JP3454762B2

JP3454762B2 - Ｏｆｄｍ復調装置における周波数誤差制御回路および方法

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Publication number: JP3454762B2
Application number: JP31548899A
Authority: JP
Inventors: 健宮野
Original assignee: Denso Ten Ltd
Current assignee: Denso Ten Ltd
Priority date: 1999-11-05
Filing date: 1999-11-05
Publication date: 2003-10-06
Anticipated expiration: 2019-11-05
Also published as: JP2001136143A

Description

【発明の詳細な説明】

【０００１】

【発明の属する技術分野】本発明は、ＯＦＤＭ復調装置
における周波数誤差制御回路および方法に関する。ＯＦ
ＤＭ（Orthogonal Frequency Division Multiplex ：直
交周波数分割多重）方式は、例えば現在、実用化に向け
て開発が進められている、“地上ディジタル放送”シス
テム等に好適に利用することのできる方式であり、マル
チパス干渉の影響を受けることなく音声信号や映像信号
を伝送することができるという利点や、周波数利用効率
を高めて伝送することができるという利点を有する。

【０００２】このＯＦＤＭ方式では、互いに直交する多
数のキャリアの各々に、位相あるいは振幅の形で音声信
号や映像信号の情報が分割多重され、ここに各該キャリ
アの周波数は、ベースバンドにおいて、ある基本周波数
の整数倍（例えば、２倍、３倍、４倍…）となるように
選ばれ、この基本周波数の一周期は有効シンボル期間と
称される。上記キャリア同士は直交するため、該有効シ
ンボル期間における相異なるキャリア同士の積は０とな
り、多数の上記キャリアの各々からそれぞれの情報を容
易に抽出することができる。

【０００３】かかるＯＦＤＭ方式によるＯＦＤＭ復調装
置においては、当該復調装置のある受信側の基準発振器
と、送信側の基準発振器との間で周波数誤差が生じる
と、復調に際して、高速フーリエ変換（ＦＦＴ）回路に
よる演算において相互相関が発生し、この結果正常な復
調データが得られなくなってしまう。このような周波数
誤差は、上記両基準発振器間の誤差のみならず、例えば
受信側（車両）の送信側（放送局）に対する相対移動に
よるドップラーシフト等にも起因して生ずることがあ
る。

【０００４】本発明はこのような周波数誤差を常に零に
収れんさせるための周波数誤差制御手法について述べる
ものである。

【０００５】

【従来の技術】図３０はＯＦＤＭ復調装置におけるＯＦ
ＤＭ受信信号の第１の形態を表す図である。本図に示す
とおり、この第１の形態によるＯＦＤＭ受信信号は、そ
れぞれにガード期間Ｔｇを伴う上記の有効シンボル期間
Ｔｓを１シンボルとして、連続した複数のシンボルから
なる。そしてこの連続した複数のシンボルを１フレーム
として、複数フレームが連続するが、隣接する該フレー
ムの間には、シンボル同期用の無信号期間（ヌルシンボ
ル期間）Ｔｎｌが挿入され、また、このＴｎｌの直後に
は全てのキャリア位相が既知な位相参照シンボルも含ま
れる。このような第１の形態は、欧州のディジタル音声
放送において採用されている。

【０００６】図３０に示すような形態の送信データを受
信して復調するＯＦＤＭ復調装置にとっては、当該ＯＦ
ＤＭ受信信号中のヌルシンボル期間Ｔｎｌを検出するこ
とはきわめて容易であり、簡単かつ正確にシンボル同期
をとり、かつ、上記の位相参照シンボルを読み取ること
ができ、その後に配置されるデータシンボル内のデータ
を復調できる。

【０００７】したがって図３０に示す第１の形態を有す
る信号をＯＦＤＭ受信信号とする場合、ＯＦＤＭ復調装
置における周波数誤差制御は、その確立したシンボル同
期と上記位相情報をもとに、容易に行うことができる。
しかしながらこの欧州方式に基づく場合は、そのヌルシ
ンボル期間Ｔｎｌの存在により、当然伝送効率が低下す
るという不利を伴う。

【０００８】そこでこのような不利を伴わない送信デー
タの形態として、ヌルシンボルを不要とする形態が提唱
された。これを示すのが図３１である。図３１はＯＦＤ
Ｍ復調装置におけるＯＦＤＭ受信信号の第２の形態を表
す図である。本図に示すとおり、この第２の形態によれ
ば、前述したヌルシンボル期間Ｔｎｌは排除され、シン
ボル期間Ｔｓおよびガード期間Ｔｇからなるシンボルが
隙間なく連続して構成される送信データを受信すること
になる。

【０００９】上述したような第２の形態のＯＦＤＭ受信
信号を入力として、送信されたデータの復調を行うＯＦ
ＤＭ復調装置の従来例が例えば特開平７−１４３０９７
号において既に提案されている。図３２は従来例におい
て提案される復調装置を示す図である。また、図３３は
図３２に示す復調装置における動作を表すタイミングチ
ャートである。

【００１０】これら両図を参照すると、復調装置内の、
Ａ／Ｄ変換器ａの出力、遅延回路ｂの出力および相関器
ｃの出力は、それぞれ、タイミングチャートの（ａ），
（ｂ）および（ｃ）の各欄に示される。なお、タイミン
グチャート（ａ）は、上述した図３１と同じである。こ
の従来例による復調装置の作用は以下のとおりである。

【００１１】直交周波数分割多重変調信号のガード期間
は有効シンボル期間の一部の信号と同一であるので、第
１および第２の遅延手段の遅延量を有効シンボル期間に
基づいて設定することにより、検波周波数が適正である
場合には、直交復調手段からの同相検波軸信号及び直交
検波軸信号はそれぞれ第１および第２の遅延手段の出力
と相関を有する。また、検波周波数がずれた場合でも、
同相検波軸信号および直交検波軸信号はそれぞれ第２及
び第１の遅延手段の出力と相関を有する。そこで、ガー
ドタイミング検出手段が相関結果に基づいてガード期間
のタイミングを検出し、復調部はタイミング信号に基づ
いてシンボル期間の信号を抽出して復調を行う。そして
さらに、誤差検出手段が相関結果に基づいて直交復調手
段の検波周波数誤差を検出する。この検波周波数誤差を
用いて検波周波数を制御することによりキャリア同期を
得る。

【００１２】

【発明が解決しようとする課題】上述のとおり従来例に
おいて開示する周波数誤差制御は、ＯＦＤＭ受信信号の
ガード（Ｇ）が、シンボル（Ｓ）の後半部分（Ｇ′）と
同じである、という同期性を利用して、それら（Ｇ，
Ｇ′）の相関をとった結果から周波数誤差を推定するも
のである。

【００１３】この周波数誤差制御について分析すると、
これは基本的に時間軸上での演算処理によって実行され
る。さらに具体的には、同相軸（Ｉ軸）と直交軸（Ｑ
軸）とで規定される位相面上のベクトル回転角の変動に
注目して周波数誤差を割り出すものである。この結果、
（ｉ）周波数誤差の推定範囲は、隣接キャリア間の周波
数間隔（１／Ｔｕ：Ｔｕは有効シンボル期間の長さ）の
１／２すなわち０．５／Ｔｕに限定されてしまう。０．
５／Ｔｕを超えると、上記ベクトル回転角（ｔａｎ^-1Ｓ
Ｑ／ＳＩ）は元に戻ってしまうからである。（ii）上記
（ｉ）の限定を超える周波数誤差に対処するため図３２
のｄに示す部分の回路が必要となる。（iii ）上記（i
i) に示したアークタンジェント（ｔａｎ^-1ＳＱ／Ｓ
Ｉ）を求めるための回路は装置化が容易ではない（ＳＱ
は、Ｉ信号とＱ信号の遅延信号との相関係数；ＳＩは、
Ｉ信号とその遅延信号との相関係数）。（iv) 上記 (i
i) に示したアークタンジェント (ｔａｎ^-1ＳＱ／Ｓ
Ｉ）に関しさらに、移動体で受信中、瞬時の電波遮断あ
るいはフェージングにより、２つの相関出力が０になっ
たときは、そのアークタンジェントの演算が行えない。

【００１４】したがって本発明は、上記（ｉ）〜（iv)
に鑑み、時間軸上での演算処理によらない周波数誤差制
御を実現することを目的とするものであり、具体的に
は、基本的に周波数軸上での演算処理に基づく、ＯＦＤ
Ｍ復調装置の周波数誤差制御回路および方法を提供する
ことを目的とするものである。

【００１５】

【課題を解決するための手段】図１は本発明に基づくＯ
ＦＤＭ復調装置における周波数誤差制御方法を示すステ
ップ図である。本発明に基づく基本概念を明らかにする
ためにまず、本発明に係る方法を説明する。

【００１６】本方法は、送信側からの情報を複数のキャ
リアの各々に分割多重してなる受信信号を入力とし受信
側にて該情報の復調を行うＯＦＤＭ復調装置における周
波数誤差制御方法であって、次の第１、第２および第３
ステップを有してなる。第１ステップＳ１１は、周波数
軸上に連続するキャリアに対して設定された所定の帯域
幅の低周波側および高周波側においてそれぞれフィルタ
処理を行うステップである。

【００１７】第２ステップＳ１２は、第１ステップＳ１
１で得られた、前記低周波側および高周波側での各出力
が有する各電力の大小比較を行い、その比較結果に基づ
いて、送信側に対する受信側の周波数誤差を検出するス
テップである。第３ステップＳ１３は、検出された周波
数誤差に応じて受信側の周波数を補正するステップであ
る。

【００１８】以下本発明では、上記の方法に基づく第１
実施例および第２実施例について述べるものとする。第
１実施例において、上記所定の帯域幅は、上記複数のキ
ャリアを全て内含する帯域幅であり、上記第１ステップ
Ｓ１１では、該帯域幅の低周波側端部および高周波側端
部においてそれぞれフィルタ処理を行うようにする。

【００１９】一方第２実施例においては、上記複数のキ
ャリアが、上記情報を含むデータキャリアと、所定の周
波数間隔で該複数のキャリア中に所定本数挿入されるパ
イロットキャリアとからなるとき、上記所定の帯域幅
は、各該キャリアの占有帯域にほぼ等しい帯域幅であ
り、上記第１ステップＳ１１では、該帯域幅の低周波側
端部および高周波側端部においてそれぞれフィルタ処理
を行うようにする。

【００２０】

【発明の実施の形態】図２は本発明の基本構成を示すブ
ロック図である。本図において、参照番号１０はＯＦＤ
Ｍ復調装置全体を示し、受信信号Ｓｒを入力とする直交
復調手段１１と直交復調された同相信号（Ｉ信号）およ
び直交信号（Ｑ信号）から復調データＯＵＴを再生する
ＦＦＴ（高速フーリエ変換）手段１２および本発明の主
題である周波数誤差制御回路２０からなる。

【００２１】この本発明に係る周波数誤差制御回路２０
は、基本的に、第１フィルタ手段２１と、第２フィルタ
手段２２と、周波数誤差検出手段２３と、周波数補正手
段２４とを有してなる。さらに詳しくは、この周波数誤
差制御回路２０は、送信側からの情報を複数のキャリア
の各々に分割多重してなる受信信号Ｓｒを入力とし受信
側にて該情報の復調を行うＯＦＤＭ復調装置１０におけ
る周波数誤差制御回路であり、ここに第１フィルタ手段
２１および第２フィルタ手段２２は、周波数軸上に連続
する上記キャリアに対して設定された所定の帯域幅の低
周波側および高周波側においてそれぞれフィルタ処理を
行う。

【００２２】周波数誤差検出手段２３は、これら第１お
よび第２フィルタ手段２１，２２の各々の出力が有する
各電力の大小比較を行い、その比較結果に基づいて、送
信側に対する受信側の周波数誤差を検出する。周波数補
正手段２４は、検出された上記周波数誤差に応じて受信
側の周波数を補正する。

【００２３】上記各手段の作用は信号波形を参照して説
明することによって一層明らかとなる。図３はＦＦＴ手
段１２に入力されるＩ／Ｑ信号の１シンボルの構成を表
す図である。本図の横軸は周波数である。ＦＦＴ手段１
２においてＦＦＴを行うポイント数の総計はＮｍであ
り、０番目から（Ｎｍ−１）番目までのポイントが順
次、周波数軸上に配列され、これらＮｍ点の各々に各キ
ャリアが対応する。

【００２４】本図中、実線の矢印はデータキャリアを表
し、その両側に位置する点線の矢印はヌルキャリア（デ
ータなし）を表す。図中左側のヌルキャリアは０〜（Ｎ
ｖ１−１）番目までのＮｖ１本であり、図中右側のヌル
キャリアは（Ｎａ＋Ｎｖ１）〜（Ｎｍ−１）番目までの
Ｎｖ２本である。これらの中間のデータキャリアはＮｖ
１〜（Ｎａ＋Ｎｖ１−１）番目までのＮａ本であり、し
たがって、Ｎｍ＝Ｎｖ１＋Ｎａ＋Ｎｖ２である。

【００２５】通常ＦＦＴ手段１２は２ⁿ（２，４，８
…）点のＦＦＴポイントを入力として動作するため、該
ＦＦＴ手段１２が例えば１２８ＦＦＴポイントを入力と
して動作するのに対して、データキャリアが例えば１０
０本であるときは、残りの２８（＝１２８─１００）本
のキャリアはヌルキャリアとする。この例によれば、Ｎ
ｍ＝１２８，Ｎａ＝１００，Ｎｖ１＋Ｎｖ２＝２８であ
る。

【００２６】図４はデータキャリアの分布を概念的に表
す図である。すなわち長時間の観測においては各キャリ
アは、本図に示すような帯域をもって分布する。本図
中、Ｔｕは既述の有効シンボル期間の長さであり、１／
Ｔｕは１キャリアの周波数帯域である。図５はスペクト
ルアナライザで観測したときのスペクトラム図である。

【００２７】全てのキャリアは合成されて送信されるも
のであり、そのスペクトラムは本図のようになる。その
周波数帯域は、図３のＮａと図４の１／Ｔｕの積で規定
され、Ｎａ／Ｔｕである。（１）第１実施例本発明の第１実施例の作用について、信号波形を用いて
説明する。

【００２８】図６は第１実施例による周波数誤差検出の
第１のモードを表す図である。本図は、前述した図３と
図４を合成したものに相当する。この場合、図４の低周
波側端部のキャリアＣＲ１と高周波側端部のキャリアＣ
Ｒ２のみを示す。本発明のポイントは、キャリアＣＲ１
の中心周波数からｋ／Ｔｕ（図では、ｋ＝０．５）だけ
低い位置に中心周波数を有する第１フィルタＦ１を立て
る（図２の第１フィルタ手段２１参照）。

【００２９】また、キャリアＣＲ２の中心周波数からｋ
／Ｔｕ（図では、ｋ＝０．５）だけ高い位置に中心周波
数を有する第２フィルタＦ２を立てる（図２の第２フィ
ルタ手段２２参照）。ここで、キャリアＣＲ１およびＣ
Ｒ２の各中心周波数は送信側で設定された周波数（途中
でドップラーシフトにより若干変動することもある）で
あり、一方、フィルタＦ１およびＦ２の各中心周波数は
受信側（ＯＦＤＭ復調装置１０）で設定された周波数で
ある。

【００３０】もし送信側と受信側との間に周波数誤差が
ないとすると（本図の第１のモード）、フィルタＦ１に
よるフィルタ出力とフィルタＦ２によるフィルタ出力は
ほぼ等しくなる。図７は本発明による周波数誤差検出の
第２のモードを表す図である。本図の見方は上記図６の
場合と同じである。

【００３１】この第２のモードは、送信側の周波数（Ｃ
Ｒ１，ＣＲ２）が受信側の周波数（Ｆ１，Ｆ２）に対し
て、高周波側にずれた場合である。この場合、第２フィ
ルタＦ２には出力が現れるが、第１フィルタＦ１にはほ
とんど出力が現れない。結局、これら出力の相違によっ
て、高周波側への周波数誤差を検出することができる。
これと逆の場合は次の第３のモードである。

【００３２】図８は本発明による周波数誤差検出の第３
のモードを表す図である。本図の見方も上記図６の場合
と同じである。この第３のモードは、送信側の周波数
（ＣＲ１，ＣＲ２）が受信側の周波数（Ｆ１，Ｆ２）に
対して、低周波側にずれた場合である。この場合、第１
フィルタＦ１には出力が現れるが、第２フィルタＦ２に
はほとんど出力が現れない。結局、これら出力の相違に
よって、低周波側への周波数誤差を検出することができ
る。

【００３３】図９は第１実施例の利点を表す図（その
１）、図１０は同図（その２）、図１１は同図（その
３）である。上述した第１実施例による利点は、周波数
誤差が１キャリア（１／Ｔｕ）以上になってもこれを検
出し補正できることである。ちなみに既述した従来例で
は、１キャリアの１／２までの周波数誤差しか検出する
ことができず、これを超える周波数誤差についてはさら
に付加手段を設けて検出することになる。

【００３４】図９は、周波数誤差が全くない状態を示
す。本図のＣＲは、図３のＮａポイントに対応する全キ
ャリアである。第１実施例においては、この全キャリア
ＣＲをその両端側の第１および第２フィルタＦ１，Ｆ２
によって閉じ込める働きが生まれる。したがって、上記
の１キャリアの１／２を大幅に超えるような周波数シフ
トが生じても、これを検出することができる。キャリア
ＣＲの周波数が例えばＮａポイント相当分だけ大幅に＋
シフト（右シフト）した場合を図１０に示し、逆に、例
えばＮａポイント相当分だけ−シフト（左シフト）した
場合を図１１に示す。

【００３５】図１０の＋シフトの場合には、第２フィル
タＦ２には出力が現れるが、第１フィルタＦ１には出力
が全く現れない。図１１の−シフトの場合には、第１フ
ィルタＦ１には出力が現れるが、第２フィルタＦ２には
出力が全く現れない。周波数シフトがＮａポイント相当
分をも超えるような異常状態（通常は起こり得ない）が
生じたとしても両フィルタＦ１，Ｆ２の出力なし、とい
うことで検出することができる。以下、具体構成例につ
いて説明する。

【００３６】図１２は第１実施例に基づくＯＦＤＭ復調
装置の具体構成例を示す図である。なお全図を通じて、
同様の構成要素には同一の参照番号または記号を付して
示す。図１２におけるブロック１１，１２，２１〜２４
は、図２における同一の参照番号を付したブロックに相
当し、図１２における参照番号１０および２０も図２に
おける１０および２０と等価な構成要素である。

【００３７】図１２のＯＦＤＭ復調装置１０を構成する
直交復調手段１１およびＦＦＴ手段１２は共に周知の手
段であるが、本図では直交復調手段１１について詳細例
を示している。すなわち、該手段１１は、再生キャリア
およびπ／２移相器３７を経由した再生キャリアと、Ｏ
ＦＤＭ受信信号Ｓｒとをそれぞれ混合するミキサ３１お
よび３２と、各該ミキサの出力よりベースバンド信号を
取り出すローパスフィルタ（ＬＰＦ）３３および３４
と、各該ローパスフィルタの出力をディジタル信号（Ｉ
信号、Ｑ信号）に変換するＡ／Ｄ変換器３５および３６
と、から構成される。

【００３８】上記の再生キャリアは、周波数補正手段２
４の出力側に設けられる電圧制御発振器４９により生成
される。第１実施例に基づく図１２の周波数誤差制御回
路２０は次のように構成される。まず、図１の第１ステ
ップＳ１１に記述された所定の帯域幅は、複数のキャリ
アを全て内含する帯域幅であり（図９参照）、第１およ
び第２フィルタ手段２１，２２はそれぞれ、その帯域幅
の低周波側端部および高周波側端部においてフィルタ処
理を行う（図６〜図８参照）。

【００３９】上記第１フィルタ手段２１の中心周波数
は、上記帯域幅の低周波側端部に位置するキャリアの中
心周波数よりも、ｋ／Ｔｕ（Ｔｕは有効シンボル期間の
長さ、ｋは０．５またはその近傍の値）に相当する周波
数だけ低く設定する（図６の左端参照）。一方、上記第
２フィルタ手段２２の中心周波数は、上記の帯域幅の高
周波側端部に位置するキャリアの中心周波数よりも、ｋ
／Ｔｕに相当する周波数だけ高く設定する（図６の右端
参照）。

【００４０】ここで、第１フィルタ手段２１は、ＯＦＤ
Ｍ信号の各キャリアの変調スペクトラム特性にほぼ等し
い第１インパルス応答特性を有する。同様に、第２フィ
ルタ手段２２は、ＯＦＤＭ信号の各キャリアの変調スペ
クトラム特性にほぼ等しい第２インパルス応答特性を有
する。上記インパルス応答特性を数式で表すと、下記
（１）式および（２）式のとおりである。

【００４１】ｗｌ（ｔ）＝ｅｘｐ｛ｊ２πＮｖ１ｔ／Ｔｕ｝ｅｘｐ（−ｊπｔ／Ｔｕ）（０＜ｔ＜Ｔｕ）…（１）ｗｈ（ｔ）＝ｅｘｐ｛ｊ２π（Ｎｖ１＋Ｎａ−１）ｔ／Ｔｕ｝ｅｘｐ（ｊπｔ／Ｔｕ）（０＜ｔ＜Ｔｕ）…（２）上記（１）式は、低周波側端部のキャリア（ＦＦＴポイ
ントの、Ｎｖ１）についてのインパルス応答ｗｌ（ｔ）
を表し、上記（２）式は高周波側端部のキャリア（ＦＦ
Ｔポイントの、Ｎｖ１＋Ｎａ−１）についてのインパル
ス応答ｗｈ（ｔ）を表す。Ｔｕは、前述した有効シンボ
ル期間の時間長である。

【００４２】上記インパルス応答特性を有するフィルタ
出力を生成する第１フィルタ手段２１は、図１２におい
て次のように構成される。すなわち、第１フィルタ手段
２１は第１相関器４０および第１メモリ４１を含んで構
成される。第１メモリ４１は、受信信号Ｓｒを直交復調
した同相および直交信号（Ｉ／Ｑ信号）から高速フーリ
エ変換（ＦＦＴ手段１２）によりデータ復調するときの
複数のサンプリング点の各々について、上記第１インパ
ルス応答特性に準じて予め算出された各第１離散応答値
を格納する。第１相関器４０は、上記同相および直交信
号（Ｉ／Ｑ信号）と各第１離散応答値とを乗算しさらに
これを累積加算し、これにより第１フィルタ出力を生成
する。

【００４３】同様に、第２フィルタ手段２２は第２相関
器４２および第２メモリ４３を含んで構成される。第２
メモリ４２は、上記同相および直交信号（Ｉ／Ｑ信号）
から高速フーリエ変換（ＦＦＴ手段１２）によりデータ
復調するときの複数のサンプリング点の各々について、
上記第２インパルス応答特性に準じて予め算出された各
第２離散応答値を格納する。第２相関器４２は、上記同
相および直交信号（Ｉ／Ｑ信号）と各第２離散応答値と
を乗算しさらにこれを累積加算し、これにより第２フィ
ルタ出力を生成する。

【００４４】上記の複数のサンプリング点の各々につい
て第１インパルス応答特性（１）に準じて予め算出され
た各第１離散応答値は、下記（３）式で表され、その値
は第１メモリ４１に格納される。ｗｌ（ｎ）＝ｅｘｐ｛ｊ２π（Ｎｖ１）ｎ／Ｎｍ｝ｅｘｐ（−ｊπｎ／Ｎｍ）（ｎ＝０，１，２，…，Ｎｍ−１）…（３）サンプリング点の各々は、（３）式においてｎ＝０，
１，２，…，Ｎｍ−１により規定される。Ｎｍは全ＦＦ
Ｔポイントの数であり、Ｎｖ１は最低キャリア周波数に
相当するＦＦＴポイントである。

【００４５】同様に、上記の複数のサンプリング点の各
々について第２インパルス応答特性（２）に準じて予め
算出された各第２離散応答値は、下記（４）式で表さ
れ、その値は第２メモリ４３に格納される。ｗｈ（ｎ）＝ｅｘｐ｛ｊ２π（Ｎｖ１＋Ｎａ−１）ｎ／Ｎｍ｝ｅｘｐ（ｊπｎ／Ｎｍ）（ｎ＝０，１，２，…，Ｎｍ−１）…（４）サンプリング点の各々は、（４）式において、ｎ＝０，
１，２，…，Ｎｍ−１により規定される。Ｎｍは全ＦＦ
Ｔポイントの数であり、Ｎｖ１＋Ｎａ−１は最高キャリ
ア周波数に相当するＦＦＴポイントである。図１３は図
１２に示す第１相関器４０の具体例を示す図である。

【００４６】第１相関器４０は、保持メモリ５１と、乗
算器５２と、累積加算器５３とからなる。保持メモリ５
１は、Ｎｍ段のレジスタ５４からなる。これらレジスタ
５４には、上記（３）式の第１離散応答値が格納され
る。これらの第１離散応答値は、Ｉ／Ｑ信号と、乗算器
５２において乗算される。この乗算は０，１，２…Ｎｍ
−１のようにＮｍサンプル個の数だけ順次行われ、第ｐ
回（ｐ＝１，２，…Ｎｍ）での乗算結果を保持して、第
（ｐ＋１）回での乗算結果と加算するという演算を、累
積加算器５３にて行う。この結果が第１フィルタ出力と
なる。さらに後述する第１電力算出回路４４に印加され
る。

【００４７】図１４は図１２に示す第２相関器４２の具
体例を示す図である。この第２相関器４２も前述と同様
に、保持メモリ５５と、乗算器５６と、累積加算器５７
とからなる。保持メモリ５５は、Ｎｍ段のレジスタ５８
からなる。これらレジスタ５８には、上記（４）式の第
２離散応答値が格納される。これらの第２離散応答値
は、Ｉ／Ｑ信号と、乗算器５６において乗算される。こ
の乗算は０，１，２…Ｎｍ−１のようにＮｍサンプル個
の数だけ順次行われ、第ｐ回（ｐ＝１，２，…Ｎｍ）で
の乗算結果を保持して、第（ｐ＋１）回での乗算結果と
加算するという演算を、累積加算器５７にて行う。この
結果が第２フィルタ出力となる。さらに後述する第２電
力算出回路４５に印加される。

【００４８】再び図１２を参照すると、上記周波数誤差
検出手段２３は、上記第１フィルタ出力をなす複素信号
に対して複素乗算を行ってその電力を算出する第１電力
算出回路４４および上記第２フィルタ出力をなす複素信
号に対して複素乗算を行ってその電力を算出する第２電
力算出回路４５を備える。さらに、上記の両電力を入力
しこれらの大小比較を行って、高周波側への誤差量また
は低周波側への誤差量を示す周波数誤差信号を出力する
比較部４６を備える。

【００４９】この周波数誤差信号は既述の電圧制御発振
器４９を含む周波数補正手段２４の入力側に設けられる
ループフィルタ４７に印加される。ここでディジタルの
該周波数誤差信号は平滑化され、さらにＤ／Ａ変換器４
８でアナログ信号に変換されて、上記の電圧制御発振器
４９に印加され、再生キャリアの周波数を変化させる。

【００５０】（２）第２実施例第２実施例は、既述の図４に示した一群のキャリアを１
セグメントとするとき、これが複数セグメント連続する
場合に好適に利用し得る。図１５は第２実施例を適用す
る背景について説明する図（その１）、図１６は同図
（その２）、図１７は同図（その３）、図１８は同図
（その４）である。

【００５１】図１５を参照すると、図中のＳＧは１つの
セグメントであり、図４に示した一群のキャリアに相当
し、例えば既述の“地上ディジタル放送”システムで
は、これが複数連続する場合がある（図では３セグメン
トの例を示す）。広帯域を要するＨＤＴＶ等のテレビ放
送等では、放送信号の送信に１３セグメントを必要とす
るが、音楽等では１セグメントで十分であり、有効利用
のために、例えば各放送局の音楽放送を数セグメントで
送信することが提案されている（図１５は放送局Ｘ，
Ｙ，Ｚの３セグメントを連結した場合）。なお１セグメ
ントの帯域は約４３０kHz である。

【００５２】このような場合、ユーザが放送局Ｙを選択
すると、ＯＦＤＭ復調装置１０内では、図１７に示すよ
うなフィルタ特性ＦY を持った選局フィルタによって当
該セグメントＳＧを切り出し、図１８に示す受信信号Ｓ
ｒを抽出する。これは部分受信と称される。この場合、
受信側（ＯＦＤＭ復調装置１０）の周波数と、送信側
（放送局Ｙ）の周波数とが相互にずれていると、３連続
セグメントＳＧは、図１６に示すように、受信側の基準
周波数ｆｒからずれることになる。

【００５３】このような周波数ずれがあったまま、上述
のフィルタ操作を行うと、図１８に示すように、放送局
Ｙからの受信信号を正しく切り出すことができない。そ
うすると、前述した第１実施例に基づく手法により、周
波数誤差を検出し、その周波数ずれを補正しなければな
らない。ところが、図１５〜図１８に示すような複数連
続セグメントＳＧから１セグメントを切り出すのに、第
１実施例をそのまま適用することができない。

【００５４】なぜなら、図１８に示す低周波側の端部お
よび高周波側の端部は、図６に示すような送信側の周波
数で定まる両端部とは全く異なり、受信側の基準周波数
ｆｒをもとに設定した端部だからである。結局、図１５
〜図１８のような形態のもとでは、図６〜図８に示すよ
うなフィルタＦ１およびＦ２を立てることができない。

【００５５】そこで第２実施例は、各セグメントＳＧの
中に所々挿入されるパイロットキャリアに着目して、周
波数誤差の検出を行うようにする。すなわち、複数のキ
ャリアが、情報を含むデータキャリアと、所定の周波数
間隔で該複数のキャリア中に所定本数挿入されるパイロ
ットキャリアとからなるとき、図１のステップＳ１１に
記述する所定の帯域幅は、各キャリアの占有帯域にほぼ
等しい帯域幅であり、第１および第２フィルタ手段２
１，２２はそれぞれ、該帯域幅の低周波側端部および高
周波側端部においてフィルタ処理を行うようにしたのが
第２実施例である。

【００５６】図１９はパイロットキャリアとこれに隣接
するデータキャリアを示す図である。本図中、Ｃｄはデ
ータキャリアであり、隣接するデータキャリアＣｄ間に
挾まれるように挿入されるのがパイロットキャリアＣｐ
である。なお、パイロットキャリアＣｐは、１セグメン
トＳＧ中に、所定の周波数間隔で所定本数（例えば１２
本）挿入される。

【００５７】この所定の周波数間隔とは、例えば全キャ
リアが１セグメント中１０８本あったとき、０，３，３
５，４９，６１，７２，７９，８５，８９，９６，９９
および１０４番目にそれぞれパイロットキャリアＣｐが
挿入されることを意味する。このようにパイロットキャ
リアＣｐは、セグメント中の挿入位置（挿入パターン）
が予め分かっている。加えて、各パイロットキャリア
Ｃｐの振幅は、各データキャリアＣｄの振幅の４／３倍
となっている。したがって、各データキャリアＣｄの電
力を「１」としたと、各パイロットキャリアＣｐの電力
は「１６／９」（＝（４／３）²）倍になっている（図
１９の、１６／９と１）。第２実施例は、上記およ
びの事実、特にの事実に着目して案出されており、
前述した第１実施例の基本原理がそのまま利用できる。
これを図を用いて明らかにする。

【００５８】図２０は第２実施例による周波数誤差検出
の原理を示す図（その１）、図２１は同図（その２）、
図２２は同図（その３）である。図２０においては、フ
ィルタＦ１によるフィルタ出力とフィルタＦ２によるフ
ィルタ出力とはほぼ同じであり、この場合、送信側と受
信側との間の周波数誤差はない。

【００５９】図２１においては、＋側の周波数ずれがあ
り、フィルタＦ１の出力（電力）に対し、フィルタＦ２
の出力（電力）は１６／９倍になる。図２２において
は、−側の周波数ずれがあり、フィルタＦ２の出力（電
力）に対し、フィルタＦ１の出力（電力）は１６／９倍
になる。つまり両フィルタ出力の電力の大小比較をする
ことにより、＋側または−側の周波数ずれを検出でき、
さらにこれを補正することができる。このことは、前述
の第１実施例のもとで、図６〜図８を参照した原理と全
く同じである。

【００６０】このように第２実施例での第１フィルタ手
段２１の中心周波数は、パイロットキャリアＣｐの中心
周波数よりも、ｋ／Ｔｕに相当する周波数だけ低く設定
する（Ｔｕは有効シンボル期間の長さ、ｋは０．５また
はその近傍の値、図２０〜図２１では０．５）。一方第
２フィルタ手段２２の中心周波数は、パイロットキャリ
アＣｐの中心周波数よりも、上記のｋ／Ｔｕに相当する
周波数だけ高く設定する。

【００６１】さらに具体的には、第１フィルタ手段２１
は、パイロットキャリアＣｐの低周波側端部での変調ス
ペクトラム特性にほぼ等しい第１インパルス応答特性を
有する。また第２フィルタ手段２２は、パイロットキャ
リアＣｐの低周波側端部での変調スペクトラム特性にほ
ぼ等しい第２インパルス応答特性を有する。

【００６２】上記インパルス応答特性を数式で表すと、
下記（５）式および（６）式のとおりである。ｗｌ（ｔ）＝ｅｘｐ｛ｊ２πｋｐｔ／Ｔｕ｝ｅｘｐ（−ｊπｔ／Ｔｕ）（０＜ｔ＜Ｔｕ）…（５）ｗｈ（ｔ）＝ｅｘｐ｛ｊ２πｋｐｔ／Ｔｕ｝ｅｘｐ（ｊπｔ／Ｔｕ）（０＜ｔ＜Ｔｕ）…（６）（５）式はフィルタＦ１についてのもの、（６）式はフ
ィルタＦ２についてのものである。なお、上式中のＴｕ
は前述した有効シンボル期間の時間長である。またｋｐ
は、１セグメント中に複数あるパイロットキャリアＣｐ
の、該１セグメント中での位置を表す。例えば、ｋｐ＝０，３，３５，４９，６１，７２，７９，８５，
８９，９６，９９または１０４である。このｋｐの割り出しについては後述する。

【００６３】図２３はパイロットキャリアの抽出方法を
模式的に表す図である。本図の見方は図１９と同様であ
るが、特にｋ番目のキャリアと、これに隣接する（ｋ−
１）番目と（ｋ＋１）番目のキャリアを描いている。例
えば１０８本のキャリアがあるとすれば、ｋ＝１，２，
３，…，１０７である。本図中、５９−および５９＋は
減算器であり、ｋ番目のキャリアがパイロットキャリア
であるとすれば、減算器５９−および５９＋の双方より
＋の差電力が現れ、このとき、パイロットキャリアＣｐ
を検出できる。これら減算器の出力が共に０か、いずれ
か一方が−差電力を示せば、ｋ番目のキャリアはパイロ
ットキャリアでなはない。

【００６４】図２４は第２実施例に基づくＯＦＤＭ復調
装置の具体構成例を示す図である。この第２実施例の構
成のうち、まず、フィルタ及び周波数誤差検出部６０に
ついて説明する。図２５は図２４のフィルタ及び周波数
誤差検出部６０についてさらに詳しく示す図である。

【００６５】本図において、前述の第１フィルタ手段２
１は、上記第１インパルス応答特性（上記（５）式）に
従いパイロットキャリアＣｐの低周波側端部の周波数に
ついて算出された第１離散応答値をＴｕ（Ｔｕは有効シ
ンボル期間）毎に発生する第１応答値発生部７１と、受
信信号Ｓｒを復調した同相および直交信号（Ｉ／Ｑ信
号）との相関演算を行う第１積和演算部７２とからな
る。

【００６６】また前述の第２フィルタ手段２２は、上記
第２インパルス応答特性（上記（６）式）に従いパイロ
ットキャリアＣｐの高周波側端部の周波数について算出
された第２離散応答値をＴｕ毎に発生する第２応答値発
生部７３と、上記同相および直交信号（Ｉ／Ｑ信号）と
の相関演算を行う第２積和演算部７４とからなる。これ
ら第１および第２積和演算部７２，７４からの各出力を
上記の周波数誤差検出手段２３に入力して、ｋ／Ｔｕ以
内の周波数誤差を検出する（ｋは０．５程度である）。
この検出手段２３は図中、比較部７５として示されてい
る。

【００６７】なお上記（５）式および（６）式中のｋｐ
は、図２４のパイロット検出部６７より与えられる。再
び図２４に戻ると、そのパイロット検出部６７は、電力
差演算部６６の出力を受けて動作する。さらに詳しくは
次のとおりである。電力差演算部６６は、同相および直
交信号（Ｉ／Ｑ信号）を入力としてデータ復調を行う高
速フーリエ変換（ＦＦＴ）手段１２から得た複数のサン
プリング点毎の復調データの振幅より、これらサンプリ
ング点毎に、隣接するサンプリング点間の電力差を演算
して（図２３参照）、複数のパイロットキャリアＣｐを
抽出する。前記の抽出された複数の該パイロットキャリ
アを入力しこれらの周波数軸上の位置（ｋｐ）を検出す
ると共に、上記のｋ／Ｔｕ（ｋは０．５程度）以上のキ
ャリアオフセットを検出する。パイロット検出部６７
は、このパイロット検出部６７により検出されたパイロ
ットキャリア位置（ｋｐ）を示す信号は、上記の第１お
よび第２応答値発生部７１，７３（図２５）に与えられ
る。

【００６８】図２６は図２４の電力差演算部６６をさら
に詳しく示す図である。本図の構成は概略的に図２３に
表されている。図２６において、電力差演算部６６は、
ＦＦＴ手段１２よりサンプリング点の（ｋ＋１）、ｋお
よび（ｋ−１）番目の各復調データを、電力算出回路７
６，７７および７８に入力し、それぞれの電力を算出す
る。その電力をＰk+1 、ＰｋおよびＰk-1 とすると、符
号反転器７９と加算器８１によって、Ｐｋ−Ｐk+1 を計
算する。同様に、符号反転器８０と加算器８２によっ
て、Ｐｋ−Ｐk-1 を計算する。

【００６９】これらの計算により、Ｐｋ−Ｐk+1 もＰｋ
−Ｐk-1 も共に正の値であれば、このＰｋに相当するキ
ャリアはパイロットキャリアＣｐであるものと判定され
る。すなわち抽出パイロット信号である。このときの様
子はまさしく図２３に示す態様と全く同じであり、Ｐｋ
＝１６／９，Ｐk+1 ＝Ｐk-1 ＝１となる。ただし実際に
は、これらの電力差は雑音等の影響を受けており、十分
正確なものとは言えないので、予め定めた閾値８３と、
計算された電力差（Ｐｋ−Ｐk+1) とを比較器８４にお
いて比較し、有意な電力差の有無を表す論理（１または
０）を判別器８７の一方の入力に与える。

【００７０】判別器８７の他方の入力にも、予め定めた
閾値８６と、計算された電力差（Ｐｋ−Ｐk-1 ）とを比
較器８５において比較し、有意な電力差の有無を表す論
理（１または０）を与える。判別器８７の２つの入力に
与えられた論理が（１，１）のときのみ、抽出パイロッ
ト信号としてこれより出力される（図２３の態様）。こ
れ以外の態様のときは、該論理は（０，０）、（０，
１）または（１，０）となる。したがって、判別器８７
はＡＮＤゲートで構成することができる。

【００７１】なお図２６に示す一組の回路は、キャリア
総数が例えば１０８本であるとすると、実際には１０８
組並列に存在することになるが、簡単のためにそのうち
の一組のみを示す。例えば“地上ディジタル放送”シス
テムにおけるＭｏｄｅ１の「部分受信」セグメントは、
その１０８本のキャリアのうち、｛０，３，３５，４
９，６１，７２，７９，８５，８９，９６，９９，１０
４｝番目の位置のいずれかに上記抽出パイロット信号が
立つことになる。どの位置に該抽出パイロット信号が立
っているかを特定し、かつ、所定のシーケンスでこの特
定情報を出力するのが前述したパイロット検出部６７で
ある。

【００７２】図２７は図２４のパイロット検出部６７を
さらに詳しく示す図である。このパイロット検出部６７
の入力段には、上記電力差演算部６６からのサンプリン
グ点対応の上記抽出パイロット信号の各々について時間
平均をとる平均化部９１を有する。受信信号Ｓｒが到来
するまでの伝送路上では周波数歪等を含み易く、単一の
シンボルにおける抽出パイロット信号のみでは信頼性に
乏しい。そこで例えば１フレーム分の複数の当該信号を
監視して、その平均値から真の抽出パイロット信号の周
波数位置を特定する。

【００７３】平均化部９１からの真の抽出パイロット信
号は、相関器９２の一方の入力に印加される。この相関
器９２の他方の入力には、選択部９３を介して、配置メ
モリ９４に格納されているキャリア配置情報が印加され
る。このキャリア配置情報は、上記のパイロットキャリ
ア位置、すなわち｛０，３，３５，４９，６１，７２，
７９，８５，８９，９６，９９，１０４｝の配置パター
ンを含んでいる。これらのキャリア位置は等間隔ではな
く、各隣接パイロットキャリア間の位置間隔は、３−３
２−１４−１２−１１−７−６−４−７−３−５のよう
なパターンになっている。

【００７４】このパターンと、平均化部９１からの抽出
パイロット信号との相関を相関器９２でとり、一致した
ときに、各抽出パイロット信号に対応するパイロットキ
ャリアの位置が特定される。しかしこのようなパイロッ
トキャリアの位置が正しく特定されるのは、例えば、図
を参照すると、図１７に示すフィルタ特性ＦY が、求め
る中央のセグメントＳＧを左右対称に正確に切り出す場
合のみである。もしＳＧに対するＦY の左右対称性が失
われると（図１７に示すように）、パイロットキャリア
の位置を特定することができない。このために、演算部
９５と上記の選択部９３を設け、次のようにパイロット
検出を行う。

【００７５】すなわち、パイロット検出部６７は、１単
位のセグメントＳＧとして特定される複数のキャリアの
中のパイロットキャリアＣｐのうち、該セグメントＳＧ
の中央に位置するパイロットキャリアを最初に選択して
その周波数軸上の位置を検出すると共に当該キャリアオ
フセットを検出して周波数誤差制御を行い、続いて該中
央のパイロットキャリアの近傍に位置するパイロットキ
ャリアを選択してその位置を検出すると共に当該キャリ
アオフセットを検出して周波数誤差制御を行うという操
作を繰り返す。

【００７６】上記の選択は、演算部９５の指示により選
択部９３により行われ、上記のキャリアオフセットが、
パイロット信号位置の情報と共に、該演算部９５より出
力される。このキャリアオフセットは、既述の０．５／
Ｔｕという小さい周波数誤差を超える大きな周波数誤差
である。この小さい周波数誤差は、既述のとおり図２４
のフィルタ及び周波数誤差検出部６０にて生成され、さ
らに第１ループフィルタ６１に印加される。一方、上記
の大きな周波数（キャリアオフセット）は図２４の第２
ループフィルタ６２に印加される。

【００７７】上述のように、セグメントＳＧの中央に位
置するパイロットキャリアを最初に選択するようにした
のは、図１７を参照すると、セグメントＳＧ（Ｙ）がフ
ィルタ特性ＦY に対し、図１７の右側に大きくずれよう
と、左側に大きくずれようと、該セグメントＳＧ（Ｙ）
の中央に位置するパイロットキャリア（前述のパイロッ
トキャリア配置パターン｛０，３…１０４｝において４
９番目〜６１番目に位置するパイロットキャリア）は、
そのＦY の中の入っている可能性が一番高いからであ
る。逆に言えば、０番目や３番目のパイロットキャリア
と、９９番目や１０４番目のパイロットキャリアは、わ
ずかなキャリアオフセットがあっただけで、そのＦY の
外に出てしまうからである。

【００７８】そして、中央に位置するパイロットキャリ
アをもとにキャリアオフセットを０に収束させると、そ
の次にその中央に位置するパイロットキャリアの近傍に
位置するパイロットキャリアも選択部９３で選択して同
様にキャリアオフセットを０に収束させて行く。図２８
は図２７に示すパイロット検出部６７の特徴的な動作を
表すフローチャートである。

【００７９】この図２８と図２７を参照しながら具体的
に説明する。±０．５／Ｔｕ以上の周波数誤差に対して
は、パイロットキャリアの配置情報のうち、セグメント
の中央部に近い１または数本（例えば２本）パイロット
信号のキャリア配置情報を選択し（図２８のステップＳ
２１）、これらから相関を求め（図２８のステップＳ２
２）、前述の配置パターンが一致する毎に（ステップＳ
２３）、パイロットキャリアの配置情報を増やしていく
（ステップＳ２５）。

【００８０】前述のように例えば、地上ディジタル放送
では、Ｍｏｄｅ１の「部分受信」セグメントは、その１
０８本のキャリアのうち、｛０，３，３５，４９，６
１，７２，７９，８５，８９，９６，９９，１０４｝の
位置にパイロットキャリアが配置される。まずは、｛４
９，６１｝の２つのキャリア位置、つまり６１−４９の
間隔でパイロットキャリアが検出できるか見る。検出で
きた場合、４９番目のパイロットキャリアが５３番目で
一致したとき、キャリアオフセットが５３−４９として
求められ、さらに｛４９，６１，７２｝のように１つキ
ャリア位置情報を増やし、パイロットキャリアの数がｎ
ｐ本とすれば、ｎｐ個の全ての位置情報において検出で
きるまで繰り返す（ステップＳ２４，Ｓ２６）。はじめ
から、ｎｐ個の全てのパイロットキャリア配置情報を用
いて同時に検出しないのは、キャリアオフセットが大き
い場合、前述したようにセグメント両端に近いキャリア
はフィルタの帯域外に出てしまうことが想定されるため
であり、できるだけ帯域中央に近い、少ないパイロット
キャリア配置情報でキャリアオフセットを補正しなが
ら、最終的にセグメントをフィルタ帯域内に収容した時
点で、ｎｐ個の全てのパイロットキャリア配置情報で相
関をとるためである。

【００８１】配置メモリ９４に格納されているパイロッ
トキャリア配置情報と平均化部９１からのパイロットキ
ャリアとについて相関器９２で両者の一致／不一致が検
出される。演算部９５はプログラムに従ってパイロット
キャリア配置情報を選択部９３に指示する。まずは、セ
グメントＳＧの帯域の中央に近い２つのパイロットキャ
リア配置情報を選択部９３に送り、相関器９２で相関演
算を行う。一致しなければ、平均化部９１からの新たな
出力を用いて再び相関演算を行う。一致すれば選択部９
３にパイロットキャリア配置情報を１つ増やすよう指示
し、新たに相関演算を行っていく。また一致した時点
で、パイロットキャリアの位置および、そのときのキャ
リア位置とパイロットキャリア配置情報からキャリアオ
フセットの量が分かる。

【００８２】この動作はｎｐ個のパイロットキャリア配
置情報全てで一致が検出されるまで繰り返され、その間
にキャリアオフセットを図２４の第２ループフィルタ６
２で平滑化し、電圧制御発振器４９の発振周波数を変え
ることで、少しずつキャリアオフセットが補正されて行
く。最後にこの図２４を再び参照すると、ＯＦＤＭ復調
装置１０は、受信信号Ｓｒを直交復調して同相および直
交信号を出力する直交復調手段１１と、該直交復調手段
１１に対し再生キャリアを印加する上述の電圧制御発振
器４９とを含み、フィルタ及び周波数誤差検出部６０内
の周波数誤差検出手段２３（図２５）からの出力を平滑
化する第１ループフィルタ６１からの出力と、パイロッ
ト検出部６７により検出された上述のパイロットキャリ
ア位置を示す信号を平滑化する第２ループフィルタ６２
からの出力とを合成部６４にて合成し、この合成出力を
Ｄ／Ａ変換器６５を介してアナログ信号とし、上記の電
圧制御発振器４９に入力する。

【００８３】

【発明の効果】以上詳細に説明した本発明によれば、Ｏ
ＦＤＭ復調装置１０における優れたディジタルＡＦＣ
（Auto Frequency Control) 引込特性が得られる。図２
９は第１実施例におけるＡＦＣ引込特性を示すグラフで
ある。なおＣＮ比１０ｄＢ，ＤＵ比０ｄＢ、遅延時間
５．０４μｓｅｃ、ドップラーシフト３ＯＨｚの２波レ
イリーフェージングの時のものである。また信号として
は、地上ディジタル音声放送の１セグメント、Ｍｏｄｅ
２，ＤＱＰＳＫ変調であり、ガード長は有効シンボル長
の１／４とした。この実測値によれば、従来例に比べ、
引込み時間は１１フレーム（従来例）から８フレーム
（本発明）へと約２８％も短縮される。

【００８４】さらに本発明によれば、既述したアークタ
ンジェントを求めるための回路を必要としないことから
単純な構成で実現できる。さらにまた特に第１実施例
（図１２）によると、０．５／Ｔｕ以内という微小周波
数誤差も、これを超えるキャリアオフセットも共に、単
一の回路系で対処可能となる。

【図面の簡単な説明】

【図１】本発明に基づくＯＦＤＭ復調装置における周波
数誤差制御方法を示すステップ図である。

【図２】本発明の基本構成を示すブロック図である。

【図３】ＦＦＴ手段１２に入力されるＩ／Ｑ信号の１シ
ンボルの構成を表す図である。

【図４】データキャリアの分布を概念的に表す図であ
る。

【図５】スペクトルアナライザで観測したときのスペク
トラム図である。

【図６】第１実施例による周波数誤差検出の第１のモー
ドを表す図である。

【図７】本発明による周波数誤差検出の第２のモードを
表す図である。

【図８】本発明による周波数誤差検出の第３のモードを
表す図である。

【図９】第１実施例の利点を表す図（その１）である。

【図１０】第１実施例の利点を表す図（その２）であ
る。

【図１１】第１実施例の利点を表す図（その３）であ
る。

【図１２】第１実施例に基づくＯＦＤＭ復調装置の具体
構成例を示す図である。

【図１３】図１２に示す第１相関器４０の具体例を示す
図である。

【図１４】図１２に示す第２相関器４２の具体例を示す
図である。

【図１５】第２実施例を適用する背景について説明する
図（その１）である。

【図１６】第２実施例を適用する背景について説明する
図（その２）である。

【図１７】第２実施例を適用する背景について説明する
図（その３）である。

【図１８】第２実施例を適用する背景について説明する
図（その４）である。

【図１９】パイロットキャリアとこれに隣接するデータ
キャリアを示す図である。

【図２０】第２実施例による周波数誤差検出の原理を示
す図（その１）である。

【図２１】第２実施例による周波数誤差検出の原理を示
す図（その２）である。

【図２２】第２実施例による周波数誤差検出の原理を示
す図（その３）である。

【図２３】パイロットキャリアの抽出方法を模式的に表
す図である。

【図２４】第２実施例に基づくＯＦＤＭ復調装置の具体
構成例を示す図である。

【図２５】図２４のフィルタ及び周波数誤差検出部６０
についてさらに詳しく示す図である。

【図２６】図２４の電力差演算部６６をさらに詳しく示
す図である。

【図２７】図２４のパイロット検出部６７をさらに詳し
く示す図である。

【図２８】図２７に示すパイロット検出部６７の特徴的
な動作を表すフローチャートである。

【図２９】第１実施例におけるＡＦＣ引込特性を示すグ
ラフである。

【図３０】ＯＦＤＭ復調装置におけるＯＦＤＭ受信信号
の第１の形態を表す図である。

【図３１】ＯＦＤＭ復調装置におけるＯＦＤＭ受信信号
の第２の形態を表す図である。

【図３２】従来例において提案される復調装置を示す図
である。

【図３３】図３２に示す復調装置における動作を表すタ
イミングチャートである。

【符号の説明】

１０…ＯＦＤＭ復調装置１１…直交復調手段１２…ＦＦＴ手段２０…周波数誤差制御回路２１…第１フィルタ手段２２…第２フィルタ手段２３…周波数誤差検出手段２４…周波数補正手段４０…第１相関器４１…第１メモリ４２…第２相関器４３…第２メモリ４４…第１電力算出回路４５…第２電力算出回路４６…比較部４７…ループフィルタ４８…Ｄ／Ａ変換器４９…電圧制御発振器６０…フィルタ及び周波数誤差検出部６１…第１ループフィルタ６２…第２ループフィルタ６３…スイッチ６４…合成部６５…Ｄ／Ａ変換器６６…電力差演算部６７…パイロット検出部７１…第１応答値発生部７２…第１積和演算部７３…第２応答値発生部７４…第２積和演算部７５…比較部９１…平均化部

───────────────────────────────────────────────────── フロントページの続き (56)参考文献特開平10−276166（ＪＰ，Ａ) 特開平７−95175（ＪＰ，Ａ) 特開平７−327060（ＪＰ，Ａ) 特開平７−143097（ＪＰ，Ａ) 特開平11−136208（ＪＰ，Ａ) 特表平９−510842（ＪＰ，Ａ) (58)調査した分野(Int.Cl.⁷，ＤＢ名) H04J 11/00

Claims

(57)【特許請求の範囲】

【請求項１】送信側からの情報を複数のキャリアの各
々に分割多重してなる受信信号を入力とし受信側にて該
情報の復調を行うＯＦＤＭ復調装置における周波数誤差
制御回路であって、周波数軸上に連続する前記キャリアに対して設定された
所定の帯域幅の低周波側および高周波側においてそれぞ
れフィルタ処理を行う第１フィルタ手段および第２フィ
ルタ手段と、前記第１および第２フィルタ手段の各々の出力が有する
各電力の大小比較を行い、その比較結果に基づいて、前
記送信側に対する前記受信側の周波数誤差を検出する周
波数誤差検出手段と、検出された前記周波数誤差に応じて前記受信側の周波数
を補正する周波数補正手段とからなり、ここに前記第１フィルタ手段および第２フィルタ手段は、該所
定の帯域幅における前記低周波側の端部および前記高周
波側の端部においてそれぞれフィルタ処理を行い、か
つ、前記第１フィルタ手段の中心周波数は、前記の低周波側
端部に位置する前記キャリアの中心周波数から一定周波
数だけ低く設定し、前記第２フィルタ手段の中心周波数
は、前記の高周波側端部に位置する前記キャリアの中心
周波数から前記一定周波数だけ高く設定することを特徴
とする、ＯＦＤＭ復調装置における周波数誤差制御回
路。
【請求項２】前記所定の帯域幅は、前記複数のキャリ
アを全て内含する帯域幅である請求項１に記載の周波数
誤差制御回路。
【請求項３】前記第１フィルタ手段の中心周波数は、
前記の低周波側端部に位置する前記キャリアの中心周波
数から、ｋ／Ｔｕ（Ｔｕは有効シンボル期間の長さ、ｋ
は０．５またはその近傍の値）に相当する周波数だけ低
く設定し、前記第２フィルタ手段の中心周波数は、前記
の高周波側端部に位置する前記キャリアの中心周波数か
ら、前記ｋ／Ｔｕに相当する周波数だけ高く設定する請
求項１に記載の周波数誤差制御回路。
【請求項４】前記第１フィルタ手段は、ＯＦＤＭ信号
の各前記キャリアの変調スペクトラム特性にほぼ等しい
第１インパルス応答特性を有し、前記第２フィルタ手段は、該ＯＦＤＭ信号の各前記キャ
リアの変調スペクトラム特性にほぼ等しい第２インパル
ス応答特性を有する請求項３に記載の周波数誤差制御回
路。
【請求項５】前記第１フィルタ手段は第１相関器およ
び第１メモリを含んでなり、該第１メモリは、前記受信
信号を直交復調した同相および直交信号から高速フーリ
エ変換によりデータ復調するときの複数のサンプリング
点の各々について、前記第１インパルス応答特性に準じ
て予め算出された各第１離散応答値を格納し、該第１相
関器は、前記同相および直交信号と各前記第１離散応答
値とを乗算しさらにこれを累積加算して第１フィルタ出
力を生成し、前記第２フィルタ手段は第２相関器および第２メモリを
含んでなり、該第２メモリは、前記同相および直交信号
から高速フーリエ変換によりデータ復調するときの複数
のサンプリング点の各々について、前記第２インパルス
応答特性に準じて予め算出された各第２離散応答値を格
納し、該第２相関器は、前記同相および直交信号と各前
記第２離散応答値とを乗算しさらにこれを累積加算して
第２フィルタ出力を生成する請求項４に記載の周波数誤
差制御回路。
【請求項６】前記周波数誤差検出手段は、前記第１フィルタ出力をなす複素信号に対して複素乗算
を行ってその電力を算出する第１電力算出回路および前
記第２フィルタ出力をなす複素信号に対して複素乗算を
行ってその電力を算出する第２電力算出回路と、前記の両電力を入力しこれらの大小比較を行って、高周
波側への誤差量または低周波側への誤差量を示す周波数
誤差信号を出力する比較部とを備える請求項５に記載の
周波数誤差制御回路。
【請求項７】前記ＯＦＤＭ復調装置は、前記受信信号
を直交復調して同相および直交信号を出力する直交復調
手段を含み、前記周波数補正手段は、該直交復調手段に
対し再生キャリアを印加する電圧制御発振器と、前記比
較部からの出力を平滑化するループフィルタと、このフ
ィルタ出力をアナログ化するＤ／Ａ変換器とを備え、こ
のアナログ変換信号を前記電圧制御発振器に入力する請
求項６に記載の周波数誤差制御回路。
【請求項８】送信側からの情報を複数のキャリアの各
々に分割多重してなる受信信号を入力とし受信側にて該
情報の復調を行うＯＦＤＭ復調装置における周波数誤差
制御回路であって、周波数軸上に連続する前記キャリアに対して設定された
所定の帯域幅の低周波側および高周波側においてそれぞ
れフィルタ処理を行う第１フィルタ手段および第２フィ
ルタ手段と、前記第１および第２フィルタ手段の各々の出力が有する
各電力の大小比較を行い、その比較結果に基づいて、前
記送信側に対する前記受信側の周波数誤差を検出する周
波数誤差検出手段と、検出された前記周波数誤差に応じて前記受信側の周波数
を補正する周波数補正手段とからなり、ここに前記複数のキャリアが、前記情報を含むデータキャリア
と、所定の周波数間隔で該複数のキャリア中に所定本数
挿入されるパイロットキャリアとからなるとき、前記所
定の帯域幅は、各該キャリアの占有帯域にほぼ等しい帯
域幅であり、前記第１および第２フィルタ手段は、前記
低周波側の端部および前記高周波側の端部においてフィ
ルタ処理をそれぞれ行うことを特徴とする、ＯＦＤＭ復
調装置における周波数誤差制御回路。
【請求項９】前記第１フィルタ手段の中心周波数は、
前記パイロットキャリアの中心周波数から、ｋ／Ｔｕ
（Ｔｕは有効シンボル期間の長さ、ｋは０．５またはそ
の近傍の値）に相当する周波数だけ低く設定し、前記第
２フィルタ手段の中心周波数は、前記パイロットキャリ
アの中心周波数から、前記ｋ／Ｔｕに相当する周波数だ
け高く設定する請求項８に記載の周波数誤差制御回路。
【請求項１０】前記第１フィルタ手段は、前記パイロ
ットキャリアの低周波側端部での変調スペクトラム特性
にほぼ等しい第１インパルス応答特性を有し、前記第２フィルタ手段は、該パイロットキャリアの低周
波側端部での変調スペクトラム特性にほぼ等しい第２イ
ンパルス応答特性を有する請求項９に記載の周波数誤差
制御回路。
【請求項１１】前記第１フィルタ手段は、前記第１イ
ンパルス応答特性に従い前記パイロットキャリアの低周
波側端部の周波数について算出された第１離散応答値を
Ｔｕ（Ｔｕは有効シンボル期間）毎に発生する第１応答
値発生部と、前記受信信号を復調した同相および直交信
号との相関演算を行う第１積和演算部とからなり、前記第２フィルタ手段は、前記第２インパルス応答特性
に従い前記パイロットキャリアの高周波側端部の周波数
について算出された第２離散応答値を前記Ｔｕ毎に発生
する第２応答値発生部と、前記同相および直交信号との
相関演算を行う第２積和演算部とからなり、該第１および第２積和演算部からの各出力を前記周波数
誤差検出手段に入力して、前記ｋ／Ｔｕ以内の周波数誤
差を検出する請求項１０に記載の周波数誤差制御回路。
【請求項１２】前記同相および直交信号を入力として
データ復調を行う高速フーリエ変換手段から得た複数の
サンプリング点毎の復調データの振幅より、各該サンプ
リング点毎に、隣接する該サンプリング点間の電力差を
演算して複数の前記パイロットキャリアを抽出する電力
差演算部と、前記の抽出された複数の該パイロットキャ
リアを入力しこれらの前記周波数軸上の位置を検出する
と共に、前記ｋ／Ｔｕ以上のキャリアオフセットを検出
するパイロット検出部とを備え、該パイロット検出部により検出された前記のパイロット
キャリア位置を示す信号を、前記第１および第２応答値
発生部に与える請求項１１に記載の周波数誤差制御回
路。
【請求項１３】前記パイロット検出部は、前記電力差
演算部からの前記サンプリング点対応の抽出パイロット
信号の各々について時間平均をとる平均化部を有する請
求項１２に記載の周波数誤差制御回路。
【請求項１４】前記パイロット検出部は、１単位のセ
グメントとして特定される複数の前記キャリアの中の前
記パイロットキャリアのうち、該セグメントの中央に位
置するパイロットキャリアを最初に選択してその周波数
軸上の位置を検出すると共に当該キャリアオフセットを
検出して周波数誤差制御を行い、続いて該中央のパイロ
ットキャリアの近傍に位置するパイロットキャリアを選
択してその位置を検出すると共に当該キャリアオフセッ
トを検出して周波数誤差制御を行うという操作を繰り返
す請求項１２に記載の周波数誤差制御回路。
【請求項１５】前記ＯＦＤＭ復調装置は、前記受信信
号を直交復調して同相および直交信号を出力する直交復
調手段と、該直交復調手段に対し再生キャリアを印加す
る電圧制御発振器とを含み、前記周波数誤差検出部からの出力を平滑化する第１ルー
プフィルタからの出力と、前記パイロット検出部により
検出された前記のパイロットキャリア位置を示す信号を
平滑化する第２ループフィルタからの出力とを合成し、
この合成出力をＤ／Ａ変換器を介してアナログ信号と
し、前記電圧制御発振器に入力する請求項１２に記載の
周波数誤差制御回路。
【請求項１６】送信側からの情報を複数のキャリアの
各々に分割多重してなる受信信号を入力とし受信側にて
該情報の復調を行うＯＦＤＭ復調装置における周波数誤
差制御方法であって、周波数軸上に連続する前記キャリアに対して設定された
所定の帯域幅の低周波側および高周波側においてそれぞ
れフィルタ処理を行う第１ステップと、前記第１ステップで得られた、前記低周波側および高周
波側での各出力が有する各電力の大小比較を行い、その
比較結果に基づいて、前記送信側に対する前記受信側の
周波数誤差を検出する第２ステップと、検出された前記周波数誤差に応じて前記受信側の周波数
を補正する第３ステップを有し、ここに前記第１ステップでは、該所定の帯域幅における前記低
周波側の端部および前記高周波側の端部においてそれぞ
れフィルタ処理を行い、かつ、前記の低周波側端部でのフィルタ処理における中心周波
数は、該低周波側端部に位置する前記キャリアの中心周
波数から、一定周波数だけ低く設定し、前記の高周波側
端部でのフィルタ処理における中心周波数は、該高周波
側端部に位置する前記キャリアの中心周波数から、前記
一定周波数だけ高く設定することを特徴とする、ＯＦＤ
Ｍ復調装置における周波数誤差制御方法。
【請求項１７】前記所定の帯域幅は、前記複数のキャ
リアを全て内含する帯域幅である請求項１６に記載の周
波数誤差制御方法。
【請求項１８】前記低周波側端部でのフィルタ処理に
おける中心周波数は、該低周波側端部に位置する前記キ
ャリアの中心周波数から、ｋ／Ｔｕ（Ｔｕは有効シンボ
ル期間の長さ、ｋは０．５またはその近傍の値）に相当
する周波数だけ低く設定し、前記高周波側端部でのフィ
ルタ処理における中心周波数は、該高周波側端部に位置
する前記キャリアの中心周波数から、前記ｋ／Ｔｕに相
当する周波数だけ高く設定する請求項１６に記載の周波
数誤差制御方法。
【請求項１９】送信側からの情報を複数のキャリアの
各々に分割多重してなる受信信号を入力とし受信側にて
該情報の復調を行うＯＦＤＭ復調装置における周波数誤
差制御方法であって、周波数軸上に連続する前記キャリアに対して設定された
所定の帯域幅の低周波側および高周波側においてそれぞ
れフィルタ処理を行う第１ステップと、前記第１ステップで得られた、前記低周波側および高周
波側での各出力が有する各電力の大小比較を行い、その
比較結果に基づいて、前記送信側に対する前記受信側の
周波数誤差を検出する第２ステップと、検出された前記周波数誤差に応じて前記受信側の周波数
を補正する第３ステップを有し、ここに前記複数のキャリアが、前記情報を含むデータキャリア
と、所定の周波数間隔で該複数のキャリア中に所定本数
挿入されるパイロットキャリアとからなるとき、前記所
定の帯域幅は、各該キャリアの占有帯域にほぼ等しい帯
域幅であり、前記第１ステップでは、前記低周波側の端
部および前記高周波側の端部においてフィルタ処理をそ
れぞれ行うことを特徴とする、ＯＦＤＭ復調装置におけ
る周波数誤差制御方法。