JPH10135926A

JPH10135926A - 信号復調装置

Info

Publication number: JPH10135926A
Application number: JP8291942A
Authority: JP
Inventors: Masuyuki Takeda; 益幸武田
Original assignee: Mitsubishi Electric Corp
Current assignee: Mitsubishi Electric Corp
Priority date: 1996-11-01
Filing date: 1996-11-01
Publication date: 1998-05-22
Anticipated expiration: 2016-11-01
Also published as: JP3751385B2

Abstract

(57)【要約】【課題】任意のサブ・キャリアの周波数偏差ｆが１／
（８×シンボル期間Ｔｓ）を越える場合には、本来、基
準とすべき基準位相を誤って他の象限の基準位相を基準
にして位相差θを検出してしまう場合が生じ、位相及び
周波数の同期化を確実に図ることができない課題があっ
た。【解決手段】差動復調データに含まれる誤り訂正符号
から単位時間当たりの誤り回数を計数し、その誤り回数
から位相同期及び周波数同期の良否を判定するととも
に、その良否結果に応じて局部発振信号ｇ１，ｇ２を補
償するようにしたものである。

Description

【発明の詳細な説明】

【０００１】

【発明の属する技術分野】この発明は、直交周波数分割
多重変調方式であるＯＦＤＭ（Ｏｒｔｈｏｇｏｎａｌ
ＦｒｅｑｕｅｎｃｙＤｉｖｉｓｉｏｎＭｕｌｔｉｐ
ｌｅｘ）変調方式で変調されたＯＦＤＭ変調信号を復調
する信号復調装置に関するものである。

【０００２】

【従来の技術】図８は例えば特開平７−９５１７４号公
報に示された従来の信号復調装置を示す構成図であり、
図において、１は各サブ・キャリアが多相ＰＳＫ変調さ
れたＯＦＤＭ変調信号ｍに対して局部発振信号ｇ１を混
合するミクサ、２はＯＦＤＭ変調信号ｍに対して局部発
振信号ｇ１より位相が９０°遅れている局部発振信号ｇ
２を混合するミクサ、３はミクサ１の出力信号をアナロ
グ／ディジタル変換するＡ／Ｄ変換器、４はミクサ２の
出力信号をアナログ／ディジタル変換するＡ／Ｄ変換
器、５はシステムクロックからＡ／Ｄ変換器３，４のサ
ンプリングクロックを生成するクロック再生回路であ
る。ここで上記ミクサ１及びミクサ２の出力レベルをＡ
／Ｄ変換器３，４により求め、複素平面に対応させて複
素信号として考えるものとする。

【０００３】また、６はＡ／Ｄ変換器３，４からそれぞ
れ出力されたディジタルデータを直列の複素信号ｃｍと
して入力するとともに、その複素信号ｃｍの中から予め
設定されたガード期間のデータを除去するガード期間除
去器、７はガード期間のデータが除去された直列の複素
信号ｃｍを並列の複素信号ｃｍに変換する直列並列変換
器、８は並列に並び換えられた複素信号ｃｍを高速フー
リエ変換（以下、ＦＦＴ演算という）して周波数毎の複
素シンボルを求めるＦＦＴ演算器、９はＦＦＴ演算器８
により求められた周波数毎の並列の複素シンボルｃｓを
周波数毎の直列の複素シンボルｃｓに変換する並列直列
変換器であり、１０は並列直列変換器より出力された複
素シンボルｃｓと１個前の複素シンボルｃｓとの差であ
る差動復調信号ｄ１と、差動復調信号ｄ１に対応したデ
ジタル値である差動復調データｄ２を出力する差動復調
部である。

【０００４】また、１１は並列直列変換器９より出力さ
れた周波数毎の直列の複素シンボルｃｓの中からＱＰＳ
Ｋが施された任意のサブ・キャリアの複素シンボル（以
下、ＱＰＳＫ複素シンボルという）を選択する選択器、
１２は選択器１１により選択されたＱＰＳＫ複素シンボ
ルのシンボル配置を複素平面上に展開して、ＱＰＳＫ複
素シンボルの位相を求め、その位相と基準位相（位相が
同期している場合の位相）との位相差θを検出する位相
差検出器、１３は位相差検出器１２により検出された位
相差θに所定の係数を乗算して積分するループフィル
タ、１４は所定期間のみ予め決められたスペクトル及び
位相にて出力されたＯＦＤＭ変調信号ｍに関し、並列直
列変換器９から出力された周波数毎の複素シンボルｃｓ
を逆高速フーリエ変換（以下、ＩＦＦＴ演算という）し
て周波数変換されたベースバンド信号の周波数偏差ｆを
検出するとともに、その周波数偏差ｆに応じた補償信号
を出力するＡＦＣ回路である。

【０００５】また、１５はループフィルタ１３の出力と
ＡＦＣ回路１４の出力を加算する加算器、１６は加算器
１５の加算結果をディジタル／アナログ変換するＤ／Ａ
変換器、１７はＤ／Ａ変換器１６から出力されたアナロ
グデータに応じた局部発振信号ｇ１を生成するＶＣＸ
Ｏ、１８は局部発振信号ｇ１の位相を９０°遅延して、
局部発振信号ｇ２を生成する９０°移相器である。

【０００６】次に動作について説明する。従来の信号復
調装置は、図示せぬ信号変調装置によって各サブ・キャ
リアが多相ＰＳＫ変調されたＯＦＤＭ変調信号を復調す
るものであるが、特にこの従来例では、多相ＰＳＫ変調
の一例であるＱＰＳＫ（ＱｕａｄｒａｔｕｒｅＰｈａ
ｓｅＳｈｉｆｔＫｅｙｉｎｇ）変調されたＯＦＤＭ
変調信号を復調するものについて説明する。なお、ＱＰ
ＳＫ変調は、Ｉ軸を実軸とし、Ｑ軸を虚軸とする複素平
面において、Ｉ軸とＱ軸の交点を中心とする所定の半径
の同心円上に４個のシンボルがπ／２間隔で配置される
変調方式であり、各サブ・キャリアに対してＱＰＳＫ変
調が施されている。因みに、ＯＦＤＭ変調信号のパワー
スペクトル及びＯＦＤＭ変調信号を構成する各サブ・キ
ャリアのパワースペクトルを図示すると図９（Ａ）のよ
うになる。

【０００７】まず、図示せぬ信号変調装置からＯＦＤＭ
変調信号ｍが送信されてくると、ＯＦＤＭ変調信号ｍは
ミクサ１，２に入力される。そして、ミクサ１がＯＦＤ
Ｍ変調信号ｍに対して局部発振信号ｇ１を混合し、ミク
サ２がＯＦＤＭ変調信号ｍに対して局部発振信号ｇ１よ
り位相が９０°遅れている局部発振信号ｇ２を混合する
ことにより直交検波する。そして、ミクサ１及びミクサ
２の出力である検波結果は、Ａ／Ｄ変換器３，４に入力
されてアナログ／ディジタル変換され、Ａ／Ｄ変換器
３，４の出力は複素信号ｃｍとしてガード期間除去器６
に入力される。

【０００８】そして、ガード期間除去器６は、後段のＦ
ＦＴ演算においてシンボル間干渉が発生するのを抑制す
るため、図９（Ｂ）に示すように、複素信号ｃｍの中か
ら予め設定されたガード期間のデータを除去し、有効シ
ンボル期間のデータのみを直列並列変換器７に出力す
る。そして、直列並列変換器７は、複素信号ｃｍのデー
タ形式をＦＦＴ演算器８の演算に適した形式にすべく、
ガード期間のデータが除去された直列の複素信号ｃｍを
並列の複素信号ｃｍに変換する。

【０００９】このようにして、直列の複素信号ｃｍが並
列の複素信号ｃｍに変換されると、ＦＦＴ演算器８は、
その並列の複素信号ｃｍをＦＦＴ演算して並列の周波数
毎の複素シンボルを求め、その並列の複素シンボルｃｓ
を並列直列変換器９に出力する。そして、並列直列変換
器９は、周波数毎の並列の複素シンボルｃｓを周波数毎
の直列の複素シンボルｃｓに変換し、その周波数毎の複
素シンボルｃｓを選択器１１及びＡＦＣ回路１４に出力
する。なお、差動復調データｄ２は当該信号復調装置に
より復調された復調データとして外部にも伝送され、所
定の処理が施された後、音声データ等が生成される。

【００１０】そして、並列直列変換器９から周波数毎の
複素シンボルｃｓが出力されると、選択器１１は、並列
直列変換器９より出力された周波数毎の複素シンボルｃ
ｓの中から任意のサブ・キャリアのＱＰＳＫ複素シンボ
ルを選択する。ＯＦＤＭ変調信号ｍが１０００個のサブ
・キャリアから構成されている場合において、例えば低
い方から６００個目のサブ・キャリアのＱＰＳＫ複素シ
ンボルを選択するように設定することができる。

【００１１】このようにして、任意のサブ・キャリアの
ＱＰＳＫ複素シンボルが選択されると、位相差検出器１
２は、ＱＰＳＫ複素シンボルのシンボル配置を複素平面
上に展開することにより、ＱＰＳＫ複素シンボルの位相
を求める。ここで、図１０はＱＰＳＫ複素シンボルのシ
ンボル配置を示す複素平面図であり、図において、●印
は複素平面上に配置されたＱＰＳＫ複素シンボル、α，
β，γ，δはノイズの影響等を受けずに位相が同期した
場合に配置されるＱＰＳＫ複素シンボルである。

【００１２】そして、位相差検出器１２は、ＱＰＳＫ複
素シンボルの位相を求めると、その位相と基準位相（位
相が同期している場合の位相）との位相差θを検出し、
その位相差θをループフィルタ１３に出力する。ここ
で、図１０（Ａ）の場合は、第１象限の基準位相αを基
準にして位相差θを検出している。そして、ループフィ
ルタ１３は、同期化制御の安定化を図るべく、位相差検
出器１２により検出された位相差θに所定の係数を乗算
したのち、必要に応じて積分し、その演算結果を加算器
１５に出力する。

【００１３】一方、ＡＦＣ回路１４は、周波数変換され
たベースバンド信号の周波数偏差を解消すべく、周波数
変換されたベースバンド信号の周波数偏差ｆを検出した
のち、その周波数偏差ｆに応じた補償信号を加算器１５
に出力する。

【００１４】そして、ループフィルタ１３の出力とＡＦ
Ｃ回路１４の出力は加算器１５に入力されて加算された
のち、その加算結果はＤ／Ａ変換器１６によってディジ
タル／アナログ変換される。そして、Ｄ／Ａ変換器１６
からアナログデータが出力されると、ＶＣＸＯ１７は、
そのアナログデータに応じた局部発振信号ｇ１を生成
し、その局部発振信号ｇ１をミクサ１及び９０°移相器
１８に出力する。そして、９０°移相器１８は、ＶＣＸ
Ｏ１７から出力された局部発振信号ｇ１の位相を９０°
遅延して局部発振信号ｇ２を生成し、その局部発振信号
ｇ２をミクサ２に出力する。これにより、信号復調装置
の一連の処理は終了し、位相及び周波数の同期化が図ら
れた復調データが出力されることになる。

【００１５】

【発明が解決しようとする課題】従来の信号復調装置は
以上のように構成されているので、位相差θ及び周波数
偏差ｆが解消され、位相及び周波数の同期化が図られる
が、任意のサブ・キャリアの周波数偏差ｆが１／（８×
シンボル期間Ｔｓ）を越える場合には、本来、基準とす
べき基準位相を誤って他の象限の基準位相を基準にして
位相差θを検出してしまう場合が生じ（例えば、第１象
限の基準位相αを基準にして位相差θを検出すべきとこ
ろを誤って、第２象限の基準位相βを基準にして位相差
θを検出してしまう場合が生じる）、位相及び周波数の
同期化を確実に図ることができないなどの課題があっ
た。また、位相同期及び周波数同期の良否を判定する手
段がないため、位相及び周波数の同期化完了を認識する
ことができない課題もあった。

【００１６】この発明は上記のような課題を解決するた
めになされたもので、任意のサブ・キャリアの周波数偏
差が１／（８×シンボル期間Ｔｓ）を越える場合でも、
位相及び周波数の同期化を確実に図ることができる信号
復調装置を得ることを目的とする。また、この発明は、
位相及び周波数の同期化完了を容易に認識できる信号復
調装置を得ることを目的とする。

【００１７】

【課題を解決するための手段】請求項１記載の発明に係
る信号復調装置は、演算手段により求められた複素シン
ボルに含まれる誤り訂正符号から単位時間当たりの誤り
回数を計数し、その誤り回数から位相同期及び周波数同
期の良否を判定するようにしたものである。

【００１８】請求項２記載の発明に係る信号復調装置
は、判定手段の良否判定に応じて同期化手段により生成
された局部発振信号を補償するようにしたものである。

【００１９】請求項３記載の発明に係る信号復調装置
は、位相差検出手段により検出された位相差又は周波数
偏差検出手段により検出された周波数偏差に対して、シ
ンボル期間の逆数の４分の整数倍を加算するようにした
ものである。

【００２０】請求項４記載の発明に係る信号復調装置
は、位相差検出手段により検出された位相差又は周波数
偏差検出手段により検出された周波数偏差に対して、シ
ンボル期間の逆数の４分の１倍を加算したのち、判定手
段により位相同期及び周波数同期が正常に行われていな
いと判定された場合には、位相差検出手段により検出さ
れた位相差又は周波数偏差検出手段により検出された周
波数偏差から、シンボル期間の逆数の４分の２倍を減算
するようにしたものである。

【００２１】請求項５記載の発明に係る信号復調装置
は、位相差検出手段により検出された位相差又は周波数
偏差検出手段により検出された周波数偏差から、シンボ
ル期間の逆数の４分の１倍を減算したのち、判定手段に
より位相同期及び周波数同期が正常に行われていないと
判定された場合には、位相差検出手段により検出された
位相差又は周波数偏差検出手段により検出された周波数
偏差に対して、シンボル期間の逆数の４分の２倍を加算
するようにしたものである。

【００２２】

【発明の実施の形態】以下、この発明の実施の一形態を
説明する。実施の形態１．図１はこの発明の実施の形態１による信
号復調装置を示す構成図であり、図において、１は各サ
ブ・キャリアが多相ＰＳＫ変調された誤り訂正符号付の
ＯＦＤＭ変調信号ｍに対して局部発振信号ｇ１を混合す
るミクサ（信号抽出手段）、２は誤り訂正符号付のＯＦ
ＤＭ変調信号ｍに対して局部発振信号ｇ１より位相が９
０°遅れている局部発振信号ｇ２を混合するミクサ（信
号抽出手段）、３はミクサ１の出力信号をアナログ／デ
ィジタル変換するＡ／Ｄ変換器（信号抽出手段）、４は
ミクサ２の出力信号をアナログ／ディジタル変換するＡ
／Ｄ変換器（信号抽出手段）、５はシステムクロックか
らＡ／Ｄ変換器３，４のサンプリングクロックを生成す
るクロック再生回路である。

【００２３】また、６はＡ／Ｄ変換器３，４からそれぞ
れ出力されたディジタルデータを直列の複素信号ｃｍと
して入力するとともに、その複素信号ｃｍの中から予め
設定されたガード期間のデータを除去するガード期間除
去器（演算手段）、７はガード期間のデータが除去され
た直列の複素信号ｃｍを並列の複素信号ｃｍに変換する
直列並列変換器（演算手段）、８は並列に並び換えられ
た複素信号ｃｍを高速フーリエ変換（以下、ＦＦＴ演算
という）して複素シンボルｃｓを求めるＦＦＴ演算器
（演算手段）、９はＦＦＴ演算器８により求められた並
列の複素シンボルｃｓを直列の複素シンボルｃｓに変換
する並列直列変換器（演算手段）、１０は並列直列変換
器９より出力された複素シンボルｃｓと１シンボル前の
複素シンボルｃｓとの差である差動復調信号ｄ１及び差
動復調信号ｄ１に対応した差動復調データｄ２を求める
差動復調部である。

【００２４】また、１１は差動復調部１０により求めら
れた差動復調信号ｄ１の中からＱＰＳＫ変調が施された
任意のサブ・キャリアの複素シンボル（以下、ＱＰＳＫ
複素シンボルという）を選択する選択器（位相差検出手
段）、１２は選択器１１により選択されたＱＰＳＫ複素
シンボルのシンボル配置を複素平面上に展開して、ＱＰ
ＳＫ複素シンボルの位相を求め、その位相と基準位相
（位相が同期している場合の位相）との位相差θを検出
する位相差検出器（位相差検出手段）、１３は位相差検
出器１２により検出された位相差θに所定の係数を乗算
して積分するループフィルタ（位相差検出手段）、１４
は所定の期間のみ予め決められたスペクトル及び位相に
て出力されたＯＦＤＭ変調信号ｍに関し、並列直列変換
器９から出力された周波数毎の複素シンボルｃｓを逆高
速フーリエ変換（以下、ＩＦＦＴ演算という）して周波
数変換されたベースバンド信号の周波数偏差ｆを検出す
るとともに、その周波数偏差ｆに応じた補償信号を出力
するＡＦＣ回路（周波数偏差検出手段）である。

【００２５】また、１５はループフィルタ１３の出力と
ＡＦＣ回路１４の出力と補償器２３の出力を加算する加
算器（同期化手段）、１６は加算器１５の加算結果をデ
ィジタル／アナログ変換するＤ／Ａ変換器（同期化手
段）、１７はＤ／Ａ変換器１６から出力されたアナログ
データに応じた局部発振信号ｇ１を生成するＶＣＸＯ
（同期化手段）、１８は局部発振信号ｇ１の位相を９０
°遅延して、局部発振信号ｇ２を生成する９０°移相器
（同期化手段）である。

【００２６】さらに、２１は差動復調部１０から出力さ
れた差動復調データｄ２に含まれる誤り訂正符号から誤
りを検出する誤り検出器（判定手段）、２２は誤り検出
器２１により検出された誤りの回数を計数し、単位時間
当たりの誤り回数から位相同期及び周波数同期の良否を
判定する判定器（判定手段）、２３は判定器２２の良否
判定に応じて所定値Ａを加算器１５に出力する補償器
（補償手段）である。

【００２７】次に動作について説明する。この実施の形
態１の信号復調装置は、図示せぬ信号変調装置によって
各サブ・キャリアが多相ＰＳＫ変調された誤り訂正符号
付のＯＦＤＭ変調信号を復調するものであるが、特に実
施の形態１では、多相ＰＳＫ変調の一例であるＱＰＳＫ
（ＱｕａｄｒａｔｕｒｅＰｈａｓｅＳｈｉｆｔＫ
ｅｙｉｎｇ）変調されたＯＦＤＭ変調信号を復調するも
のについて説明する。なお、ＱＰＳＫ変調は、Ｉ軸を実
軸とし、Ｑ軸を虚軸とする複素平面において、Ｉ軸とＱ
軸の交点を中心とする所定の半径の同心円上に４個のシ
ンボルがπ／２間隔で配置される変調方式であり、各サ
ブ・キャリアに対してＱＰＳＫ変調が施されている。因
みに、ＯＦＤＭ変調信号のパワースペクトル及びＯＦＤ
Ｍ変調信号を構成する各サブ・キャリアのパワースペク
トルを図示すると図９（Ａ）のようになる。

【００２８】まず、図示せぬ信号変調装置から誤り訂正
符号付のＯＦＤＭ変調信号ｍが送信されてくると、ＯＦ
ＤＭ変調信号ｍはミクサ１，２に入力される。そして、
ミクサ１がＯＦＤＭ変調信号ｍに対して局部発振信号ｇ
１を混合し、ミクサ２がＯＦＤＭ変調信号ｍに対して局
部発振信号ｇ１より位相が９０°遅れている局部発振信
号ｇ２を混合することにより直交検波する。そして、ミ
クサ１及びミクサ２の出力である検波結果は、Ａ／Ｄ変
換器３，４に入力されてアナログ／ディジタル変換さ
れ、Ａ／Ｄ変換器３，４の出力は複素信号ｃｍとしてガ
ード期間除去器６に入力される。

【００２９】そして、ガード期間除去器６は、後段のＦ
ＦＴ演算においてシンボル間干渉が発生するのを抑制す
るため、図９（Ｂ）に示すように、複素信号ｃｍの中か
ら予め設定されたガード期間のデータを除去し、有効シ
ンボル期間のデータのみを直列並列変換器７に出力す
る。そして、直列並列変換器７は、複素信号ｃｍのデー
タ形式をＦＦＴ演算器８の演算に適した形式にすべく、
ガード期間のデータが除去された直列の複素信号ｃｍを
並列の複素信号ｃｍに変換する。

【００３０】このようにして、直列の複素信号ｃｍが並
列の複素信号ｃｍに変換されると、ＦＦＴ演算器８は、
その並列の複素信号ｃｍをＦＦＴ演算して周波数毎の複
素シンボルｃｓを求め、その並列の複素シンボルｃｓを
並列直列変換器９に出力する。そして、並列直列変換器
９は、並列の周波数毎の複素シンボルｃｓを直列の複素
シンボルｃｓに変換し、その直列の複素シンボルｃｓを
差動復調部１０に出力する。

【００３１】そして、並列直列変換器９から周波数毎の
直列の複素シンボルｃｓが出力されると、差動復調部１
０は、その複素シンボルｃｓと１シンボル前の複素シン
ボルｃｓ（前回、並列直列変換器９から出力された複素
シンボルｃｓ）との差を演算し、その差である差動復調
信号ｄ１を選択器１１に、差動復調信号ｄ１に対応した
差動復調データｄ２を誤り検出器２１に出力する。ここ
で、差動復調部１０が差動復調信号ｄ１を求めるのは、
複素シンボルｃｓに含まれる絶対値誤差を解消するため
である。なお、差動復調データｄ２は当該信号復調装置
により復調された復調データとして外部にも伝送され、
所定の処理が施された後、音声データ等が生成される。
そして、選択器１１は、差動復調部１０から出力された
直列の差動復調信号ｄ１の中から任意のサブ・キャリア
のＱＰＳＫ複素シンボルを選択する。ＯＦＤＭ変調信号
ｍが１０００個のサブ・キャリアから構成されている場
合において、例えば周波数が低い方から６００個目のサ
ブ・キャリアのＱＰＳＫ複素シンボルを選択するように
設定することができる。

【００３２】このようにして、任意のサブ・キャリアの
ＱＰＳＫ複素シンボルが選択されると、位相差検出器１
２は、ＱＰＳＫ複素シンボルのシンボル配置を複素平面
上に展開することにより、ＱＰＳＫ複素シンボルの位相
を求める。ここで、図１０はＱＰＳＫ複素シンボルのシ
ンボル配置を示す複素平面図であり、図において、●印
は複素平面上に配置されたＱＰＳＫ複素シンボル、α，
β，γ，δはノイズの影響等を受けずに位相が同期した
場合に配置されるＱＰＳＫ複素シンボルである。

【００３３】そして、位相差検出器１２は、ＱＰＳＫ複
素シンボルの位相を求めると、その位相と基準位相（位
相が同期している場合の位相）との位相差θを検出し、
その位相差θをループフィルタ１３に出力する。ここ
で、図１０（Ａ）の場合は、第１象限の基準位相αを基
準にして位相差θを検出している。そして、ループフィ
ルタ１３は、同期化制御の安定化を図るべく、位相差検
出器１２により検出された位相差θに所定の係数を乗算
したのち、必要に応じて積分し、その演算結果を加算器
１５に出力する。

【００３４】一方、ＡＦＣ回路１４は、任意のサブ・キ
ャリアの周波数と基準周波数の周波数偏差ｆ（１／（８
×シンボル期間Ｔｓ）以内の周波数偏差ｆ）を解消すべ
く、所定の期間のみ予め決められたスペクトル及び位相
にて出力されたＯＦＤＭ信号に関し、並列直列変換器９
より出力された周波数毎の複素シンボルｃｓをＩＦＦＴ
演算し、所望の演算結果が得られるよう、演算する周波
数を変更することにより周波数偏差ｆを検出したのち、
その周波数偏差ｆに応じた補償信号を加算器１５に出力
する。

【００３５】また、誤り検出器２１は、任意のサブ・キ
ャリアの周波数偏差ｆが１／（８×シンボル期間Ｔｓ）
を越える場合でも、位相の同期化を確実に図るべく、差
動復調部１０から出力された差動復調データｄ２に含ま
れる誤り訂正符号から誤りを検出する。そして、誤り検
出器２１が誤りを検出すると、判定器２２は、検出され
た誤りの回数を計数し、単位時間当たりの誤り回数から
位相同期及び周波数同期の良否を判定する。そして、補
償器２３は、判定器２２の良否判定に応じて、所定値Ａ
を加算器１５に出力する。

【００３６】ここで、判定器２２及び補償器２３の動作
を図２のフローチャートを用いて具体的に説明すると、
まず、補償器２３は、初期値として予め設定された所定
値Ａを加算器１５に出力する（ステップＳＴ１〜３）。所定値Ａ＝ｎ・ｐただし、ｎ＝−ｋ（ｋは所定の整数）ｐはサブ・キャリアの周波数変化間隔を決定する値

【００３７】そして、判定器２２は、補償器２３が所定
値Ａを出力してから所定時間経過後に（ステップＳＴ
４）、誤り検出器２１により検出された単位時間当たり
の誤り回数が所定値ｅを越えているか否かを判定し（ス
テップＳＴ５）、単位時間当たりの誤り回数が所定値ｅ
を越えていない場合には、同期化を完了する。一方、単
位時間当たりの誤り回数が所定値ｅを越えている場合に
は、サブ・キャリアの周波数偏差が１／（８×シンボル
期間Ｔｓ）を越えている可能性が高いので、即ち、本
来、基準とすべき基準位相を誤って他の象限の基準位相
を基準にして位相差θを検出している可能性が高いの
で、これを解消すべく、ｎの値を１インクリメントして
（ステップＳＴ７）、再度、所定値Ａを加算器１５に出
力する（ステップＳＴ２，３）。ただし、ｎの値がｋの
値と等しくなったときは（ステップＳＴ６）、同期化不
能であると判断し、エラー情報を出力する。

【００３８】そして、補償器２３から出力された所定値
Ａは加算器１５に入力されるため、加算器１５がループ
フィルタ１３の出力とＡＦＣ回路１４の出力と所定値Ａ
を加算したのち、Ｄ／Ａ変換器１６がその加算結果をデ
ィジタル／アナログ変換して出力する。そして、ＶＣＸ
Ｏ１７は、Ｄ／Ａ変換器１６からアナログデータが出力
されると、そのアナログデータに応じた局部発振信号ｇ
１を生成し、その局部発振信号ｇ１をミクサ１及び９０
°移相器１８に出力する。また、９０°移相器１８は、
ＶＣＸＯ１７から出力された局部発振信号ｇ１の位相を
９０°遅延して局部発振信号ｇ２を生成し、その局部発
振信号ｇ２をミクサ２に出力する。なお、言うまでもな
いが、このように局部発振信号ｇ１，ｇ２が判定器２２
の良否判定に応じて補償されるため、任意のサブ・キャ
リアの周波数は所定値Ａに相当する変化が生じる。

【００３９】以上で明らかなように、この実施の形態１
によれば、判定器２２の良否判定に応じて局部発振信号
ｇ１，ｇ２を補償するようにしたので、任意のサブ・キ
ャリアの周波数偏差が１／（８×シンボル期間Ｔｓ）を
越える場合でも、位相及び周波数の同期化を確実に図る
ことができる効果を奏する。

【００４０】実施の形態２．上記実施の形態１では、補
償器２３が予め設定された初期値を所定値Ａとして出力
したのち、判定器２２が位相同期及び周波数同期の良否
を判定し、補償器２３がその良否結果に応じて所定値Ａ
を変化させて同期化を図るものについて示したが、図３
に示すように、補償器２３が予め設定された初期値を所
定値Ａとして出力する前に、判定器２２が位相同期及び
周波数同期の良否を判定し（ステップＳＴ１１，１
２）、正常に同期が得られていない場合のみ、補償器２
３が所定値Ａを出力するようにしてもよく、上記実施の
形態１と同様の効果を奏することができる。

【００４１】実施の形態３．上記実施の形態１，２で
は、ステップＳＴ２において、所定値ｐをｎに乗算した
結果を所定値Ａとするものについて示したが、図４のス
テップＳＴ２１に示すように、サブ・キャリアの変化間
隔が１／（４×Ｔｓ）に相当する値ｑをｎに乗算し、そ
の乗算結果（シンボル期間Ｔｓの逆数の４分の整数倍）
を加算器１５に出力するようにしてもよい。これによ
り、ＡＦＣ制御及び差動復調結果を用いた位相制御によ
りベースバンド信号に、変換されたサブ・キャリアの周
波数偏差がｎ／（４×Ｔｓ）だけ存在する為、サブ・キ
ャリアの周波数をｎ／（４×Ｔｓ）間隔で変更すること
により、ただちにシンボルがとりうる位置に移動が可能
であり、速やかに同期化を図ることができる効果を奏す
る。

【００４２】実施の形態４．図５はこの発明の実施の形
態４による信号復調装置の判定器及び補償器の動作を示
すフローチャートである。判定器２２及び補償器２３以
外の動作については上記実施の形態１と同様であるため
説明を省略する。

【００４３】以下に述べるサブ・キャリアの周波数変化
間隔を決定する値であるｑは１／（４×Ｔｓ）に相当す
る値とする。まず、補償器２３は、ｎの値が０に設定さ
れているので（ステップＳＴ３１）、所定値Ａの値が０
になり（Ａ＝０×ｑ）、判定器２２が良否判定を出力す
るまでは、特に何も出力せずに待機する（ステップＳＴ
３２〜３４）。そして、判定器２２は、誤り検出器２１
により検出された単位時間当たりの誤り回数が所定値ｅ
を越えているか否かを判定し（ステップＳＴ３５）、単
位時間当たりの誤り回数が所定値ｅを越えていない場合
には、同期化を完了する。

【００４４】一方、単位時間当たりの誤り回数が所定値
ｅを越えている場合には、この段階ではｎの値は０であ
るので、ステップＳＴ３８に進み（ステップＳＴ３６，
３７）、ｎの値を１インクリメントする（ｎ＝１とな
る）。これにより、所定値Ａの値はｑとなり（Ａ＝１×
ｑ）、補償器２３はｑを所定値Ａとして加算器１５に出
力する（ステップＳＴ３２，３３）。そして、判定器２
２は、補償器２３が所定値Ａを出力してから所定時間経
過後に（ステップＳＴ３４）、誤り検出器２１により検
出された単位時間当たりの誤り回数が所定値ｅを越えて
いるか否かを判定し（ステップＳＴ３５）、単位時間当
たりの誤り回数が所定値ｅを越えていない場合には、同
期化を完了する。

【００４５】一方、単位時間当たりの誤り回数が所定値
ｅを越えている場合には、この段階ではｎの値は１であ
るので、ステップＳＴ３９に進み（ステップＳＴ３６，
３７）、ｎの値を２デクリメントする（ｎ＝−１とな
る）。これにより、所定値Ａの値は−ｑとなり（Ａ＝−
１×ｑ）、補償器２３は−ｑを所定値Ａとして加算器１
５に出力する（ステップＳＴ３２，３３）。そして、判
定器２２は、補償器２３が所定値Ａを出力してから所定
時間経過後に（ステップＳＴ３４）、誤り検出器２１に
より検出された単位時間当たりの誤り回数が所定値ｅを
越えているか否かを判定し（ステップＳＴ３５）、単位
時間当たりの誤り回数が所定値ｅを越えていない場合に
は、同期化を完了する。一方、単位時間当たりの誤り回
数が所定値ｅを越えている場合には、この段階ではｎの
値は−１であるので（ステップＳＴ３６）、同期化不能
であると判断し、エラー情報を出力する。

【００４６】以上で明らかなように、この実施の形態４
によれば、所定値Ａとしてｑ（１／（４×シンボル期間
Ｔｓ）に相当する値）を加算器１５に出力したのち、判
定器２２により位相同期及び周波数同期が正常に行われ
ていない旨の判定がなされたとき、所定値Ａとして−ｑ
を加算器１５に出力するようにしたので、任意のサブ・
キャリアのシンボル位置が効率よく移動し（任意のサブ
・キャリアのシンボル位置が例えば第１象限に存在する
場合、第１象限から第２象限に移動した後、第４象限に
移動する）、同期化完了までの時間を短縮できる効果を
奏する。

【００４７】実施の形態５．上記実施の形態４では、判
定器２２により最初に単位時間当たりの誤り回数が所定
値ｅを越えていると判定された場合、ステップＳＴ３８
でｎの値を１インクリメントし、さらに単位時間当たり
の誤り回数が所定値ｅを越えていると判定されたとき、
ステップＳＴ３９でｎの値を２デクリメントするものに
ついて示したが、図６に示すように、最初に、ステップ
ＳＴ４３でｎの値を１デクリメントし、さらに単位時間
当たりの誤り回数が所定値ｅを越えていると判定された
とき、ステップＳＴ４４でｎの値を２インクリメントす
るようにしてもよく、上記実施の形態４と同様の効果を
奏することができる。なお、この実施の形態５では、例
えば、任意のサブ・キャリアのシンボル位置が第１象限
に存在する場合、第１象限から第４象限に移動した後、
第２象限に移動する。

【００４８】実施の形態６．上記実施の形態１から５で
は、補償器２３が判定器２２の良否判定に応じて所定値
Ａを変化させることにより、局部発振信号ｇ１，ｇ２を
補償するものについて示したが、ＡＦＣ回路１４が判定
器２２の良否判定に応じて、加算器１５に出力する補償
信号を変化させることにより、局部発振信号ｇ１，ｇ２
を補償するようにしてもよく、上記実施の形態１から５
と同様の効果を奏することができる。

【００４９】実施の形態７．上記実施の形態１から６で
は、ミクサ１，２がＯＦＤＭ変調信号ｍに対して、ＶＣ
ＸＯ１７及び９０°移相器１８からそれぞれ出力された
局部発振信号ｇ１，ｇ２を混合して直交検波するものに
ついて示したが、ループフィルタ１３の出力を数値制御
発振器（ＮＣＯ）に入力することによって得た数値信号
から複素データを生成し、その複素データをＡ／Ｄ変換
器３，４の出力に乗算するようにしてもよく、上記実施
の形態１から６と同様の効果を奏することができる。

【００５０】実施の形態８．上記実施の形態１から７で
は、多相ＰＳＫ変調の一例として各サブ・キャリアに４
相ＰＳＫ変調であるＱＰＳＫ変調が施されているものに
ついて示したが、これに限定されるものではなく、例え
ば、２相ＰＳＫ変調であるＢＰＳＫ（Ｂｉ−Ｐｈａｓｅ
ＳｈｉｆｔＫｅｙｉｎｇ）変調が施されていても、
上記実施の形態１から７と同様の効果を奏することがで
きる。

【００５１】なお、図７は各サブ・キャリアに８相ＰＳ
Ｋ変調が施されている場合の信号復調装置の入力部分を
示す構成図であり、この場合には、２個の移相器（９０
゜移相器と４５゜移相器）と、３個のミクサが必要とな
るが、一般にｍ相ＰＳＫ変調の場合、ｌｏｇ₂ （ｍ−
１）個の移相器と、ｌｏｇ₂ ｍ個のミクサが必要とな
る。

【００５２】

【発明の効果】以上のように、請求項１記載の発明によ
れば、演算手段により求められた差動復調データに含ま
れる誤り訂正符号から単位時間当たりの誤り回数を計数
し、その誤り回数から位相同期及び周波数同期の良否を
判定するように構成したので、位相及び周波数の同期化
完了を容易に認識することができる効果がある。

【００５３】請求項２記載の発明によれば、判定手段の
良否判定に応じて同期化手段により生成された局部発振
信号を補償するように構成したので、任意のサブ・キャ
リアの周波数偏差が１／（８×シンボル期間Ｔｓ）を越
える場合でも、位相及び周波数の同期化を確実に図るこ
とができる効果がある。

【００５４】請求項３記載の発明によれば、位相差検出
手段により検出された位相差又は周波数偏差検出手段に
より検出された周波数偏差に対して、シンボル期間の逆
数の４分の整数倍を加算するように構成したので、本
来、基準とすべき基準位相を誤って他の象限の基準位相
を基準にした場合でも、直ちに他の象限でとりうるシン
ボル位置に移るため、速やかに同期化を図ることができ
る効果がある。

【００５５】請求項４記載の発明によれば、位相差検出
手段により検出された位相差又は周波数偏差検出手段に
より検出された周波数偏差に対して、シンボル期間の逆
数の４分の１倍を加算したのち、判定手段により位相同
期及び周波数同期が正常に行われていないと判定された
場合には、位相差検出手段により検出された位相差又は
周波数偏差検出手段により検出された周波数偏差から、
シンボル期間の逆数の４分の２倍を減算するように構成
したので、任意のサブ・キャリアのシンボル位置が効率
よく移動し、同期化完了までの時間を短縮できる効果が
ある。

【００５６】請求項５記載の発明によれば、位相差検出
手段により検出された位相差又は周波数偏差検出手段に
より検出された周波数偏差から、シンボル期間の逆数の
４分の１倍を減算したのち、判定手段により位相同期及
び周波数同期が正常に行われていないと判定された場合
には、位相差検出手段により検出された位相差又は周波
数偏差検出手段により検出された周波数偏差に対して、
シンボル期間の逆数の４分の２倍を加算するように構成
したので、任意のサブ・キャリアのシンボル位置が効率
よく移動し、同期化完了までの時間を短縮できる効果が
ある。

【図面の簡単な説明】

【図１】この発明の実施の形態１による信号復調装置
を示す構成図である。

【図２】この発明の実施の形態１による信号復調装置
の判定器及び補償器の動作を示すフローチャートであ
る。

【図３】この発明の実施の形態２による信号復調装置
の判定器及び補償器の動作を示すフローチャートであ
る。

【図４】この発明の実施の形態３による信号復調装置
の判定器及び補償器の動作を示すフローチャートであ
る。

【図５】この発明の実施の形態４による信号復調装置
の判定器及び補償器の動作を示すフローチャートであ
る。

【図６】この発明の実施の形態５による信号復調装置
の判定器及び補償器の動作を示すフローチャートであ
る。

【図７】各サブ・キャリアに８相ＰＳＫ変調が施され
ている場合の信号復調装置の入力部分を示す構成図であ
る。

【図８】従来の信号復調装置を示す構成図である。

【図９】ＯＦＤＭ変調信号のパワースペクトル及び各
サブ・キャリアのパワースペクトルを示す波形図であ
る。

【図１０】ＱＰＳＫ複素シンボルのシンボル配置を示
す複素平面図である。

【符号の説明】

１，２ミクサ（信号抽出手段）、３，４Ａ／Ｄ変換
器（信号抽出手段）、６ガード期間除去器（演算手
段）、７直列並列変換器（演算手段）、８ＦＦＴ演
算器（演算手段）、９並列直列変換器（演算手段）、
１１選択器（位相差検出手段）、１２位相差検出器
（位相差検出手段）、１３ループフィルタ（位相差検
出手段）、１４ＡＦＣ回路（周波数偏差検出手段）、
１５加算器（同期化手段）、１６Ｄ／Ａ変換器（同
期化手段）、１７ＶＣＸＯ（同期化手段）、１８９
０°移相器（同期化手段）、２１誤り検出器（判定手
段）、２２判定器（判定手段）、２３補償器（補償
手段）。

Claims

【特許請求の範囲】

【請求項１】複数のサブ・キャリアから構成され、各
サブ・キャリアが多相ＰＳＫ変調された誤り訂正符号付
きのＯＦＤＭ変調信号に対して、互いに位相が異なる複
数の局部発振信号をそれぞれ混合して複数のベースバン
ド信号を生成し、その複数のベースバンド信号レベルを
抽出する信号抽出手段と、上記信号抽出手段により抽出
された複数の時間軸上での信号レベルから複数の周波数
軸上での信号レベルを求める演算手段と、上記演算手段
により求められた複数の信号レベルを複素平面に対応さ
せて求めた周波数毎の複素シンボルの中から任意のサブ
・キャリアの複素シンボルを抽出し、その複素シンボル
の位相と基準位相の位相差を検出する位相差検出手段
と、上記演算手段により求められた周波数毎の複素シン
ボルを基に、上記のように生成されたベースバンド信号
の周波数偏差を検出する周波数偏差検出手段と、上記位
相差検出手段により検出された位相差及び上記周波数偏
差検出手段により検出された周波数偏差に基づいて互い
に位相が異なる複数の局部発振信号を生成し、その複数
の局部発振信号を上記信号抽出手段に対して出力する同
期化手段と、誤り訂正符号が付加された変調信号を復調
し、誤りを検出する誤り検出手段と、上記誤り検出手段
からの出力に基づき、単位データ数当たりの誤り回数を
計数し、その誤り回数から位相同期及び周波数同期の良
否を判定する判定手段とを備えた信号復調装置。
【請求項２】判定手段の良否判定に応じて同期化手段
により生成された局部発振信号を補償する補償手段を設
けたことを特徴とする請求項１記載の信号復調装置。
【請求項３】補償手段は、位相差検出手段により検出
された位相差又は周波数偏差検出手段により検出された
周波数偏差に対して、シンボル期間の逆数の４分の整数
倍を加算することを特徴とする請求項２記載の信号復調
装置。
【請求項４】補償手段は、位相差検出手段により検出
された位相差又は周波数偏差検出手段により検出された
周波数偏差に対して、シンボル期間の逆数の４分の１倍
を加算したのち、判定手段により位相同期及び周波数同
期が正常に行われていないと判定された場合には、上記
位相差検出手段により検出された位相差又は上記周波数
偏差検出手段により検出された周波数偏差から、シンボ
ル期間の逆数の４分の２倍を減算することを特徴とする
請求項２記載の信号復調装置。
【請求項５】補償手段は、位相差検出手段により検出
された位相差又は周波数偏差検出手段により検出された
周波数偏差から、シンボル期間の逆数の４分の１倍を減
算したのち、判定手段により位相同期及び周波数同期が
正常に行われていないと判定された場合には、上記位相
差検出手段により検出された位相差又は上記周波数偏差
検出手段により検出された周波数偏差に対して、シンボ
ル期間の逆数の４分の２倍を加算することを特徴とする
請求項２記載の信号復調装置。