＯＦＤＭ信号受信装置の構成を示すブ
ロック図である。なお、本実施形態は、各搬送波が差動
ＱＰＳＫ変調されたＯＦＤＭ信号を受信し、復調を行う
ＯＦＤＭ信号復調装置の場合について説明する。
【００５７】図９において、Ａ／Ｄ変換後の同相成分
（Ｉ）および直交成分（Ｑ）のデータは、直列／並列変
換器３０２によって、サブキャリア数分のシンボルが並
列になったデータに変換され、一旦第１のメモリ（Ｍ
１）３０３に格納される。この第１のメモリ３０３のデ
ータは、ＦＦＴ演算器３０４に入力される。
（Ｉ）および直交成分（Ｑ）のデータは、直列／並列変
換器３０２によって、サブキャリア数分のシンボルが並
列になったデータに変換され、一旦第１のメモリ（Ｍ
１）３０３に格納される。この第１のメモリ３０３のデ
ータは、ＦＦＴ演算器３０４に入力される。
【００５８】ＦＦＴ演算器２０４によるＦＦＴ演算の結
果は、位相算出器３０５に入力される。この位相算出器
３０５では、第３の実施形態で説明したのと同様の算出
方法にて位相値が算出され、この算出された位相値は第
２のメモリ（Ｍ２）３０６に格納される。ここで、第２
のメモリ３０６に格納されてあるサブキャリアの位相デ
ータをθ１とし、その直前のシンボルにおける位相デー
タをθ２とする。これらのデータは第２のメモリ３０６
から出力され、並列／直列変換器３０７にて直列データ
に変換されて、減算器３０８にはθ１、θ２が入力さ
れ、シンボル間の位相差（θ２−θ１）が求められる。
符号判定器３０９はこの位相差から所望のデータを得
る。
果は、位相算出器３０５に入力される。この位相算出器
３０５では、第３の実施形態で説明したのと同様の算出
方法にて位相値が算出され、この算出された位相値は第
２のメモリ（Ｍ２）３０６に格納される。ここで、第２
のメモリ３０６に格納されてあるサブキャリアの位相デ
ータをθ１とし、その直前のシンボルにおける位相デー
タをθ２とする。これらのデータは第２のメモリ３０６
から出力され、並列／直列変換器３０７にて直列データ
に変換されて、減算器３０８にはθ１、θ２が入力さ
れ、シンボル間の位相差（θ２−θ１）が求められる。
符号判定器３０９はこの位相差から所望のデータを得
る。
【００５９】ＰＳＫの差動復調では、情報はシンボル間
の位相差によって表されるため、振幅値は必ずしも必要
でない。本実施形態では、ＦＦＴ演算の結果から位相デ
ータのみを抽出し、さらに直接減算器３０８によって位
相差を求め、この位相差から直接データを得ている。従
って、本実施形態は第４の実施形態に比較して回路が簡
略になるとともに、振幅値データを格納するメモリが不
要となるため、メモリのサイズを大幅に低減することが
可能となる。
の位相差によって表されるため、振幅値は必ずしも必要
でない。本実施形態では、ＦＦＴ演算の結果から位相デ
ータのみを抽出し、さらに直接減算器３０８によって位
相差を求め、この位相差から直接データを得ている。従
って、本実施形態は第４の実施形態に比較して回路が簡
略になるとともに、振幅値データを格納するメモリが不
要となるため、メモリのサイズを大幅に低減することが
可能となる。
【００６０】
【発明の効果】以上のように、本発明のＯＦＤＭ信号受
信装置は、ＦＦＴ演算の出力を振幅制限し、ビット数を
減らしてからメモリに格納することにより、メモリのサ
イズを低減し、ハードウエア規模の小さい安価なＯＦＤ
Ｍ信号受信装置を得ることができる。
信装置は、ＦＦＴ演算の出力を振幅制限し、ビット数を
減らしてからメモリに格納することにより、メモリのサ
イズを低減し、ハードウエア規模の小さい安価なＯＦＤ
Ｍ信号受信装置を得ることができる。
【００６１】また、信号点の位相を変えることなく、振
幅のみを制限して復調することにより、ＯＦＤＭ信号に
ノイズが含まれる場合においても、ビット誤り率が悪化
することがない。
幅のみを制限して復調することにより、ＯＦＤＭ信号に
ノイズが含まれる場合においても、ビット誤り率が悪化
することがない。
【００６２】また、差動復調手段を、振幅・位相変換手
段からの位相データから、減算手段によって位相差を求
めるよう構成することにより、差動復調手段では乗算を
行なう必要がなく、よって、回路の簡略化を図ることが
できる。
段からの位相データから、減算手段によって位相差を求
めるよう構成することにより、差動復調手段では乗算を
行なう必要がなく、よって、回路の簡略化を図ることが
できる。
【００６３】さらに、ＦＦＴ演算の結果から、振幅デー
タを抽出することなく位相データのみを抽出し、直接減
算手段によって位相差を求め、この位相差から直接デー
タを得ることにより、回路が簡略になるとともに、振幅
値データを格納するメモリが不要となるため、メモリの
サイズを大幅に低減することが可能となる。
タを抽出することなく位相データのみを抽出し、直接減
算手段によって位相差を求め、この位相差から直接デー
タを得ることにより、回路が簡略になるとともに、振幅
値データを格納するメモリが不要となるため、メモリの
サイズを大幅に低減することが可能となる。
【図１】本発明の第１の実施形態におけるＯＦＤＭ信号
受信装置の構成を示すブロック図
受信装置の構成を示すブロック図
【図２】本発明の第１の実施形態における振幅制限前後
の信号点配置を示す図
の信号点配置を示す図
【図３】本発明の第２の実施形態におけるＯＦＤＭ信号
受信装置の振幅制限回路における処理の流れを示すフロ
ーチャート
受信装置の振幅制限回路における処理の流れを示すフロ
ーチャート
【図４】本発明の第１の実施形態における振幅制限前後
の信号点配置を示す図
の信号点配置を示す図
【図５】本発明の第２の実施形態における振幅制限前後
の信号点配置を示す図
の信号点配置を示す図
【図６】本発明の第３の実施形態におけるＯＦＤＭ信号
受信装置の構成を示すブロック図
受信装置の構成を示すブロック図
【図７】本発明の第３の実施形態における振幅制限前後
の信号点配置を示す図
の信号点配置を示す図
【図８】本発明の第４の実施形態におけるＯＦＤＭ信号
受信装置の差動復調器とその周辺の構成を示す要部ブロ
ック図
受信装置の差動復調器とその周辺の構成を示す要部ブロ
ック図
【図９】本発明の第５の実施形態におけるＯＦＤＭ信号
受信装置の構成を示すブロック図
受信装置の構成を示すブロック図
【図１０】従来のＯＦＤＭ信号受信装置のＡ／Ｄ変換器
以降の構成を示す要部ブロック図
以降の構成を示す要部ブロック図
２１ 乗算器 ２２ 減算器 ２３ 位相・振幅逆変換器 １０１ Ａ／Ｄ変換器 １０２ 直列／並列変換器 １０３ 第１のメモリ １０４ ＦＦＴ演算器 １０５ 振幅制限回路 １０６ 第２のメモリ １０７ 並列／直列変換器 １０８ 差動復調器 １０９ 第３のメモリ ２０１ Ａ／Ｄ変換器 ２０２ 直列／並列変換器 ２０３ 第１のメモリ ２０４ ＦＦＴ演算器 ２０５ 振幅・位相変換器 ２０６ 振幅制限回路 ２０７ 第２のメモリ ２０８ 並列／直列変換器 ２０９ 差動復調器 ２１０ 第３のメモリ ３０１ Ａ／Ｄ変換器 ３０２ 直列／並列変換器 ３０３ 第１のメモリ ３０４ ＦＦＴ演算器 ３０５ 位相算出器 ３０６ 第２のメモリ ３０７ 並列／直列変換器 ３０８ 減算器 ３０９ 符号判定器
Claims (6)
- 【請求項１】 各搬送波が差動ＱＰＳＫ変調されたＯＦ
ＤＭ信号を受信し、復調を行うＯＦＤＭ信号復調装置に
おいて、 各搬送波の伝送シンボルを抽出するフーリエ変換演算手
段と、 前記フーリエ変換演算手段からの複素ディジタル出力値
のうち、実数部または虚数部の絶対値が所定の値ａを越
えるものを値ａに制限する振幅制限手段と、 前記振幅制限手段からのディジタル出力値を一時的に記
憶するメモリと、 前記メモリに記憶された値を読み出し、差動復調を行う
差動復調手段と、 を具備することを特徴とするＯＦＤＭ信号受信装置。 - 【請求項２】 フーリエ変換演算手段からの複素ディジ
タル出力値の、実数部の絶対値と虚数部の絶対値のうち
の小さくない方で、所定の値ａを越えるものの値をｐと
する時、 振幅制限手段は、 ａとｐの比（ａ／ｐ）を求める除算手段と、 前記実数部と前記虚数部のうち所定値ａを越えない方
に、前記（ａ／ｐ）を乗ずる乗算手段と、 を具備することを特徴とする請求項１記載のＯＦＤＭ信
号受信装置。 - 【請求項３】 除算手段は、 ａとｐの比（ａ／ｐ）を予め計算した結果が格納された
メモリと、 入力ｐから、前記メモリに格納されたａとｐの比（ａ／
ｐ）を読み出す読み出し手段と、 を具備することを特徴とする請求項２記載のＯＦＤＭ信
号受信装置。 - 【請求項４】 各搬送波が差動多位相ＰＳＫ変調された
ＯＦＤＭ信号を受信し、復調を行うＯＦＤＭ信号復調装
置において、 各搬送波の伝送シンボルを抽出するフーリエ変換演算手
段と、 前記フーリエ変換演算手段からの複素ディジタル出力値
をもとに振幅値と位相値を算出するデータ変換手段と、 前記データ変換手段で求められた前記振幅値の絶対値
が、所定の値ａを越えるものを値ａに制限する振幅制限
手段と、 前記データ変換手段で求められた前記位相値、および前
記振幅制限手段によって振幅制限された振幅値を一時的
に記憶するメモリと、 前記メモリに記憶された値を読み出し、差動復調を行う
差動復調手段と、 を具備することを特徴とするＯＦＤＭ信号受信装置。 - 【請求項５】 差動復調手段は、 メモリに記憶された値を読み出す読み出し手段と、 シンボルの振幅値と、前記シンボルの直前のシンボルの
振幅値の積を求める乗算手段と、 シンボルの位相値と、前記シンボルの直前のシンボルの
位相値の差を求める減算手段と、 前記乗算手段で求められた振幅値の積、および前記減算
手段で求められた位相差を複素数に変換する第２のデー
タ変換手段と、 を具備することを特徴とする請求項４記載のＯＦＤＭ信
号受信装置。 - 【請求項６】 各搬送波が差動多位相ＰＳＫ変調された
ＯＦＤＭ信号を受信し、復調を行うＯＦＤＭ信号復調装
置において、 各搬送波の伝送シンボルを抽出するフーリエ変換演算手
段と、 前記フーリエ変換演算手段からの複素ディジタル出力値
をもとに位相値を算出するデータ変換手段と、 前記データ変換手段で求められた前記位相値を一時的に
記憶するメモリと、 前記メモリに記憶された値を読み出す読み出し手段と、 シンボルの前記位相値と、前記シンボルの直前のシンボ
ルの前記位相値の差を求める減算手段と、 を具備することを特徴とするＯＦＤＭ信号受信装置。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP8203381A JPH1051415A (ja) | 1996-08-01 | 1996-08-01 | Ｏｆｄｍ信号受信装置 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP8203381A JPH1051415A (ja) | 1996-08-01 | 1996-08-01 | Ｏｆｄｍ信号受信装置 |
Publications (1)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH1051415A true JPH1051415A (ja) | 1998-02-20 |
Family
ID=16473102
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP8203381A Pending JPH1051415A (ja) | 1996-08-01 | 1996-08-01 | Ｏｆｄｍ信号受信装置 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPH1051415A (ja) |
Cited By (4)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JP2002111626A (ja) * | 2000-07-24 | 2002-04-12 | Sharp Corp | Ｏｆｄｍ復調装置 |
| JP2003249971A (ja) * | 2002-02-25 | 2003-09-05 | Nec Corp | シンボルデータ変換回路 |
| JP2007208750A (ja) * | 2006-02-02 | 2007-08-16 | Japan Radio Co Ltd | 受信装置 |
| JP5587487B1 (ja) * | 2013-11-25 | 2014-09-10 | 日本電信電話株式会社 | 受信装置および受信方法 |
-
1996
- 1996-08-01 JP JP8203381A patent/JPH1051415A/ja active Pending
Cited By (5)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JP2002111626A (ja) * | 2000-07-24 | 2002-04-12 | Sharp Corp | Ｏｆｄｍ復調装置 |
| JP2003249971A (ja) * | 2002-02-25 | 2003-09-05 | Nec Corp | シンボルデータ変換回路 |
| JP2007208750A (ja) * | 2006-02-02 | 2007-08-16 | Japan Radio Co Ltd | 受信装置 |
| JP4704229B2 (ja) * | 2006-02-02 | 2011-06-15 | 日本無線株式会社 | 受信装置 |
| JP5587487B1 (ja) * | 2013-11-25 | 2014-09-10 | 日本電信電話株式会社 | 受信装置および受信方法 |
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