JP3751385B2 - 信号復調装置 - Google Patents
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Description
【０００１】
【発明の属する技術分野】
この発明は、直交周波数分割多重変調方式であるＯＦＤＭ（Ｏｒｔｈｏｇｏｎａｌ Ｆｒｅｑｕｅｎｃｙ Ｄｉｖｉｓｉｏｎ Ｍｕｌｔｉｐｌｅｘ）変調方式で変調されたＯＦＤＭ変調信号を復調する信号復調装置に関するものである。
【０００２】
【従来の技術】
図８は例えば特開平７−９５１７４号公報に示された従来の信号復調装置を示す構成図であり、図において、１は各サブ・キャリアが多相ＰＳＫ変調されたＯＦＤＭ変調信号ｍに対して局部発振信号ｇ１を混合するミクサ、２はＯＦＤＭ変調信号ｍに対して局部発振信号ｇ１より位相が９０°遅れている局部発振信号ｇ２を混合するミクサ、３はミクサ１の出力信号をアナログ／ディジタル変換するＡ／Ｄ変換器、４はミクサ２の出力信号をアナログ／ディジタル変換するＡ／Ｄ変換器、５はシステムクロックからＡ／Ｄ変換器３，４のサンプリングクロックを生成するクロック再生回路である。ここで上記ミクサ１及びミクサ２の出力レベルをＡ／Ｄ変換器３，４により求め、複素平面に対応させて複素信号として考えるものとする。
【０００３】
また、６はＡ／Ｄ変換器３，４からそれぞれ出力されたディジタルデータを直列の複素信号ｃｍとして入力するとともに、その複素信号ｃｍの中から予め設定されたガード期間のデータを除去するガード期間除去器、７はガード期間のデータが除去された直列の複素信号ｃｍを並列の複素信号ｃｍに変換する直列並列変換器、８は並列に並び換えられた複素信号ｃｍを高速フーリエ変換（以下、ＦＦＴ演算という）して周波数毎の複素シンボルを求めるＦＦＴ演算器、９はＦＦＴ演算器８により求められた周波数毎の並列の複素シンボルｃｓを周波数毎の直列の複素シンボルｃｓに変換する並列直列変換器であり、１０は並列直列変換器より出力された複素シンボルｃｓと１個前の複素シンボルｃｓとの差である差動復調信号ｄ１と、差動復調信号ｄ１に対応したデジタル値である差動復調データｄ２を出力する差動復調部である。
【０００４】
また、１１は並列直列変換器９より出力された周波数毎の直列の複素シンボルｃｓの中からＱＰＳＫが施された任意のサブ・キャリアの複素シンボル（以下、ＱＰＳＫ複素シンボルという）を選択する選択器、１２は選択器１１により選択されたＱＰＳＫ複素シンボルのシンボル配置を複素平面上に展開して、ＱＰＳＫ複素シンボルの位相を求め、その位相と基準位相（位相が同期している場合の位相）との位相差θを検出する位相差検出器、１３は位相差検出器１２により検出された位相差θに所定の係数を乗算して積分するループフィルタ、１４は所定期間のみ予め決められたスペクトル及び位相にて出力されたＯＦＤＭ変調信号ｍに関し、並列直列変換器９から出力された周波数毎の複素シンボルｃｓを逆高速フーリエ変換（以下、ＩＦＦＴ演算という）して周波数変換されたベースバンド信号の周波数偏差ｆを検出するとともに、その周波数偏差ｆに応じた補償信号を出力するＡＦＣ回路である。
【０００５】
また、１５はループフィルタ１３の出力とＡＦＣ回路１４の出力を加算する加算器、１６は加算器１５の加算結果をディジタル／アナログ変換するＤ／Ａ変換器、１７はＤ／Ａ変換器１６から出力されたアナログデータに応じた局部発振信号ｇ１を生成するＶＣＸＯ、１８は局部発振信号ｇ１の位相を９０°遅延して、局部発振信号ｇ２を生成する９０°移相器である。
【０００６】
次に動作について説明する。
従来の信号復調装置は、図示せぬ信号変調装置によって各サブ・キャリアが多相ＰＳＫ変調されたＯＦＤＭ変調信号を復調するものであるが、特にこの従来例では、多相ＰＳＫ変調の一例であるＱＰＳＫ（Ｑｕａｄｒａｔｕｒｅ Ｐｈａｓｅ Ｓｈｉｆｔ Ｋｅｙｉｎｇ）変調されたＯＦＤＭ変調信号を復調するものについて説明する。
なお、ＱＰＳＫ変調は、Ｉ軸を実軸とし、Ｑ軸を虚軸とする複素平面において、Ｉ軸とＱ軸の交点を中心とする所定の半径の同心円上に４個のシンボルがπ／２間隔で配置される変調方式であり、各サブ・キャリアに対してＱＰＳＫ変調が施されている。
因みに、ＯＦＤＭ変調信号のパワースペクトル及びＯＦＤＭ変調信号を構成する各サブ・キャリアのパワースペクトルを図示すると図９（Ａ）のようになる。
【０００７】
まず、図示せぬ信号変調装置からＯＦＤＭ変調信号ｍが送信されてくると、ＯＦＤＭ変調信号ｍはミクサ１，２に入力される。そして、ミクサ１がＯＦＤＭ変調信号ｍに対して局部発振信号ｇ１を混合し、ミクサ２がＯＦＤＭ変調信号ｍに対して局部発振信号ｇ１より位相が９０°遅れている局部発振信号ｇ２を混合することにより直交検波する。
そして、ミクサ１及びミクサ２の出力である検波結果は、Ａ／Ｄ変換器３，４に入力されてアナログ／ディジタル変換され、Ａ／Ｄ変換器３，４の出力は複素信号ｃｍとしてガード期間除去器６に入力される。
【０００８】
そして、ガード期間除去器６は、後段のＦＦＴ演算においてシンボル間干渉が発生するのを抑制するため、図９（Ｂ）に示すように、複素信号ｃｍの中から予め設定されたガード期間のデータを除去し、有効シンボル期間のデータのみを直列並列変換器７に出力する。
そして、直列並列変換器７は、複素信号ｃｍのデータ形式をＦＦＴ演算器８の演算に適した形式にすべく、ガード期間のデータが除去された直列の複素信号ｃｍを並列の複素信号ｃｍに変換する。
【０００９】
このようにして、直列の複素信号ｃｍが並列の複素信号ｃｍに変換されると、ＦＦＴ演算器８は、その並列の複素信号ｃｍをＦＦＴ演算して並列の周波数毎の複素シンボルを求め、その並列の複素シンボルｃｓを並列直列変換器９に出力する。
そして、並列直列変換器９は、周波数毎の並列の複素シンボルｃｓを周波数毎の直列の複素シンボルｃｓに変換し、その周波数毎の複素シンボルｃｓを選択器１１及びＡＦＣ回路１４に出力する。
なお、差動復調データｄ２は当該信号復調装置により復調された復調データとして外部にも伝送され、所定の処理が施された後、音声データ等が生成される。
【００１０】
そして、並列直列変換器９から周波数毎の複素シンボルｃｓが出力されると、選択器１１は、並列直列変換器９より出力された周波数毎の複素シンボルｃｓの中から任意のサブ・キャリアのＱＰＳＫ複素シンボルを選択する。
ＯＦＤＭ変調信号ｍが１０００個のサブ・キャリアから構成されている場合において、例えば低い方から６００個目のサブ・キャリアのＱＰＳＫ複素シンボルを選択するように設定することができる。
【００１１】
このようにして、任意のサブ・キャリアのＱＰＳＫ複素シンボルが選択されると、位相差検出器１２は、ＱＰＳＫ複素シンボルのシンボル配置を複素平面上に展開することにより、ＱＰＳＫ複素シンボルの位相を求める。
ここで、図１０はＱＰＳＫ複素シンボルのシンボル配置を示す複素平面図であり、図において、●印は複素平面上に配置されたＱＰＳＫ複素シンボル、α，β，γ，δはノイズの影響等を受けずに位相が同期した場合に配置されるＱＰＳＫ複素シンボルである。
【００１２】
そして、位相差検出器１２は、ＱＰＳＫ複素シンボルの位相を求めると、その位相と基準位相（位相が同期している場合の位相）との位相差θを検出し、その位相差θをループフィルタ１３に出力する。ここで、図１０（Ａ）の場合は、第１象限の基準位相αを基準にして位相差θを検出している。
そして、ループフィルタ１３は、同期化制御の安定化を図るべく、位相差検出器１２により検出された位相差θに所定の係数を乗算したのち、必要に応じて積分し、その演算結果を加算器１５に出力する。
【００１３】
一方、ＡＦＣ回路１４は、周波数変換されたベースバンド信号の周波数偏差を解消すべく、周波数変換されたベースバンド信号の周波数偏差ｆを検出したのち、その周波数偏差ｆに応じた補償信号を加算器１５に出力する。
【００１４】
そして、ループフィルタ１３の出力とＡＦＣ回路１４の出力は加算器１５に入力されて加算されたのち、その加算結果はＤ／Ａ変換器１６によってディジタル／アナログ変換される。
そして、Ｄ／Ａ変換器１６からアナログデータが出力されると、ＶＣＸＯ１７は、そのアナログデータに応じた局部発振信号ｇ１を生成し、その局部発振信号ｇ１をミクサ１及び９０°移相器１８に出力する。
そして、９０°移相器１８は、ＶＣＸＯ１７から出力された局部発振信号ｇ１の位相を９０°遅延して局部発振信号ｇ２を生成し、その局部発振信号ｇ２をミクサ２に出力する。
これにより、信号復調装置の一連の処理は終了し、位相及び周波数の同期化が図られた復調データが出力されることになる。
【００１５】
【発明が解決しようとする課題】
従来の信号復調装置は以上のように構成されているので、位相差θ及び周波数偏差ｆが解消され、位相及び周波数の同期化が図られるが、任意のサブ・キャリアの周波数偏差ｆが１／（８×シンボル期間Ｔｓ）を越える場合には、本来、基準とすべき基準位相を誤って他の象限の基準位相を基準にして位相差θを検出してしまう場合が生じ（例えば、第１象限の基準位相αを基準にして位相差θを検出すべきところを誤って、第２象限の基準位相βを基準にして位相差θを検出してしまう場合が生じる）、位相及び周波数の同期化を確実に図ることができないなどの課題があった。
また、位相同期及び周波数同期の良否を判定する手段がないため、位相及び周波数の同期化完了を認識することができない課題もあった。
【００１６】
この発明は上記のような課題を解決するためになされたもので、任意のサブ・キャリアの周波数偏差が１／（８×シンボル期間Ｔｓ）を越える場合でも、位相及び周波数の同期化を確実に図ることができる信号復調装置を得ることを目的とする。
また、この発明は、位相及び周波数の同期化完了を容易に認識できる信号復調装置を得ることを目的とする。
【００１７】
【課題を解決するための手段】
請求項１記載の発明に係る信号復調装置は、位相差検出手段により検出された位相差又は周波数偏差検出手段により検出された周波数偏差に対して、シンボル期間の逆数の４分の１倍を加算したのち、判定手段により位相同期及び周波数同期が正常に行われていないと判定された場合には、位相差検出手段により検出された位相差又は周波数偏差検出手段により検出された周波数偏差から、シンボル期間の逆数の４分の２倍を減算するよう同期化手段が生成した局部発振信号を補償するようにしたものである。
【００１８】
請求項２記載の発明に係る信号復調装置は、位相差検出手段により検出された位相差又は周波数偏差検出手段により検出された周波数偏差から、シンボル期間の逆数の４分の１倍を減算したのち、判定手段により位相同期及び周波数同期が正常に行われていないと判定された場合には、位相差検出手段により検出された位相差又は周波数偏差検出手段により検出された周波数偏差に対して、シンボル期間の逆数の４分の２倍を加算するよう同期化手段が生成した局部発振信号を補償するようにしたものである。
【００２２】
【発明の実施の形態】
以下、この発明の実施の一形態を説明する。
実施の形態１．
図１はこの発明の実施の形態１による信号復調装置を示す構成図であり、図において、１は各サブ・キャリアが多相ＰＳＫ変調された誤り訂正符号付のＯＦＤＭ変調信号ｍに対して局部発振信号ｇ１を混合するミクサ（信号抽出手段）、２は誤り訂正符号付のＯＦＤＭ変調信号ｍに対して局部発振信号ｇ１より位相が９０°遅れている局部発振信号ｇ２を混合するミクサ（信号抽出手段）、３はミクサ１の出力信号をアナログ／ディジタル変換するＡ／Ｄ変換器（信号抽出手段）、４はミクサ２の出力信号をアナログ／ディジタル変換するＡ／Ｄ変換器（信号抽出手段）、５はシステムクロックからＡ／Ｄ変換器３，４のサンプリングクロックを生成するクロック再生回路である。
【００２３】
また、６はＡ／Ｄ変換器３，４からそれぞれ出力されたディジタルデータを直列の複素信号ｃｍとして入力するとともに、その複素信号ｃｍの中から予め設定されたガード期間のデータを除去するガード期間除去器（演算手段）、７はガード期間のデータが除去された直列の複素信号ｃｍを並列の複素信号ｃｍに変換する直列並列変換器（演算手段）、８は並列に並び換えられた複素信号ｃｍを高速フーリエ変換（以下、ＦＦＴ演算という）して複素シンボルｃｓを求めるＦＦＴ演算器（演算手段）、９はＦＦＴ演算器８により求められた並列の複素シンボルｃｓを直列の複素シンボルｃｓに変換する並列直列変換器（演算手段）、１０は並列直列変換器９より出力された複素シンボルｃｓと１シンボル前の複素シンボルｃｓとの差である差動復調信号ｄ１及び差動復調信号ｄ１に対応した差動復調データｄ２を求める差動復調部である。
【００２４】
また、１１は差動復調部１０により求められた差動復調信号ｄ１の中からＱＰＳＫ変調が施された任意のサブ・キャリアの複素シンボル（以下、ＱＰＳＫ複素シンボルという）を選択する選択器（位相差検出手段）、１２は選択器１１により選択されたＱＰＳＫ複素シンボルのシンボル配置を複素平面上に展開して、ＱＰＳＫ複素シンボルの位相を求め、その位相と基準位相（位相が同期している場合の位相）との位相差θを検出する位相差検出器（位相差検出手段）、１３は位相差検出器１２により検出された位相差θに所定の係数を乗算して積分するループフィルタ（位相差検出手段）、１４は所定の期間のみ予め決められたスペクトル及び位相にて出力されたＯＦＤＭ変調信号ｍに関し、並列直列変換器９から出力された周波数毎の複素シンボルｃｓを逆高速フーリエ変換（以下、ＩＦＦＴ演算という）して周波数変換されたベースバンド信号の周波数偏差ｆを検出するとともに、その周波数偏差ｆに応じた補償信号を出力するＡＦＣ回路（周波数偏差検出手段）である。
【００２５】
また、１５はループフィルタ１３の出力とＡＦＣ回路１４の出力と補償器２３の出力を加算する加算器（同期化手段）、１６は加算器１５の加算結果をディジタル／アナログ変換するＤ／Ａ変換器（同期化手段）、１７はＤ／Ａ変換器１６から出力されたアナログデータに応じた局部発振信号ｇ１を生成するＶＣＸＯ（同期化手段）、１８は局部発振信号ｇ１の位相を９０°遅延して、局部発振信号ｇ２を生成する９０°移相器（同期化手段）である。
【００２６】
さらに、２１は差動復調部１０から出力された差動復調データｄ２に含まれる誤り訂正符号から誤りを検出する誤り検出器（判定手段）、２２は誤り検出器２１により検出された誤りの回数を計数し、単位時間当たりの誤り回数から位相同期及び周波数同期の良否を判定する判定器（判定手段）、２３は判定器２２の良否判定に応じて所定値Ａを加算器１５に出力する補償器（補償手段）である。
【００２７】
次に動作について説明する。
この実施の形態１の信号復調装置は、図示せぬ信号変調装置によって各サブ・キャリアが多相ＰＳＫ変調された誤り訂正符号付のＯＦＤＭ変調信号を復調するものであるが、特に実施の形態１では、多相ＰＳＫ変調の一例であるＱＰＳＫ（Ｑｕａｄｒａｔｕｒｅ Ｐｈａｓｅ Ｓｈｉｆｔ Ｋｅｙｉｎｇ）変調されたＯＦＤＭ変調信号を復調するものについて説明する。
なお、ＱＰＳＫ変調は、Ｉ軸を実軸とし、Ｑ軸を虚軸とする複素平面において、Ｉ軸とＱ軸の交点を中心とする所定の半径の同心円上に４個のシンボルがπ／２間隔で配置される変調方式であり、各サブ・キャリアに対してＱＰＳＫ変調が施されている。
因みに、ＯＦＤＭ変調信号のパワースペクトル及びＯＦＤＭ変調信号を構成する各サブ・キャリアのパワースペクトルを図示すると図９（Ａ）のようになる。
【００２８】
まず、図示せぬ信号変調装置から誤り訂正符号付のＯＦＤＭ変調信号ｍが送信されてくると、ＯＦＤＭ変調信号ｍはミクサ１，２に入力される。そして、ミクサ１がＯＦＤＭ変調信号ｍに対して局部発振信号ｇ１を混合し、ミクサ２がＯＦＤＭ変調信号ｍに対して局部発振信号ｇ１より位相が９０°遅れている局部発振信号ｇ２を混合することにより直交検波する。
そして、ミクサ１及びミクサ２の出力である検波結果は、Ａ／Ｄ変換器３，４に入力されてアナログ／ディジタル変換され、Ａ／Ｄ変換器３，４の出力は複素信号ｃｍとしてガード期間除去器６に入力される。
【００２９】
そして、ガード期間除去器６は、後段のＦＦＴ演算においてシンボル間干渉が発生するのを抑制するため、図９（Ｂ）に示すように、複素信号ｃｍの中から予め設定されたガード期間のデータを除去し、有効シンボル期間のデータのみを直列並列変換器７に出力する。
そして、直列並列変換器７は、複素信号ｃｍのデータ形式をＦＦＴ演算器８の演算に適した形式にすべく、ガード期間のデータが除去された直列の複素信号ｃｍを並列の複素信号ｃｍに変換する。
【００３０】
このようにして、直列の複素信号ｃｍが並列の複素信号ｃｍに変換されると、ＦＦＴ演算器８は、その並列の複素信号ｃｍをＦＦＴ演算して周波数毎の複素シンボルｃｓを求め、その並列の複素シンボルｃｓを並列直列変換器９に出力する。
そして、並列直列変換器９は、並列の周波数毎の複素シンボルｃｓを直列の複素シンボルｃｓに変換し、その直列の複素シンボルｃｓを差動復調部１０に出力する。
【００３１】
そして、並列直列変換器９から周波数毎の直列の複素シンボルｃｓが出力されると、差動復調部１０は、その複素シンボルｃｓと１シンボル前の複素シンボルｃｓ（前回、並列直列変換器９から出力された複素シンボルｃｓ）との差を演算し、その差である差動復調信号ｄ１を選択器１１に、差動復調信号ｄ１に対応した差動復調データｄ２を誤り検出器２１に出力する。ここで、差動復調部１０が差動復調信号ｄ１を求めるのは、複素シンボルｃｓに含まれる絶対値誤差を解消するためである。
なお、差動復調データｄ２は当該信号復調装置により復調された復調データとして外部にも伝送され、所定の処理が施された後、音声データ等が生成される。
そして、選択器１１は、差動復調部１０から出力された直列の差動復調信号ｄ１の中から任意のサブ・キャリアのＱＰＳＫ複素シンボルを選択する。
ＯＦＤＭ変調信号ｍが１０００個のサブ・キャリアから構成されている場合において、例えば周波数が低い方から６００個目のサブ・キャリアのＱＰＳＫ複素シンボルを選択するように設定することができる。
【００３２】
このようにして、任意のサブ・キャリアのＱＰＳＫ複素シンボルが選択されると、位相差検出器１２は、ＱＰＳＫ複素シンボルのシンボル配置を複素平面上に展開することにより、ＱＰＳＫ複素シンボルの位相を求める。
ここで、図１０はＱＰＳＫ複素シンボルのシンボル配置を示す複素平面図であり、図において、●印は複素平面上に配置されたＱＰＳＫ複素シンボル、α，β，γ，δはノイズの影響等を受けずに位相が同期した場合に配置されるＱＰＳＫ複素シンボルである。
【００３３】
そして、位相差検出器１２は、ＱＰＳＫ複素シンボルの位相を求めると、その位相と基準位相（位相が同期している場合の位相）との位相差θを検出し、その位相差θをループフィルタ１３に出力する。ここで、図１０（Ａ）の場合は、第１象限の基準位相αを基準にして位相差θを検出している。
そして、ループフィルタ１３は、同期化制御の安定化を図るべく、位相差検出器１２により検出された位相差θに所定の係数を乗算したのち、必要に応じて積分し、その演算結果を加算器１５に出力する。
【００３４】
一方、ＡＦＣ回路１４は、任意のサブ・キャリアの周波数と基準周波数の周波数偏差ｆ（１／（８×シンボル期間Ｔｓ）以内の周波数偏差ｆ）を解消すべく、所定の期間のみ予め決められたスペクトル及び位相にて出力されたＯＦＤＭ信号に関し、並列直列変換器９より出力された周波数毎の複素シンボルｃｓをＩＦＦＴ演算し、所望の演算結果が得られるよう、演算する周波数を変更することにより周波数偏差ｆを検出したのち、その周波数偏差ｆに応じた補償信号を加算器１５に出力する。
【００３５】
また、誤り検出器２１は、任意のサブ・キャリアの周波数偏差ｆが１／（８×シンボル期間Ｔｓ）を越える場合でも、位相の同期化を確実に図るべく、差動復調部１０から出力された差動復調データｄ２に含まれる誤り訂正符号から誤りを検出する。
そして、誤り検出器２１が誤りを検出すると、判定器２２は、検出された誤りの回数を計数し、単位時間当たりの誤り回数から位相同期及び周波数同期の良否を判定する。
そして、補償器２３は、判定器２２の良否判定に応じて、所定値Ａを加算器１５に出力する。
【００３６】
ここで、判定器２２及び補償器２３の動作を図２のフローチャートを用いて具体的に説明すると、まず、補償器２３は、初期値として予め設定された所定値Ａを加算器１５に出力する（ステップＳＴ１〜３）。
所定値Ａ＝ｎ・ｐ
ただし、ｎ＝−ｋ（ｋは所定の整数）
ｐはサブ・キャリアの周波数変化間隔を決定する値
【００３７】
そして、判定器２２は、補償器２３が所定値Ａを出力してから所定時間経過後に（ステップＳＴ４）、誤り検出器２１により検出された単位時間当たりの誤り回数が所定値ｅを越えているか否かを判定し（ステップＳＴ５）、単位時間当たりの誤り回数が所定値ｅを越えていない場合には、同期化を完了する。
一方、単位時間当たりの誤り回数が所定値ｅを越えている場合には、サブ・キャリアの周波数偏差が１／（８×シンボル期間Ｔｓ）を越えている可能性が高いので、即ち、本来、基準とすべき基準位相を誤って他の象限の基準位相を基準にして位相差θを検出している可能性が高いので、これを解消すべく、ｎの値を１インクリメントして（ステップＳＴ７）、再度、所定値Ａを加算器１５に出力する（ステップＳＴ２，３）。
ただし、ｎの値がｋの値と等しくなったときは（ステップＳＴ６）、同期化不能であると判断し、エラー情報を出力する。
【００３８】
そして、補償器２３から出力された所定値Ａは加算器１５に入力されるため、加算器１５がループフィルタ１３の出力とＡＦＣ回路１４の出力と所定値Ａを加算したのち、Ｄ／Ａ変換器１６がその加算結果をディジタル／アナログ変換して出力する。
そして、ＶＣＸＯ１７は、Ｄ／Ａ変換器１６からアナログデータが出力されると、そのアナログデータに応じた局部発振信号ｇ１を生成し、その局部発振信号ｇ１をミクサ１及び９０°移相器１８に出力する。
また、９０°移相器１８は、ＶＣＸＯ１７から出力された局部発振信号ｇ１の位相を９０°遅延して局部発振信号ｇ２を生成し、その局部発振信号ｇ２をミクサ２に出力する。
なお、言うまでもないが、このように局部発振信号ｇ１，ｇ２が判定器２２の良否判定に応じて補償されるため、任意のサブ・キャリアの周波数は所定値Ａに相当する変化が生じる。
【００３９】
以上で明らかなように、この実施の形態１によれば、判定器２２の良否判定に応じて局部発振信号ｇ１，ｇ２を補償するようにしたので、任意のサブ・キャリアの周波数偏差が１／（８×シンボル期間Ｔｓ）を越える場合でも、位相及び周波数の同期化を確実に図ることができる効果を奏する。
【００４０】
実施の形態２．
上記実施の形態１では、補償器２３が予め設定された初期値を所定値Ａとして出力したのち、判定器２２が位相同期及び周波数同期の良否を判定し、補償器２３がその良否結果に応じて所定値Ａを変化させて同期化を図るものについて示したが、図３に示すように、補償器２３が予め設定された初期値を所定値Ａとして出力する前に、判定器２２が位相同期及び周波数同期の良否を判定し（ステップＳＴ１１，１２）、正常に同期が得られていない場合のみ、補償器２３が所定値Ａを出力するようにしてもよく、上記実施の形態１と同様の効果を奏することができる。
【００４１】
実施の形態３．
上記実施の形態１，２では、ステップＳＴ２において、所定値ｐをｎに乗算した結果を所定値Ａとするものについて示したが、図４のステップＳＴ２１に示すように、サブ・キャリアの変化間隔が１／（４×Ｔｓ）に相当する値ｑをｎに乗算し、その乗算結果（シンボル期間Ｔｓの逆数の４分の整数倍）を加算器１５に出力するようにしてもよい。
これにより、ＡＦＣ制御及び差動復調結果を用いた位相制御によりベースバンド信号に、変換されたサブ・キャリアの周波数偏差がｎ／（４×Ｔｓ）だけ存在する為、サブ・キャリアの周波数をｎ／（４×Ｔｓ）間隔で変更することにより、ただちにシンボルがとりうる位置に移動が可能であり、速やかに同期化を図ることができる効果を奏する。
【００４２】
実施の形態４．
図５はこの発明の実施の形態４による信号復調装置の判定器及び補償器の動作を示すフローチャートである。
判定器２２及び補償器２３以外の動作については上記実施の形態１と同様であるため説明を省略する。
【００４３】
以下に述べるサブ・キャリアの周波数変化間隔を決定する値であるｑは１／（４×Ｔｓ）に相当する値とする。
まず、補償器２３は、ｎの値が０に設定されているので（ステップＳＴ３１）、所定値Ａの値が０になり（Ａ＝０×ｑ）、判定器２２が良否判定を出力するまでは、特に何も出力せずに待機する（ステップＳＴ３２〜３４）。
そして、判定器２２は、誤り検出器２１により検出された単位時間当たりの誤り回数が所定値ｅを越えているか否かを判定し（ステップＳＴ３５）、単位時間当たりの誤り回数が所定値ｅを越えていない場合には、同期化を完了する。
【００４４】
一方、単位時間当たりの誤り回数が所定値ｅを越えている場合には、この段階ではｎの値は０であるので、ステップＳＴ３８に進み（ステップＳＴ３６，３７）、ｎの値を１インクリメントする（ｎ＝１となる）。
これにより、所定値Ａの値はｑとなり（Ａ＝１×ｑ）、補償器２３はｑを所定値Ａとして加算器１５に出力する（ステップＳＴ３２，３３）。
そして、判定器２２は、補償器２３が所定値Ａを出力してから所定時間経過後に（ステップＳＴ３４）、誤り検出器２１により検出された単位時間当たりの誤り回数が所定値ｅを越えているか否かを判定し（ステップＳＴ３５）、単位時間当たりの誤り回数が所定値ｅを越えていない場合には、同期化を完了する。
【００４５】
一方、単位時間当たりの誤り回数が所定値ｅを越えている場合には、この段階ではｎの値は１であるので、ステップＳＴ３９に進み（ステップＳＴ３６，３７）、ｎの値を２デクリメントする（ｎ＝−１となる）。
これにより、所定値Ａの値は−ｑとなり（Ａ＝−１×ｑ）、補償器２３は−ｑを所定値Ａとして加算器１５に出力する（ステップＳＴ３２，３３）。
そして、判定器２２は、補償器２３が所定値Ａを出力してから所定時間経過後に（ステップＳＴ３４）、誤り検出器２１により検出された単位時間当たりの誤り回数が所定値ｅを越えているか否かを判定し（ステップＳＴ３５）、単位時間当たりの誤り回数が所定値ｅを越えていない場合には、同期化を完了する。
一方、単位時間当たりの誤り回数が所定値ｅを越えている場合には、この段階ではｎの値は−１であるので（ステップＳＴ３６）、同期化不能であると判断し、エラー情報を出力する。
【００４６】
以上で明らかなように、この実施の形態４によれば、所定値Ａとしてｑ（１／（４×シンボル期間Ｔｓ）に相当する値）を加算器１５に出力したのち、判定器２２により位相同期及び周波数同期が正常に行われていない旨の判定がなされたとき、所定値Ａとして−ｑを加算器１５に出力するようにしたので、任意のサブ・キャリアのシンボル位置が効率よく移動し（任意のサブ・キャリアのシンボル位置が例えば第１象限に存在する場合、第１象限から第２象限に移動した後、第４象限に移動する）、同期化完了までの時間を短縮できる効果を奏する。
【００４７】
実施の形態５．
上記実施の形態４では、判定器２２により最初に単位時間当たりの誤り回数が所定値ｅを越えていると判定された場合、ステップＳＴ３８でｎの値を１インクリメントし、さらに単位時間当たりの誤り回数が所定値ｅを越えていると判定されたとき、ステップＳＴ３９でｎの値を２デクリメントするものについて示したが、図６に示すように、最初に、ステップＳＴ４３でｎの値を１デクリメントし、さらに単位時間当たりの誤り回数が所定値ｅを越えていると判定されたとき、ステップＳＴ４４でｎの値を２インクリメントするようにしてもよく、上記実施の形態４と同様の効果を奏することができる。
なお、この実施の形態５では、例えば、任意のサブ・キャリアのシンボル位置が第１象限に存在する場合、第１象限から第４象限に移動した後、第２象限に移動する。
【００４８】
実施の形態６．
上記実施の形態１から５では、補償器２３が判定器２２の良否判定に応じて所定値Ａを変化させることにより、局部発振信号ｇ１，ｇ２を補償するものについて示したが、ＡＦＣ回路１４が判定器２２の良否判定に応じて、加算器１５に出力する補償信号を変化させることにより、局部発振信号ｇ１，ｇ２を補償するようにしてもよく、上記実施の形態１から５と同様の効果を奏することができる。
【００４９】
実施の形態７．
上記実施の形態１から６では、ミクサ１，２がＯＦＤＭ変調信号ｍに対して、ＶＣＸＯ１７及び９０°移相器１８からそれぞれ出力された局部発振信号ｇ１，ｇ２を混合して直交検波するものについて示したが、ループフィルタ１３の出力を数値制御発振器（ＮＣＯ）に入力することによって得た数値信号から複素データを生成し、その複素データをＡ／Ｄ変換器３，４の出力に乗算するようにしてもよく、上記実施の形態１から６と同様の効果を奏することができる。
【００５０】
実施の形態８．
上記実施の形態１から７では、多相ＰＳＫ変調の一例として各サブ・キャリアに４相ＰＳＫ変調であるＱＰＳＫ変調が施されているものについて示したが、これに限定されるものではなく、例えば、２相ＰＳＫ変調であるＢＰＳＫ（Ｂｉ−Ｐｈａｓｅ Ｓｈｉｆｔ Ｋｅｙｉｎｇ）変調が施されていても、上記実施の形態１から７と同様の効果を奏することができる。
【００５１】
なお、図７は各サブ・キャリアに８相ＰＳＫ変調が施されている場合の信号復調装置の入力部分を示す構成図であり、この場合には、２個の移相器（９０゜移相器と４５゜移相器）と、３個のミクサが必要となるが、一般にｍ相ＰＳＫ変調の場合、ｌｏｇ2 （ｍ−１）個の移相器と、ｌｏｇ2 ｍ個のミクサが必要となる。
【００５２】
【発明の効果】
以上のように、請求項１記載の発明によれば、位相差検出手段により検出された位相差又は周波数偏差検出手段により検出された周波数偏差に対して、シンボル期間の逆数の４分の１倍を加算したのち、判定手段により位相同期及び周波数同期が正常に行われていないと判定された場合には、位相差検出手段により検出された位相差又は周波数偏差検出手段により検出された周波数偏差から、シンボル期間の逆数の４分の２倍を減算するよう同期化手段により生成された局部発振信号を補償するように構成したので、任意のサブ・キャリアのシンボル位置が効率よく移動し、同期化完了までの時間を短縮できる効果がある。
【００５３】
請求項２記載の発明によれば、位相差検出手段により検出された位相差又は周波数偏差検出手段により検出された周波数偏差から、シンボル期間の逆数の４分の１倍を減算したのち、判定手段により位相同期及び周波数同期が正常に行われていないと判定された場合には、位相差検出手段により検出された位相差又は周波数偏差検出手段により検出された周波数偏差に対して、シンボル期間の逆数の４分の２倍を加算するよう同期化手段により生成された局部発振信号を補償するように構成したので、任意のサブ・キャリアのシンボル位置が効率よく移動し、同期化完了までの時間を短縮できる効果がある。
【図面の簡単な説明】
【図１】 この発明の実施の形態１による信号復調装置を示す構成図である。
【図２】 この発明の実施の形態１による信号復調装置の判定器及び補償器の動作を示すフローチャートである。
【図３】 この発明の実施の形態２による信号復調装置の判定器及び補償器の動作を示すフローチャートである。
【図４】 この発明の実施の形態３による信号復調装置の判定器及び補償器の動作を示すフローチャートである。
【図５】 この発明の実施の形態４による信号復調装置の判定器及び補償器の動作を示すフローチャートである。
【図６】 この発明の実施の形態５による信号復調装置の判定器及び補償器の動作を示すフローチャートである。
【図７】 各サブ・キャリアに８相ＰＳＫ変調が施されている場合の信号復調装置の入力部分を示す構成図である。
【図８】 従来の信号復調装置を示す構成図である。
【図９】 ＯＦＤＭ変調信号のパワースペクトル及び各サブ・キャリアのパワースペクトルを示す波形図である。
【図１０】 ＱＰＳＫ複素シンボルのシンボル配置を示す複素平面図である。
【符号の説明】
１，２ ミクサ（信号抽出手段）、３，４ Ａ／Ｄ変換器（信号抽出手段）、６ ガード期間除去器（演算手段）、７ 直列並列変換器（演算手段）、８ ＦＦＴ演算器（演算手段）、９ 並列直列変換器（演算手段）、１１ 選択器（位相差検出手段）、１２ 位相差検出器（位相差検出手段）、１３ ループフィルタ（位相差検出手段）、１４ ＡＦＣ回路（周波数偏差検出手段）、１５ 加算器（同期化手段）、１６ Ｄ／Ａ変換器（同期化手段）、１７ ＶＣＸＯ（同期化手段）、１８ ９０°移相器（同期化手段）、２１ 誤り検出器（判定手段）、２２ 判定器（判定手段）、２３ 補償器（補償手段）。
【発明の属する技術分野】
この発明は、直交周波数分割多重変調方式であるＯＦＤＭ（Ｏｒｔｈｏｇｏｎａｌ Ｆｒｅｑｕｅｎｃｙ Ｄｉｖｉｓｉｏｎ Ｍｕｌｔｉｐｌｅｘ）変調方式で変調されたＯＦＤＭ変調信号を復調する信号復調装置に関するものである。
【０００２】
【従来の技術】
図８は例えば特開平７−９５１７４号公報に示された従来の信号復調装置を示す構成図であり、図において、１は各サブ・キャリアが多相ＰＳＫ変調されたＯＦＤＭ変調信号ｍに対して局部発振信号ｇ１を混合するミクサ、２はＯＦＤＭ変調信号ｍに対して局部発振信号ｇ１より位相が９０°遅れている局部発振信号ｇ２を混合するミクサ、３はミクサ１の出力信号をアナログ／ディジタル変換するＡ／Ｄ変換器、４はミクサ２の出力信号をアナログ／ディジタル変換するＡ／Ｄ変換器、５はシステムクロックからＡ／Ｄ変換器３，４のサンプリングクロックを生成するクロック再生回路である。ここで上記ミクサ１及びミクサ２の出力レベルをＡ／Ｄ変換器３，４により求め、複素平面に対応させて複素信号として考えるものとする。
【０００３】
また、６はＡ／Ｄ変換器３，４からそれぞれ出力されたディジタルデータを直列の複素信号ｃｍとして入力するとともに、その複素信号ｃｍの中から予め設定されたガード期間のデータを除去するガード期間除去器、７はガード期間のデータが除去された直列の複素信号ｃｍを並列の複素信号ｃｍに変換する直列並列変換器、８は並列に並び換えられた複素信号ｃｍを高速フーリエ変換（以下、ＦＦＴ演算という）して周波数毎の複素シンボルを求めるＦＦＴ演算器、９はＦＦＴ演算器８により求められた周波数毎の並列の複素シンボルｃｓを周波数毎の直列の複素シンボルｃｓに変換する並列直列変換器であり、１０は並列直列変換器より出力された複素シンボルｃｓと１個前の複素シンボルｃｓとの差である差動復調信号ｄ１と、差動復調信号ｄ１に対応したデジタル値である差動復調データｄ２を出力する差動復調部である。
【０００４】
また、１１は並列直列変換器９より出力された周波数毎の直列の複素シンボルｃｓの中からＱＰＳＫが施された任意のサブ・キャリアの複素シンボル（以下、ＱＰＳＫ複素シンボルという）を選択する選択器、１２は選択器１１により選択されたＱＰＳＫ複素シンボルのシンボル配置を複素平面上に展開して、ＱＰＳＫ複素シンボルの位相を求め、その位相と基準位相（位相が同期している場合の位相）との位相差θを検出する位相差検出器、１３は位相差検出器１２により検出された位相差θに所定の係数を乗算して積分するループフィルタ、１４は所定期間のみ予め決められたスペクトル及び位相にて出力されたＯＦＤＭ変調信号ｍに関し、並列直列変換器９から出力された周波数毎の複素シンボルｃｓを逆高速フーリエ変換（以下、ＩＦＦＴ演算という）して周波数変換されたベースバンド信号の周波数偏差ｆを検出するとともに、その周波数偏差ｆに応じた補償信号を出力するＡＦＣ回路である。
【０００５】
また、１５はループフィルタ１３の出力とＡＦＣ回路１４の出力を加算する加算器、１６は加算器１５の加算結果をディジタル／アナログ変換するＤ／Ａ変換器、１７はＤ／Ａ変換器１６から出力されたアナログデータに応じた局部発振信号ｇ１を生成するＶＣＸＯ、１８は局部発振信号ｇ１の位相を９０°遅延して、局部発振信号ｇ２を生成する９０°移相器である。
【０００６】
次に動作について説明する。
従来の信号復調装置は、図示せぬ信号変調装置によって各サブ・キャリアが多相ＰＳＫ変調されたＯＦＤＭ変調信号を復調するものであるが、特にこの従来例では、多相ＰＳＫ変調の一例であるＱＰＳＫ（Ｑｕａｄｒａｔｕｒｅ Ｐｈａｓｅ Ｓｈｉｆｔ Ｋｅｙｉｎｇ）変調されたＯＦＤＭ変調信号を復調するものについて説明する。
なお、ＱＰＳＫ変調は、Ｉ軸を実軸とし、Ｑ軸を虚軸とする複素平面において、Ｉ軸とＱ軸の交点を中心とする所定の半径の同心円上に４個のシンボルがπ／２間隔で配置される変調方式であり、各サブ・キャリアに対してＱＰＳＫ変調が施されている。
因みに、ＯＦＤＭ変調信号のパワースペクトル及びＯＦＤＭ変調信号を構成する各サブ・キャリアのパワースペクトルを図示すると図９（Ａ）のようになる。
【０００７】
まず、図示せぬ信号変調装置からＯＦＤＭ変調信号ｍが送信されてくると、ＯＦＤＭ変調信号ｍはミクサ１，２に入力される。そして、ミクサ１がＯＦＤＭ変調信号ｍに対して局部発振信号ｇ１を混合し、ミクサ２がＯＦＤＭ変調信号ｍに対して局部発振信号ｇ１より位相が９０°遅れている局部発振信号ｇ２を混合することにより直交検波する。
そして、ミクサ１及びミクサ２の出力である検波結果は、Ａ／Ｄ変換器３，４に入力されてアナログ／ディジタル変換され、Ａ／Ｄ変換器３，４の出力は複素信号ｃｍとしてガード期間除去器６に入力される。
【０００８】
そして、ガード期間除去器６は、後段のＦＦＴ演算においてシンボル間干渉が発生するのを抑制するため、図９（Ｂ）に示すように、複素信号ｃｍの中から予め設定されたガード期間のデータを除去し、有効シンボル期間のデータのみを直列並列変換器７に出力する。
そして、直列並列変換器７は、複素信号ｃｍのデータ形式をＦＦＴ演算器８の演算に適した形式にすべく、ガード期間のデータが除去された直列の複素信号ｃｍを並列の複素信号ｃｍに変換する。
【０００９】
このようにして、直列の複素信号ｃｍが並列の複素信号ｃｍに変換されると、ＦＦＴ演算器８は、その並列の複素信号ｃｍをＦＦＴ演算して並列の周波数毎の複素シンボルを求め、その並列の複素シンボルｃｓを並列直列変換器９に出力する。
そして、並列直列変換器９は、周波数毎の並列の複素シンボルｃｓを周波数毎の直列の複素シンボルｃｓに変換し、その周波数毎の複素シンボルｃｓを選択器１１及びＡＦＣ回路１４に出力する。
なお、差動復調データｄ２は当該信号復調装置により復調された復調データとして外部にも伝送され、所定の処理が施された後、音声データ等が生成される。
【００１０】
そして、並列直列変換器９から周波数毎の複素シンボルｃｓが出力されると、選択器１１は、並列直列変換器９より出力された周波数毎の複素シンボルｃｓの中から任意のサブ・キャリアのＱＰＳＫ複素シンボルを選択する。
ＯＦＤＭ変調信号ｍが１０００個のサブ・キャリアから構成されている場合において、例えば低い方から６００個目のサブ・キャリアのＱＰＳＫ複素シンボルを選択するように設定することができる。
【００１１】
このようにして、任意のサブ・キャリアのＱＰＳＫ複素シンボルが選択されると、位相差検出器１２は、ＱＰＳＫ複素シンボルのシンボル配置を複素平面上に展開することにより、ＱＰＳＫ複素シンボルの位相を求める。
ここで、図１０はＱＰＳＫ複素シンボルのシンボル配置を示す複素平面図であり、図において、●印は複素平面上に配置されたＱＰＳＫ複素シンボル、α，β，γ，δはノイズの影響等を受けずに位相が同期した場合に配置されるＱＰＳＫ複素シンボルである。
【００１２】
そして、位相差検出器１２は、ＱＰＳＫ複素シンボルの位相を求めると、その位相と基準位相（位相が同期している場合の位相）との位相差θを検出し、その位相差θをループフィルタ１３に出力する。ここで、図１０（Ａ）の場合は、第１象限の基準位相αを基準にして位相差θを検出している。
そして、ループフィルタ１３は、同期化制御の安定化を図るべく、位相差検出器１２により検出された位相差θに所定の係数を乗算したのち、必要に応じて積分し、その演算結果を加算器１５に出力する。
【００１３】
一方、ＡＦＣ回路１４は、周波数変換されたベースバンド信号の周波数偏差を解消すべく、周波数変換されたベースバンド信号の周波数偏差ｆを検出したのち、その周波数偏差ｆに応じた補償信号を加算器１５に出力する。
【００１４】
そして、ループフィルタ１３の出力とＡＦＣ回路１４の出力は加算器１５に入力されて加算されたのち、その加算結果はＤ／Ａ変換器１６によってディジタル／アナログ変換される。
そして、Ｄ／Ａ変換器１６からアナログデータが出力されると、ＶＣＸＯ１７は、そのアナログデータに応じた局部発振信号ｇ１を生成し、その局部発振信号ｇ１をミクサ１及び９０°移相器１８に出力する。
そして、９０°移相器１８は、ＶＣＸＯ１７から出力された局部発振信号ｇ１の位相を９０°遅延して局部発振信号ｇ２を生成し、その局部発振信号ｇ２をミクサ２に出力する。
これにより、信号復調装置の一連の処理は終了し、位相及び周波数の同期化が図られた復調データが出力されることになる。
【００１５】
【発明が解決しようとする課題】
従来の信号復調装置は以上のように構成されているので、位相差θ及び周波数偏差ｆが解消され、位相及び周波数の同期化が図られるが、任意のサブ・キャリアの周波数偏差ｆが１／（８×シンボル期間Ｔｓ）を越える場合には、本来、基準とすべき基準位相を誤って他の象限の基準位相を基準にして位相差θを検出してしまう場合が生じ（例えば、第１象限の基準位相αを基準にして位相差θを検出すべきところを誤って、第２象限の基準位相βを基準にして位相差θを検出してしまう場合が生じる）、位相及び周波数の同期化を確実に図ることができないなどの課題があった。
また、位相同期及び周波数同期の良否を判定する手段がないため、位相及び周波数の同期化完了を認識することができない課題もあった。
【００１６】
この発明は上記のような課題を解決するためになされたもので、任意のサブ・キャリアの周波数偏差が１／（８×シンボル期間Ｔｓ）を越える場合でも、位相及び周波数の同期化を確実に図ることができる信号復調装置を得ることを目的とする。
また、この発明は、位相及び周波数の同期化完了を容易に認識できる信号復調装置を得ることを目的とする。
【００１７】
【課題を解決するための手段】
請求項１記載の発明に係る信号復調装置は、位相差検出手段により検出された位相差又は周波数偏差検出手段により検出された周波数偏差に対して、シンボル期間の逆数の４分の１倍を加算したのち、判定手段により位相同期及び周波数同期が正常に行われていないと判定された場合には、位相差検出手段により検出された位相差又は周波数偏差検出手段により検出された周波数偏差から、シンボル期間の逆数の４分の２倍を減算するよう同期化手段が生成した局部発振信号を補償するようにしたものである。
【００１８】
請求項２記載の発明に係る信号復調装置は、位相差検出手段により検出された位相差又は周波数偏差検出手段により検出された周波数偏差から、シンボル期間の逆数の４分の１倍を減算したのち、判定手段により位相同期及び周波数同期が正常に行われていないと判定された場合には、位相差検出手段により検出された位相差又は周波数偏差検出手段により検出された周波数偏差に対して、シンボル期間の逆数の４分の２倍を加算するよう同期化手段が生成した局部発振信号を補償するようにしたものである。
【００２２】
【発明の実施の形態】
以下、この発明の実施の一形態を説明する。
実施の形態１．
図１はこの発明の実施の形態１による信号復調装置を示す構成図であり、図において、１は各サブ・キャリアが多相ＰＳＫ変調された誤り訂正符号付のＯＦＤＭ変調信号ｍに対して局部発振信号ｇ１を混合するミクサ（信号抽出手段）、２は誤り訂正符号付のＯＦＤＭ変調信号ｍに対して局部発振信号ｇ１より位相が９０°遅れている局部発振信号ｇ２を混合するミクサ（信号抽出手段）、３はミクサ１の出力信号をアナログ／ディジタル変換するＡ／Ｄ変換器（信号抽出手段）、４はミクサ２の出力信号をアナログ／ディジタル変換するＡ／Ｄ変換器（信号抽出手段）、５はシステムクロックからＡ／Ｄ変換器３，４のサンプリングクロックを生成するクロック再生回路である。
【００２３】
また、６はＡ／Ｄ変換器３，４からそれぞれ出力されたディジタルデータを直列の複素信号ｃｍとして入力するとともに、その複素信号ｃｍの中から予め設定されたガード期間のデータを除去するガード期間除去器（演算手段）、７はガード期間のデータが除去された直列の複素信号ｃｍを並列の複素信号ｃｍに変換する直列並列変換器（演算手段）、８は並列に並び換えられた複素信号ｃｍを高速フーリエ変換（以下、ＦＦＴ演算という）して複素シンボルｃｓを求めるＦＦＴ演算器（演算手段）、９はＦＦＴ演算器８により求められた並列の複素シンボルｃｓを直列の複素シンボルｃｓに変換する並列直列変換器（演算手段）、１０は並列直列変換器９より出力された複素シンボルｃｓと１シンボル前の複素シンボルｃｓとの差である差動復調信号ｄ１及び差動復調信号ｄ１に対応した差動復調データｄ２を求める差動復調部である。
【００２４】
また、１１は差動復調部１０により求められた差動復調信号ｄ１の中からＱＰＳＫ変調が施された任意のサブ・キャリアの複素シンボル（以下、ＱＰＳＫ複素シンボルという）を選択する選択器（位相差検出手段）、１２は選択器１１により選択されたＱＰＳＫ複素シンボルのシンボル配置を複素平面上に展開して、ＱＰＳＫ複素シンボルの位相を求め、その位相と基準位相（位相が同期している場合の位相）との位相差θを検出する位相差検出器（位相差検出手段）、１３は位相差検出器１２により検出された位相差θに所定の係数を乗算して積分するループフィルタ（位相差検出手段）、１４は所定の期間のみ予め決められたスペクトル及び位相にて出力されたＯＦＤＭ変調信号ｍに関し、並列直列変換器９から出力された周波数毎の複素シンボルｃｓを逆高速フーリエ変換（以下、ＩＦＦＴ演算という）して周波数変換されたベースバンド信号の周波数偏差ｆを検出するとともに、その周波数偏差ｆに応じた補償信号を出力するＡＦＣ回路（周波数偏差検出手段）である。
【００２５】
また、１５はループフィルタ１３の出力とＡＦＣ回路１４の出力と補償器２３の出力を加算する加算器（同期化手段）、１６は加算器１５の加算結果をディジタル／アナログ変換するＤ／Ａ変換器（同期化手段）、１７はＤ／Ａ変換器１６から出力されたアナログデータに応じた局部発振信号ｇ１を生成するＶＣＸＯ（同期化手段）、１８は局部発振信号ｇ１の位相を９０°遅延して、局部発振信号ｇ２を生成する９０°移相器（同期化手段）である。
【００２６】
さらに、２１は差動復調部１０から出力された差動復調データｄ２に含まれる誤り訂正符号から誤りを検出する誤り検出器（判定手段）、２２は誤り検出器２１により検出された誤りの回数を計数し、単位時間当たりの誤り回数から位相同期及び周波数同期の良否を判定する判定器（判定手段）、２３は判定器２２の良否判定に応じて所定値Ａを加算器１５に出力する補償器（補償手段）である。
【００２７】
次に動作について説明する。
この実施の形態１の信号復調装置は、図示せぬ信号変調装置によって各サブ・キャリアが多相ＰＳＫ変調された誤り訂正符号付のＯＦＤＭ変調信号を復調するものであるが、特に実施の形態１では、多相ＰＳＫ変調の一例であるＱＰＳＫ（Ｑｕａｄｒａｔｕｒｅ Ｐｈａｓｅ Ｓｈｉｆｔ Ｋｅｙｉｎｇ）変調されたＯＦＤＭ変調信号を復調するものについて説明する。
なお、ＱＰＳＫ変調は、Ｉ軸を実軸とし、Ｑ軸を虚軸とする複素平面において、Ｉ軸とＱ軸の交点を中心とする所定の半径の同心円上に４個のシンボルがπ／２間隔で配置される変調方式であり、各サブ・キャリアに対してＱＰＳＫ変調が施されている。
因みに、ＯＦＤＭ変調信号のパワースペクトル及びＯＦＤＭ変調信号を構成する各サブ・キャリアのパワースペクトルを図示すると図９（Ａ）のようになる。
【００２８】
まず、図示せぬ信号変調装置から誤り訂正符号付のＯＦＤＭ変調信号ｍが送信されてくると、ＯＦＤＭ変調信号ｍはミクサ１，２に入力される。そして、ミクサ１がＯＦＤＭ変調信号ｍに対して局部発振信号ｇ１を混合し、ミクサ２がＯＦＤＭ変調信号ｍに対して局部発振信号ｇ１より位相が９０°遅れている局部発振信号ｇ２を混合することにより直交検波する。
そして、ミクサ１及びミクサ２の出力である検波結果は、Ａ／Ｄ変換器３，４に入力されてアナログ／ディジタル変換され、Ａ／Ｄ変換器３，４の出力は複素信号ｃｍとしてガード期間除去器６に入力される。
【００２９】
そして、ガード期間除去器６は、後段のＦＦＴ演算においてシンボル間干渉が発生するのを抑制するため、図９（Ｂ）に示すように、複素信号ｃｍの中から予め設定されたガード期間のデータを除去し、有効シンボル期間のデータのみを直列並列変換器７に出力する。
そして、直列並列変換器７は、複素信号ｃｍのデータ形式をＦＦＴ演算器８の演算に適した形式にすべく、ガード期間のデータが除去された直列の複素信号ｃｍを並列の複素信号ｃｍに変換する。
【００３０】
このようにして、直列の複素信号ｃｍが並列の複素信号ｃｍに変換されると、ＦＦＴ演算器８は、その並列の複素信号ｃｍをＦＦＴ演算して周波数毎の複素シンボルｃｓを求め、その並列の複素シンボルｃｓを並列直列変換器９に出力する。
そして、並列直列変換器９は、並列の周波数毎の複素シンボルｃｓを直列の複素シンボルｃｓに変換し、その直列の複素シンボルｃｓを差動復調部１０に出力する。
【００３１】
そして、並列直列変換器９から周波数毎の直列の複素シンボルｃｓが出力されると、差動復調部１０は、その複素シンボルｃｓと１シンボル前の複素シンボルｃｓ（前回、並列直列変換器９から出力された複素シンボルｃｓ）との差を演算し、その差である差動復調信号ｄ１を選択器１１に、差動復調信号ｄ１に対応した差動復調データｄ２を誤り検出器２１に出力する。ここで、差動復調部１０が差動復調信号ｄ１を求めるのは、複素シンボルｃｓに含まれる絶対値誤差を解消するためである。
なお、差動復調データｄ２は当該信号復調装置により復調された復調データとして外部にも伝送され、所定の処理が施された後、音声データ等が生成される。
そして、選択器１１は、差動復調部１０から出力された直列の差動復調信号ｄ１の中から任意のサブ・キャリアのＱＰＳＫ複素シンボルを選択する。
ＯＦＤＭ変調信号ｍが１０００個のサブ・キャリアから構成されている場合において、例えば周波数が低い方から６００個目のサブ・キャリアのＱＰＳＫ複素シンボルを選択するように設定することができる。
【００３２】
このようにして、任意のサブ・キャリアのＱＰＳＫ複素シンボルが選択されると、位相差検出器１２は、ＱＰＳＫ複素シンボルのシンボル配置を複素平面上に展開することにより、ＱＰＳＫ複素シンボルの位相を求める。
ここで、図１０はＱＰＳＫ複素シンボルのシンボル配置を示す複素平面図であり、図において、●印は複素平面上に配置されたＱＰＳＫ複素シンボル、α，β，γ，δはノイズの影響等を受けずに位相が同期した場合に配置されるＱＰＳＫ複素シンボルである。
【００３３】
そして、位相差検出器１２は、ＱＰＳＫ複素シンボルの位相を求めると、その位相と基準位相（位相が同期している場合の位相）との位相差θを検出し、その位相差θをループフィルタ１３に出力する。ここで、図１０（Ａ）の場合は、第１象限の基準位相αを基準にして位相差θを検出している。
そして、ループフィルタ１３は、同期化制御の安定化を図るべく、位相差検出器１２により検出された位相差θに所定の係数を乗算したのち、必要に応じて積分し、その演算結果を加算器１５に出力する。
【００３４】
一方、ＡＦＣ回路１４は、任意のサブ・キャリアの周波数と基準周波数の周波数偏差ｆ（１／（８×シンボル期間Ｔｓ）以内の周波数偏差ｆ）を解消すべく、所定の期間のみ予め決められたスペクトル及び位相にて出力されたＯＦＤＭ信号に関し、並列直列変換器９より出力された周波数毎の複素シンボルｃｓをＩＦＦＴ演算し、所望の演算結果が得られるよう、演算する周波数を変更することにより周波数偏差ｆを検出したのち、その周波数偏差ｆに応じた補償信号を加算器１５に出力する。
【００３５】
また、誤り検出器２１は、任意のサブ・キャリアの周波数偏差ｆが１／（８×シンボル期間Ｔｓ）を越える場合でも、位相の同期化を確実に図るべく、差動復調部１０から出力された差動復調データｄ２に含まれる誤り訂正符号から誤りを検出する。
そして、誤り検出器２１が誤りを検出すると、判定器２２は、検出された誤りの回数を計数し、単位時間当たりの誤り回数から位相同期及び周波数同期の良否を判定する。
そして、補償器２３は、判定器２２の良否判定に応じて、所定値Ａを加算器１５に出力する。
【００３６】
ここで、判定器２２及び補償器２３の動作を図２のフローチャートを用いて具体的に説明すると、まず、補償器２３は、初期値として予め設定された所定値Ａを加算器１５に出力する（ステップＳＴ１〜３）。
所定値Ａ＝ｎ・ｐ
ただし、ｎ＝−ｋ（ｋは所定の整数）
ｐはサブ・キャリアの周波数変化間隔を決定する値
【００３７】
そして、判定器２２は、補償器２３が所定値Ａを出力してから所定時間経過後に（ステップＳＴ４）、誤り検出器２１により検出された単位時間当たりの誤り回数が所定値ｅを越えているか否かを判定し（ステップＳＴ５）、単位時間当たりの誤り回数が所定値ｅを越えていない場合には、同期化を完了する。
一方、単位時間当たりの誤り回数が所定値ｅを越えている場合には、サブ・キャリアの周波数偏差が１／（８×シンボル期間Ｔｓ）を越えている可能性が高いので、即ち、本来、基準とすべき基準位相を誤って他の象限の基準位相を基準にして位相差θを検出している可能性が高いので、これを解消すべく、ｎの値を１インクリメントして（ステップＳＴ７）、再度、所定値Ａを加算器１５に出力する（ステップＳＴ２，３）。
ただし、ｎの値がｋの値と等しくなったときは（ステップＳＴ６）、同期化不能であると判断し、エラー情報を出力する。
【００３８】
そして、補償器２３から出力された所定値Ａは加算器１５に入力されるため、加算器１５がループフィルタ１３の出力とＡＦＣ回路１４の出力と所定値Ａを加算したのち、Ｄ／Ａ変換器１６がその加算結果をディジタル／アナログ変換して出力する。
そして、ＶＣＸＯ１７は、Ｄ／Ａ変換器１６からアナログデータが出力されると、そのアナログデータに応じた局部発振信号ｇ１を生成し、その局部発振信号ｇ１をミクサ１及び９０°移相器１８に出力する。
また、９０°移相器１８は、ＶＣＸＯ１７から出力された局部発振信号ｇ１の位相を９０°遅延して局部発振信号ｇ２を生成し、その局部発振信号ｇ２をミクサ２に出力する。
なお、言うまでもないが、このように局部発振信号ｇ１，ｇ２が判定器２２の良否判定に応じて補償されるため、任意のサブ・キャリアの周波数は所定値Ａに相当する変化が生じる。
【００３９】
以上で明らかなように、この実施の形態１によれば、判定器２２の良否判定に応じて局部発振信号ｇ１，ｇ２を補償するようにしたので、任意のサブ・キャリアの周波数偏差が１／（８×シンボル期間Ｔｓ）を越える場合でも、位相及び周波数の同期化を確実に図ることができる効果を奏する。
【００４０】
実施の形態２．
上記実施の形態１では、補償器２３が予め設定された初期値を所定値Ａとして出力したのち、判定器２２が位相同期及び周波数同期の良否を判定し、補償器２３がその良否結果に応じて所定値Ａを変化させて同期化を図るものについて示したが、図３に示すように、補償器２３が予め設定された初期値を所定値Ａとして出力する前に、判定器２２が位相同期及び周波数同期の良否を判定し（ステップＳＴ１１，１２）、正常に同期が得られていない場合のみ、補償器２３が所定値Ａを出力するようにしてもよく、上記実施の形態１と同様の効果を奏することができる。
【００４１】
実施の形態３．
上記実施の形態１，２では、ステップＳＴ２において、所定値ｐをｎに乗算した結果を所定値Ａとするものについて示したが、図４のステップＳＴ２１に示すように、サブ・キャリアの変化間隔が１／（４×Ｔｓ）に相当する値ｑをｎに乗算し、その乗算結果（シンボル期間Ｔｓの逆数の４分の整数倍）を加算器１５に出力するようにしてもよい。
これにより、ＡＦＣ制御及び差動復調結果を用いた位相制御によりベースバンド信号に、変換されたサブ・キャリアの周波数偏差がｎ／（４×Ｔｓ）だけ存在する為、サブ・キャリアの周波数をｎ／（４×Ｔｓ）間隔で変更することにより、ただちにシンボルがとりうる位置に移動が可能であり、速やかに同期化を図ることができる効果を奏する。
【００４２】
実施の形態４．
図５はこの発明の実施の形態４による信号復調装置の判定器及び補償器の動作を示すフローチャートである。
判定器２２及び補償器２３以外の動作については上記実施の形態１と同様であるため説明を省略する。
【００４３】
以下に述べるサブ・キャリアの周波数変化間隔を決定する値であるｑは１／（４×Ｔｓ）に相当する値とする。
まず、補償器２３は、ｎの値が０に設定されているので（ステップＳＴ３１）、所定値Ａの値が０になり（Ａ＝０×ｑ）、判定器２２が良否判定を出力するまでは、特に何も出力せずに待機する（ステップＳＴ３２〜３４）。
そして、判定器２２は、誤り検出器２１により検出された単位時間当たりの誤り回数が所定値ｅを越えているか否かを判定し（ステップＳＴ３５）、単位時間当たりの誤り回数が所定値ｅを越えていない場合には、同期化を完了する。
【００４４】
一方、単位時間当たりの誤り回数が所定値ｅを越えている場合には、この段階ではｎの値は０であるので、ステップＳＴ３８に進み（ステップＳＴ３６，３７）、ｎの値を１インクリメントする（ｎ＝１となる）。
これにより、所定値Ａの値はｑとなり（Ａ＝１×ｑ）、補償器２３はｑを所定値Ａとして加算器１５に出力する（ステップＳＴ３２，３３）。
そして、判定器２２は、補償器２３が所定値Ａを出力してから所定時間経過後に（ステップＳＴ３４）、誤り検出器２１により検出された単位時間当たりの誤り回数が所定値ｅを越えているか否かを判定し（ステップＳＴ３５）、単位時間当たりの誤り回数が所定値ｅを越えていない場合には、同期化を完了する。
【００４５】
一方、単位時間当たりの誤り回数が所定値ｅを越えている場合には、この段階ではｎの値は１であるので、ステップＳＴ３９に進み（ステップＳＴ３６，３７）、ｎの値を２デクリメントする（ｎ＝−１となる）。
これにより、所定値Ａの値は−ｑとなり（Ａ＝−１×ｑ）、補償器２３は−ｑを所定値Ａとして加算器１５に出力する（ステップＳＴ３２，３３）。
そして、判定器２２は、補償器２３が所定値Ａを出力してから所定時間経過後に（ステップＳＴ３４）、誤り検出器２１により検出された単位時間当たりの誤り回数が所定値ｅを越えているか否かを判定し（ステップＳＴ３５）、単位時間当たりの誤り回数が所定値ｅを越えていない場合には、同期化を完了する。
一方、単位時間当たりの誤り回数が所定値ｅを越えている場合には、この段階ではｎの値は−１であるので（ステップＳＴ３６）、同期化不能であると判断し、エラー情報を出力する。
【００４６】
以上で明らかなように、この実施の形態４によれば、所定値Ａとしてｑ（１／（４×シンボル期間Ｔｓ）に相当する値）を加算器１５に出力したのち、判定器２２により位相同期及び周波数同期が正常に行われていない旨の判定がなされたとき、所定値Ａとして−ｑを加算器１５に出力するようにしたので、任意のサブ・キャリアのシンボル位置が効率よく移動し（任意のサブ・キャリアのシンボル位置が例えば第１象限に存在する場合、第１象限から第２象限に移動した後、第４象限に移動する）、同期化完了までの時間を短縮できる効果を奏する。
【００４７】
実施の形態５．
上記実施の形態４では、判定器２２により最初に単位時間当たりの誤り回数が所定値ｅを越えていると判定された場合、ステップＳＴ３８でｎの値を１インクリメントし、さらに単位時間当たりの誤り回数が所定値ｅを越えていると判定されたとき、ステップＳＴ３９でｎの値を２デクリメントするものについて示したが、図６に示すように、最初に、ステップＳＴ４３でｎの値を１デクリメントし、さらに単位時間当たりの誤り回数が所定値ｅを越えていると判定されたとき、ステップＳＴ４４でｎの値を２インクリメントするようにしてもよく、上記実施の形態４と同様の効果を奏することができる。
なお、この実施の形態５では、例えば、任意のサブ・キャリアのシンボル位置が第１象限に存在する場合、第１象限から第４象限に移動した後、第２象限に移動する。
【００４８】
実施の形態６．
上記実施の形態１から５では、補償器２３が判定器２２の良否判定に応じて所定値Ａを変化させることにより、局部発振信号ｇ１，ｇ２を補償するものについて示したが、ＡＦＣ回路１４が判定器２２の良否判定に応じて、加算器１５に出力する補償信号を変化させることにより、局部発振信号ｇ１，ｇ２を補償するようにしてもよく、上記実施の形態１から５と同様の効果を奏することができる。
【００４９】
実施の形態７．
上記実施の形態１から６では、ミクサ１，２がＯＦＤＭ変調信号ｍに対して、ＶＣＸＯ１７及び９０°移相器１８からそれぞれ出力された局部発振信号ｇ１，ｇ２を混合して直交検波するものについて示したが、ループフィルタ１３の出力を数値制御発振器（ＮＣＯ）に入力することによって得た数値信号から複素データを生成し、その複素データをＡ／Ｄ変換器３，４の出力に乗算するようにしてもよく、上記実施の形態１から６と同様の効果を奏することができる。
【００５０】
実施の形態８．
上記実施の形態１から７では、多相ＰＳＫ変調の一例として各サブ・キャリアに４相ＰＳＫ変調であるＱＰＳＫ変調が施されているものについて示したが、これに限定されるものではなく、例えば、２相ＰＳＫ変調であるＢＰＳＫ（Ｂｉ−Ｐｈａｓｅ Ｓｈｉｆｔ Ｋｅｙｉｎｇ）変調が施されていても、上記実施の形態１から７と同様の効果を奏することができる。
【００５１】
なお、図７は各サブ・キャリアに８相ＰＳＫ変調が施されている場合の信号復調装置の入力部分を示す構成図であり、この場合には、２個の移相器（９０゜移相器と４５゜移相器）と、３個のミクサが必要となるが、一般にｍ相ＰＳＫ変調の場合、ｌｏｇ2 （ｍ−１）個の移相器と、ｌｏｇ2 ｍ個のミクサが必要となる。
【００５２】
【発明の効果】
以上のように、請求項１記載の発明によれば、位相差検出手段により検出された位相差又は周波数偏差検出手段により検出された周波数偏差に対して、シンボル期間の逆数の４分の１倍を加算したのち、判定手段により位相同期及び周波数同期が正常に行われていないと判定された場合には、位相差検出手段により検出された位相差又は周波数偏差検出手段により検出された周波数偏差から、シンボル期間の逆数の４分の２倍を減算するよう同期化手段により生成された局部発振信号を補償するように構成したので、任意のサブ・キャリアのシンボル位置が効率よく移動し、同期化完了までの時間を短縮できる効果がある。
【００５３】
請求項２記載の発明によれば、位相差検出手段により検出された位相差又は周波数偏差検出手段により検出された周波数偏差から、シンボル期間の逆数の４分の１倍を減算したのち、判定手段により位相同期及び周波数同期が正常に行われていないと判定された場合には、位相差検出手段により検出された位相差又は周波数偏差検出手段により検出された周波数偏差に対して、シンボル期間の逆数の４分の２倍を加算するよう同期化手段により生成された局部発振信号を補償するように構成したので、任意のサブ・キャリアのシンボル位置が効率よく移動し、同期化完了までの時間を短縮できる効果がある。
【図面の簡単な説明】
【図１】 この発明の実施の形態１による信号復調装置を示す構成図である。
【図２】 この発明の実施の形態１による信号復調装置の判定器及び補償器の動作を示すフローチャートである。
【図３】 この発明の実施の形態２による信号復調装置の判定器及び補償器の動作を示すフローチャートである。
【図４】 この発明の実施の形態３による信号復調装置の判定器及び補償器の動作を示すフローチャートである。
【図５】 この発明の実施の形態４による信号復調装置の判定器及び補償器の動作を示すフローチャートである。
【図６】 この発明の実施の形態５による信号復調装置の判定器及び補償器の動作を示すフローチャートである。
【図７】 各サブ・キャリアに８相ＰＳＫ変調が施されている場合の信号復調装置の入力部分を示す構成図である。
【図８】 従来の信号復調装置を示す構成図である。
【図９】 ＯＦＤＭ変調信号のパワースペクトル及び各サブ・キャリアのパワースペクトルを示す波形図である。
【図１０】 ＱＰＳＫ複素シンボルのシンボル配置を示す複素平面図である。
【符号の説明】
１，２ ミクサ（信号抽出手段）、３，４ Ａ／Ｄ変換器（信号抽出手段）、６ ガード期間除去器（演算手段）、７ 直列並列変換器（演算手段）、８ ＦＦＴ演算器（演算手段）、９ 並列直列変換器（演算手段）、１１ 選択器（位相差検出手段）、１２ 位相差検出器（位相差検出手段）、１３ ループフィルタ（位相差検出手段）、１４ ＡＦＣ回路（周波数偏差検出手段）、１５ 加算器（同期化手段）、１６ Ｄ／Ａ変換器（同期化手段）、１７ ＶＣＸＯ（同期化手段）、１８ ９０°移相器（同期化手段）、２１ 誤り検出器（判定手段）、２２ 判定器（判定手段）、２３ 補償器（補償手段）。
Claims (2)
- 複数のサブ・キャリアから構成され、各サブ・キャリアが多相ＰＳＫ変調された誤り訂正符号付きのＯＦＤＭ変調信号に対して、互いに位相が異なる複数の局部発振信号をそれぞれ混合して複数のベースバンド信号を生成し、その複数のベースバンド信号レベルを抽出する信号抽出手段と、
この信号抽出手段により抽出された複数の時間軸上での信号レベルから複数の周波数軸上での信号レベルを求める演算手段と、
この演算手段により求められた複数の信号レベルを複素平面に対応させて求めた周波数毎の複素シンボルの中から任意のサブ・キャリアの複素シンボルを抽出し、その複素シンボルの位相と基準位相の位相差を検出する位相差検出手段と、
上記演算手段により求められた周波数毎の複素シンボルを基に、上記のように生成されたベースバンド信号の周波数偏差を検出する周波数偏差検出手段と、
上記位相差検出手段により検出された位相差及び上記周波数偏差検出手段により検出された周波数偏差に基づいて互いに位相が異なる複数の局部発振信号を生成し、その複数の局部発振信号を上記信号抽出手段に対して出力する同期化手段と、
誤り訂正符号が付加された変調信号を復調し、誤りを検出する誤り検出手段と、
この誤り検出手段からの出力に基づき、単位データ数当たりの誤り回数を計数し、その誤り回数から位相同期及び周波数同期の良否を判定する判定手段と、
この判定手段の判定結果により、上記位相差検出手段により検出された位相差又は上記周波数偏差検出手段により検出された周波数偏差に対して、シンボル期間の逆数の４分の１倍を加算したのち、上記判定手段により位相同期及び周波数同期が正常に行われていないと判定された場合には、上記位相差検出手段により検出された位相差又は上記周波数偏差検出手段により検出された周波数偏差から、シンボル期間の逆数の４分の２倍を減算するよう上記同期化手段が生成した局部発振信号を補償する補償手段を備えた信号復調装置。 - 複数のサブ・キャリアから構成され、各サブ・キャリアが多相ＰＳＫ変調された誤り訂正符号付きのＯＦＤＭ変調信号に対して、互いに位相が異なる複数の局部発振信号をそれぞれ混合して複数のベースバンド信号を生成し、その複数のベースバンド信号レベルを抽出する信号抽出手段と、
この信号抽出手段により抽出された複数の時間軸上での信号レベルから複数の周波数軸上での信号レベルを求める演算手段と、
この演算手段により求められた複数の信号レベルを複素平面に対応させて求めた周波数毎の複素シンボルの中から任意のサブ・キャリアの複素シンボルを抽出し、その複素シンボルの位相と基準位相の位相差を検出する位相差検出手段と、
上記演算手段により求められた周波数毎の複素シンボルを基に、上記のように生成されたベースバンド信号の周波数偏差を検出する周波数偏差検出手段と、
上記位相差検出手段により検出された位相差及び上記周波数偏差検出手段により検出された周波数偏差に基づいて互いに位相が異なる複数の局部発振信号を生成し、その複数の局部発振信号を上記信号抽出手段に対して出力する同期化手段と、
誤り訂正符号が付加された変調信号を復調し、誤りを検出する誤り検出手段と、
この誤り検出手段からの出力に基づき、単位データ数当たりの誤り回数を計数し、その誤り回数から位相同期及び周波数同期の良否を判定する判定手段と、
この判定手段の判定結果により、上記位相差検出手段により検出された位相差又は上記周波数偏差検出手段により検出された周波数偏差から、シンボル期間の逆数の４分の１倍を減算したのち、上記判定手段により位相同期及び周波数同期が正常に行われていないと判定された場合には、上記位相差検出手段により検出された位相差又は上記周波数偏差検出手段により検出された周波数偏差に対して、シンボル期間の逆数の４分の２倍を加算するよう上記同期化手段が生成した局部発振信号を補償する補償手段とを備えた信号復調装置。
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