JP3649560B2 - 直交周波数分割多重信号発生装置および方法、復調装置、通信装置、直交周波数分割多重信号発生プログラムが格納された記憶媒体および復調プログラムが格納された記憶媒体 - Google Patents
直交周波数分割多重信号発生装置および方法、復調装置、通信装置、直交周波数分割多重信号発生プログラムが格納された記憶媒体および復調プログラムが格納された記憶媒体 Download PDFInfo
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Description
【０００１】
【発明の属する技術分野】
本発明は、直交周波数分割多重された多重化信号を発生するための直交周波数分割多重信号発生装置および方法、復調装置、通信装置、直交周波数分割多重信号発生プログラムが格納された記憶媒体および復調プログラムが格納された記憶媒体に係り、特に、直交周波数分割多重された多重化信号に、複数のデータを独立に変調して伝送することに好適な、直交周波数分割多重信号発生装置および方法、復調装置、通信装置、直交周波数分割多重信号発生プログラムが格納された記憶媒体および復調プログラムが格納された記憶媒体に関する。
【０００２】
【従来の技術】
ディジタル通信の変調方式として、直交周波数分割多重（Orthogonal Frequency Division Multiplexing；ＯＦＤＭ。以下、ＯＦＤＭという。）方式の実用化が進められている。
【０００３】
ＯＦＤＭが適用される方式として、例えば、ＥＵＲＥＫＡ−１４７ ＳＹＳＴＥＭが挙げられる。これは、一般に、ＤＡＢ（Digital Audio Broadcasting）、ユーレカ１４７ＤＡＢシステムなどと呼ばれている。以下、ユーレカ１４７ＤＡＢシステムという。ユーレカ１４７ＤＡＢシステムは、１９９４年１１月にＩＴＵ−ＲでＳｙｓｔｅｍ−Ａとして認められ、国際規格になっている。この規格は、「ETS 300401」として発行されている。
【０００４】
ＯＦＤＭ方式では、互いに直交する複数のサブキャリヤーに分割多重化してデーターが伝送される。各サブキャリヤーの周波数は、ベースバンドにおいて、ある基本周波数の整数倍となるように選ばれる。基本周波数の１周期を有効シンボル期間とすると、相異なるサブキャリヤー同士の積は、有効シンボル期間における積分が０となる。これをサブキャリヤー同士が直交するという。
【０００５】
ＯＦＤＭ方式では、送信側と受信側との間に周波数差が生じると、復調に際して、サブキャリヤー同士の直交性が崩れる。これは、サブキャリヤー相互の干渉を引き起こし、復調されるデーターに誤りが生じる原因となる。上記周波数差が生じる原因としては、例えば、送信側、受信側のそれぞれにおける基準発振器の発振周波数の誤差や変動、送信側と受信側との相対運動によるドップラーシフトなどが挙げられる。より具体的には、例えば、発振子の製作精度、組立調整の精度などが不足することに伴う周波数誤差、使用環境の温度変化と、温度特性とによって生じる周波数変動、自動車等に搭載された場合のドップラー効果などを原因として周波数ずれが起きることがある。
【０００６】
周波数差が生じた場合でも誤りが少ない復調データーを得るために、周波数同期方式が検討されている。例えば、「ＯＦＤＭにおけるガード期間を利用した新しい周波数同期方式の検討」（テレビジョン学会技術報告 Vol.19,No.38,pp.13〜18 ）に記載される周波数同期方式がある。この周波数同期方式は、有効シンボル期間の信号波形が巡回的に繰り返される、ガード期間(Guard Interval)を利用している。
【０００７】
すなわち、受信信号を直交検波回路によりベースバンドに変換し、さらにＦＦＴ回路により各キャリヤー成分を復調する。図１２の（１）は、直交検波器の同相軸出力を示す。ここで、ｎ番目のＯＦＤＭシンボルは、ガード部Ｇｎ（サンプル数Ｎｇ）と、有効シンボル部Ｓｎ（サンプル数Ｎｓ）とで構成され、ガード期間の信号Ｇｎには、有効シンボルの一部であるＧｎ’が複写されている。図１２の（２）は、図１２の（１）の信号を有効シンボル期間だけ遅延したものである。図１２の（３）は、（１）と（２）との信号を乗算して、ガード期間幅（Ｎｇサンプル）の移動平均を求めることにより、２つの信号の相関を求めた結果である。ＧｎとＧｎ’とは同じ信号波形であるので、図１２の（３）に示すように相関出力は、シンボルの境界でピークを示す。
【０００８】
同相軸データーと、有効シンボル期間だけ遅延された同相軸データーとの相関のピーク値をＳｉｉとし、同相軸データーと、有効シンボル期間だけ遅延された直交軸データーとの相関のピーク値をＳｉｑとすると、
周波数誤差δは、
【０００９】
【数１】
【００１０】
により求めることができる。
【００１１】
【発明が解決しようとする課題】
しかしながら、上述した逆正接関数を用いて周波数誤差を求める方法では、サブキャリヤー間隔で正規化された周波数オフセットと、上述のようにして求められた誤差信号δとの関係は、図１３に示すようにサブキャリヤー間隔を１周期とする周期性を有している。このため、誤差信号δに対応する周波数オフセットが、どの周期にあるかは区別されない。例えば、図１３において、δ1の誤差信号が得られた場合、点Ａの他に、点Ｂ、点Ｃなども対応する。従って、真の正規化周波数オフセットが、ＯAであっても、これを、オフセットＯB、ＯCなどと区別することはできない。このため、サブキャリヤー間隔の１／２以上の偏差が生じ得る場合には、その周波数オフセットを特定することは困難であり、オフセットの向きを逆向きに誤ることもあり得る。
【００１２】
ところが、一般に、ＯＦＤＭでは、サブキャリヤー同士の間隔は狭く設定されるため、この間隔の１／２以下に周波数差を抑えることは困難である。
【００１３】
例えば、ユーレカ１４７ＤＡＢシステムのモードＩでは、中心周波数は、２３０ＭＨｚ、サブキャリヤー間隔は、１ｋＨｚと定められている。すなわち、サブキャリヤー間隔の１／２に相当する周波数は、５００Ｈｚであり、これは、約２．２ＰＰＭの周波数精度となる。しかし、送信周波数と受信周波数における周波数差を２．２ＰＰＭ以内に抑えることは容易ではない。この精度を達成するには、例えば、発振器のコスト増を伴い、実際的ではない。
【００１４】
また、送信側と受信側との相対距離が変化する場合、例えば、移動体に設置された受信装置における放送の受信などの場合は、ドップラー効果による周波数の偏移（ドップラーシフト）が生ずる。従って、送信側と受信側との相対速度が、上記ドップラーシフトがサブキャリヤー間隔の１／２以内となる場合に制限されるという問題がある。
【００１５】
また、上記の方法では、適用対象が、ガード期間を含むＯＦＤＭ信号に限られ、ガード期間が設けられていない場合は、周波数偏移を検知することが困難であるという問題がある。
【００１６】
本発明は、ＯＦＤＭ信号のサブキャリヤーの周波数間隔の数倍にもわたる周波数ずれを、受信側において容易にかつ精度よく検出することに好適なＯＦＤＭ信号を送信することができる、直交周波数分割多重信号発生装置、送信装置および方法、通信装置および方法を提供することを目的とする。
【００１７】
また、本発明は、ＯＦＤＭ信号のサブキャリヤーの周波数間隔の数倍にもわたる周波数ずれを容易に検出し周波数同期することができる周波数制御装置および方法、受信装置を提供することを目的とする。
【００１８】
【課題を解決するための手段】
上記目的を達成するため、本発明の第１の態様によれば、
データを伝送するための複数のサブキャリヤーに直交周波数分割多重化された多重化信号を発生するための直交周波数分割多重信号発生装置において、
発生すべき多重化信号のパワースペクトルのエンベロープが指定された周波数依存性を有するように、前記データを伝送するための複数のサブキャリヤーのパワー分布を変化させるためのパワー変換手段を備えること
を特徴とする直交周波数分割多重信号発生装置が提供される。
【００１９】
本発明の第２の態様によれば、
複数のサブキャリヤーに直交周波数分割多重化された多重化信号を発生するための直交周波数分割多重信号発生装置において、
伝送すべきデーターを、上記複数のサブキャリヤーの各々に相当する複数列のデーター列に直列／並列変換するためのデーター列変換手段と、
上記直列／並列変換された各データー列を、当該データー列が示すパワーが列ごとに定められた比率で変化するように、変換するためのパワー変換手段と、
上記変換された複数列のデーター列の各々を周波数領域で直交関係にあるサブキャリヤーとして含む、互いに直交する実数軸信号および虚数軸信号の時間軸波形を生成するための離散フーリエ変換手段と、
上記離散フーリエ変換手段により生成された実数軸信号および虚数軸信号を直交変調して合成するための直交変調手段とを有すること
を特徴とする直交周波数分割多重信号発生装置が提供される。
【００２０】
ここで、上記第１の態様および第２の態様において、
上記パワー変換手段は、例えば、パワースペクトルのエンベロープのエンベロープが、その分布中心に近づくほどパワーが増加する形状（山形の形状）、または、分布中心に近づくほどパワーが現象する形状（谷形の形状）となるように、各サブキャリヤーのパワーを変化させる。
【００２１】
本発明の第３の態様によれば、
複数のサブキャリヤーに直交周波数分割多重化された多重化信号に周波数同期するための周波数制御装置において、
上記多重化信号を直交検波して、互いに直交する第１の検波軸信号および第２の検波軸信号を得るための直交検波手段と、
上記２つの検波軸信号のそれぞれの時間軸波形を予め定められた標本化周波数でそれぞれ標本化し、かつ、これら標本化されたデーターを離散フーリエ変換して、周波数領域に分布する複数のメトリックスを求めるための離散フーリエ変換手段と、
上記離散フーリエ変換手段により求められたメトリックスの分布のエンベロープにおける周波数依存性を検知するための周波数依存性検知手段と
上記エンベロープにおける周波数依存性に基づいて、上記多重化信号の中心周波数の、予め定められた基準周波数に対する周波数差を求め、この周波数差に応じた周波数変化の指示を生成するための演算制御手段と、
上記離散フーリエ変換手段に入力される信号の周波数を、上記演算制御手段により生成された指示に従って変化させるための周波数変化手段とを有すること
を特徴とする周波数制御装置が提供される。
【００２２】
ここで、第３の形態において、例えば、上記演算手段は、メトリックのパワー分布の重心に相当する周波数と、予め定められた基準周波数との周波数差が小さくなるように、周波数を変化させる指示を、上記周波数変換手段に与える。より具体的には、予め定められた基準周波数より高い周波数のメトリックスについてのパワーの総和と、上記基準周波数より低い周波数のメトリックスについてのパワーの総和との差を求め、上記求めた差が小さくなるように周波数を変化させる指示を、上記周波数変化手段に与える。
【００２３】
また、上記演算制御手段における処理の他の態様として、
上記離散フーリエ変換手段により得られたメトリックの分布に基づいてパワースペクトルを求め、
上記パワー変換手段に予め定められたパワースペクトルの分布から、予め定められた基準周波数より高い周波数のメトリックスについてのパワー変化率と、上記基準周波数より低い周波数のメトリックスについてのパワー変化率とを求め、上記求めた変化率に従って、予め定められた基準周波数より高い周波数のメトリックスについてのパワーのエンベロープを近似する第１の近似線と、上記基準周波数より低い周波数のメトリックスについてのパワーのエンベロープを近似する第２の近似線とから、その交点を推定中心周波数とし、
上記求めた推定中心周波数と、予め定められた基準周波数との差が小さくなるように周波数を変化させる指示を、上記周波数変化手段に与えることができる。
【００２４】
本発明の第４の態様によれば、
直交周波数分割多重された多重化信号を受信するための受信装置において、
多重化信号を含む高周波信号を受け付け、受け付けた高周波信号から予め定められた周波数帯域を選択するためのバンドパスフィルター部と、
上記周波数変換された信号を再生キャリヤーを用いて直交検波し、離散フーリエ変換すると共に、上記再生キャリヤーの周波数を操作して周波数同期するための周波数制御部と、
上記離散フーリエ変換されたデーターを復調するための復調部と、
上記復調された信号を出力するための出力部とを有し、
上記周波数制御部は、上記第３の態様における周波数制御装置を用いて構成されること
を特徴とする受信装置が提供される。
【００２５】
本発明の第５の態様によれば、
直交周波数分割多重化された多重化信号を用いて通信するための通信装置において、
入力される信号が示すデーターで、搬送波を直交周波数分割多重変調して多重化信号を送出するための送信部と、
受け付けた信号を直交周波数分割多重復調して変調データーを検出し、変調データーが示す信号を出力するための受信部とを有し、
上記送信部は、上記第１の態様および第２の態様のいずれかにおける直交周波数分割多重信号発生装置を用いて構成され、
上記受信部は、上記第４の態様における受信装置を用いて構成されること
を特徴とする通信装置が提供される。
【００２６】
本発明の第６の態様によれば、
データを伝送するための複数のサブキャリヤーに直交周波数分割多重化された多重化信号を用いる通信方法において、
上記多重化信号を送信するに際し、当該多重化信号の周波数軸上における位置を示す周波数指標情報を、多重化信号のパワースペクトルのエンベロープにおける周波数依存性を用いて送出し、
上記多重化信号を受信するに際し、当該多重化信号のパワースペクトルにおけるエンベロープから周波数指標情報を取得し、当該取得した周波数指標情報を用いて周波数同期すること
を特徴とする通信方法が提供される。
【００２７】
本発明の第７の態様によれば、
データを伝送するための複数のサブキャリヤーに直交周波数分割多重化された多重化信号を用いて情報を送信するための送信方法において、
上記多重化信号を送信するに際し、当該多重化信号の周波数軸上における位置を示す周波数指標情報を、多重化信号のパワースペクトルのエンベロープにおける周波数依存性を用いて送信すること
を特徴とする送信方法が提供される。
【００２８】
本発明の第８の態様によれば、
複数のサブキャリヤーに直交周波数分割多重化された多重化信号に周波数同期するための周波数制御方法において、
受け付けた多重化信号の時間軸波形を周波数領域に変換し、
上記周波数領域に変換された多重化信号のスペクトル分布のエンベロープから、上記スペクトル分布の中心の周波数を求め、
上記スペクトル分布の中心の周波数と、予め定められた基準周波数との差が小さくなるように、上記周波数領域に変換される前の多重化信号の周波数を変化させること
を特徴とする周波数制御方法が提供される。
【００２９】
【発明の実施の形態】
以下に、図面を参照して本発明の実施の形態について説明する。
【００３０】
まず、図１から図３を参照して、本発明の第１の実施の形態について説明する。
【００３１】
図１において、本実施の形態における直交周波数分割多重信号発生装置１００００は、データー列変換部１０１００と、パワー変換部１０２００と、逆離散フーリエ変換部１０３００と、直交変調部１０４００とを有して構成される。
【００３２】
上記データー列変換部１０１００は、シリアル（直列の状態）で与えられるデーター列を、ＯＦＤＭ信号のサブキャリヤーの数に相当する列数のデーター列に変換するためのものである。例えば、ユーレカ１４７ＤＡＢのモードＩの場合、ＯＦＤＭ信号が１５３６本のサブキャリヤーを有するため、シリアルのデーター列を１５３６列のデーター列に変換する。データー列変換部１０１００は、例えば、シリアル／パラレル変換器を用いて構成することができる。
【００３３】
ＯＦＤＭ信号における各サブキャリヤーには、同相軸データーと直交軸データーとの２つのデーターが含まれる。このため、各サブキャリヤーには、２ビットのデーターが割り当てられる。従って、各シンボルごとに３０７２ビットのデーターを伝送することができる。
【００３４】
上記パワー変換部１０２００は、上記データー列変換部１０１００により並列データー列に変換された各々の複素データーのパワーを予め定められた比率で変換するためのものである。例えば、上述したユーレカ１４７ＤＡＢのモードＩの場合には、上記１５３６組の同相軸データーおよび直交軸データーからなる複素データーのパワーを予め定められた比率で変換する。より具体的には、例えば、図３に示すように、中心周波数に近づくほどそのサブキャリヤーのパワーが大きくなるように、複素データーのパワーを変換する。例えば、中心から最も離れた両端のサブキャリヤーのパワーを１（１００％）として、各サブキャリヤーのパワーを１％ずつ増加させる。このとき、中心周波数に隣接したサブキャリヤーにおけるパワーの増加は７６８％となる。
【００３５】
上記逆離散フーリエ変換部１０３００は、複数のサブキャリヤーを時間軸波形に合成するためのものである。逆離散フーリエ変換部１０３００は、複素データーを逆離散フーリエ変換するためのＤＦＴ（Discrete Fourier Transform；離散フーリエ変換）回路１０３１０と、上記逆離散フーリエ変換された複素データーの同相軸データーおよび直交軸データーをそれぞれアナログ波形に変換して、互いに直交する実数軸信号および虚数軸信号を生成するためのＤ／Ａ（Digital to
Ａｎａｌｏｇ）変換部１０３２０，１０３３０とを有して構成される。
【００３６】
上記直交変調部１０４００は、上記実数軸信号および虚数軸信号を用いて搬送波を直交変調するためのものである。直交変調部１０４００は、９０度の位相差を有する２つの信号を生成するための発振部１０４１０と、これら２つの信号の一方の信号および上記実数軸信号、また、他方の信号および上記虚数軸信号をそれぞれ乗算するための２の乗算器１０３２０，１０３３０と、乗算して得られた２つの信号を互いに加算するための加算器１０４４０とを有して構成される。
【００３７】
上記発振部１０４１０は、例えば、搬送波となる周波数の信号を発振するための局部発振器１０４１２と、発振された信号を２つに分配するための分配器１０４１４と、分配された信号の一方に９０度の位相遅延を与えるための移相器１０４１６とを備える構成とすることができる。なお、発振部１０４１０は、９０度の位相差で発振する２つの発振器を備える構成としてもよい。
【００３８】
上述のようにして、サブキャリヤーのパワー分布を変化させたＯＦＤＭ信号は、図２に示す受信装置にて受信される。
【００３９】
なお、上述の説明では、パワー変換部１０２００が、データー列変換部１０１００と逆離散フーリエ変換部１０３００との間に設けられ、上記逆離散フーリエ変換部１０３００に入力される各複素データーのパワーを変換してサブキャリヤーのパワー分布を変化させる構成について説明したが、本発明におけるパワースペクトルのエンベロープの形状を操作する態様はこれに限らない。例えば、直交変調部１０４００の後段にパワー変換部を備え、これにより、直交変調された信号波形の周波数依存性を変化させて、パワースペクトルのエンベロープの形状を操作してもよい。このようなパワー変換部としては、例えば、減衰特性の周波数依存性が予め定められた形状となるフィルタ回路、増幅率の周波数依存性が予め定められた形状となる増幅回路などを用いて構成することができる。これにより、パワー変換部を簡易な構成とし、また、パワー変換のための処理速度を容易に向上することができる。この場合には、逆離散フーリエ変換部１０３００に入力される複素データーのパワーを予め定められた値に規格化しておくことにより、パワー変換部を、パワースペクトルのエンベロープの形状パワースペクトルのエンベロープの形状に相当する周波数依存性を有する構成とすることができる。これにより、エンベロープの形状の周波数依存性を容易に検証し、パワー変換部の調整の見通しをよくすることができる。
【００４０】
図２において、周波数制御装置１０００は、直交検波部１１００と、離散フーリエ変換部１２００と、周波数偏差検知部１３００とを有して構成される。
【００４１】
上記直交検波部１１００は、ＯＦＤＭ信号を受け付け、再生キャリヤーを用いて、互いに直交する２つの検波軸信号を得るためのものである。２つの検波軸は、例えば、受け付けた信号と同相の同相軸（Ｉ相軸）、および、受け付けた信号に直交する直交軸（Ｑ相軸）に選ぶことができる。なお、２つの検波軸は、互いに直交する関係にあれば、これらの位相に限らない。例えば、受けた信号に対して、＋４５度の位相の検波軸、および、−４５度の位相の検波軸に選んでもよい。
【００４２】
直交検波部１１００は、例えば、受け付けた信号を２つに分配するための分配器１１５０と、９０度の位相差がある２つの再生キャリヤーＸ，Ｙを発振するための再生キャリヤー生成器１１１９と、上記分配された２つの信号に、上記再生キャリヤーＸおよびＹをそれぞれ乗算するための２つの乗算器１１０７Ａ，１１０７Ｂとを用いて構成することができる。
【００４３】
上記再生キャリヤー生成器１１１９は、例えば、発振周波数を変更可能な周波数可変発振器１１６０と、発振された信号を２つに分配するための分岐回路１１８０と、分配された信号の一方に９０度の位相遅延を与えるための移相器１１７０とを用いて構成することができる。このように構成された再生キャリヤー生成器１１１９を用いて、再生キャリヤーを生成することができる。また、上記周波数可変発振器１１６０は、上記周波数偏移検知部１３００から与えられるＡＦＣ信号に従って、その発振周波数を変化させることができる。
【００４４】
上記離散フーリエ変換部１２００は、ＯＦＤＭ信号に含まれるサブキャリヤー数より多い数のサンプリングポイントで、上記Ｉ相軸信号およびＱ相軸信号をそれぞれサンプリングし、これらを離散フーリエ変換するためのものである。上記離散フーリエ変換部１２００は、例えば、２つのＡ／Ｄ（Analog to Digital）変換器１２０８Ａ，１２０８Ｂと、離散フーリエ変換処理を実行するためのＤＦＴ回路１２０９とを有して構成される。ＤＦＴ回路１２０９において、離散フーリエ変換を実行するための計算のアルゴリズムとしては、例えば、ＤＦＴの定義式に従って計算を実行してもよいし、高速フーリエ変換（ＦＦＴ；Fast Fourier Transform）などを用いてもよい。ＦＦＴを用いて計算することにより、ＤＦＴの計算を高速に行うことができる。ＤＦＴ回路１２０９は、例えば、専用のハードロジックで構成される。なお、ＤＦＴ処理を実行するためのプログラムを搭載した汎用の演算装置を用いて構成してもよい。
【００４５】
上記周波数偏差検知部１３００は、上記離散フーリエ変換部１２００で得られたメトリックスを受け付け、受け付けたＯＦＤＭ信号との周波数差を求め、求めた周波数差を小さくするように周波数同期を行うための演算制御を行うためのものである。上記周波数偏差検知部１３００は、例えば、周波数差を求める演算処理を行うための演算処理部１３２２と、演算処理部１３２２が求めた周波数差に応じたＡＦＣ（Automatic Frequency Control；自動周波数制御）信号を生成するための制御信号生成部１３５０とを有して構成される。
【００４６】
上記制御信号生成部１３５０は、例えば、演算結果に応じた電圧を有する信号を生成するＤ／Ａ（Digital to Analog）変換器を用いることができる。また、上記直交検波部１１００における再生キャリヤー生成器１１１９として数値制御発振器が用いられている場合には、制御信号生成部１３５０を省略して、演算結果が示す信号を直接与えてもよい。このようにして、上記演算結果に応じた周波数の変化量を指示するＡＦＣ信号を生成することができる。
【００４７】
なお、ＡＦＣ信号が示す変化量の大きさを一定値とし、変化の有無、および、その向きを上記演算結果に応じて変更してもよい。変化量の大きさを一定値とすることにより、制御信号生成部１３５０、および、直交検波部１１００における再生キャリヤー生成器１１１９を簡易に構成することができる。
【００４８】
また、本実施の形態では、直交検波部１１００における再生キャリヤーの周波数を変化させることによって、ＤＦＴ回路１２０９に入力される信号の周波数を変化させる態様について説明したが、ＤＦＴ回路１２０９に入力される信号の周波数を変化させる態様はこれに限らない。例えば、図１１に示すように、受け付けられたＯＦＤＭ信号を中間周波数に変換するための周波数変換部３０００が、直交検波部１１００の前段に設けられる場合、ＡＦＣ信号を上記周波数変換部３０００に与え、当該周波数変換部３０００で周波数が変換される変換量を変化させることができる。
【００４９】
次に、図２、図３および図４を参照して、上述のように構成される周波数制御装置の動作について説明する。
【００５０】
まず、図４を参照して、周波数制御装置に与えられるＯＦＤＭ信号について説明する。
【００５１】
図４に示すように、ＯＦＤＭ信号のベースバンドは、互いに周波数が異なる複数のサブキャリヤーが重畳された時間軸波形となる。図４には、２４のサブキャリヤーに分離多重化されたＯＦＤＭ信号が描かれているが、サブキャリヤーの数がこれに限らないことは勿論である。また、各サブキャリヤーは、上述のように送信装置１００００のパワー変換部１０２００において、中心周波数に近づくほどパワーが大きくなるように予め定められた比率でパワー変換されているとする。
【００５２】
上記ＯＦＤＭ信号のベースバンドは、周波数領域で示すと、図３に示すスペクトルとなる。これは、図４に示す時間軸波形のフーリエ変換に相当する。図３において、複数のサブキャリヤーが周波数軸上に並び、各サブキャリヤーは、変調による側波帯成分を含んでいる。
【００５３】
次に、図２を参照して、本実施の形態の周波数制御装置の動作について説明する。
【００５４】
まず、直交検波部１１００において、ＯＦＤＭ信号が受け付けられ、互いに直交するＩ相軸信号およびＱ相軸信号が取得される。
【００５５】
そして、離散フーリエ変換部１２００において、上記２つの検波軸の信号（Ｉ相軸信号、Ｑ相軸信号）が、それぞれ時間軸波形をサンプリング（標本化）される。本実施の形態における離散フーリエ変換部１２００（図２参照）では、サブキャリヤー数より多いサンプリングポイントでサンプリングし、サンプリングされたデーターについて離散フーリエ変換の計算を行っている。
【００５６】
すなわち、サンプリングされたＩ相軸データーおよびＱ相軸データーが、複素量として（例えば、Ｉ相軸信号の標本値を実部、Ｑ相軸信号の標本値を虚部として）離散フーリエ変換される。離散フーリエ変換により、メトリックス（複素計量）Ｚが、サンプリングポイント（標本化点）の数ＮSに相当する数の周波数スロットのそれぞれに対応して求められる。上記ＮS個のメトリックスＺのうちには、サブキャリヤーの数ＮCに相当する有効メトリックスに加えて、サブキャリヤーの数をサンプリングポイント数が超過した数ＮOS（＝ＮS−ＮC）に相当する無効メトリックスが含まれている。無効メトリックスは、ノイズ、および、各サブキャリヤーからの漏れなどによる成分である。離散フーリエ変換の結果得られるメトリックス分布としては、例えば、ＮC個の有効メトリックスが連続して並び、この両側に、（ＮOS／２）個の無効メトリックスが並ぶ場合がある。
【００５７】
ここで、虚数単位をｊ、メトリックスが得られる周波数スロットを示すサフィックスをｉとすると、各メトリックスＺiは、（ａi＋ｊｂi）と表される。上記離散フーリエ変換の演算の結果、サンプリングポイント数ＮSのメトリックス｛Ｚi｝（ｉ＝１，２，３，…，ＮS）を示す、２系列のデーター｛ａi｝、｛ｂi｝が得られる。
【００５８】
例えば、上記ユーレカ１４７ＤＡＢシステムにおけるモードＩのＯＦＤＭ信号は、１５３６のサブキャリヤーを有する。このような信号について、本実施の形態における周波数制御装置１０００では、上記１５３６よりも多い２０４８（２の１０乗）のサンプリングポイントでサンプリングを行っている。この場合、図３に示すように、１５３６の有効メトリックスおよび５１２の無効メトリックスが得られる。
【００５９】
なお、２のべき乗の数のサンプリングポイントでサンプリングを行うことにより、ＤＦＴ演算がＦＦＴにより高速化される効果を向上させることができる。
【００６０】
次に、周波数偏差検知部１３００において、上記離散フーリエ変換部１２００で取得されたメトリックスの分布｛ａi＋ｊｂi｝と、予め定められた分布との差を求める演算処理が行われ、この演算処理の結果に応じてＡＦＣ信号が生成される。
【００６１】
本実施の形態では、受け付けたＯＦＤＭ信号から得られたメトリックスのパワー分布の重心が、予め定められた基準周波数に近づくように、再生キャリヤーの周波数を変化させて、周波数同期を行う。すなわち、周波数偏差検知部１３００において、メトリックスのパワー分布の重心を求め、この重心の周波数と、予め定められた基準周波数とを比較する。そして、上記重心の周波数と上記基準周波数との周波数差を求め、これが小さくなるように再生キャリヤーの周波数を変化させる指示を上記直交検波部１１００（図２参照）に与える。
【００６２】
上記重心の周波数と基準周波数との周波数差を求める演算としては、例えば、メトリックス分布｛ｚi｝から、そのパワー分布｛Ｐi｝の重心に相当する周波数と、予め定められた基準周波数との周波数差を求めることができる。
【００６３】
上記パワーＰは、例えば、Ｚの複素共役をＺ*として、
と定義することができる。すなわち、メトリックスＺが、
Ｚ＝（ａ＋ｊｂ）
であるとき、このメトリックスのパワーは、
と与えられる。
【００６４】
以下に、上記演算処理部１３２２（図２参照）で行われる演算処理の詳細について説明する。
【００６５】
まず、離散フーリエ変換部１２００（図２参照）で取得されたＮS個のメトリックスの分布｛Ａi+ｊＢi｝（ｉ｜１，２，３，…，ＮS）について、予め定められた基準周波数に相当する周波数スロットＣより低い周波数の周波数スロット（１〜Ｃ）に属するメトリックスのパワーの総和ＷLと、上記基準周波数に相当する周波数スロットより高い周波数の周波数スロット（Ｃ〜ＮS）に属するメトリックスのパワーの総和ＷHとをそれぞれ求める。上記基準周波数としては、例えば、標本化周波数に等しい周波数の信号が受け付けられたときに、理論的に予想される有効メトリックスのパワー分布の中心周波数を選ぶことができる。このとき、基準周波数に相当する周波数スロットＣは、Ｃ＝ＮS／２となる。
【００６６】
そして、上記求めた総和ＷLと総和ＷHとを比較し、これらの総和の差δＷから周波数差を求める。総和の差δＷは、例えば、次式に従って実行することができる。
【００６７】
【数２】
【００６８】
この式では、取得されたメトリックスの全てを用いてパワー分布の重心を求めているが、理論的に予想される有効メトリックスの範囲について計算を行ってもよい。また、基準周波数Ｃについては、同じ計算が重複して行われるのでこれを省略することができる。すなわち、理論的に予想される基準周波数Ｃについて、
【００６９】
【数３】
【００７０】
に従って、総和の差を求めることができる。この式に従って演算すると、Ｃ番目とＣ＋１番目のスロットを境として、スペクトルパワーの分布がどちらに偏っているかが算出できる。基準周波数Ｃは、理論的な周波数の設定に従って選ぶことができる。例えば、標本化点が２０４８であるとき、基準周波数Ｃを、
と選ぶことができる。
【００７１】
また、パワー分布が既知である信号を用いて伝送路の影響を避けることができる。すなわち、ヌルシンボル期間に取得されるＯＦＤＭ信号についてのメトリックス｛Ａｎi＋ｊＢｎi｝と、信号シンボル期間のメトリックス｛Ａｓi＋ｊＢｓi｝とから、
【００７２】
【数４】
【００７３】
を求め、このメトリックスを計算に用いる。
【００７４】
また、メトリックスのパワーの全周波数スロットについての総和Ｗｔを求め、これによって上記総和の差δＷを規格化することができる。すなわち、全周波数スロットについてのパワーの総和Ｗｔは、
【００７５】
【数５】
【００７６】
によって求められ、これを用いて規格化された総和の差δＷ／Ｗｔを求めることができる。これを周波数の偏移量として制御信号生成部１３５０（図２参照）に与える。これによって、到来するＯＦＤＭ信号のパワーが変動する場合であっても、この影響を低減することができる。
【００７７】
次に、図５および図６を参照して、規格化されたメトリックスを用いる場合の計算手順の一例について説明する。
【００７８】
まず、図６のステップＳ１２１において、シンボル期間ごとに、受け付けた信号をＦＦＴを用いて離散フーリエ変換を行う。
【００７９】
そして、ステップＳ１２２において、ヌルシンボルから得られるメトリックスで、シンボル期間のメトリックスを規格化する。
【００８０】
次に、ステップＳ１２３において、上記ステップＳ１２２で規格化されたメトリックスを、基準周波数を境に２つの領域に分割し、それぞれの領域におけるパワーの総和を計算する。そして、上記２つの領域によるパワーの総和の差を求める。
【００８１】
このとき、周波数差がない場合には、分割された２つの領域が対称となり、図５の（ａ）に示すように、基準周波数より低周波側の領域における総和ＷLと、高周波側の領域における総和ＷHとが相等しくなる。また、周波数差がある場合、２つの領域が非対称となる。例えば、低周波側に偏移した信号が受信された場合には、図５の（ｂ）に示すように、基準周波数より低周波側の領域における総和ＷLが、高周波側の領域における総和ＷHより大きくなる。
【００８２】
また、受信された信号がフェージングなどの影響を受けている場合は、ステップＳ１２４において周波数の偏移を補正する。
【００８３】
再生キャリヤーの周波数を、上述のようにして求められた周波数差が減少するように変化させることにより、周波数同期を行うことができる。
【００８４】
次に、本発明の第２の実施の形態について説明する。
【００８５】
本実施の形態では、送信装置は、第１の実施の形態と同様に構成されるが、周波数制御装置における中心周波数の推定方法において相違する。以下に相違点を中心に説明する。
【００８６】
本実施の形態では、受け付けたＯＦＤＭ信号から得られたメトリックスのパワー分布は、予め送信装置で定められたように、中心から最も離れた両端のサブキャリヤーのパワーを１として、各サブキャリヤーのパワーを１％ずつ増加させてあるから、予め定められた基準周波数より高い周波数のメトリックスについてのパワーの変化率と、上記基準周波数より低い周波数のメトリックスについてのパワーの変化率とは、それぞれ単調な１次線形分布となることを利用して、周波数偏移を検知する。
【００８７】
すなわち、予め定められた基準周波数より高い周波数のメトリックスについてのパワーのエンベロープを近似する第１の近似線と、上記基準周波数より低い周波数のメトリックスについてのパワーのエンベロープを近似する第２の近似線とから、その交点を推定中心周波数とする。
【００８８】
上述のようにして求めた推定中心周波数と、上記基準周波数との差が小さくなるように、再生キャリヤーの周波数を変化させる指示を上記直交検波部１１００（図２参照）に与える。
【００８９】
以下に、上記演算処理部１３２２（図２参照）で行われる演算処理の詳細について説明する。
【００９０】
まず、離散フーリエ変換部１２００（図２参照）で取得されたＮS個のメトリックスの分布｛Ａi+ｊＢi｝（ｉ｜１，２，３，…，ＮS）について、全ての周波数スロット（１〜ＮS）に属するメトリックスのパワーをそれぞれ求める。上記基準周波数としては、例えば、標本化周波数に等しい周波数の信号が受け付けられたときに、理論的に予想される有効メトリックスのパワー分布の中心周波数を選ぶことができる。このとき、基準周波数は、Ｃ＝ＮS／２となる。例えば、標本化点が２０４８であるとき、
と選ぶことができる。
【００９１】
上記第１の近似線は、例えば、起こり得る周波数誤差範囲を十分考慮して、予め定められた基準周波数より少なくとも８ｋＨｚ以上高い周波数のサブキャリヤーから、最も高い周波数のサブキャリヤーより少なくとも８ｋＨｚ以上低い周波数のサブキャリヤーまでの、各メトリックスのパワーに対して、最小２乗法により１次直線の線形近似で近似できる（図７参照）。
【００９２】
また、上記第２の近似線も同様に、例えば、起こり得る周波数誤差範囲を十分考慮して、予め定められた基準周波数より少なくとも８ｋＨｚ以上低い周波数のサブキャリヤーから、最も低い周波数のサブキャリヤーより少なくとも８ｋＨｚ以上高い周波数のサブキャリヤーまでの、各メトリックスのパワーに対して、最小２乗法により１次直線の線形近似で近似できる（図７参照）。
【００９３】
上記推定中心周波数Ｅは、上記第１の近似線および第２の近似線をそれぞれ延長したときに交差する点での周波数の値とすればよい。従って、第１の近似線を、
Ｐ＝α1・ｉ＋β1 …（２０１）
とし、また、第２の近似線を、
Ｐ＝α2・ｉ＋β2 …（２０２）
とすれば、
α1・ｉ＋β1＝α2・ｉ＋β2 …（２０３）
を満たすｉにより、容易にＥを求めることができる。すなわち、Ｅは、
【００９４】
【数６】
【００９５】
と求まる。
【００９６】
そして、上記求めた推定中心周波数と基準周波数とを比較し、これらの差δｆから周波数差を求める。周波数差δｆは、例えば、次式に従って求めることができる（図７参照）。
【００９７】
δｆ＝Ｅ−Ｃ …（２０５）
また、パワー分布が既知である信号を用いて伝送路の影響を避けることができる。すなわち、ヌルシンボル期間に取得されるＯＦＤＭ信号についてのメトリックス｛Ａｎi＋ｊＢｎi｝と、信号シンボル期間のメトリックス｛Ａｓi＋ｊＢｓi｝とから、
【００９８】
【数７】
【００９９】
を求め、このメトリックス｛Ａi＋ｊＢi｝を計算に用いる。
【０１００】
次に、図７および図８を参照して、規格化されたメトリックスを用いる場合の計算手順の一例について説明する。
【０１０１】
まず、ステップＳ２２１において、シンボル期間ごとの受け付けた信号についてＦＦＴを用いて離散フーリエ変換を行う。
【０１０２】
ヌルシンボルから得られるメトリックスで、シンボル期間のメトリックスを規格化する（Ｓ２２２）。
【０１０３】
ステップＳ２２３において、上記ステップＳ２２２で規格化されたすべての周波数スロットにおけるメトリックスに対して、パワーを計算する。このとき、周波数差がない場合には、図７の（ａ）に示すように基準周波数Ｃに対して対称となる。また、周波数差がある場合、例えば、低周波側に偏移した信号が受信された場合には、図７の（ｂ）に示すように非対称となる。
【０１０４】
次に、ステップＳ２２４では、高周波側の有効メトリックスに対するパワーのエンベロープを線形近似する。線形近似には、例えば、本実施の形態のように、各メトリックスのパワー値から、最小２乗法にて１次直線に近似する方法がある。計算された第１の近似線は、以下の式で表される。
【０１０５】
【数８】
【０１０６】
上記第１の近似線は、例えば、起こり得る周波数誤差範囲を十分考慮して、予め定められた基準周波数Ｃより少なくとも８ｋＨｚ以上高い周波数のサブキャリヤー（ｉ＝１０３２）から、最も高い周波数のサブキャリヤーより少なくとも８ｋＨｚ以上低い周波数のサブキャリヤー（ｉ＝１７８４）までの、各メトリックスのパワーに対して、最小２乗法による１次直線の線形近似を実行している。
【０１０７】
また、ステップＳ２２５では、低周波側の有効メトリックスに対するパワーのエンベロープを、ステップＳ２２４と同様にして線形近似する。計算された第１の近似線は、次式で表される。
【０１０８】
【数９】
【０１０９】
上記第２の近似線は、例えば、起こり得る周波数誤差範囲を十分考慮して、予め定められた基準周波数Ｃより少なくとも８ｋＨｚ以上低い周波数のサブキャリヤー（ｉ＝１０１６）から、最も低い周波数のサブキャリヤーより少なくとも８ｋＨｚ以上高い周波数のサブキャリヤー（ｉ＝２６４）までの、各メトリックスのパワーに対して、最小２乗法による１次直線の線形近似を実行している。
【０１１０】
ステップＳ２２６では、上記ステップＳ２２５およびステップＳ２２６で求めた２つの近似線が交わる交点を求め、この交点に対応する周波数スロットを推定中心周波数Ｅとする。従って、推定中心周波数Ｅは、次式により求められる。
【０１１１】
【数１０】
【０１１２】
ステップＳ２２７では、上記ステップＳ２２６で求めた推定中心周波数Ｅと、予め定められた基準周波数Ｃとの差を求め周波数の偏移差δｆとする。すなわち、
δｆ＝Ｅ−Ｃ …（２０９）
このようにして求められた周波数差が減少するように、再生キャリヤーの周波数を変化させることにより周波数同期を行うことができる。
【０１１３】
なお、上述した第１および第２の実施の形態では、直交周波数分割多重化信号のパワースペクトルのエンベロープが、図３に示されるように、パワースペクトルのエンベロープが、その分布中心に近づくほどパワーが増加する形状、すなわち、山形のエンベロープ形状である場合について説明したが、エンベロープの形状は、これに限らない。例えば、パワースペクトルのエンベロープが、その分布中心に近づくほどパワーが減少する形状、すなわち、谷形のエンベロープ形状であってもよい。ただし、第１の実施の形態における周波数制御を行うためには、山形のエンベロープ形状の場合に、周波数差を検知する感度をより向上させることができる。
【０１１４】
また、予め定められたサブキャリヤーと、当該サブキャリヤーに隣接するサブキャリヤーとのパワー比が、予め定められた値より大きくなるように、各サブキャリヤーのパワーを変化させてもよい。例えば、中心周波数の近傍のサブキャリヤーのパワーを大きくして、予め定められた閾値を越えるパワーのサブキャリヤーを検知し、その検知された周波数を、予め定められた周波数と比較することもできる。
【０１１５】
さらに、通信に際し送信側から送信されるべき直交周波数分割多重化信号のパワースペクトルのエンベロープ形状を予め定められた形状と定め、受信側において、受け付けた直交周波数分割多重化信号を離散フーリエ変換して得られた形状と、上記予め定められた形状とを比較することにより、周波数同期することができる。
【０１１６】
例えば、送信されるべきエンベロープ形状と逆形状の減衰特性を有するフィルターを介して得られる直交周波数分割多重化信号のパワースペクトルの平坦度が最大となるように、離散フーリエ変換部１２００（図２参照）に入力される信号の周波数を変換して周波数同期することができる。また、送信されるべきエンベロープ形状と、受け付けた信号のエンベロープ形状との相関係数が最大となるように、離散フーリエ変換部１２００（図２参照）に入力される信号の周波数を変換して周波数同期してもよい。このようにして周波数同期を行う場合には、直交周波数分割多重化信号のパワースペクトルのエンベロープ形状は、送信側と受信側とに共通に指定されていればよく、その形状は自由に定めることができる。また、このエンベロープ形状は、送信側と受信側とに、予め固定的に指定されるものであってもよいし、また、外部からの指示によって指定されるものであってもよい。
【０１１７】
次に、図９を参照して、本発明の第３の実施の形態について説明する。本実施の形態は、第１および第２のいずれかの実施形態で説明した演算処理を用いて周波数同期を行う、ＯＦＤＭ受信装置である。
【０１１８】
図９において、受信装置２００は、入力端子１と、バンドパスフィルター２と、増幅器３と、乗算器４と、ＳＡＷ（Surface Acoustic Wave；弾性表面波）フィルター５と、中間周波増幅器６と、乗算器７Ａ，７Ｂと、Ａ／Ｄ変換器８Ａ，８Ｂと、ＦＦＴ回路９と、ＡＧＣ回路１０と、同期検出回路１１と、差動復調回路１２と、第１局部発振器１８と、第２局部発振器１９と、第１基準発振器２０Ａと、第２基準発振器２０Ｂと、タイミング回路２１と、周波数誤差演算回路２２と、時間軸検出回路２３と、位相誤差検出回路２４とを有して構成される。上記乗算器７Ａ，７Ｂと、第２局部発振器１９とは、直交検波回路を構成している。
【０１１９】
上記受信装置２００において、入力端子１に加えられたＲＦ信号は、バンドパスフィルター２により、所定の帯域外の雑音が除去された後、増幅器３で増幅され、乗算器４で第１局部発振器１８からの局部発振信号と乗算され中間周波信号に変換される。変換された中間周波信号は、ＳＡＷフィルター５により帯域制限され、次に、中間周波増幅器６により、所定のレベルまで増幅された後、２系統の乗算器７Ａ、７Ｂに導かれる。
【０１２０】
乗算器７Ａ、７Ｂは、第２局部発振器１９から、９０度の位相差を有する２相の局発信号を入力し、もう一方の入力である中間周波信号とそれぞれ乗算することにより直交検波回路を構成している。乗算器７Ａ、７Ｂの出力は、Ａ／Ｄ変換器８Ａ、８Ｂによりディジタルデーターに変換された後、ガード期間を除き、有効データー期間をＦＦＴ回路９に取り込みＦＦＴ処理を行う。
【０１２１】
ＦＦＴ処理後、差動復調されて、最終的に音声信号へ変換される。この処理の詳細については説明を省略する。
【０１２２】
一方、ＦＦＴ回路９の出力は、そのメトリックスを周波数誤差演算回路２２へ入力し、ここで、先に説明した演算を行い周波数差成分をＡＦＣ信号として第１基準発振器２０Ａへ供給する。また、必要に応じて、差動復調回路１２の出力信号からは、位相誤差検出回路２４で検出した位相誤差からサブキャリヤー間隔の±１／２以内の制御を行うＡＦＣ信号も併せて第１基準発振器２０Ａへ供給される。
【０１２３】
本実施の形態によれば、サブキャリヤー間隔の１／２以上の周波数差が生じても、周波数同期を行うことができる。この受信装置２００は、例えば、ユーレカ１４７ＤＡＢシステムにおけるディジタル音声放送の受信に用いることができる。
【０１２４】
次に、図１０を参照して、本発明の第６の実施の形態について説明する。本実施の形態は、ＯＦＤＭ信号を用いて通信を行うための通信装置の例である。
【０１２５】
図１０において、通信装置９００１は、到来するＯＦＤＭ信号を受け付け、ＯＦＤＭ信号が示す情報を出力するための受信部９００２と、送信すべき情報を受け付けこれをＯＦＤＭ信号として送出するための送信部４とを有して構成される。
【０１２６】
上記受信部９００２は、到来する電磁波から予め定められた帯域の信号を選択するためのフィルター部２０００と、帯域を選択した信号を中間周波数に変換するための周波数変換部３０００と、検波および周波数同期を行うための周波数制御部１０００と、検波された信号を復調するための復調部４０００と、復調された信号が示す情報を出力するための出力部５０００とを有して構成される。
【０１２７】
上記周波数制御部３０００は、例えば、上記第１から第４の実施の形態における周波数制御装置と同様に構成することができる。例えば、同相検波軸信号（Ｉ相軸信号）および直交検波軸信号（Ｑ相軸信号）を取得するための直交検波部１１００と、Ｉ相信号およびＱ相信号を離散フーリエ変換するための離散フーリエ変換部１２００と、離散フーリエ変換された信号を用いて周波数偏差を検知するための周波数偏差検知部１３００とを有する構成とすることができる。
【０１２８】
上記出力部５０００としては、例えば、音声情報を出力するための音声出力装置、画像を表示するための画像出力装置、データーを出力するためのデーター出力装置などが挙げられる。
【０１２９】
上記音声出力装置は、例えば、アンプ、スピーカなどを用いて構成することができる。
【０１３０】
上記画像出力装置は、例えば、画像表示回路、および、ディスプレイ装置を用いて構成することができる。
【０１３１】
上記データー出力装置は、例えば、インタフェース回路、バッファ回路、信号変換回路などを用いて構成することができる。
【０１３２】
また、上記受信部９００２において、フィルター部２０００と、周波数変換部３０００と、周波数制御部１０００と、復調部４０００とを１つの筐体に構成し、これをチューナー部９００３としてもよい。これにより、情報が出力される態様に対応して、出力装置の組み合わせを変更したり、情報を表示する品質の好みに対応することなどができる。
【０１３３】
上記送信部９００４は、情報を受け付け、これを信号に変換するための入力部６０００と、上記変換された信号で、搬送波を変調するための変調部７０００と、変調された搬送波を送出するためのＲＦ送出部８０００とを有して構成される。変調部７０００は、上述した第１の実施の形態または第２の実施の形態における直交周波数分割多重信号発生装置を用いて構成される。
【０１３４】
また、通信装置９００１は、ＯＦＤＭ信号を送受するためのインタフェース部９００５に接続された他の機器と通信を行う。インタフェース部９００５は、例えば、通信装置９００１が接続される形態に応じて例えば、アンテナ、光／電気変換器、電気信号コネクタなどを用いることができる。なお、インタフェース部９００５は、図示される例のように、外付けされる態様であってもよいし、通信装置９００１に内蔵される態様であってもよい。
【０１３５】
本実施の形態によれば、送信側と受信側とで周波数差が生じる状態であっても、周波数同期して通信することができる。
【０１３６】
【発明の効果】
本発明によれば、送信すべきＯＦＤＭ信号のスペクトル分布のエンベロープ形状を用いて周波数同期するための情報を伝送することができる。このため、ＯＦＤＭ信号を受信する際に、そのスペクトル分布のエンベロープ形状を検知することにより、その信号に周波数同期するための情報を取得することができる。
【０１３７】
例えば、同相軸データーおよび直交軸データーからなる複素データーを複数列有するＯＦＤＭ信号について、中心周波数に近づくほど複素データーのパワーが大きくなるように、予め定められた比率でパワーを変化させるパワー変換部を備える送信装置が提供される。このような送信装置から送出されるＯＦＤＭ信号を受信する受信装置では、受信したＯＦＤＭ信号を復調するための同期検波周波数の周波数ズレをスペクトル分布の重心に相当する周波数を検知するための演算の精度を向上することができる。従って、受信信号をＦＦＴ処理して得た多重キャリヤーの周波数間隔の数倍にもおよぶ周波数ずれを起こしても、精度の高い周波数制御信号を生成して基準発振器を周波数制御できる。従って、実用に適した周波数制御を行うことができ、ＯＦＤＭ信号を安定した状態で受信することができる。
【０１３８】
また、受信したＯＦＤＭ信号を復調するための同期検波周波数の周波数ズレを、スペクトルのエンベロープを近似する高周波側および低周波側の２つの近似線の交点から求めることができる。この場合も、多重キャリヤーの周波数間隔の数倍にもおよぶ周波数ずれを起こしても、精度の高い周波数制御信号を生成して基準発振器を周波数制御できることは同様である。
【０１３９】
また、本発明によれば、受け付けたＯＦＤＭ信号を復調するための同期検波周波数が、受信信号を離散フーリエ処理して得た多重キャリヤーの周波数間隔の数倍にもおよぶ周波数差が生じても周波数同期を行うことができる周波数制御装置が提供される。
【０１４０】
これによって、送信側の基準周波数と受信側の基準周波数とに偏差が生じている場合であっても、情報を伝送することができる。また、送信側と受信側との相対運動によりドップラーシフトが生じても周波数同期を行うことができる周波数制御装置が提供される。
【０１４１】
また、上記周波数制御装置が搭載された受信装置を構成することができ、安定してＯＦＤＭ信号による放送を受信することができる受信装置を提供することができる。このような放送としては、例えば、ユーレカ１４５システムＤＡＢの放送などが挙げられる。
【０１４２】
また、上記周波数制御装置が搭載された通信装置を構成することができる。これによって、ディジタル電話などにおける周波数同期を安定なものにすることができる。ＯＦＤＭ方式の適用が容易になり、このため、画像信号を含む信号を通信を行うテレビ電話などのように、伝送情報量が大きい通信に対応することができる。また、周波数同期可能な周波数差が大きくとれるため、各機器における基準周波数の管理が容易になる。さらに、移動体による通信において、ドップラーシフトにより周波数差が生じる場合であっても、周波数同期した状態で通信を行うことができる。
【図面の簡単な説明】
【図１】 本発明の直交周波数分割多重信号発生装置の構成を示すブロック図である。
【図２】 本発明の受信装置の構成を示すブロック図である。
【図３】 本発明が適用されるＯＦＤＭ信号のメトリックスの周波数領域におけるパワー分布を示す説明図である。
【図４】 ＯＦＤＭ信号メトリックスの周波数領域の構造を示す波形図である。
【図５】 ２つの領域に分割されたメトリックスのパワー分布を模式的に示す説明図であって、（ａ）周波数差がないときの分布、（ｂ）周波数差があるときの分布である。
【図６】 本発明の第１の実施の形態における演算手順を示すフロー図である。
【図７】 メトリックスのパワー分布におけるエンベロープと近似線とを示す説明図であって、（ａ）周波数差がないときのパワー分布についての説明図、（ｂ）周波数差があるときのパワー分布についての説明図である。
【図８】 本発明の第２の実施の形態における演算手順を示すフロー図である。
【図９】 本発明を適用した受信装置を示すブロック図である。
【図１０】 本発明を適用した通信装置を示すブロック図である。
【図１１】 本発明を適用した通信装置の他の態様を示すブロック図である。
【図１２】 従来の周波数制御方法で周波数差検出に用いられる信号の相関を示す説明図である。
【図１３】 従来の周波数制御方法における、相関信号と周波数オフセットとの関係を示すグラフである。
【符号の説明】
１…入力端子、２…バンドパスフィルター、３…増幅器、４…乗算器、５…ＳＡＷフィルター、６…中間周波増幅器、７Ａ，７Ｂ…乗算器、８Ａ，８Ｂ…Ａ／Ｄ変換器と、９…ＦＦＴ回路、１０…ＡＧＣ回路、１１…同期検出回路、１２…差動復調回路、１８…第１局部発振器、１９…第２局部発振器、２０Ａ…第１基準発振器、２０Ｂ…第２基準発振器、２１…タイミング回路、２２…周波数誤差演算回路、２３…時間軸検出回路、２４…位相誤差検出回路、２００…受信装置、１０００…周波数制御装置、１１００…直交検波部、１１０７Ａ，１１０７Ｂ…乗算器、１１５０…分配器、１１１９…再生キャリヤー生成器、１１６０…周波数可変発振器、１１７０…移相器、１１８０…分岐回路、１２００…離散フーリエ変換部、１２０８Ａ，１２０８Ｂ…Ａ／Ｄ変換器、１２０９…ＤＦＴ回路、１３００…周波数偏差検知部、１３２２…演算処理部、１３５０…制御信号生成部、２０００…フィルター部、３０００…周波数変換部、３０１０…乗算器、３０２０…周波数可変発振器、４０００…復調部、５０００…出力部、６０００…入力部、７０００…変調部、８０００…ＲＦ送出部、９００１…通信装置、９００２…受信部、９００３…チューナー部、９００４…送信部、９００５…インタフェース部、１００００…直交周波数分割多重信号発生装置、１０１００…データー列変換部、１０２００…パワー変換部、１０３００…逆離散フーリエ変換部、１０３１０…ＤＦＴ回路、１０３２０，１０３３０…Ｄ／Ａ変換部、１０４００…直交変調部、１０４１０…発振部、１０４１２…局部発振器、１０４１４…分配器、１０４１６…移相器、１０４２０，１０４３０…乗算器、１０４４０…加算器。
【発明の属する技術分野】
本発明は、直交周波数分割多重された多重化信号を発生するための直交周波数分割多重信号発生装置および方法、復調装置、通信装置、直交周波数分割多重信号発生プログラムが格納された記憶媒体および復調プログラムが格納された記憶媒体に係り、特に、直交周波数分割多重された多重化信号に、複数のデータを独立に変調して伝送することに好適な、直交周波数分割多重信号発生装置および方法、復調装置、通信装置、直交周波数分割多重信号発生プログラムが格納された記憶媒体および復調プログラムが格納された記憶媒体に関する。
【０００２】
【従来の技術】
ディジタル通信の変調方式として、直交周波数分割多重（Orthogonal Frequency Division Multiplexing；ＯＦＤＭ。以下、ＯＦＤＭという。）方式の実用化が進められている。
【０００３】
ＯＦＤＭが適用される方式として、例えば、ＥＵＲＥＫＡ−１４７ ＳＹＳＴＥＭが挙げられる。これは、一般に、ＤＡＢ（Digital Audio Broadcasting）、ユーレカ１４７ＤＡＢシステムなどと呼ばれている。以下、ユーレカ１４７ＤＡＢシステムという。ユーレカ１４７ＤＡＢシステムは、１９９４年１１月にＩＴＵ−ＲでＳｙｓｔｅｍ−Ａとして認められ、国際規格になっている。この規格は、「ETS 300401」として発行されている。
【０００４】
ＯＦＤＭ方式では、互いに直交する複数のサブキャリヤーに分割多重化してデーターが伝送される。各サブキャリヤーの周波数は、ベースバンドにおいて、ある基本周波数の整数倍となるように選ばれる。基本周波数の１周期を有効シンボル期間とすると、相異なるサブキャリヤー同士の積は、有効シンボル期間における積分が０となる。これをサブキャリヤー同士が直交するという。
【０００５】
ＯＦＤＭ方式では、送信側と受信側との間に周波数差が生じると、復調に際して、サブキャリヤー同士の直交性が崩れる。これは、サブキャリヤー相互の干渉を引き起こし、復調されるデーターに誤りが生じる原因となる。上記周波数差が生じる原因としては、例えば、送信側、受信側のそれぞれにおける基準発振器の発振周波数の誤差や変動、送信側と受信側との相対運動によるドップラーシフトなどが挙げられる。より具体的には、例えば、発振子の製作精度、組立調整の精度などが不足することに伴う周波数誤差、使用環境の温度変化と、温度特性とによって生じる周波数変動、自動車等に搭載された場合のドップラー効果などを原因として周波数ずれが起きることがある。
【０００６】
周波数差が生じた場合でも誤りが少ない復調データーを得るために、周波数同期方式が検討されている。例えば、「ＯＦＤＭにおけるガード期間を利用した新しい周波数同期方式の検討」（テレビジョン学会技術報告 Vol.19,No.38,pp.13〜18 ）に記載される周波数同期方式がある。この周波数同期方式は、有効シンボル期間の信号波形が巡回的に繰り返される、ガード期間(Guard Interval)を利用している。
【０００７】
すなわち、受信信号を直交検波回路によりベースバンドに変換し、さらにＦＦＴ回路により各キャリヤー成分を復調する。図１２の（１）は、直交検波器の同相軸出力を示す。ここで、ｎ番目のＯＦＤＭシンボルは、ガード部Ｇｎ（サンプル数Ｎｇ）と、有効シンボル部Ｓｎ（サンプル数Ｎｓ）とで構成され、ガード期間の信号Ｇｎには、有効シンボルの一部であるＧｎ’が複写されている。図１２の（２）は、図１２の（１）の信号を有効シンボル期間だけ遅延したものである。図１２の（３）は、（１）と（２）との信号を乗算して、ガード期間幅（Ｎｇサンプル）の移動平均を求めることにより、２つの信号の相関を求めた結果である。ＧｎとＧｎ’とは同じ信号波形であるので、図１２の（３）に示すように相関出力は、シンボルの境界でピークを示す。
【０００８】
同相軸データーと、有効シンボル期間だけ遅延された同相軸データーとの相関のピーク値をＳｉｉとし、同相軸データーと、有効シンボル期間だけ遅延された直交軸データーとの相関のピーク値をＳｉｑとすると、
周波数誤差δは、
【０００９】
【数１】
により求めることができる。
【００１１】
【発明が解決しようとする課題】
しかしながら、上述した逆正接関数を用いて周波数誤差を求める方法では、サブキャリヤー間隔で正規化された周波数オフセットと、上述のようにして求められた誤差信号δとの関係は、図１３に示すようにサブキャリヤー間隔を１周期とする周期性を有している。このため、誤差信号δに対応する周波数オフセットが、どの周期にあるかは区別されない。例えば、図１３において、δ1の誤差信号が得られた場合、点Ａの他に、点Ｂ、点Ｃなども対応する。従って、真の正規化周波数オフセットが、ＯAであっても、これを、オフセットＯB、ＯCなどと区別することはできない。このため、サブキャリヤー間隔の１／２以上の偏差が生じ得る場合には、その周波数オフセットを特定することは困難であり、オフセットの向きを逆向きに誤ることもあり得る。
【００１２】
ところが、一般に、ＯＦＤＭでは、サブキャリヤー同士の間隔は狭く設定されるため、この間隔の１／２以下に周波数差を抑えることは困難である。
【００１３】
例えば、ユーレカ１４７ＤＡＢシステムのモードＩでは、中心周波数は、２３０ＭＨｚ、サブキャリヤー間隔は、１ｋＨｚと定められている。すなわち、サブキャリヤー間隔の１／２に相当する周波数は、５００Ｈｚであり、これは、約２．２ＰＰＭの周波数精度となる。しかし、送信周波数と受信周波数における周波数差を２．２ＰＰＭ以内に抑えることは容易ではない。この精度を達成するには、例えば、発振器のコスト増を伴い、実際的ではない。
【００１４】
また、送信側と受信側との相対距離が変化する場合、例えば、移動体に設置された受信装置における放送の受信などの場合は、ドップラー効果による周波数の偏移（ドップラーシフト）が生ずる。従って、送信側と受信側との相対速度が、上記ドップラーシフトがサブキャリヤー間隔の１／２以内となる場合に制限されるという問題がある。
【００１５】
また、上記の方法では、適用対象が、ガード期間を含むＯＦＤＭ信号に限られ、ガード期間が設けられていない場合は、周波数偏移を検知することが困難であるという問題がある。
【００１６】
本発明は、ＯＦＤＭ信号のサブキャリヤーの周波数間隔の数倍にもわたる周波数ずれを、受信側において容易にかつ精度よく検出することに好適なＯＦＤＭ信号を送信することができる、直交周波数分割多重信号発生装置、送信装置および方法、通信装置および方法を提供することを目的とする。
【００１７】
また、本発明は、ＯＦＤＭ信号のサブキャリヤーの周波数間隔の数倍にもわたる周波数ずれを容易に検出し周波数同期することができる周波数制御装置および方法、受信装置を提供することを目的とする。
【００１８】
【課題を解決するための手段】
上記目的を達成するため、本発明の第１の態様によれば、
データを伝送するための複数のサブキャリヤーに直交周波数分割多重化された多重化信号を発生するための直交周波数分割多重信号発生装置において、
発生すべき多重化信号のパワースペクトルのエンベロープが指定された周波数依存性を有するように、前記データを伝送するための複数のサブキャリヤーのパワー分布を変化させるためのパワー変換手段を備えること
を特徴とする直交周波数分割多重信号発生装置が提供される。
【００１９】
本発明の第２の態様によれば、
複数のサブキャリヤーに直交周波数分割多重化された多重化信号を発生するための直交周波数分割多重信号発生装置において、
伝送すべきデーターを、上記複数のサブキャリヤーの各々に相当する複数列のデーター列に直列／並列変換するためのデーター列変換手段と、
上記直列／並列変換された各データー列を、当該データー列が示すパワーが列ごとに定められた比率で変化するように、変換するためのパワー変換手段と、
上記変換された複数列のデーター列の各々を周波数領域で直交関係にあるサブキャリヤーとして含む、互いに直交する実数軸信号および虚数軸信号の時間軸波形を生成するための離散フーリエ変換手段と、
上記離散フーリエ変換手段により生成された実数軸信号および虚数軸信号を直交変調して合成するための直交変調手段とを有すること
を特徴とする直交周波数分割多重信号発生装置が提供される。
【００２０】
ここで、上記第１の態様および第２の態様において、
上記パワー変換手段は、例えば、パワースペクトルのエンベロープのエンベロープが、その分布中心に近づくほどパワーが増加する形状（山形の形状）、または、分布中心に近づくほどパワーが現象する形状（谷形の形状）となるように、各サブキャリヤーのパワーを変化させる。
【００２１】
本発明の第３の態様によれば、
複数のサブキャリヤーに直交周波数分割多重化された多重化信号に周波数同期するための周波数制御装置において、
上記多重化信号を直交検波して、互いに直交する第１の検波軸信号および第２の検波軸信号を得るための直交検波手段と、
上記２つの検波軸信号のそれぞれの時間軸波形を予め定められた標本化周波数でそれぞれ標本化し、かつ、これら標本化されたデーターを離散フーリエ変換して、周波数領域に分布する複数のメトリックスを求めるための離散フーリエ変換手段と、
上記離散フーリエ変換手段により求められたメトリックスの分布のエンベロープにおける周波数依存性を検知するための周波数依存性検知手段と
上記エンベロープにおける周波数依存性に基づいて、上記多重化信号の中心周波数の、予め定められた基準周波数に対する周波数差を求め、この周波数差に応じた周波数変化の指示を生成するための演算制御手段と、
上記離散フーリエ変換手段に入力される信号の周波数を、上記演算制御手段により生成された指示に従って変化させるための周波数変化手段とを有すること
を特徴とする周波数制御装置が提供される。
【００２２】
ここで、第３の形態において、例えば、上記演算手段は、メトリックのパワー分布の重心に相当する周波数と、予め定められた基準周波数との周波数差が小さくなるように、周波数を変化させる指示を、上記周波数変換手段に与える。より具体的には、予め定められた基準周波数より高い周波数のメトリックスについてのパワーの総和と、上記基準周波数より低い周波数のメトリックスについてのパワーの総和との差を求め、上記求めた差が小さくなるように周波数を変化させる指示を、上記周波数変化手段に与える。
【００２３】
また、上記演算制御手段における処理の他の態様として、
上記離散フーリエ変換手段により得られたメトリックの分布に基づいてパワースペクトルを求め、
上記パワー変換手段に予め定められたパワースペクトルの分布から、予め定められた基準周波数より高い周波数のメトリックスについてのパワー変化率と、上記基準周波数より低い周波数のメトリックスについてのパワー変化率とを求め、上記求めた変化率に従って、予め定められた基準周波数より高い周波数のメトリックスについてのパワーのエンベロープを近似する第１の近似線と、上記基準周波数より低い周波数のメトリックスについてのパワーのエンベロープを近似する第２の近似線とから、その交点を推定中心周波数とし、
上記求めた推定中心周波数と、予め定められた基準周波数との差が小さくなるように周波数を変化させる指示を、上記周波数変化手段に与えることができる。
【００２４】
本発明の第４の態様によれば、
直交周波数分割多重された多重化信号を受信するための受信装置において、
多重化信号を含む高周波信号を受け付け、受け付けた高周波信号から予め定められた周波数帯域を選択するためのバンドパスフィルター部と、
上記周波数変換された信号を再生キャリヤーを用いて直交検波し、離散フーリエ変換すると共に、上記再生キャリヤーの周波数を操作して周波数同期するための周波数制御部と、
上記離散フーリエ変換されたデーターを復調するための復調部と、
上記復調された信号を出力するための出力部とを有し、
上記周波数制御部は、上記第３の態様における周波数制御装置を用いて構成されること
を特徴とする受信装置が提供される。
【００２５】
本発明の第５の態様によれば、
直交周波数分割多重化された多重化信号を用いて通信するための通信装置において、
入力される信号が示すデーターで、搬送波を直交周波数分割多重変調して多重化信号を送出するための送信部と、
受け付けた信号を直交周波数分割多重復調して変調データーを検出し、変調データーが示す信号を出力するための受信部とを有し、
上記送信部は、上記第１の態様および第２の態様のいずれかにおける直交周波数分割多重信号発生装置を用いて構成され、
上記受信部は、上記第４の態様における受信装置を用いて構成されること
を特徴とする通信装置が提供される。
【００２６】
本発明の第６の態様によれば、
データを伝送するための複数のサブキャリヤーに直交周波数分割多重化された多重化信号を用いる通信方法において、
上記多重化信号を送信するに際し、当該多重化信号の周波数軸上における位置を示す周波数指標情報を、多重化信号のパワースペクトルのエンベロープにおける周波数依存性を用いて送出し、
上記多重化信号を受信するに際し、当該多重化信号のパワースペクトルにおけるエンベロープから周波数指標情報を取得し、当該取得した周波数指標情報を用いて周波数同期すること
を特徴とする通信方法が提供される。
【００２７】
本発明の第７の態様によれば、
データを伝送するための複数のサブキャリヤーに直交周波数分割多重化された多重化信号を用いて情報を送信するための送信方法において、
上記多重化信号を送信するに際し、当該多重化信号の周波数軸上における位置を示す周波数指標情報を、多重化信号のパワースペクトルのエンベロープにおける周波数依存性を用いて送信すること
を特徴とする送信方法が提供される。
【００２８】
本発明の第８の態様によれば、
複数のサブキャリヤーに直交周波数分割多重化された多重化信号に周波数同期するための周波数制御方法において、
受け付けた多重化信号の時間軸波形を周波数領域に変換し、
上記周波数領域に変換された多重化信号のスペクトル分布のエンベロープから、上記スペクトル分布の中心の周波数を求め、
上記スペクトル分布の中心の周波数と、予め定められた基準周波数との差が小さくなるように、上記周波数領域に変換される前の多重化信号の周波数を変化させること
を特徴とする周波数制御方法が提供される。
【００２９】
【発明の実施の形態】
以下に、図面を参照して本発明の実施の形態について説明する。
【００３０】
まず、図１から図３を参照して、本発明の第１の実施の形態について説明する。
【００３１】
図１において、本実施の形態における直交周波数分割多重信号発生装置１００００は、データー列変換部１０１００と、パワー変換部１０２００と、逆離散フーリエ変換部１０３００と、直交変調部１０４００とを有して構成される。
【００３２】
上記データー列変換部１０１００は、シリアル（直列の状態）で与えられるデーター列を、ＯＦＤＭ信号のサブキャリヤーの数に相当する列数のデーター列に変換するためのものである。例えば、ユーレカ１４７ＤＡＢのモードＩの場合、ＯＦＤＭ信号が１５３６本のサブキャリヤーを有するため、シリアルのデーター列を１５３６列のデーター列に変換する。データー列変換部１０１００は、例えば、シリアル／パラレル変換器を用いて構成することができる。
【００３３】
ＯＦＤＭ信号における各サブキャリヤーには、同相軸データーと直交軸データーとの２つのデーターが含まれる。このため、各サブキャリヤーには、２ビットのデーターが割り当てられる。従って、各シンボルごとに３０７２ビットのデーターを伝送することができる。
【００３４】
上記パワー変換部１０２００は、上記データー列変換部１０１００により並列データー列に変換された各々の複素データーのパワーを予め定められた比率で変換するためのものである。例えば、上述したユーレカ１４７ＤＡＢのモードＩの場合には、上記１５３６組の同相軸データーおよび直交軸データーからなる複素データーのパワーを予め定められた比率で変換する。より具体的には、例えば、図３に示すように、中心周波数に近づくほどそのサブキャリヤーのパワーが大きくなるように、複素データーのパワーを変換する。例えば、中心から最も離れた両端のサブキャリヤーのパワーを１（１００％）として、各サブキャリヤーのパワーを１％ずつ増加させる。このとき、中心周波数に隣接したサブキャリヤーにおけるパワーの増加は７６８％となる。
【００３５】
上記逆離散フーリエ変換部１０３００は、複数のサブキャリヤーを時間軸波形に合成するためのものである。逆離散フーリエ変換部１０３００は、複素データーを逆離散フーリエ変換するためのＤＦＴ（Discrete Fourier Transform；離散フーリエ変換）回路１０３１０と、上記逆離散フーリエ変換された複素データーの同相軸データーおよび直交軸データーをそれぞれアナログ波形に変換して、互いに直交する実数軸信号および虚数軸信号を生成するためのＤ／Ａ（Digital to
Ａｎａｌｏｇ）変換部１０３２０，１０３３０とを有して構成される。
【００３６】
上記直交変調部１０４００は、上記実数軸信号および虚数軸信号を用いて搬送波を直交変調するためのものである。直交変調部１０４００は、９０度の位相差を有する２つの信号を生成するための発振部１０４１０と、これら２つの信号の一方の信号および上記実数軸信号、また、他方の信号および上記虚数軸信号をそれぞれ乗算するための２の乗算器１０３２０，１０３３０と、乗算して得られた２つの信号を互いに加算するための加算器１０４４０とを有して構成される。
【００３７】
上記発振部１０４１０は、例えば、搬送波となる周波数の信号を発振するための局部発振器１０４１２と、発振された信号を２つに分配するための分配器１０４１４と、分配された信号の一方に９０度の位相遅延を与えるための移相器１０４１６とを備える構成とすることができる。なお、発振部１０４１０は、９０度の位相差で発振する２つの発振器を備える構成としてもよい。
【００３８】
上述のようにして、サブキャリヤーのパワー分布を変化させたＯＦＤＭ信号は、図２に示す受信装置にて受信される。
【００３９】
なお、上述の説明では、パワー変換部１０２００が、データー列変換部１０１００と逆離散フーリエ変換部１０３００との間に設けられ、上記逆離散フーリエ変換部１０３００に入力される各複素データーのパワーを変換してサブキャリヤーのパワー分布を変化させる構成について説明したが、本発明におけるパワースペクトルのエンベロープの形状を操作する態様はこれに限らない。例えば、直交変調部１０４００の後段にパワー変換部を備え、これにより、直交変調された信号波形の周波数依存性を変化させて、パワースペクトルのエンベロープの形状を操作してもよい。このようなパワー変換部としては、例えば、減衰特性の周波数依存性が予め定められた形状となるフィルタ回路、増幅率の周波数依存性が予め定められた形状となる増幅回路などを用いて構成することができる。これにより、パワー変換部を簡易な構成とし、また、パワー変換のための処理速度を容易に向上することができる。この場合には、逆離散フーリエ変換部１０３００に入力される複素データーのパワーを予め定められた値に規格化しておくことにより、パワー変換部を、パワースペクトルのエンベロープの形状パワースペクトルのエンベロープの形状に相当する周波数依存性を有する構成とすることができる。これにより、エンベロープの形状の周波数依存性を容易に検証し、パワー変換部の調整の見通しをよくすることができる。
【００４０】
図２において、周波数制御装置１０００は、直交検波部１１００と、離散フーリエ変換部１２００と、周波数偏差検知部１３００とを有して構成される。
【００４１】
上記直交検波部１１００は、ＯＦＤＭ信号を受け付け、再生キャリヤーを用いて、互いに直交する２つの検波軸信号を得るためのものである。２つの検波軸は、例えば、受け付けた信号と同相の同相軸（Ｉ相軸）、および、受け付けた信号に直交する直交軸（Ｑ相軸）に選ぶことができる。なお、２つの検波軸は、互いに直交する関係にあれば、これらの位相に限らない。例えば、受けた信号に対して、＋４５度の位相の検波軸、および、−４５度の位相の検波軸に選んでもよい。
【００４２】
直交検波部１１００は、例えば、受け付けた信号を２つに分配するための分配器１１５０と、９０度の位相差がある２つの再生キャリヤーＸ，Ｙを発振するための再生キャリヤー生成器１１１９と、上記分配された２つの信号に、上記再生キャリヤーＸおよびＹをそれぞれ乗算するための２つの乗算器１１０７Ａ，１１０７Ｂとを用いて構成することができる。
【００４３】
上記再生キャリヤー生成器１１１９は、例えば、発振周波数を変更可能な周波数可変発振器１１６０と、発振された信号を２つに分配するための分岐回路１１８０と、分配された信号の一方に９０度の位相遅延を与えるための移相器１１７０とを用いて構成することができる。このように構成された再生キャリヤー生成器１１１９を用いて、再生キャリヤーを生成することができる。また、上記周波数可変発振器１１６０は、上記周波数偏移検知部１３００から与えられるＡＦＣ信号に従って、その発振周波数を変化させることができる。
【００４４】
上記離散フーリエ変換部１２００は、ＯＦＤＭ信号に含まれるサブキャリヤー数より多い数のサンプリングポイントで、上記Ｉ相軸信号およびＱ相軸信号をそれぞれサンプリングし、これらを離散フーリエ変換するためのものである。上記離散フーリエ変換部１２００は、例えば、２つのＡ／Ｄ（Analog to Digital）変換器１２０８Ａ，１２０８Ｂと、離散フーリエ変換処理を実行するためのＤＦＴ回路１２０９とを有して構成される。ＤＦＴ回路１２０９において、離散フーリエ変換を実行するための計算のアルゴリズムとしては、例えば、ＤＦＴの定義式に従って計算を実行してもよいし、高速フーリエ変換（ＦＦＴ；Fast Fourier Transform）などを用いてもよい。ＦＦＴを用いて計算することにより、ＤＦＴの計算を高速に行うことができる。ＤＦＴ回路１２０９は、例えば、専用のハードロジックで構成される。なお、ＤＦＴ処理を実行するためのプログラムを搭載した汎用の演算装置を用いて構成してもよい。
【００４５】
上記周波数偏差検知部１３００は、上記離散フーリエ変換部１２００で得られたメトリックスを受け付け、受け付けたＯＦＤＭ信号との周波数差を求め、求めた周波数差を小さくするように周波数同期を行うための演算制御を行うためのものである。上記周波数偏差検知部１３００は、例えば、周波数差を求める演算処理を行うための演算処理部１３２２と、演算処理部１３２２が求めた周波数差に応じたＡＦＣ（Automatic Frequency Control；自動周波数制御）信号を生成するための制御信号生成部１３５０とを有して構成される。
【００４６】
上記制御信号生成部１３５０は、例えば、演算結果に応じた電圧を有する信号を生成するＤ／Ａ（Digital to Analog）変換器を用いることができる。また、上記直交検波部１１００における再生キャリヤー生成器１１１９として数値制御発振器が用いられている場合には、制御信号生成部１３５０を省略して、演算結果が示す信号を直接与えてもよい。このようにして、上記演算結果に応じた周波数の変化量を指示するＡＦＣ信号を生成することができる。
【００４７】
なお、ＡＦＣ信号が示す変化量の大きさを一定値とし、変化の有無、および、その向きを上記演算結果に応じて変更してもよい。変化量の大きさを一定値とすることにより、制御信号生成部１３５０、および、直交検波部１１００における再生キャリヤー生成器１１１９を簡易に構成することができる。
【００４８】
また、本実施の形態では、直交検波部１１００における再生キャリヤーの周波数を変化させることによって、ＤＦＴ回路１２０９に入力される信号の周波数を変化させる態様について説明したが、ＤＦＴ回路１２０９に入力される信号の周波数を変化させる態様はこれに限らない。例えば、図１１に示すように、受け付けられたＯＦＤＭ信号を中間周波数に変換するための周波数変換部３０００が、直交検波部１１００の前段に設けられる場合、ＡＦＣ信号を上記周波数変換部３０００に与え、当該周波数変換部３０００で周波数が変換される変換量を変化させることができる。
【００４９】
次に、図２、図３および図４を参照して、上述のように構成される周波数制御装置の動作について説明する。
【００５０】
まず、図４を参照して、周波数制御装置に与えられるＯＦＤＭ信号について説明する。
【００５１】
図４に示すように、ＯＦＤＭ信号のベースバンドは、互いに周波数が異なる複数のサブキャリヤーが重畳された時間軸波形となる。図４には、２４のサブキャリヤーに分離多重化されたＯＦＤＭ信号が描かれているが、サブキャリヤーの数がこれに限らないことは勿論である。また、各サブキャリヤーは、上述のように送信装置１００００のパワー変換部１０２００において、中心周波数に近づくほどパワーが大きくなるように予め定められた比率でパワー変換されているとする。
【００５２】
上記ＯＦＤＭ信号のベースバンドは、周波数領域で示すと、図３に示すスペクトルとなる。これは、図４に示す時間軸波形のフーリエ変換に相当する。図３において、複数のサブキャリヤーが周波数軸上に並び、各サブキャリヤーは、変調による側波帯成分を含んでいる。
【００５３】
次に、図２を参照して、本実施の形態の周波数制御装置の動作について説明する。
【００５４】
まず、直交検波部１１００において、ＯＦＤＭ信号が受け付けられ、互いに直交するＩ相軸信号およびＱ相軸信号が取得される。
【００５５】
そして、離散フーリエ変換部１２００において、上記２つの検波軸の信号（Ｉ相軸信号、Ｑ相軸信号）が、それぞれ時間軸波形をサンプリング（標本化）される。本実施の形態における離散フーリエ変換部１２００（図２参照）では、サブキャリヤー数より多いサンプリングポイントでサンプリングし、サンプリングされたデーターについて離散フーリエ変換の計算を行っている。
【００５６】
すなわち、サンプリングされたＩ相軸データーおよびＱ相軸データーが、複素量として（例えば、Ｉ相軸信号の標本値を実部、Ｑ相軸信号の標本値を虚部として）離散フーリエ変換される。離散フーリエ変換により、メトリックス（複素計量）Ｚが、サンプリングポイント（標本化点）の数ＮSに相当する数の周波数スロットのそれぞれに対応して求められる。上記ＮS個のメトリックスＺのうちには、サブキャリヤーの数ＮCに相当する有効メトリックスに加えて、サブキャリヤーの数をサンプリングポイント数が超過した数ＮOS（＝ＮS−ＮC）に相当する無効メトリックスが含まれている。無効メトリックスは、ノイズ、および、各サブキャリヤーからの漏れなどによる成分である。離散フーリエ変換の結果得られるメトリックス分布としては、例えば、ＮC個の有効メトリックスが連続して並び、この両側に、（ＮOS／２）個の無効メトリックスが並ぶ場合がある。
【００５７】
ここで、虚数単位をｊ、メトリックスが得られる周波数スロットを示すサフィックスをｉとすると、各メトリックスＺiは、（ａi＋ｊｂi）と表される。上記離散フーリエ変換の演算の結果、サンプリングポイント数ＮSのメトリックス｛Ｚi｝（ｉ＝１，２，３，…，ＮS）を示す、２系列のデーター｛ａi｝、｛ｂi｝が得られる。
【００５８】
例えば、上記ユーレカ１４７ＤＡＢシステムにおけるモードＩのＯＦＤＭ信号は、１５３６のサブキャリヤーを有する。このような信号について、本実施の形態における周波数制御装置１０００では、上記１５３６よりも多い２０４８（２の１０乗）のサンプリングポイントでサンプリングを行っている。この場合、図３に示すように、１５３６の有効メトリックスおよび５１２の無効メトリックスが得られる。
【００５９】
なお、２のべき乗の数のサンプリングポイントでサンプリングを行うことにより、ＤＦＴ演算がＦＦＴにより高速化される効果を向上させることができる。
【００６０】
次に、周波数偏差検知部１３００において、上記離散フーリエ変換部１２００で取得されたメトリックスの分布｛ａi＋ｊｂi｝と、予め定められた分布との差を求める演算処理が行われ、この演算処理の結果に応じてＡＦＣ信号が生成される。
【００６１】
本実施の形態では、受け付けたＯＦＤＭ信号から得られたメトリックスのパワー分布の重心が、予め定められた基準周波数に近づくように、再生キャリヤーの周波数を変化させて、周波数同期を行う。すなわち、周波数偏差検知部１３００において、メトリックスのパワー分布の重心を求め、この重心の周波数と、予め定められた基準周波数とを比較する。そして、上記重心の周波数と上記基準周波数との周波数差を求め、これが小さくなるように再生キャリヤーの周波数を変化させる指示を上記直交検波部１１００（図２参照）に与える。
【００６２】
上記重心の周波数と基準周波数との周波数差を求める演算としては、例えば、メトリックス分布｛ｚi｝から、そのパワー分布｛Ｐi｝の重心に相当する周波数と、予め定められた基準周波数との周波数差を求めることができる。
【００６３】
上記パワーＰは、例えば、Ｚの複素共役をＺ*として、
Ｚ＝（ａ＋ｊｂ）
であるとき、このメトリックスのパワーは、
【００６４】
以下に、上記演算処理部１３２２（図２参照）で行われる演算処理の詳細について説明する。
【００６５】
まず、離散フーリエ変換部１２００（図２参照）で取得されたＮS個のメトリックスの分布｛Ａi+ｊＢi｝（ｉ｜１，２，３，…，ＮS）について、予め定められた基準周波数に相当する周波数スロットＣより低い周波数の周波数スロット（１〜Ｃ）に属するメトリックスのパワーの総和ＷLと、上記基準周波数に相当する周波数スロットより高い周波数の周波数スロット（Ｃ〜ＮS）に属するメトリックスのパワーの総和ＷHとをそれぞれ求める。上記基準周波数としては、例えば、標本化周波数に等しい周波数の信号が受け付けられたときに、理論的に予想される有効メトリックスのパワー分布の中心周波数を選ぶことができる。このとき、基準周波数に相当する周波数スロットＣは、Ｃ＝ＮS／２となる。
【００６６】
そして、上記求めた総和ＷLと総和ＷHとを比較し、これらの総和の差δＷから周波数差を求める。総和の差δＷは、例えば、次式に従って実行することができる。
【００６７】
【数２】
この式では、取得されたメトリックスの全てを用いてパワー分布の重心を求めているが、理論的に予想される有効メトリックスの範囲について計算を行ってもよい。また、基準周波数Ｃについては、同じ計算が重複して行われるのでこれを省略することができる。すなわち、理論的に予想される基準周波数Ｃについて、
【００６９】
【数３】
に従って、総和の差を求めることができる。この式に従って演算すると、Ｃ番目とＣ＋１番目のスロットを境として、スペクトルパワーの分布がどちらに偏っているかが算出できる。基準周波数Ｃは、理論的な周波数の設定に従って選ぶことができる。例えば、標本化点が２０４８であるとき、基準周波数Ｃを、
【００７１】
また、パワー分布が既知である信号を用いて伝送路の影響を避けることができる。すなわち、ヌルシンボル期間に取得されるＯＦＤＭ信号についてのメトリックス｛Ａｎi＋ｊＢｎi｝と、信号シンボル期間のメトリックス｛Ａｓi＋ｊＢｓi｝とから、
【００７２】
【数４】
を求め、このメトリックスを計算に用いる。
【００７４】
また、メトリックスのパワーの全周波数スロットについての総和Ｗｔを求め、これによって上記総和の差δＷを規格化することができる。すなわち、全周波数スロットについてのパワーの総和Ｗｔは、
【００７５】
【数５】
によって求められ、これを用いて規格化された総和の差δＷ／Ｗｔを求めることができる。これを周波数の偏移量として制御信号生成部１３５０（図２参照）に与える。これによって、到来するＯＦＤＭ信号のパワーが変動する場合であっても、この影響を低減することができる。
【００７７】
次に、図５および図６を参照して、規格化されたメトリックスを用いる場合の計算手順の一例について説明する。
【００７８】
まず、図６のステップＳ１２１において、シンボル期間ごとに、受け付けた信号をＦＦＴを用いて離散フーリエ変換を行う。
【００７９】
そして、ステップＳ１２２において、ヌルシンボルから得られるメトリックスで、シンボル期間のメトリックスを規格化する。
【００８０】
次に、ステップＳ１２３において、上記ステップＳ１２２で規格化されたメトリックスを、基準周波数を境に２つの領域に分割し、それぞれの領域におけるパワーの総和を計算する。そして、上記２つの領域によるパワーの総和の差を求める。
【００８１】
このとき、周波数差がない場合には、分割された２つの領域が対称となり、図５の（ａ）に示すように、基準周波数より低周波側の領域における総和ＷLと、高周波側の領域における総和ＷHとが相等しくなる。また、周波数差がある場合、２つの領域が非対称となる。例えば、低周波側に偏移した信号が受信された場合には、図５の（ｂ）に示すように、基準周波数より低周波側の領域における総和ＷLが、高周波側の領域における総和ＷHより大きくなる。
【００８２】
また、受信された信号がフェージングなどの影響を受けている場合は、ステップＳ１２４において周波数の偏移を補正する。
【００８３】
再生キャリヤーの周波数を、上述のようにして求められた周波数差が減少するように変化させることにより、周波数同期を行うことができる。
【００８４】
次に、本発明の第２の実施の形態について説明する。
【００８５】
本実施の形態では、送信装置は、第１の実施の形態と同様に構成されるが、周波数制御装置における中心周波数の推定方法において相違する。以下に相違点を中心に説明する。
【００８６】
本実施の形態では、受け付けたＯＦＤＭ信号から得られたメトリックスのパワー分布は、予め送信装置で定められたように、中心から最も離れた両端のサブキャリヤーのパワーを１として、各サブキャリヤーのパワーを１％ずつ増加させてあるから、予め定められた基準周波数より高い周波数のメトリックスについてのパワーの変化率と、上記基準周波数より低い周波数のメトリックスについてのパワーの変化率とは、それぞれ単調な１次線形分布となることを利用して、周波数偏移を検知する。
【００８７】
すなわち、予め定められた基準周波数より高い周波数のメトリックスについてのパワーのエンベロープを近似する第１の近似線と、上記基準周波数より低い周波数のメトリックスについてのパワーのエンベロープを近似する第２の近似線とから、その交点を推定中心周波数とする。
【００８８】
上述のようにして求めた推定中心周波数と、上記基準周波数との差が小さくなるように、再生キャリヤーの周波数を変化させる指示を上記直交検波部１１００（図２参照）に与える。
【００８９】
以下に、上記演算処理部１３２２（図２参照）で行われる演算処理の詳細について説明する。
【００９０】
まず、離散フーリエ変換部１２００（図２参照）で取得されたＮS個のメトリックスの分布｛Ａi+ｊＢi｝（ｉ｜１，２，３，…，ＮS）について、全ての周波数スロット（１〜ＮS）に属するメトリックスのパワーをそれぞれ求める。上記基準周波数としては、例えば、標本化周波数に等しい周波数の信号が受け付けられたときに、理論的に予想される有効メトリックスのパワー分布の中心周波数を選ぶことができる。このとき、基準周波数は、Ｃ＝ＮS／２となる。例えば、標本化点が２０４８であるとき、
【００９１】
上記第１の近似線は、例えば、起こり得る周波数誤差範囲を十分考慮して、予め定められた基準周波数より少なくとも８ｋＨｚ以上高い周波数のサブキャリヤーから、最も高い周波数のサブキャリヤーより少なくとも８ｋＨｚ以上低い周波数のサブキャリヤーまでの、各メトリックスのパワーに対して、最小２乗法により１次直線の線形近似で近似できる（図７参照）。
【００９２】
また、上記第２の近似線も同様に、例えば、起こり得る周波数誤差範囲を十分考慮して、予め定められた基準周波数より少なくとも８ｋＨｚ以上低い周波数のサブキャリヤーから、最も低い周波数のサブキャリヤーより少なくとも８ｋＨｚ以上高い周波数のサブキャリヤーまでの、各メトリックスのパワーに対して、最小２乗法により１次直線の線形近似で近似できる（図７参照）。
【００９３】
上記推定中心周波数Ｅは、上記第１の近似線および第２の近似線をそれぞれ延長したときに交差する点での周波数の値とすればよい。従って、第１の近似線を、
Ｐ＝α1・ｉ＋β1 …（２０１）
とし、また、第２の近似線を、
Ｐ＝α2・ｉ＋β2 …（２０２）
とすれば、
α1・ｉ＋β1＝α2・ｉ＋β2 …（２０３）
を満たすｉにより、容易にＥを求めることができる。すなわち、Ｅは、
【００９４】
【数６】
と求まる。
【００９６】
そして、上記求めた推定中心周波数と基準周波数とを比較し、これらの差δｆから周波数差を求める。周波数差δｆは、例えば、次式に従って求めることができる（図７参照）。
【００９７】
δｆ＝Ｅ−Ｃ …（２０５）
また、パワー分布が既知である信号を用いて伝送路の影響を避けることができる。すなわち、ヌルシンボル期間に取得されるＯＦＤＭ信号についてのメトリックス｛Ａｎi＋ｊＢｎi｝と、信号シンボル期間のメトリックス｛Ａｓi＋ｊＢｓi｝とから、
【００９８】
【数７】
を求め、このメトリックス｛Ａi＋ｊＢi｝を計算に用いる。
【０１００】
次に、図７および図８を参照して、規格化されたメトリックスを用いる場合の計算手順の一例について説明する。
【０１０１】
まず、ステップＳ２２１において、シンボル期間ごとの受け付けた信号についてＦＦＴを用いて離散フーリエ変換を行う。
【０１０２】
ヌルシンボルから得られるメトリックスで、シンボル期間のメトリックスを規格化する（Ｓ２２２）。
【０１０３】
ステップＳ２２３において、上記ステップＳ２２２で規格化されたすべての周波数スロットにおけるメトリックスに対して、パワーを計算する。このとき、周波数差がない場合には、図７の（ａ）に示すように基準周波数Ｃに対して対称となる。また、周波数差がある場合、例えば、低周波側に偏移した信号が受信された場合には、図７の（ｂ）に示すように非対称となる。
【０１０４】
次に、ステップＳ２２４では、高周波側の有効メトリックスに対するパワーのエンベロープを線形近似する。線形近似には、例えば、本実施の形態のように、各メトリックスのパワー値から、最小２乗法にて１次直線に近似する方法がある。計算された第１の近似線は、以下の式で表される。
【０１０５】
【数８】
上記第１の近似線は、例えば、起こり得る周波数誤差範囲を十分考慮して、予め定められた基準周波数Ｃより少なくとも８ｋＨｚ以上高い周波数のサブキャリヤー（ｉ＝１０３２）から、最も高い周波数のサブキャリヤーより少なくとも８ｋＨｚ以上低い周波数のサブキャリヤー（ｉ＝１７８４）までの、各メトリックスのパワーに対して、最小２乗法による１次直線の線形近似を実行している。
【０１０７】
また、ステップＳ２２５では、低周波側の有効メトリックスに対するパワーのエンベロープを、ステップＳ２２４と同様にして線形近似する。計算された第１の近似線は、次式で表される。
【０１０８】
【数９】
上記第２の近似線は、例えば、起こり得る周波数誤差範囲を十分考慮して、予め定められた基準周波数Ｃより少なくとも８ｋＨｚ以上低い周波数のサブキャリヤー（ｉ＝１０１６）から、最も低い周波数のサブキャリヤーより少なくとも８ｋＨｚ以上高い周波数のサブキャリヤー（ｉ＝２６４）までの、各メトリックスのパワーに対して、最小２乗法による１次直線の線形近似を実行している。
【０１１０】
ステップＳ２２６では、上記ステップＳ２２５およびステップＳ２２６で求めた２つの近似線が交わる交点を求め、この交点に対応する周波数スロットを推定中心周波数Ｅとする。従って、推定中心周波数Ｅは、次式により求められる。
【０１１１】
【数１０】
ステップＳ２２７では、上記ステップＳ２２６で求めた推定中心周波数Ｅと、予め定められた基準周波数Ｃとの差を求め周波数の偏移差δｆとする。すなわち、
δｆ＝Ｅ−Ｃ …（２０９）
このようにして求められた周波数差が減少するように、再生キャリヤーの周波数を変化させることにより周波数同期を行うことができる。
【０１１３】
なお、上述した第１および第２の実施の形態では、直交周波数分割多重化信号のパワースペクトルのエンベロープが、図３に示されるように、パワースペクトルのエンベロープが、その分布中心に近づくほどパワーが増加する形状、すなわち、山形のエンベロープ形状である場合について説明したが、エンベロープの形状は、これに限らない。例えば、パワースペクトルのエンベロープが、その分布中心に近づくほどパワーが減少する形状、すなわち、谷形のエンベロープ形状であってもよい。ただし、第１の実施の形態における周波数制御を行うためには、山形のエンベロープ形状の場合に、周波数差を検知する感度をより向上させることができる。
【０１１４】
また、予め定められたサブキャリヤーと、当該サブキャリヤーに隣接するサブキャリヤーとのパワー比が、予め定められた値より大きくなるように、各サブキャリヤーのパワーを変化させてもよい。例えば、中心周波数の近傍のサブキャリヤーのパワーを大きくして、予め定められた閾値を越えるパワーのサブキャリヤーを検知し、その検知された周波数を、予め定められた周波数と比較することもできる。
【０１１５】
さらに、通信に際し送信側から送信されるべき直交周波数分割多重化信号のパワースペクトルのエンベロープ形状を予め定められた形状と定め、受信側において、受け付けた直交周波数分割多重化信号を離散フーリエ変換して得られた形状と、上記予め定められた形状とを比較することにより、周波数同期することができる。
【０１１６】
例えば、送信されるべきエンベロープ形状と逆形状の減衰特性を有するフィルターを介して得られる直交周波数分割多重化信号のパワースペクトルの平坦度が最大となるように、離散フーリエ変換部１２００（図２参照）に入力される信号の周波数を変換して周波数同期することができる。また、送信されるべきエンベロープ形状と、受け付けた信号のエンベロープ形状との相関係数が最大となるように、離散フーリエ変換部１２００（図２参照）に入力される信号の周波数を変換して周波数同期してもよい。このようにして周波数同期を行う場合には、直交周波数分割多重化信号のパワースペクトルのエンベロープ形状は、送信側と受信側とに共通に指定されていればよく、その形状は自由に定めることができる。また、このエンベロープ形状は、送信側と受信側とに、予め固定的に指定されるものであってもよいし、また、外部からの指示によって指定されるものであってもよい。
【０１１７】
次に、図９を参照して、本発明の第３の実施の形態について説明する。本実施の形態は、第１および第２のいずれかの実施形態で説明した演算処理を用いて周波数同期を行う、ＯＦＤＭ受信装置である。
【０１１８】
図９において、受信装置２００は、入力端子１と、バンドパスフィルター２と、増幅器３と、乗算器４と、ＳＡＷ（Surface Acoustic Wave；弾性表面波）フィルター５と、中間周波増幅器６と、乗算器７Ａ，７Ｂと、Ａ／Ｄ変換器８Ａ，８Ｂと、ＦＦＴ回路９と、ＡＧＣ回路１０と、同期検出回路１１と、差動復調回路１２と、第１局部発振器１８と、第２局部発振器１９と、第１基準発振器２０Ａと、第２基準発振器２０Ｂと、タイミング回路２１と、周波数誤差演算回路２２と、時間軸検出回路２３と、位相誤差検出回路２４とを有して構成される。上記乗算器７Ａ，７Ｂと、第２局部発振器１９とは、直交検波回路を構成している。
【０１１９】
上記受信装置２００において、入力端子１に加えられたＲＦ信号は、バンドパスフィルター２により、所定の帯域外の雑音が除去された後、増幅器３で増幅され、乗算器４で第１局部発振器１８からの局部発振信号と乗算され中間周波信号に変換される。変換された中間周波信号は、ＳＡＷフィルター５により帯域制限され、次に、中間周波増幅器６により、所定のレベルまで増幅された後、２系統の乗算器７Ａ、７Ｂに導かれる。
【０１２０】
乗算器７Ａ、７Ｂは、第２局部発振器１９から、９０度の位相差を有する２相の局発信号を入力し、もう一方の入力である中間周波信号とそれぞれ乗算することにより直交検波回路を構成している。乗算器７Ａ、７Ｂの出力は、Ａ／Ｄ変換器８Ａ、８Ｂによりディジタルデーターに変換された後、ガード期間を除き、有効データー期間をＦＦＴ回路９に取り込みＦＦＴ処理を行う。
【０１２１】
ＦＦＴ処理後、差動復調されて、最終的に音声信号へ変換される。この処理の詳細については説明を省略する。
【０１２２】
一方、ＦＦＴ回路９の出力は、そのメトリックスを周波数誤差演算回路２２へ入力し、ここで、先に説明した演算を行い周波数差成分をＡＦＣ信号として第１基準発振器２０Ａへ供給する。また、必要に応じて、差動復調回路１２の出力信号からは、位相誤差検出回路２４で検出した位相誤差からサブキャリヤー間隔の±１／２以内の制御を行うＡＦＣ信号も併せて第１基準発振器２０Ａへ供給される。
【０１２３】
本実施の形態によれば、サブキャリヤー間隔の１／２以上の周波数差が生じても、周波数同期を行うことができる。この受信装置２００は、例えば、ユーレカ１４７ＤＡＢシステムにおけるディジタル音声放送の受信に用いることができる。
【０１２４】
次に、図１０を参照して、本発明の第６の実施の形態について説明する。本実施の形態は、ＯＦＤＭ信号を用いて通信を行うための通信装置の例である。
【０１２５】
図１０において、通信装置９００１は、到来するＯＦＤＭ信号を受け付け、ＯＦＤＭ信号が示す情報を出力するための受信部９００２と、送信すべき情報を受け付けこれをＯＦＤＭ信号として送出するための送信部４とを有して構成される。
【０１２６】
上記受信部９００２は、到来する電磁波から予め定められた帯域の信号を選択するためのフィルター部２０００と、帯域を選択した信号を中間周波数に変換するための周波数変換部３０００と、検波および周波数同期を行うための周波数制御部１０００と、検波された信号を復調するための復調部４０００と、復調された信号が示す情報を出力するための出力部５０００とを有して構成される。
【０１２７】
上記周波数制御部３０００は、例えば、上記第１から第４の実施の形態における周波数制御装置と同様に構成することができる。例えば、同相検波軸信号（Ｉ相軸信号）および直交検波軸信号（Ｑ相軸信号）を取得するための直交検波部１１００と、Ｉ相信号およびＱ相信号を離散フーリエ変換するための離散フーリエ変換部１２００と、離散フーリエ変換された信号を用いて周波数偏差を検知するための周波数偏差検知部１３００とを有する構成とすることができる。
【０１２８】
上記出力部５０００としては、例えば、音声情報を出力するための音声出力装置、画像を表示するための画像出力装置、データーを出力するためのデーター出力装置などが挙げられる。
【０１２９】
上記音声出力装置は、例えば、アンプ、スピーカなどを用いて構成することができる。
【０１３０】
上記画像出力装置は、例えば、画像表示回路、および、ディスプレイ装置を用いて構成することができる。
【０１３１】
上記データー出力装置は、例えば、インタフェース回路、バッファ回路、信号変換回路などを用いて構成することができる。
【０１３２】
また、上記受信部９００２において、フィルター部２０００と、周波数変換部３０００と、周波数制御部１０００と、復調部４０００とを１つの筐体に構成し、これをチューナー部９００３としてもよい。これにより、情報が出力される態様に対応して、出力装置の組み合わせを変更したり、情報を表示する品質の好みに対応することなどができる。
【０１３３】
上記送信部９００４は、情報を受け付け、これを信号に変換するための入力部６０００と、上記変換された信号で、搬送波を変調するための変調部７０００と、変調された搬送波を送出するためのＲＦ送出部８０００とを有して構成される。変調部７０００は、上述した第１の実施の形態または第２の実施の形態における直交周波数分割多重信号発生装置を用いて構成される。
【０１３４】
また、通信装置９００１は、ＯＦＤＭ信号を送受するためのインタフェース部９００５に接続された他の機器と通信を行う。インタフェース部９００５は、例えば、通信装置９００１が接続される形態に応じて例えば、アンテナ、光／電気変換器、電気信号コネクタなどを用いることができる。なお、インタフェース部９００５は、図示される例のように、外付けされる態様であってもよいし、通信装置９００１に内蔵される態様であってもよい。
【０１３５】
本実施の形態によれば、送信側と受信側とで周波数差が生じる状態であっても、周波数同期して通信することができる。
【０１３６】
【発明の効果】
本発明によれば、送信すべきＯＦＤＭ信号のスペクトル分布のエンベロープ形状を用いて周波数同期するための情報を伝送することができる。このため、ＯＦＤＭ信号を受信する際に、そのスペクトル分布のエンベロープ形状を検知することにより、その信号に周波数同期するための情報を取得することができる。
【０１３７】
例えば、同相軸データーおよび直交軸データーからなる複素データーを複数列有するＯＦＤＭ信号について、中心周波数に近づくほど複素データーのパワーが大きくなるように、予め定められた比率でパワーを変化させるパワー変換部を備える送信装置が提供される。このような送信装置から送出されるＯＦＤＭ信号を受信する受信装置では、受信したＯＦＤＭ信号を復調するための同期検波周波数の周波数ズレをスペクトル分布の重心に相当する周波数を検知するための演算の精度を向上することができる。従って、受信信号をＦＦＴ処理して得た多重キャリヤーの周波数間隔の数倍にもおよぶ周波数ずれを起こしても、精度の高い周波数制御信号を生成して基準発振器を周波数制御できる。従って、実用に適した周波数制御を行うことができ、ＯＦＤＭ信号を安定した状態で受信することができる。
【０１３８】
また、受信したＯＦＤＭ信号を復調するための同期検波周波数の周波数ズレを、スペクトルのエンベロープを近似する高周波側および低周波側の２つの近似線の交点から求めることができる。この場合も、多重キャリヤーの周波数間隔の数倍にもおよぶ周波数ずれを起こしても、精度の高い周波数制御信号を生成して基準発振器を周波数制御できることは同様である。
【０１３９】
また、本発明によれば、受け付けたＯＦＤＭ信号を復調するための同期検波周波数が、受信信号を離散フーリエ処理して得た多重キャリヤーの周波数間隔の数倍にもおよぶ周波数差が生じても周波数同期を行うことができる周波数制御装置が提供される。
【０１４０】
これによって、送信側の基準周波数と受信側の基準周波数とに偏差が生じている場合であっても、情報を伝送することができる。また、送信側と受信側との相対運動によりドップラーシフトが生じても周波数同期を行うことができる周波数制御装置が提供される。
【０１４１】
また、上記周波数制御装置が搭載された受信装置を構成することができ、安定してＯＦＤＭ信号による放送を受信することができる受信装置を提供することができる。このような放送としては、例えば、ユーレカ１４５システムＤＡＢの放送などが挙げられる。
【０１４２】
また、上記周波数制御装置が搭載された通信装置を構成することができる。これによって、ディジタル電話などにおける周波数同期を安定なものにすることができる。ＯＦＤＭ方式の適用が容易になり、このため、画像信号を含む信号を通信を行うテレビ電話などのように、伝送情報量が大きい通信に対応することができる。また、周波数同期可能な周波数差が大きくとれるため、各機器における基準周波数の管理が容易になる。さらに、移動体による通信において、ドップラーシフトにより周波数差が生じる場合であっても、周波数同期した状態で通信を行うことができる。
【図面の簡単な説明】
【図１】 本発明の直交周波数分割多重信号発生装置の構成を示すブロック図である。
【図２】 本発明の受信装置の構成を示すブロック図である。
【図３】 本発明が適用されるＯＦＤＭ信号のメトリックスの周波数領域におけるパワー分布を示す説明図である。
【図４】 ＯＦＤＭ信号メトリックスの周波数領域の構造を示す波形図である。
【図５】 ２つの領域に分割されたメトリックスのパワー分布を模式的に示す説明図であって、（ａ）周波数差がないときの分布、（ｂ）周波数差があるときの分布である。
【図６】 本発明の第１の実施の形態における演算手順を示すフロー図である。
【図７】 メトリックスのパワー分布におけるエンベロープと近似線とを示す説明図であって、（ａ）周波数差がないときのパワー分布についての説明図、（ｂ）周波数差があるときのパワー分布についての説明図である。
【図８】 本発明の第２の実施の形態における演算手順を示すフロー図である。
【図９】 本発明を適用した受信装置を示すブロック図である。
【図１０】 本発明を適用した通信装置を示すブロック図である。
【図１１】 本発明を適用した通信装置の他の態様を示すブロック図である。
【図１２】 従来の周波数制御方法で周波数差検出に用いられる信号の相関を示す説明図である。
【図１３】 従来の周波数制御方法における、相関信号と周波数オフセットとの関係を示すグラフである。
【符号の説明】
１…入力端子、２…バンドパスフィルター、３…増幅器、４…乗算器、５…ＳＡＷフィルター、６…中間周波増幅器、７Ａ，７Ｂ…乗算器、８Ａ，８Ｂ…Ａ／Ｄ変換器と、９…ＦＦＴ回路、１０…ＡＧＣ回路、１１…同期検出回路、１２…差動復調回路、１８…第１局部発振器、１９…第２局部発振器、２０Ａ…第１基準発振器、２０Ｂ…第２基準発振器、２１…タイミング回路、２２…周波数誤差演算回路、２３…時間軸検出回路、２４…位相誤差検出回路、２００…受信装置、１０００…周波数制御装置、１１００…直交検波部、１１０７Ａ，１１０７Ｂ…乗算器、１１５０…分配器、１１１９…再生キャリヤー生成器、１１６０…周波数可変発振器、１１７０…移相器、１１８０…分岐回路、１２００…離散フーリエ変換部、１２０８Ａ，１２０８Ｂ…Ａ／Ｄ変換器、１２０９…ＤＦＴ回路、１３００…周波数偏差検知部、１３２２…演算処理部、１３５０…制御信号生成部、２０００…フィルター部、３０００…周波数変換部、３０１０…乗算器、３０２０…周波数可変発振器、４０００…復調部、５０００…出力部、６０００…入力部、７０００…変調部、８０００…ＲＦ送出部、９００１…通信装置、９００２…受信部、９００３…チューナー部、９００４…送信部、９００５…インタフェース部、１００００…直交周波数分割多重信号発生装置、１０１００…データー列変換部、１０２００…パワー変換部、１０３００…逆離散フーリエ変換部、１０３１０…ＤＦＴ回路、１０３２０，１０３３０…Ｄ／Ａ変換部、１０４００…直交変調部、１０４１０…発振部、１０４１２…局部発振器、１０４１４…分配器、１０４１６…移相器、１０４２０，１０４３０…乗算器、１０４４０…加算器。
Claims (16)
- 複数のサブキャリヤーに直交周波数分割多重化された多重化信号を発生するための直交周波数分割多重信号発生装置において、
伝送すべきデーターを、上記複数のサブキャリヤーの各々に相当する複数列のデーター列に直列／並列変換するためのデーター列変換手段と、
上記直列／並列変換された各データー列を、当該データー列が示すパワーが列ごとに定められた比率で変化するように、変換するためのパワー変換手段と、
上記変換された複数列のデーター列の各々を互いに直交関係にあるサブキャリヤーとして含む時間軸波形を示す、互いに直交する実数軸信号および虚数軸信号を生成するための逆離散フーリエ変換手段と、
上記逆離散フーリエ変換手段により生成された実数軸信号および虚数軸信号を直交変調して合成するための直交変調手段とを有すること
を特徴とする直交周波数分割多重信号発生装置。 - 請求項１に記載の直交周波数分割多重信号発生装置において、
上記パワー変換手段は、パワースペクトルのエンベロープが、その分布中心に近づくほどパワーが増加または減少する形状となるように、各サブキャリヤーのパワーを変化させること
を特徴とする直交周波数分割多重信号発生装置。 - 請求項１に記載の直交周波数分割多重信号発生装置において、
上記パワー変換手段は、
特定のサブキャリヤーと、そのサブキャリヤーに隣接するサブキャリヤーとのパワー比が、予め定められた値より大きくなるように、各サブキャリヤーのパワーを変化させること
を特徴とする直交周波数分割多重信号発生装置。 - 複数のサブキャリヤーに直交周波数分割多重化された多重化信号に周波数同期するための周波数制御装置において、
上記多重化信号を直交検波して、互いに直交する第１の検波軸信号および第２の検波軸信号を得るための直交検波手段と、
上記２つの検波軸信号のそれぞれの時間軸波形を予め定められた標本化周波数でそれぞれ標本化し、かつ、これら標本化されたデーターを離散フーリエ変換して、周波数領域に分布する複数のメトリックスを求めるための逆離散フーリエ変換手段と、
上記逆離散フーリエ変換手段により求められたメトリックスの分布のエンベロープにおける周波数依存性を検知するための周波数依存性検知手段と
上記エンベロープにおける周波数依存性に基づいて、上記多重化信号の中心周波数の、予め定められた基準周波数に対する周波数差を求め、この周波数差に応じた周波数変化の指示を生成するための演算制御手段と、
上記逆離散フーリエ変換手段に入力される信号の周波数を、上記演算制御手段により生成された指示に従って変化させるための周波数変化手段とを有すること
を特徴とする周波数制御装置。 - 請求項４に記載の周波数制御装置において、
上記演算制御手段は、
予め定められた基準周波数より高い周波数のメトリックスについてのパワーの総和と、上記基準周波数より低い周波数のメトリックスについてのパワーの総和との差を求め、
上記求めた差が小さくなるように周波数を変化させる指示を、上記周波数変化手段に与えること
を特徴とする周波数制御装置。 - 請求項４に記載の周波数制御装置において、
上記演算制御手段は、
上記逆離散フーリエ変換手段により得られたメトリックの分布に基づいてパワースペクトルを求め、
上記パワー変換手段に予め定められたパワースペクトルの分布から、予め定められた基準周波数より高い周波数のメトリックスについてのパワー変化率と、上記基準周波数より低い周波数のメトリックスについてのパワー変化率とを求め、 上記求めた変化率に従って、予め定められた基準周波数より高い周波数のメトリックスについてのパワーのエンベロープを近似する第１の近似線と、上記基準周波数より低い周波数のメトリックスについてのパワーのエンベロープを近似する第２の近似線とから、その交点を求めて推定中心周波数とし、
上記推定中心周波数と、予め定められた基準周波数との差が小さくなるように周波数を変化させる指示を、上記周波数変化手段に与えること
を特徴とする周波数制御装置。 - 請求項４乃至６のいずれか一項に記載の周波数制御装置において、
上記周波数変化手段は、上記直交検波手段において直交検波に用いられる再生キャリヤーの周波数を変化させて、上記逆離散フーリエ変換手段に入力される信号の周波数を変化させること
を特徴とする周波数制御装置。 - 請求項４乃至６のいずれか一項に記載の周波数制御装置において、
上記周波数制御装置の前段には、上記直交検波手段に入力される多重化信号の周波数を変換するための周波数変換手段が設けられ、
上記周波数変化手段は、上記周波数変換手段が周波数を変換すべき変換量を変化させて、上記逆離散フーリエ変換手段に入力される信号の周波数を変化させること
を特徴とする周波数制御装置。 - 請求項４乃至８のいずれか一項に記載の周波数制御装置において、
上記逆離散フーリエ変換手段は、上記２つの検波軸信号のそれぞれを、上記多重化されたサブキャリヤーの数より多い数の標本化点で標本化すること
を特徴とする周波数制御装置。 - 請求項４乃至９のいずれか一項に記載の周波数制御装置において、
上記逆離散フーリエ変換手段は、上記標本化を、上記複数のサブキャリヤーのうち最低次のサブキャリヤーのキャリヤー周波数の１周期に相当する期間を含む期間について行うこと
を特徴とする周波数制御装置。 - 請求項４乃至１０のいずれか一項に記載の周波数制御装置において、
上記演算制御手段は、
上記逆離散フーリエ変換手段により得られたメトリックスの分布に基づいてパワースペクトルを求め、
該パワースペクトルの分布中心が予め定められた基準周波数に近づくように周波数を変化させる指示を、上記周波数変化手段に与えること
を特徴とする周波数制御装置。 - 直交周波数分割多重された多重化信号を受信するための受信装置において、
多重化信号を含む高周波信号を受け付け、受け付けた高周波信号から予め定められた周波数帯域を選択するためのバンドパスフィルター部と、
上記周波数変換された信号を再生キャリヤーを用いて直交検波し、離散フーリエ変換すると共に、上記再生キャリヤーの周波数を操作して周波数同期するための周波数制御部と、
上記離散フーリエ変換されたデーターを復調するための復調部と、
上記復調された信号を出力するための出力部とを有し、
上記周波数制御部は、請求項４乃至１１のいずれか一項に記載の周波数制御装置を用いて構成されること
を特徴とする受信装置。 - 直交周波数分割多重化された多重化信号を用いて通信するための通信装置において、
入力される信号が示すデーターで、搬送波を直交周波数分割多重変調して多重化信号を送出するための送信部と、
受け付けた信号を直交周波数分割多重復調して変調データーを検出し、変調データーが示す信号を出力するための受信部とを有し、
上記送信部は、請求項１乃至３のいずれか一項に記載の直交周波数分割多重信号発生装置を用いて構成され、
上記受信部は、請求項１２に記載の受信装置を用いて構成されること
を特徴とする通信装置。 - データを伝送するための複数のサブキャリヤーに直交周波数分割多重化された多重化信号を用いる通信方法において、
上記多重化信号を送信するに際し、当該多重化信号の周波数軸上における位置を示す周波数指標情報を、多重化信号のパワースペクトルのエンベロープにおける周波数依存性を用いて送出し、
上記多重化信号を受信するに際し、当該多重化信号のパワースペクトルにおけるエンベロープから周波数指標情報を取得し、当該取得した周波数指標情報を用いて周波数同期すること
を特徴とする通信方法。 - データを伝送するための複数のサブキャリヤーに直交周波数分割多重化された多重化信号を用いて情報を送信するための送信方法において、
上記多重化信号を送信するに際し、当該多重化信号の周波数軸上における位置を示す周波数指標情報を、多重化信号のパワースペクトルのエンベロープにおける周波数依存性を用いて送信すること
を特徴とする送信方法。 - 複数のサブキャリヤーに直交周波数分割多重化された多重化信号に周波数同期するための周波数制御方法において、
受け付けた多重化信号の時間軸波形を周波数領域に変換し、
上記周波数領域に変換された多重化信号のスペクトル分布のエンベロープから、上記スペクトル分布の中心の周波数を求め、
上記スペクトル分布の中心の周波数と、予め定められた基準周波数との差が小さくなるように、上記周波数領域に変換される前の多重化信号の周波数を変化させること
を特徴とする周波数制御方法。
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