JP2001223661A - Ｏｆｄｍ信号の復調出力の位相誤差補正方法及び装置 - Google Patents
Ｏｆｄｍ信号の復調出力の位相誤差補正方法及び装置Info
- Publication number
- JP2001223661A JP2001223661A JP2000028854A JP2000028854A JP2001223661A JP 2001223661 A JP2001223661 A JP 2001223661A JP 2000028854 A JP2000028854 A JP 2000028854A JP 2000028854 A JP2000028854 A JP 2000028854A JP 2001223661 A JP2001223661 A JP 2001223661A
- Authority
- JP
- Japan
- Prior art keywords
- phase error
- signal
- error correction
- ofdm signal
- data
- Prior art date
- Legal status (The legal status is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the status listed.)
- Pending
Links
Abstract
(57)【要約】
【課題】 受信されたＯＦＤＭ信号の位相誤差を補正す
るため、該信号のデータ部の先頭に付加される同期用の
プリアンブル部を利用して演算回数の少なくてすむ位相
誤差補正方法及び装置を提供することである。 【解決手段】 受信されたＯＦＤＭ信号のプリアンブル
部の時間波形１をＦＦＴ演算２する。上記プリアンブル
部の符号に関する既知データをデータベース３より取り
出し、その符号に応じて上記ＦＦＴ演算出力のＩ，Ｑ成
分よりその複素共役をとり位相誤差補正信号を作ってデ
ータベース６に蓄積する。この補正信号をＯＦＤＭ信号
のデータ部の時間波形７のＦＦＴ演算８の出力に複素乗
算９することにより位相誤差を補正する。
るため、該信号のデータ部の先頭に付加される同期用の
プリアンブル部を利用して演算回数の少なくてすむ位相
誤差補正方法及び装置を提供することである。 【解決手段】 受信されたＯＦＤＭ信号のプリアンブル
部の時間波形１をＦＦＴ演算２する。上記プリアンブル
部の符号に関する既知データをデータベース３より取り
出し、その符号に応じて上記ＦＦＴ演算出力のＩ，Ｑ成
分よりその複素共役をとり位相誤差補正信号を作ってデ
ータベース６に蓄積する。この補正信号をＯＦＤＭ信号
のデータ部の時間波形７のＦＦＴ演算８の出力に複素乗
算９することにより位相誤差を補正する。
Description
【０００１】
【発明の属する技術分野】本発明は、ＯＦＤＭ（Orthog
onal Frequency Division Multiplexing 直交周波数分
割多重）信号の復調出力の位相誤差を補正する方法及び
装置の改良に関する。
onal Frequency Division Multiplexing 直交周波数分
割多重）信号の復調出力の位相誤差を補正する方法及び
装置の改良に関する。
【０００２】
【従来の技術】マルチパス、フェージングなど電波伝播
の問題の影響を強く受ける移動体に対し高速ディジタル
データを伝送可能とする方式として、ＯＦＤＭ（Orthog
onal Frequency Division Multiplex 直交周波数多重変
調）伝送方式が知られており放送への利用が進められて
いる。その代表的なものがＩＴＵ−Ｒ勧告ＢＳ．７７４
に記載されるディジタル音声放送方式（以下、ＤＡＢ
（Digital Audio Broadcasting）と記す。）である。或
いは、マルチメディア移動アクセス通信システム（Mult
imedia Mobile Access Communication System以降ＭＭ
ＡＣ）への適用も行われようとしている。
の問題の影響を強く受ける移動体に対し高速ディジタル
データを伝送可能とする方式として、ＯＦＤＭ（Orthog
onal Frequency Division Multiplex 直交周波数多重変
調）伝送方式が知られており放送への利用が進められて
いる。その代表的なものがＩＴＵ−Ｒ勧告ＢＳ．７７４
に記載されるディジタル音声放送方式（以下、ＤＡＢ
（Digital Audio Broadcasting）と記す。）である。或
いは、マルチメディア移動アクセス通信システム（Mult
imedia Mobile Access Communication System以降ＭＭ
ＡＣ）への適用も行われようとしている。
【０００３】ここで、ＯＦＤＭ伝送方式は、伝送帯域を
分割した所定の伝送帯域幅毎に複数の直交するキャリア
信号（搬送波信号）を発生させ、離散的逆フーリエ変換
（ＩＤＦＴ）という数学的演算を用いることにより、そ
れぞれのキャリア信号を伝送すべきディジタル情報によ
って一括して位相変調等の変調を施して伝送する方式で
ある。すなわち、伝送すべきディジタル情報によって位
相変調等により変調された各キャリア信号を加算して合
成することにより、ＯＦＤＭ変調信号が得られる。この
ようにして得られたＯＦＤＭ変調信号の所定時間内の情
報（シンボル）の波形は、伝送すべきディジタル情報に
よって変化することになる。このようなＯＦＤＭ変調信
号波形は、周波数領域データを時間領域データに変換す
る操作、すなわち離散的逆フーリエ変換（ＩＤＦＴ）に
より得られる。そして、このようにして得られたＯＦＤ
Ｍ変調信号は、離散的フーリエ変換（ＤＦＴ）により復
調することが可能である。
分割した所定の伝送帯域幅毎に複数の直交するキャリア
信号（搬送波信号）を発生させ、離散的逆フーリエ変換
（ＩＤＦＴ）という数学的演算を用いることにより、そ
れぞれのキャリア信号を伝送すべきディジタル情報によ
って一括して位相変調等の変調を施して伝送する方式で
ある。すなわち、伝送すべきディジタル情報によって位
相変調等により変調された各キャリア信号を加算して合
成することにより、ＯＦＤＭ変調信号が得られる。この
ようにして得られたＯＦＤＭ変調信号の所定時間内の情
報（シンボル）の波形は、伝送すべきディジタル情報に
よって変化することになる。このようなＯＦＤＭ変調信
号波形は、周波数領域データを時間領域データに変換す
る操作、すなわち離散的逆フーリエ変換（ＩＤＦＴ）に
より得られる。そして、このようにして得られたＯＦＤ
Ｍ変調信号は、離散的フーリエ変換（ＤＦＴ）により復
調することが可能である。
【０００４】さて、上記のディジタル音声放送方式（Ｄ
ＡＢ）におけるように、ＯＦＤＭにおける各キャリア信
号は、例えば差動４相位相変調（差動ＱＰＳＫ。ＱＰＳ
Ｋ：Quadrature Phase Shift Keying）により変調され
る。すなわち、１つ前のシンボルと現在のシンボルとの
差をとり、それに応じて例えばπ／４、３・π／４、５
・π／４、７・π／４という４つの位相をとるように変
調される。そして、差動ＱＰＳＫ変調がなされた変調デ
ータは、Ｉ（同相）成分及びＱ（直交）成分に変換され
た後、それぞれＯＦＤＭ変調がなされベースバンドのＯ
ＦＤＭ変調信号となる。Ｉ成分及びＱ成分のベースバン
ドＯＦＤＭ変調信号は、それぞれ局部発振器の出力信号
及びそれを９０°移相した信号と乗算することにより直
交変調が行われ、所定の帯域にアップコンバートされて
伝送される。
ＡＢ）におけるように、ＯＦＤＭにおける各キャリア信
号は、例えば差動４相位相変調（差動ＱＰＳＫ。ＱＰＳ
Ｋ：Quadrature Phase Shift Keying）により変調され
る。すなわち、１つ前のシンボルと現在のシンボルとの
差をとり、それに応じて例えばπ／４、３・π／４、５
・π／４、７・π／４という４つの位相をとるように変
調される。そして、差動ＱＰＳＫ変調がなされた変調デ
ータは、Ｉ（同相）成分及びＱ（直交）成分に変換され
た後、それぞれＯＦＤＭ変調がなされベースバンドのＯ
ＦＤＭ変調信号となる。Ｉ成分及びＱ成分のベースバン
ドＯＦＤＭ変調信号は、それぞれ局部発振器の出力信号
及びそれを９０°移相した信号と乗算することにより直
交変調が行われ、所定の帯域にアップコンバートされて
伝送される。
【０００５】さて、ＯＦＤＭ信号の復調のためにはフー
リエ変換（ＦＦＴ）の演算を行わなければならないが、
この時、図２に示すようにＦＦＴウインドウの位置に、
ＯＦＤＭ信号のデータ部（ＤＡＴＡ）からガードインタ
ーバル（ＧＩ）の方へのずれを生じることにより、ＦＦ
Ｔ演算の出力に位相誤差を発生する。
リエ変換（ＦＦＴ）の演算を行わなければならないが、
この時、図２に示すようにＦＦＴウインドウの位置に、
ＯＦＤＭ信号のデータ部（ＤＡＴＡ）からガードインタ
ーバル（ＧＩ）の方へのずれを生じることにより、ＦＦ
Ｔ演算の出力に位相誤差を発生する。
【０００６】かかる位相誤差を補正するため、従来は、
各キャリアに対応するコンスタレーション上の情報点
（ＭＭＡＣでは５２サブキャリア）を複数回乗算して２
πに対する剰余をとる方法がとられていた。
各キャリアに対応するコンスタレーション上の情報点
（ＭＭＡＣでは５２サブキャリア）を複数回乗算して２
πに対する剰余をとる方法がとられていた。
【０００７】ＱＰＳＫ方式を例に挙げると位相誤差がな
い場合、ＦＦＴ演算後の各キャリアのコンスタレーショ
ン上の位相は、π／４、３π／４、５π／４、７π／
４、のいずれかを取る。このため各データを４回乗算し
て２πに対する剰余をとると、誤差の無い場合は全ての
キャリアにおいて情報点がπとなる。
い場合、ＦＦＴ演算後の各キャリアのコンスタレーショ
ン上の位相は、π／４、３π／４、５π／４、７π／
４、のいずれかを取る。このため各データを４回乗算し
て２πに対する剰余をとると、誤差の無い場合は全ての
キャリアにおいて情報点がπとなる。
【０００８】従って、各データを４乗して２πに対する
剰余をとった時の情報点のπからのずれの量を算出し、
その値を４分の１した結果が位相誤差量となる。この位
相誤差量をもとに各キャリアにおいて位相誤差補正信号
を作成し、ＦＦＴ演算後の各キャリアのコンスタレーシ
ョンに乗算することにより位相誤差補正を行っている。
剰余をとった時の情報点のπからのずれの量を算出し、
その値を４分の１した結果が位相誤差量となる。この位
相誤差量をもとに各キャリアにおいて位相誤差補正信号
を作成し、ＦＦＴ演算後の各キャリアのコンスタレーシ
ョンに乗算することにより位相誤差補正を行っている。
【０００９】
【発明が解決しようとする課題】而して上述した従来の
位相誤差補正方法を実際の通信システム上で実現しよう
とすると、サブキャリア毎に多くの乗除算を行わなけれ
ばならず、演算回数が莫大なものとなり、所要の演算精
度を得るには回路規模が大きくなる。同時に回路規模の
増大と演算回数の増加は処理を非常に複雑としてしま
い、上記方法を高速な通信システムに適用するには、回
路の動作速度が通信の伝送速度を大きく上回るようにし
なければならず、このことは必要となる部品点数を増や
し、体積、消費電流、装置価格を増大させてしまう。
位相誤差補正方法を実際の通信システム上で実現しよう
とすると、サブキャリア毎に多くの乗除算を行わなけれ
ばならず、演算回数が莫大なものとなり、所要の演算精
度を得るには回路規模が大きくなる。同時に回路規模の
増大と演算回数の増加は処理を非常に複雑としてしま
い、上記方法を高速な通信システムに適用するには、回
路の動作速度が通信の伝送速度を大きく上回るようにし
なければならず、このことは必要となる部品点数を増や
し、体積、消費電流、装置価格を増大させてしまう。
【００１０】本発明の目的はかかる従来の位相誤差補正
方法の問題点を解決するため、演算回数を減少させて回
路の動作速度と通信速度を同等にして、装置の体積、消
費電流、価格を低下させて充分実用可能とした位相誤差
補正方法及び装置を提供することである。
方法の問題点を解決するため、演算回数を減少させて回
路の動作速度と通信速度を同等にして、装置の体積、消
費電流、価格を低下させて充分実用可能とした位相誤差
補正方法及び装置を提供することである。
【００１１】
【課題を解決するための手段】上記目的を達成するた
め、本発明のＯＦＤＭ信号の復調出力の位相誤差補正方
法は、受信されたＯＦＤＭ信号をＦＦＴ演算して復調
し、その復調出力の位相誤差を補正する方法であって、
上記ＯＦＤＭ信号はデータ部に先立って設けられたプリ
アンブル部を有し、該プリアンブル部はそのＦＦＴ演算
出力が位相誤差のない時にＩ軸上に正又は負符号を有す
ることが既知データとして存在し、上記プリアンブル部
のＦＦＴ演算出力と上記既知データから位相誤差補正信
号を作成し、上記データ部のＦＦＴ演算出力に、上記位
相誤差補正信号を複素乗算することを要旨とする。
め、本発明のＯＦＤＭ信号の復調出力の位相誤差補正方
法は、受信されたＯＦＤＭ信号をＦＦＴ演算して復調
し、その復調出力の位相誤差を補正する方法であって、
上記ＯＦＤＭ信号はデータ部に先立って設けられたプリ
アンブル部を有し、該プリアンブル部はそのＦＦＴ演算
出力が位相誤差のない時にＩ軸上に正又は負符号を有す
ることが既知データとして存在し、上記プリアンブル部
のＦＦＴ演算出力と上記既知データから位相誤差補正信
号を作成し、上記データ部のＦＦＴ演算出力に、上記位
相誤差補正信号を複素乗算することを要旨とする。
【００１２】本発明の方法において、上記プリアンブル
部はマルチメディア移動アクセス通信システムで規定さ
れるプリアンブル部のＣフィールドであり、該プリアン
ブル部のＡ及びＢフィールドに応じたタイミングでＣフ
ィールドのＦＦＴ演算を行うようにしてもよい。
部はマルチメディア移動アクセス通信システムで規定さ
れるプリアンブル部のＣフィールドであり、該プリアン
ブル部のＡ及びＢフィールドに応じたタイミングでＣフ
ィールドのＦＦＴ演算を行うようにしてもよい。
【００１３】また前記目的を達成するため、本発明のＯ
ＦＤＭ信号の復調出力の位相誤差補正装置は、マルチメ
ディア移動アクセス通信システムで規定されるプリアン
ブル部とデータ部から成る受信されたＯＦＤＭ信号をＦ
ＦＴ演算して復調する受信装置において、上記プリアン
ブル部のＡ及びＢフィールドに応じたタイミングでＣフ
ィールドをＦＦＴ演算して位相誤差を検出する手段と、
ＦＦＴ演算出力の位相誤差のない時のＩ軸成分の符号を
示す既知データとＣフィールドのＦＦＴ演算出力とから
位相誤差補正信号を作成する手段と、上記データ部のＦ
ＦＴ演算出力に上記位相誤差補正信号を複素乗算する手
段と、を備えたことを要旨とする。
ＦＤＭ信号の復調出力の位相誤差補正装置は、マルチメ
ディア移動アクセス通信システムで規定されるプリアン
ブル部とデータ部から成る受信されたＯＦＤＭ信号をＦ
ＦＴ演算して復調する受信装置において、上記プリアン
ブル部のＡ及びＢフィールドに応じたタイミングでＣフ
ィールドをＦＦＴ演算して位相誤差を検出する手段と、
ＦＦＴ演算出力の位相誤差のない時のＩ軸成分の符号を
示す既知データとＣフィールドのＦＦＴ演算出力とから
位相誤差補正信号を作成する手段と、上記データ部のＦ
ＦＴ演算出力に上記位相誤差補正信号を複素乗算する手
段と、を備えたことを要旨とする。
【００１４】
【発明の実施の形態】前述したようにＦＦＴウインドウ
の位置にずれ（図２）が生じることにより位相誤差が発
生する現象をＩＱ平面に展開したコンスタレーション上
で説明すると、図３のようになる。位相誤差が存在する
ときは、誤差がないときと比べて反時計回りに回転した
形で情報点が現れる。この回転量はキャリア番号をＮ、
ＦＦＴポイントずれ量をＭとすると、ＩＱ平面上での位
相回転量α＝（Ｍ・Ｎ・２π）／６４と表せる。ＦＦＴ
ポイントずれ量を固定値とした場合、位相回転量とキャ
リア番号は１対１対応することになる。この位相回転量
は、キャリア番号によって係数が異なるが、位相誤差量
に比例することになる。
の位置にずれ（図２）が生じることにより位相誤差が発
生する現象をＩＱ平面に展開したコンスタレーション上
で説明すると、図３のようになる。位相誤差が存在する
ときは、誤差がないときと比べて反時計回りに回転した
形で情報点が現れる。この回転量はキャリア番号をＮ、
ＦＦＴポイントずれ量をＭとすると、ＩＱ平面上での位
相回転量α＝（Ｍ・Ｎ・２π）／６４と表せる。ＦＦＴ
ポイントずれ量を固定値とした場合、位相回転量とキャ
リア番号は１対１対応することになる。この位相回転量
は、キャリア番号によって係数が異なるが、位相誤差量
に比例することになる。
【００１５】そこで、位相誤差を補正するためには、各
キャリアにおける位相誤差量である位相回転量を求め、
位相誤差により回転した角度分だけ逆方向に回転するよ
うな信号を補正信号として実際の信号に複素乗算すれば
良い。
キャリアにおける位相誤差量である位相回転量を求め、
位相誤差により回転した角度分だけ逆方向に回転するよ
うな信号を補正信号として実際の信号に複素乗算すれば
良い。
【００１６】本発明の位相誤差補正方法は上述した原理
に基づくもので、本発明の実施の形態は下記のようにな
る。位相誤差のない時のＩＱ平面に展開したＯＦＤＭ信
号のＦＦＴ演算処理出力信号の情報点がＩ軸上にあり、
かつその符号が正であると分かっている場合、上記信号
が位相誤差を受けると、ＩＱ平面上で上記情報点は回転
するので、その情報点の複素共役をとった信号を、上記
信号に複素乗算すれば、位相誤差を補正することができ
るから、上記複素共役信号は位相誤差補正信号となる。
に基づくもので、本発明の実施の形態は下記のようにな
る。位相誤差のない時のＩＱ平面に展開したＯＦＤＭ信
号のＦＦＴ演算処理出力信号の情報点がＩ軸上にあり、
かつその符号が正であると分かっている場合、上記信号
が位相誤差を受けると、ＩＱ平面上で上記情報点は回転
するので、その情報点の複素共役をとった信号を、上記
信号に複素乗算すれば、位相誤差を補正することができ
るから、上記複素共役信号は位相誤差補正信号となる。
【００１７】同様に、位相誤差のない時のＩＱ平面に展
開した上記情報点がＩ軸上にあり、かつその符号が負で
あると分かっている場合、上記信号が位相誤差を受け回
転したらその情報点のＩ，Ｑ両成分の符号を反転した後
で、複素共役をとった信号を、上記信号に複素乗算すれ
ば、位相誤差を補正することができるから、上記複素共
役信号は位相誤差補正信号となる。
開した上記情報点がＩ軸上にあり、かつその符号が負で
あると分かっている場合、上記信号が位相誤差を受け回
転したらその情報点のＩ，Ｑ両成分の符号を反転した後
で、複素共役をとった信号を、上記信号に複素乗算すれ
ば、位相誤差を補正することができるから、上記複素共
役信号は位相誤差補正信号となる。
【００１８】このような位相誤差補正を行うには、ＯＦ
ＤＭ信号のデータ部に先立って設けられたプリアンブル
部を利用すればよい。即ち、プリアンブル部としてＩ軸
上に存在する正又は負符号であることを示す既知信号成
分を含むＯＦＤＭ信号を送信すれば、受信側では、各信
号成分の送出順に上述した手順に従って処理することに
より受信されたＯＦＤＭ信号のデータ部のＦＦＴ演算出
力の位相誤差補正信号を得ることができる。これによる
補正はＯＦＤＭ信号の各キャリア毎に行う。
ＤＭ信号のデータ部に先立って設けられたプリアンブル
部を利用すればよい。即ち、プリアンブル部としてＩ軸
上に存在する正又は負符号であることを示す既知信号成
分を含むＯＦＤＭ信号を送信すれば、受信側では、各信
号成分の送出順に上述した手順に従って処理することに
より受信されたＯＦＤＭ信号のデータ部のＦＦＴ演算出
力の位相誤差補正信号を得ることができる。これによる
補正はＯＦＤＭ信号の各キャリア毎に行う。
【００１９】図１は上述した本発明の位相誤差補正方法
の実施形態として、位相誤差補正のための信号処理のフ
ローを示す。同図において、受信されたＯＦＤＭ信号の
プリアンブル部の時間波形１のＩ軸成分Ｉ１及びＱ軸成
分Ｑ１をＦＦＴ演算２とする。この時、各キャリア番号
のデータ３毎に、プリアンブル部のＩ軸上の符号を示す
前記既知信号のデータベース３を蓄積しておいて、デー
タベース３からＦＦＴ演算出力Ｉ２，Ｑ２の符号を判定
４し、その判定結果に応じてＩ２又はＱ２の符号を変え
る５。即ち、上記符号が正の時はＱ２の符号を変え、ま
た上記符号が負の時はＩ２の符号を変える。符号変換５
後の複素共役信号Ｉ３，Ｑ３は、各キャリア番号毎に位
相誤差補正信号のデータベース６に蓄積する。
の実施形態として、位相誤差補正のための信号処理のフ
ローを示す。同図において、受信されたＯＦＤＭ信号の
プリアンブル部の時間波形１のＩ軸成分Ｉ１及びＱ軸成
分Ｑ１をＦＦＴ演算２とする。この時、各キャリア番号
のデータ３毎に、プリアンブル部のＩ軸上の符号を示す
前記既知信号のデータベース３を蓄積しておいて、デー
タベース３からＦＦＴ演算出力Ｉ２，Ｑ２の符号を判定
４し、その判定結果に応じてＩ２又はＱ２の符号を変え
る５。即ち、上記符号が正の時はＱ２の符号を変え、ま
た上記符号が負の時はＩ２の符号を変える。符号変換５
後の複素共役信号Ｉ３，Ｑ３は、各キャリア番号毎に位
相誤差補正信号のデータベース６に蓄積する。
【００２０】次にＯＦＤＭ信号のデータ部の時間波形７
のＩ軸成分Ｉ４、Ｑ軸成分Ｑ４をＦＦＴ演算８する。そ
のＦＦＴ演算出力のＩ５、Ｑ５に、各キャリア毎に、前
記データベース５からの位相誤差補正信号Ｉ３，Ｑ３を
複素乗算９し、位相誤差の補正されたＩ６，Ｑ６成分の
信号を得る。
のＩ軸成分Ｉ４、Ｑ軸成分Ｑ４をＦＦＴ演算８する。そ
のＦＦＴ演算出力のＩ５、Ｑ５に、各キャリア毎に、前
記データベース５からの位相誤差補正信号Ｉ３，Ｑ３を
複素乗算９し、位相誤差の補正されたＩ６，Ｑ６成分の
信号を得る。
【００２１】次にＭＭＡＣに本発明を適用した一実施例
を説明する。ＭＭＡＣにおけるＯＦＤＭ信号の先頭には
同期用の波形がプリアンブル部として送信される。プリ
アンブル部は図４のようにＡフィールド、Ｂフィール
ド、Ｃフィールドの３種類から構成される。このＣフィ
ールドを前記図１の説明でのプリアンブル部として利用
することにより容易にＭＭＡＣにおけるＯＦＤＭ信号の
位相誤差補正を行うことができる。図１において、ま
ず、プリアンブル部のＡフィールド、Ｂフィールドより
ＦＦＴタイミングを検出しそのタイミングで、プリアン
ブル部のＣフィールドの時間波形をＦＦＴ処理部２にて
周波数スペクトルに変換する。この周波数スペクトルデ
ータは、各サブキャリアのコンスタレーションとして、
Ｉ成分、Ｑ成分、キャリア番号の３つのデータが出力さ
れデータベース３として蓄積される。
を説明する。ＭＭＡＣにおけるＯＦＤＭ信号の先頭には
同期用の波形がプリアンブル部として送信される。プリ
アンブル部は図４のようにＡフィールド、Ｂフィール
ド、Ｃフィールドの３種類から構成される。このＣフィ
ールドを前記図１の説明でのプリアンブル部として利用
することにより容易にＭＭＡＣにおけるＯＦＤＭ信号の
位相誤差補正を行うことができる。図１において、ま
ず、プリアンブル部のＡフィールド、Ｂフィールドより
ＦＦＴタイミングを検出しそのタイミングで、プリアン
ブル部のＣフィールドの時間波形をＦＦＴ処理部２にて
周波数スペクトルに変換する。この周波数スペクトルデ
ータは、各サブキャリアのコンスタレーションとして、
Ｉ成分、Ｑ成分、キャリア番号の３つのデータが出力さ
れデータベース３として蓄積される。
【００２２】図５はＣフィールドの波形データをＦＦＴ
演算して求まる６４キャリア分のＩＱ平面に展開した結
果を示す。位相誤差がない場合は、各キャリアのデータ
は図５のようにＩ軸上の２点に集結し、このデータが既
知信号データベース３となる。
演算して求まる６４キャリア分のＩＱ平面に展開した結
果を示す。位相誤差がない場合は、各キャリアのデータ
は図５のようにＩ軸上の２点に集結し、このデータが既
知信号データベース３となる。
【００２３】位相誤差補正用複素信号の作成方法につい
て説明する。誤差のない信号のＩ成分が正の時のＩＱ平
面上における情報点の動きの例を図６に示す。まず、受
信信号のＦＦＴ演算結果をＩＱ平面上に展開する。そ
の後で、この信号の複素共役をとり、これが補正信号
となる。つまり、キャリア番号に対応した既知信号デー
タベース３のＩ成分が正の時は、ＩＱ平面上に展開され
た情報点のＱ成分の符号を反転させれば良い。また、誤
差のない信号のＩ成分が負の時のＩＱ平面上における情
報点の動きの例を図７に示す。まず、受信信号のＦＦＴ
演算結果をＩＱ平面上に展開する。次にＩＱ各成分の
符号を反転する。その後で、この信号の複素共役を
とり、これが補正信号となる。つまり、キャリア番号に
対応した既知信号データベースのＩ成分が負の時は、Ｉ
Ｑ平面上に展開された情報点のＩ成分の符号を反転させ
れば良い。
て説明する。誤差のない信号のＩ成分が正の時のＩＱ平
面上における情報点の動きの例を図６に示す。まず、受
信信号のＦＦＴ演算結果をＩＱ平面上に展開する。そ
の後で、この信号の複素共役をとり、これが補正信号
となる。つまり、キャリア番号に対応した既知信号デー
タベース３のＩ成分が正の時は、ＩＱ平面上に展開され
た情報点のＱ成分の符号を反転させれば良い。また、誤
差のない信号のＩ成分が負の時のＩＱ平面上における情
報点の動きの例を図７に示す。まず、受信信号のＦＦＴ
演算結果をＩＱ平面上に展開する。次にＩＱ各成分の
符号を反転する。その後で、この信号の複素共役を
とり、これが補正信号となる。つまり、キャリア番号に
対応した既知信号データベースのＩ成分が負の時は、Ｉ
Ｑ平面上に展開された情報点のＩ成分の符号を反転させ
れば良い。
【００２４】よって、このような作業をＣフィールドの
６４個の各キャリアにおいて行い、位相誤差補正用の補
正信号を作成し、これをデータベース６に格納する。プ
リアンブル部の後に続くペイロード部（データ部）で
は、キャリア番号に対応した補正信号をデータベース６
から読み出し、受信信号と複素乗算を繰り返すことによ
り位相誤差補正を行う。
６４個の各キャリアにおいて行い、位相誤差補正用の補
正信号を作成し、これをデータベース６に格納する。プ
リアンブル部の後に続くペイロード部（データ部）で
は、キャリア番号に対応した補正信号をデータベース６
から読み出し、受信信号と複素乗算を繰り返すことによ
り位相誤差補正を行う。
【００２５】図８はＭＭＡＣにおけるＯＦＤＭ受信装置
に本発明を適用した一実施例を示す。図８において、１
１はＯＦＤＭ信号復調装置で、１２はＲＦ増幅器、周波
数変換器、ＩＦ増幅器等から成るＩＦ部、１３はＡ／Ｄ
変換器、１４は第１のＦＦＴ演算部、１５はデータ復号
部、１６はタイミング回路である。また１７は位相誤差
検出部、１８は位相誤差補正信号作成部、１９は複素乗
算部である。１２〜１６の各部はＭＭＡＣシステムで規
定されるプリアンブル部とデータ部から成る受信された
ＯＦＤＭ信号をＦＦＴ演算して復調する従来のＯＦＤＭ
復調装置を構成している。
に本発明を適用した一実施例を示す。図８において、１
１はＯＦＤＭ信号復調装置で、１２はＲＦ増幅器、周波
数変換器、ＩＦ増幅器等から成るＩＦ部、１３はＡ／Ｄ
変換器、１４は第１のＦＦＴ演算部、１５はデータ復号
部、１６はタイミング回路である。また１７は位相誤差
検出部、１８は位相誤差補正信号作成部、１９は複素乗
算部である。１２〜１６の各部はＭＭＡＣシステムで規
定されるプリアンブル部とデータ部から成る受信された
ＯＦＤＭ信号をＦＦＴ演算して復調する従来のＯＦＤＭ
復調装置を構成している。
【００２６】位相誤差検出部１７は上記ＯＦＤＭ信号の
プリアンブル部のＡ及びＢフィールドに応じたタイミン
グでＣフィールドをＦＦＴ演算した結果から位相誤差を
得る。位相誤差補正信号作成部１８は、図１に関して説
明したように位相誤差のない時のＩ軸成分の符号を示す
既知データと上記ＣフィールドのＦＦＴ演算出力とから
位相誤差補正信号を作成する。前記データ部は第１のＦ
ＦＴ演算部１４でＦＦＴ演算され、その出力は複素乗算
部１９により位相誤差補正信号が乗算され位相誤差が補
正される。なお、図８は本発明装置の一構成例を示すも
のであり、図１の方法を実行し得るものであれば、如何
なる構成でもよい。
プリアンブル部のＡ及びＢフィールドに応じたタイミン
グでＣフィールドをＦＦＴ演算した結果から位相誤差を
得る。位相誤差補正信号作成部１８は、図１に関して説
明したように位相誤差のない時のＩ軸成分の符号を示す
既知データと上記ＣフィールドのＦＦＴ演算出力とから
位相誤差補正信号を作成する。前記データ部は第１のＦ
ＦＴ演算部１４でＦＦＴ演算され、その出力は複素乗算
部１９により位相誤差補正信号が乗算され位相誤差が補
正される。なお、図８は本発明装置の一構成例を示すも
のであり、図１の方法を実行し得るものであれば、如何
なる構成でもよい。
【００２７】図９は本発明装置の他の構成例で、２０は
ＲＦ増幅器、２１はセレクタ回路、２２はＡＦＣ回路、
２３はＦＦＴ演算部、２４はタイミング検出回路、２５
はタイミング信号作成回路、２６はセレクタ回路、２７
は位相誤差検出回路、２８は補正演算回路、２９は補正
データ作成回路、３０はデータ記憶回路、３１は復調回
路である。
ＲＦ増幅器、２１はセレクタ回路、２２はＡＦＣ回路、
２３はＦＦＴ演算部、２４はタイミング検出回路、２５
はタイミング信号作成回路、２６はセレクタ回路、２７
は位相誤差検出回路、２８は補正演算回路、２９は補正
データ作成回路、３０はデータ記憶回路、３１は復調回
路である。
【００２８】同図において、セレクタ回路２１はＯＦＤ
Ｍ受信信号（ＯＦＤＭ時間波形）からプリアンブル部を
分離し、タイミング検出回路２４で、このプリアンブル
部からＣフィールド及びデータ部のＦＦＴ演算のタイミ
ング（ウインドウ）を検出し、その検出出力からタイミ
ング信号作成部２５がタイミング信号を作成し、ＦＦＴ
演算部２３はこのタイミング信号に基づいてＦＦＴ演算
を行う。
Ｍ受信信号（ＯＦＤＭ時間波形）からプリアンブル部を
分離し、タイミング検出回路２４で、このプリアンブル
部からＣフィールド及びデータ部のＦＦＴ演算のタイミ
ング（ウインドウ）を検出し、その検出出力からタイミ
ング信号作成部２５がタイミング信号を作成し、ＦＦＴ
演算部２３はこのタイミング信号に基づいてＦＦＴ演算
を行う。
【００２９】セレクタ回路２６はＦＦＴ演算出力（ＯＦ
ＤＭスペクトル）からＣフィールド対応分と分離し、位
相誤差検出部２７に送って該回路は前記図１の２，３，
４の処理から位相誤差を検出する。補正データ作成回路
２９はこの位相誤差に対し前記処理５を実行して位相誤
差補正信号を作成し、データ記憶回路３０にデータベー
ス６としてメモリする。
ＤＭスペクトル）からＣフィールド対応分と分離し、位
相誤差検出部２７に送って該回路は前記図１の２，３，
４の処理から位相誤差を検出する。補正データ作成回路
２９はこの位相誤差に対し前記処理５を実行して位相誤
差補正信号を作成し、データ記憶回路３０にデータベー
ス６としてメモリする。
【００３０】補正演算回路２８はセレクタ回路２６によ
って分離されたデータ対応分（データ時間波形のＦＦＴ
演算出力）に位相誤差補正信号を複素乗算し、補正され
たデータを復調回路３１に送る。
って分離されたデータ対応分（データ時間波形のＦＦＴ
演算出力）に位相誤差補正信号を複素乗算し、補正され
たデータを復調回路３１に送る。
【００３１】
【発明の効果】以上説明したように本発明はＯＦＤＭ信
号の先頭に付加されるプリアンブル部（例えばＭＭＡＣ
のＯＦＤＭ信号の同期用の波形）を用いて位相誤差量を
検出し、各キャリア毎に位相誤差補正信号を作成し、こ
の補正信号とＯＦＤＭ信号の復調出力（データ部のＦＦ
Ｔ演算出力）を複素乗算することにより位相誤差を補正
しているので、従来の方法に比して乗算回数は著しく減
少し、演算回数の減少により演算の処理速度を通信速度
と同等にできる。従って装置の体積、消費電流及び価格
を減少させて充分実用性を満足させることができる。特
に本発明はＭＭＡＣに好適なものとなる。
号の先頭に付加されるプリアンブル部（例えばＭＭＡＣ
のＯＦＤＭ信号の同期用の波形）を用いて位相誤差量を
検出し、各キャリア毎に位相誤差補正信号を作成し、こ
の補正信号とＯＦＤＭ信号の復調出力（データ部のＦＦ
Ｔ演算出力）を複素乗算することにより位相誤差を補正
しているので、従来の方法に比して乗算回数は著しく減
少し、演算回数の減少により演算の処理速度を通信速度
と同等にできる。従って装置の体積、消費電流及び価格
を減少させて充分実用性を満足させることができる。特
に本発明はＭＭＡＣに好適なものとなる。
【図１】本発明の位相誤差補正方法を説明するための信
号処理のフローを示す図である。
号処理のフローを示す図である。
【図２】位相誤差の発生理由の説明図である。
【図３】位相誤差量とＩＱ平面に展開した情報点との関
係を示す図である。
係を示す図である。
【図４】ＭＭＡＣにおけるＯＦＤＭ信号の構成例を示す
図である。
図である。
【図５】位相誤差のない時にＣフィールドをＩＱ平面に
展開した情報点の状態を示す図である。
展開した情報点の状態を示す図である。
【図６】位相誤差のない信号のＩ成分が正の時のＩＱ平
面における信号の動きを例示する図である。
面における信号の動きを例示する図である。
【図７】位相誤差のない信号のＩ成分が負の時のＩＱ平
面における信号の動きを例示する図である。
面における信号の動きを例示する図である。
【図８】本発明の位相誤差補正装置の一実施例のブロッ
ク図である。
ク図である。
【図９】本発明の位相誤差補正装置の他の実施例のブロ
ック図である。
ック図である。
１ ＯＦＤＭ信号のプリアンブル部の時間波形 ２ ＦＦＴ演算 ３ 既知信号のデータベース ４ 符号判定 ５ 符号変換 ６ 位相誤差補正信号のデータベース ７ ＯＦＤＭ信号のデータ部の時間波形 ８ ＦＦＴ演算 ９ 複素乗算
───────────────────────────────────────────────────── フロントページの続き (72)発明者 高田 宏正 東京都渋谷区神宮前６−27−８ 株式会社 京セラディーディーアイ未来通信研究所内 (72)発明者 前山 利幸 東京都渋谷区神宮前６−27−８ 株式会社 京セラディーディーアイ未来通信研究所内 Ｆターム(参考） 5K022 DD01 DD13 DD17 DD19 DD33 DD44
Claims (3)
- 【請求項１】 受信されたＯＦＤＭ信号をＦＦＴ演算し
て復調し、その復調出力の位相誤差を補正する方法であ
って、上記ＯＦＤＭ信号はデータ部に先立って設けられ
たプリアンブル部を有し、該プリアンブル部はそのＦＦ
Ｔ演算出力が位相誤差のない時にＩ軸上に正又は負符号
を有することが既知データとして存在し、 上記プリアンブル部のＦＦＴ演算出力と上記既知データ
から位相誤差補正信号を作成し、上記データ部のＦＦＴ
演算出力に、上記位相誤差補正信号を複素乗算すること
を特徴とするＯＦＤＭ信号の復調出力の位相誤差補正方
法。 - 【請求項２】 上記プリアンブル部はマルチメディア移
動アクセス通信システムで規定されるプリアンブル部の
Ｃフィールドであり、該プリアンブル部のＡ及びＢフィ
ールドに応じたタイミングでＣフィールドのＦＦＴ演算
を行うことを特徴とする請求項１記載のＯＦＤＭ信号の
復調出力の位相誤差補正方法。 - 【請求項３】 マルチメディア移動アクセス通信システ
ムで規定されるプリアンブル部とデータ部から成る受信
されたＯＦＤＭ信号をＦＦＴ演算して復調する受信装置
において、 上記プリアンブル部のＡ及びＢフィールドに応じたタイ
ミングでＣフィールドをＦＦＴ演算して位相誤差を検出
する手段と、 ＦＦＴ演算出力の位相誤差のない時のＩ軸成分の符号を
示す既知データとＣフィールドのＦＦＴ演算出力とから
位相誤差補正信号を作成する手段と、 上記データ部のＦＦＴ演算出力に上記位相誤差補正信号
を複素乗算する手段と、を備えたことを特徴とするＯＦ
ＤＭ信号の復調出力の位相誤差補正装置。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP2000028854A JP2001223661A (ja) | 2000-02-07 | 2000-02-07 | Ｏｆｄｍ信号の復調出力の位相誤差補正方法及び装置 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP2000028854A JP2001223661A (ja) | 2000-02-07 | 2000-02-07 | Ｏｆｄｍ信号の復調出力の位相誤差補正方法及び装置 |
Publications (1)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JP2001223661A true JP2001223661A (ja) | 2001-08-17 |
Family
ID=18554191
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP2000028854A Pending JP2001223661A (ja) | 2000-02-07 | 2000-02-07 | Ｏｆｄｍ信号の復調出力の位相誤差補正方法及び装置 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JP2001223661A (ja) |
Cited By (3)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| KR100427185B1 (ko) * | 2001-12-15 | 2004-04-14 | 에스케이 텔레콤주식회사 | 직교 주파수 분할 다중 방식 무선 근거리 통신망에서의프리엠블 신호를 이용한 정보 전송 방법 및 그 정보의수신 장치 |
| KR100826185B1 (ko) * | 2006-01-16 | 2008-04-30 | 엘지전자 주식회사 | 방송 신호 복조 장치 |
| KR101406160B1 (ko) * | 2007-06-29 | 2014-06-12 | 톰슨 라이센싱 | Ｄｖｂ－ｔ／ｈ 수신기에서의 공통 위상 오차를 제거하기 위한 장치 및 방법 |
-
2000
- 2000-02-07 JP JP2000028854A patent/JP2001223661A/ja active Pending
Cited By (3)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| KR100427185B1 (ko) * | 2001-12-15 | 2004-04-14 | 에스케이 텔레콤주식회사 | 직교 주파수 분할 다중 방식 무선 근거리 통신망에서의프리엠블 신호를 이용한 정보 전송 방법 및 그 정보의수신 장치 |
| KR100826185B1 (ko) * | 2006-01-16 | 2008-04-30 | 엘지전자 주식회사 | 방송 신호 복조 장치 |
| KR101406160B1 (ko) * | 2007-06-29 | 2014-06-12 | 톰슨 라이센싱 | Ｄｖｂ－ｔ／ｈ 수신기에서의 공통 위상 오차를 제거하기 위한 장치 및 방법 |
Similar Documents
| Publication | Publication Date | Title |
|---|---|---|
| US5787123A (en) | Receiver for orthogonal frequency division multiplexed signals | |
| US7463699B2 (en) | Methods of automatically detecting spectrum inversion and related terrestrial digital video broadcasting receivers | |
| JP3556047B2 (ja) | ディジタル放送受信機 | |
| US7215636B2 (en) | Method of determining training signal in OFDM, and apparatus and method for receiving OFDM signal using the training signal | |
| US8243775B2 (en) | ID-cell index search algorithm and carrier frequency offset estimation | |
| JPH09307526A (ja) | デジタル放送受信機 | |
| EP2194665B1 (en) | CFO and I/Q imbalance estimation and compensation | |
| JP2004282759A (ja) | Ｏｆｄｍシステムでの初期周波数の同期方法および装置 | |
| EP2130345B1 (en) | Method and apparatus for digital signal reception | |
| JP5640763B2 (ja) | 受信装置およびその伝搬路補償方法 | |
| JP2002009725A (ja) | 直交周波数分割多重信号の生成方法、及び直交周波数分割多重信号生成装置 | |
| CN1682509B (zh) | 多载波发射系统中同相及正交分支间不对称前导信号的评估及均衡方法 | |
| JP4361188B2 (ja) | Ｏｆｄｍ受信装置の周波数及び位相誤差補正装置 | |
| JPH08265291A (ja) | Ｏｆｄｍ伝送方式とｏｆｄｍ送受信装置 | |
| JP2001223661A (ja) | Ｏｆｄｍ信号の復調出力の位相誤差補正方法及び装置 | |
| JP5055239B2 (ja) | Ｏｆｄｍ復調装置 | |
| JP2000049747A5 (ja) | ||
| US20060165187A1 (en) | Multiplex signal error correction method and device | |
| US20060271611A1 (en) | Frequency syncrhonization apparatus and method for OFDM system | |
| JP3751385B2 (ja) | 信号復調装置 | |
| JP2000059332A (ja) | 遅延プロファイル検出回路及び検出方法 | |
| JP3148090B2 (ja) | Ｏｆｄｍ信号同期復調器 | |
| JPH1051415A (ja) | Ｏｆｄｍ信号受信装置 | |
| JP2001060935A (ja) | 直交周波数分割多重変復調装置及びその方法 | |
| JP3446684B2 (ja) | マルチキャリア受信方式、受信装置及び受信装置用周波数オフセット検出回路 |
Legal Events
| Date | Code | Title | Description |
|---|---|---|---|
| RD03 | Notification of appointment of power of attorney |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A7423 Effective date: 20040908 |
|
| A621 | Written request for application examination |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A621 Effective date: 20070201 |
|
| A521 | Written amendment |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A821 Effective date: 20070202 |
|
| RD04 | Notification of resignation of power of attorney |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A7424 Effective date: 20070906 |
|
| A977 | Report on retrieval |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A971007 Effective date: 20090424 |
|
| A131 | Notification of reasons for refusal |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A131 Effective date: 20090507 |
|
| A02 | Decision of refusal |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A02 Effective date: 20091013 |