JP4696834B2 - サンプリング制御装置及びその方法並びにそれを用いた受信装置、プログラム - Google Patents

Description

本発明はサンプリング制御装置及びその方法並びにそれを用いた受信装置、プログラムに関し、特に移動通信システムにおける移動局の受信部における復調部に用いて好適なサンプリング制御方式に関するものである。

近年、Ｗ−ＣＤＭＡ方式の移動通信システムにおいては、下り回線を高速化した通信方式であるＨＳＤＰＡ（High Speed Downlink Packet Access ）と称される通信方式がある。このようなＨＳＤＰＡ通信方式では、回線品質を監視し通信環境に応じて下り回線の伝送容量を制御する適応変調方式のシステムとなっている。かかる通信システムでは、回線品質が良好な時に、大容量の情報を伝送するために、多値変調方式を用いるなどして、伝送する１シンボル当たりの情報量を増加するようになっている。

また、多値変調を用いるシステムでは、ＱＰＳＫ（Quadrature Phase Shift Keying ）復調時に比較して、より高いサンプリングタイミング精度が求められることになる。つまり、同一通信環境下でも、より高いサンプリング精度を具備している装置では、より多くの情報を伝送することが可能となる。そこで、適応変調方式の通信システムにおいて、簡易にサンプリング精度を向上させる提案が待たれている。また、適応変調方式の通信システムに限らず、簡易構成により高いサンプリングタイミング精度が可能な復調装置は、小型化や低消費電力化の面で要求されている。

ここで、図７を参照して従来技術の例を説明する。図７は、ＣＤＭＡ移動通信システムにおける移動局の受信部の構成を示す概略ブロック図である。図７において、先ず、アンテナ１０よりの受信信号は、無線送受信部１へ入力されてアナログベースバンド信号に変換され、ＡＤ（アナログ／デジタル）変換部２に供給される。ここで、無線送受信部１は、基準クロック生成部６より、検波のための基準クロックを受け取り、この基準クロックを入力として、ＰＬＬ（Phase Locked Loop ）回路（図示せず）により基準搬送波を生成し、互いに９０度位相が異なる基準搬送波と受信信号とを乗算して周波数ダウンコンバートを行うことにより、アナログベースバンド信号を得る構成になっている。

ＡＤ変換部２では、このアナログベースバンド信号がデジタルベースバンド信号に変換されてリタイミング部３へ出力される。ここで、ＡＤ変換部２は、タイミング生成部９より入力されるサンプリングタイミングで、アナログベースバンド信号のサンプリングを行い、デジタルデジタルベースバンド信号を出力するようになっている。

リタイミング部３では、ＡＤ変換部２より入力されるデジタルベースバンド信号が、フリップフロップ（ＦＦ）を用いてリタイミングされる。このリタイミング後の信号は復調部４に出力される。ここで、ＦＦの動作クロックは、ＡＤ変換部２に入力されるクロックと同じクロックであり、タイミング生成部９より供給されるクロックである。

復調部４では、リタイミング部３より入力されたデジタルベースバンド信号が復調処理されて復調後のデータとして出力される。また、図示せぬ基地局との同期をとるために、受信同期用のチャンネルの再生結果より、送信側と受信側との周波数誤差が求められ、この周波数誤差が所定の閾値より大きくなると、その周波数誤差に応じた制御信号が基準クロック生成部６へ出力される。

基準クロック生成部６では、復調部４より入力される基準クロック制御信号による制御によって、出力されるべき基準クロックの周波数が調整され、この基準クロックが無線送受信部１とタイミング生成部９に供給されるようになっている。タイミング生成部９では、基準クロック生成部６よりの基準クロックを用いて装置内で必要となるタイミング信号が生成されて出力される。

次に、復調部４の内部構成について、図８を用い説明する。図８を参照すると、サーチャー部１１では、入力されたデジタルベースバンド信号より、逆拡散のタイミングのサーチを行い、逆拡散タイミングをフィンガー部１２に出力する。フィンガー部１２は複数（ｎ個）のフィンガーが用意されており、逆拡散する複数のパスが検出された場合には、複数のフィンガーにパスタイミングがサーチャー部１１より与えられて逆拡散処理される。

また、逆拡散されたデータはレイク合成部１３へ入力されて、複数の逆拡散処理されたデータが同相合成されるこによりＳ／Ｎが改善されるようになっている。このレイク合成されたデータは、誤り訂正部１４に入力され誤り訂正処理されて、復調処理が終了となって受信データとして出力される。他方、基地局との同期に必要な周波数誤差情報はフィンガー部１２より出力されるようになっている。

次に、図９及び図１０を用いて上述した従来例の問題点について説明する。図９は、ＱＰＳＫ変調された信号のアイパターンの一例であり、図１０は１６ＱＡＭ変調された信号のアイパターンの一例である。ＨＳＤＰＡ方式対応のＣＤＭＡ移動局の受信装置では、基地局との間の通信品質に応じて、変調方式が切り替わり、基地局との間の通信品質が好条件の場合には、１６ＱＡＭに変調された信号を受信することになる。

従来のＣＤＭＡ方式の移動局では、チップレートの複数倍のサンプリング周期でＡＤ変換を行っており、一方サーチャー部１１では，相関が高いタイミングの検出が行われて、そのタイミングが逆拡散処理をなすフィンガー部１２に通知されるので、その結果として、チップレートの複数倍のサンプリングタイミングの中から、最もアイパターン開口部の中央に近いサンプリングタイミングが選択されて、逆拡散処理が行われる。

また、図９及び図１０に示すように、１６ＱＡＭでは、振幅変調も施されるので、アイパターンの開口幅がＱＰＳＫ変調よりも狭くなる。すなわち、図９のＱＰＳＫ変調での開口は一対の縦線で示した間の幅であるが、図１０の１６ＱＡＭでの開口は、内側の一対の縦線で示した間の幅となって狭くなっている。したがって、１６ＱＡＭ受信装置では、ＡＤ変換部において、より高いサンプリング精度が要求されることになる。つまり、より開口部の中央でサンプリングを施さないと、シンボル判定誤りが生じる可能性がある。

なお、特許文献１には、再生信号のシンボル判定誤り状態を監視して、この監視状態に応じてサンプリング位置の制御をなす技術が開示されている。
特開２００３−０１８１４０号公報

上述した図７及び図８に示した従来技術においては、ＡＤ変換時において、シンボル判定誤りの低減させる施策として、ＡＤ変換サンプリング周期を上げて、従来よりも短い周期でのサンプリングを行い、より良好なタイミングを選択できるようにすることが考えられる。しかし、この場合には、ＡＤ変換部から復調部へ渡すデータ量の増加、サーチャー部で処理するデータ量の増加、フィンガー部に入力するデータ系列の増加などにより、消費電力や回路規模が大きく増加するという問題がある。

特許文献１における技術では、再生信号のシンボル判定誤り状態に応じてサンプリング位置の制御をなすものであるが、上述したように、１６ＱＡＭ変調方式などの多値変調方式を採用した通信方式では、アイパターンの開口幅が極めて狭くなるために、より精度の高いサンプリング制御技術が要求される。

そこで、本発明は、サンプリング周期を上げる等の煩雑な回路の追加を行うことなく、サンプリングタイミングの精度を向上を可能としたサンプリング制御装置及びその方法並びにそれを用いた受信装置を提供することである。

本発明によるサンプリング制御装置は、送信局からの変調信号を受信してサンプリングクロックによりサンプリングをなすようにしたサンプリング制御装置であって、送信局との周波数ずれを示す周波数誤差情報に基づいて前記受信信号の誤り発生周期を算出する手段と、前記受信信号の実際の誤り検出の平均周期を算出する手段と、前記誤り発生周期と前記平均周期との相関性を判定し、この判定結果に応じて、前記サンプリングクロックの位相シフト制御を行う位相シフト制御手段とを含むことを特徴とする。

本発明によるサンプリング制御方法は、送信局からの変調信号を受信してサンプリングクロックによりサンプリングをなすようにしたサンプリング制御方法であって、送信局との周波数ずれを示す周波数誤差情報に基づいて前記受信信号の誤り発生周期を算出するステップと、前記受信信号の実際の誤り検出の平均周期を算出するステップと、前記誤り発生周期と前記平均周期との相関性を判定し、この判定結果に応じて、前記サンプリングクロックの位相シフト制御を行う位相シフト制御ステップとを含むことを特徴とする。

本発明による受信装置は、上記のサンプリング制御装置を用いたことを特徴とする。

本発明によるプログラムは、送信局からの変調信号を受信してサンプリングクロックによりサンプリングをなすようにしたサンプリング制御方法をコンピュータにより実行させるためのプログラムであって、送信局との周波数ずれを示す周波数誤差情報に基づいて前記受信信号の誤り発生周期を算出する処理と、前記受信信号の実際の誤り検出の平均周期を算出する処理と、前記誤り発生周期と前記平均周期との相関性を判定し、この判定結果に応じて、前記サンプリングクロックの位相シフト制御を行う処理とを含むことを特徴とする。

本発明の作用を述べる。移動局において、基地局との間の送受信周波数のずれを示す周波数差情報を検出して、この周波数差情報から誤り発生周期を求め、また誤り検出信号から実際の誤り発生周期を求め、これら両誤り発生周期に相関性があるかどうかを検出して相関がある場合にＡＤ変換のサンプリング用のタイミング信号をシフトする。これにより、精度の高いサンプリングタイミングか得られる。

本発明によれば、サンプリングクロックの周波数を高くするなどの繁雑な回路を設けることなく、サンプリングタイミングの精度の向上が可能となるという効果がある。

以下に、図面を参照しつつ本発明の実施の形態について詳細に説明する。図１は本発明の実施の形態を示す機能ブロック図であり、ＣＤＭＡ移動通信システムにおける移動局の受信機能を示している。図１において、図７と同等部分は同一符号により示している。

図１を参照すると、アンテナ１０よりの受信信号は、無線送受信部１へ入力されてアナログベースバンド信号に変換され、ＡＤ変換部２に出力される。無線送受信部１は、基準クロック生成部６から検波用の基準クロックを受け取り、この基準クロックを入力としてＰＬＬ回路を用いて、互いに９０度位相の異なる基準搬送波を生成し、受信信号とこれら基準搬送波とを乗算して周波数ダウンコンバートを行ってアナログベースバンド信号を得る構成になっている。

ＡＤ変換部２では、アナログベースバンド信号がデジタルベースバンド信号に変換されて、リタイミング部３に出力される。ＡＤ変換部２では、位相選択部７より入力されるサンプリングタイミングで、アナログベースバンド信号のサンプリングが行われ、デジタルデジタルベースバンド信号が出力される。リタイミング部３では、ＡＤ変換部２より入力されるデジタルベースバンド信号がＦＦを用いてリタイミング処理され、このリタイミング後の信号が復調部４に出力される。リタイミング部３のＦＦの動作クロックは、タイミング生成部９より供給される。

復調部４では、リタイミング部３より入力されたデジタルベースバンド信号の復調処理後のデータが出力される。また、復調部４では、図示せぬ基地局との同期をとるために、受信同期用のチャンネルの信号の再生結果より、送信側と受信側との周波数誤差が求められ、この周波数誤差が所定閾値より大きくなると、その周波数誤差に応じた制御信号が基準クロック生成部６に出力される。

基準クロック生成部６では、復調部４より入力される基準クロック制御信号に基づいて、基準クロックの周波数が調整され、この基準クロックが無線送受信部１とタイミング生成部９に出力される。タイミング生成部９では、基準クロック生成部６よりからの基準クロックを用いて、装置内で必要となるタイミング信号が生成されて出力される。

図７に示した従来例と異なっている点は、誤り発生周期監視部５と、位相選択部７と、サンプリングタイミング制御部８とが追加されている点である。そして、ＡＤ変換部２に入力されるサンプリングタイミングの出力先が、タイミング生成部９ではなく、位相選択部７であり、また、復調部４より誤り発生周期監視部５に誤り訂正検出信号が出力されている点である。この誤り訂正検出信号は、通信の伝播路における誤りが検出されて、その誤りを訂正されたことが検出される度に出力されるものである。従って、この信号は通信伝播路で誤りなく信号が伝送されシンボル誤りが発生しない環境では出力されない信号である。

また、復調部４では、基地局である送信側と移動局の受信側との周波数誤差がを求められていることを述べたが、この求められた誤差量、例えば何ｐｐｍ周波数がどの方向にずれているかという周波数誤差情報が、誤り発生周期監視部５へ出力されることになる。この誤り発生周期監視部５では、復調部４から入力される周波数誤差情報から、サンプリング精度不足の場合に発生する誤りの周期を求め、その周期と復調部４から入力される誤り訂正検出信号の入力周期と相関があるかを判定する。

ここで、サンプリング精度不足時発生する誤りについて説明する。前述したように、受信信号のアイパターンの中央付近でＡＤ変換サンプリングを実施することが、受信装置に求められるが、入力信号や干渉や雑音の影響で、劣化した状態でＡＤ変換部に入力する場合に、アイの開口幅は狭まる。また、変調方式の多値数が高くなるにつれ、アイの開口幅も狭まる。サンプリング間隔とアイの開口幅がほぼ等しい状況にまで、開口幅が狭まる状況になると、送信側と受信側の周波数誤差で生じる周期で、サンプリングポイントが開口部の両端近傍にあるときに、シンボル判定を誤る状況が観測できるようになる。

具体的には、以下の周期でシンボル判定誤りが発生する場合には、サンプリング精度不足により、周期的なエラーが発生していると推測できる。
Ｔv ＝（１／ｆs ）・（１／ｚ）……（１）
（１）式において、Ｔv は観測された誤り周期、ｆs はサンプリング周波数、ｚは送信側と受信側の周波数誤差である。ここで、周波数誤差が十分少ないことを前提にしているが、前述しているように送信側と受信側の周波数誤差は、復調部４で監視されある閾値よりその誤差量が大きくなると受信側周波数を補正する制御がかかるようになっているので、この近似式は確からしいものと考えられる。

誤り発生周期監視部５において、復調部４から入力される周波数誤差情報から、サンプリング精度不足の場合に発生する誤りの周期を求めることを前に述べたが、その際は、（１）式を用いる。つまり復調部４から入力される周波数誤差情報を値ｚに代入し、システム的に決められているサンプリング周波数を値ｆs に代入することにより、サンプリング精度不足の場合に発生する誤りの周期Ｔv が求められる。

誤り発生周期監視部５で、このサンプリング精度不足の場合に発生する誤りの周期Ｔv と、実際の誤り訂正検出信号の周期とが、相関がとれているか否かの判定をする方法について説明する。図２において、ｔb1，ｔb2，ｔb3で示される区間が誤り訂正検出信号が入力された区間を表している。詳細には、誤り訂正検出信号の入力区間内でも、検出信号の入力間隔のばらつきは存在するので、ある閾値よりも高い密度で誤りが発生している区間を示している。ここで、ｔb1，ｔb2，ｔb3の時間軸上の中央点の間隔を誤り発生周期監視部５で求める。図２では、その時間を、ｔa1，ｔa2と示している。

発生周期監視部５では、この誤り訂正検出区間の周期ｔa を複数回加算して平均をとることで、誤り訂正が発生している区間、つまりシンボル誤りが発生している周期ｔaaを得る。誤り発生周期監視部５では、Ｔv とｔaaの誤差がある閾値以内にある時に、相関があると判定する。つまりその際、サンプリング精度不足の場合に発生する誤りが発生していると判定される。

前述したとおり、サンプリング精度不足による誤りが発生している状態は、サンプリングタイミングがアイの開口端に位置している。図２を用いればｔb1，ｔb2，ｔb3の付近、つまりｔa の両端部では、アイの開口端付近にサンプリングタイミングが位置している状態である。また、ｔa 区間の中央付近は、アイの中央付近にサンプリングタイミングが位置している状態と推測できる。すなわち、ｔaaの周期で、アイの中央付近でサンプリングを行う、高い精度のサンプリングタイミングが得られていると推測できることになる。本発明では、この周期性に着目して、アイパターンの中央付近に常にサンプリングタイミングがくるように、サンプリングタイミングのトラッキングをなす方法を提案するものである。

ここまで説明した動作について、当該動作をまとめる意味で、図３のフローチャートに示す。図３を参照すると、先ず、誤り発生周期監視部５において、復調部４から得られる周波数情報差ｚを基に、（１）式を用いて誤り発生周期Ｔv が求められる（ステップＳ１）と同時に、誤り訂正検出信号を基に、実際の誤り発生周期の平均ｔaaが求められる（ステップＳ２）。

そして、誤り発生周期監視部５において、Ｔv とｔaaとの相関の有無が判定されるが（ステップＳ３）、この判定は、先述したように、Ｔv とｔaaの誤差がある閾値以内にある時に、相関があると判定される。相関があると判定されると（ステップＳ４でＹｅｓ）、サンプリングタイミングのトラックキング制御、すなわちサンプリングクロックの位相制御であるクロックシフト制御が、サンプリングタイミング制御部８及び位相選択部７で行われることになる（ステップＳ５）。なお、相関がなければ（ステップＳ４でＮｏ）、当該トラックキング制御はなされない。

このステップＳ５のサンプリングタイミングのトラックキング制御の方法について、図４のフローチャート及び図５のクロックタイミングチャートを参照しつつ説明する。図５に示すように、サンプリングタイミングクロックのトラッキング制御用に、サンプリングクロックを逓倍した制御クロックをタイミング生成部９で生成し、その制御クロックを位相選択部７に、従来のサンプリング用タイミングクロック（図５では、オリジナルクロックとして示している）と共に供給する。なお、この様なサンプリングクロックを逓倍したクロックは、従来装置でも信号処理のために一般的に具備されており、本発明の方法を実現するために、逓倍用のＰＬＬ回路等を新たに追加する必要はないものである。

この制御クロックの周波数をｆi とし、送信側と受信側の周波数誤差がｚである時、制御クロックの１クロック周期分、サンプリングタイミングがアイパターン内を移動する時間が以下で求まる。
Ｔw ＝（１／ｆi ）・（１／ｚ）……（２）
この値を用いて、Ｔw の周期でサンプリングタイミングを制御クロックの１クロック幅だけトラッキングする方法を用いれば、アイの開口端付近までサンプリングタイミングが移動する前にトラッキングがかかり、アイ開口部の中央付近でサンプリングが可能となる。

図５では、サンプリングクロックをオリジナルクロックとして示しており、その８逓倍クロックを制御クロックとして示しており、この場合に、本発明の方式を用いればサンプリング周波数を上げることなく、８倍のサンプリング精度を得ることができると推測できる。

サンプリングタイミング制御部８において、誤り発生周期監視部５においてサンプリング精度不足による周期的なシンボル判定誤り発生が検出された場合に、その誤り発生周期タイミング信号の通知を受ける（ステップＳ１１）。図２では、ｔa1，ｔa2の境界でタイミング信号が入力され、その後は、送信側と受信側の周波数誤差情報に変化がない間は、ｔaa周期でそのタイミング信号が入力されることになる。

他方、ｔaa周期でのタイミング信号出力は、ある閾値以上の誤りが検出された場合にも供給されるものとする。また、サンプリングタイミング制御部８は、誤り発生周期監視部５より、送信側と受信側の周波数誤差情報ｚを取得する（ステップＳ１２）。サンプリングタイミング制御部８では、周波数誤差情報ｚを用いて（２）式によりＴw を求める（ステップＳ１３）。更に、（１）式で求めたＴv を誤り発生周期監視部５より取得し、誤り発生周期タイミング信号の通知が入力されてから、サンプリングタイミングがアイ開口部の中央付近まで移動し、トラッキングを開始するまでの時間Ｔx を以下の式で求める（ステップＳ１４）。
Ｔx ＝（Ｔv ／２）−（Ｔw ／２）……（３）

そして、サンプリングタイミング制御部８は、誤り発生周期タイミング信号の通知が入力後、Ｔx 時間経過後に、位相選択部７にサンプリング位相をトラッキングする制御信号を出力し、その後は、周波数誤差情報に変化がない場合は、Ｔw 間隔で制御信号を出力する（ステップＳ１５）。

位相選択部７では、タイミング生成部９より入力された制御クロックにより、サンプリング用タイミング信号をシフトレジスタでシフトし、サンプリングタイミング制御部８より入力されるサンプリングタイミング制御信号により、Ｔw 間隔で、サンプリング位相を制御信号１クロック分シフトしたものに切り替える選択制御を実施する（ステップＳ１８，１９）。

このとき、受信側が送信側周波数に比べて高いのか、低いのかという情報も、サンプリングタイミング制御部８より取得する（ステップＳ１７）。サンプリングタイミング制御部８は周波数差情報ｚより、受信側周波数高いのか低いのかの情報を、位相制御部７に通知する。位相制御部７では、受信側周波数が高い場合には、サンプリングタイミングが、制御クロック１クロック分位相が遅れる方向に、Ｔw 周期でトラッキング（クロックのシフト）を行い（ステップＳ１８）、逆に低い場合には、Ｔw 周期で、サンプリングクロックが制御クロック１クロック分位相が進む方向にトラッキング（クロックのシフト）を行う（ステップＳ１９）。以上説明した一連の動作により、サンプリング精度を向上させることが可能となる。

図６は誤り訂正検出信号の発生周期が、図２の場合とは異なる例である。また、図２及び図６では、ｔc なる区間も示しているが、このｔc を使用するのは、本発明の他の実施例となる。先に説明した実施例では、復調部４より誤り訂正検出情報を出力し、その検出された区間を用いて、サンプリング精度不足が生じている誤りか否かの判定をしている。これに対して、本実施例では、誤り訂正の検出信号ではなく、誤り訂正部で誤りを取り除けずに、受信誤りが発生したことを検出した信号を復調部４より出力し、その検出区間を用いて、サンプリング精度不足で生じている誤りか否かを判定するようにしたものである。

上述した実施例の動作は、その動作手順をプログラムとして予めＲＯＭなどの記録媒体に記録しておき、これをコンピュータにより読み取らせて実行させるように構成できることは勿論である。また、上記においては、ＨＳＤＰＡ方式の移動通信システムにおける移動局の受信部について適用できるが、これに限られることなく、広く無線通信装置の受信部に適用可能である。

本発明の実施の形態の機能ブロック図である。 誤り検出の一例を示す図である。 本発明の実施の形態の動作を示すフローチャートである。 図３のステップ５の詳細を示すフローチャートである。 オリジナルのサンプリングクロックと制御クロックとシフトクロックとの関係を示す図である。 誤り検出の他の例を示す図である。 従来技術を示す受信部の機能ブロック図である。 図８の復調部４の一例を示す図である。 ＱＰＳＫ変調方式による受信信号のアイパターンの例を示す図である。 １６ＱＡＭ変調方式による受信信号のアイパターンの例を示す図である。

符号の説明

１ 送受信部
２ ＡＤ変換部
３ リタイミング部
４ 復調部
５ 誤り発生周期監視部
６ 基準クロック生成部
７ 位相選択部
８ サンプリングタイミング制御部
９ タイミング生成部
１０ アンテナ
１１ サーチャー部
１２ フィンガー部
１３ レイク合成部
１４ 誤り訂正部

Claims (13)

1. 送信局からの変調信号を受信してサンプリングクロックによりサンプリングをなすようにしたサンプリング制御装置であって、
   送信局との周波数ずれを示す周波数誤差情報に基づいて前記受信信号の誤り発生周期を算出する手段と、
   前記受信信号の実際の誤り検出の平均周期を算出する手段と、
   前記誤り発生周期と前記平均周期との相関性を判定し、この判定結果に応じて、前記サンプリングクロックの位相シフト制御を行う位相シフト制御手段と、
   を含むことを特徴とするサンプリング制御装置。
2. 前記位相シフト制御手段は、前記判定結果が相関性ありの場合に、前記位相シフト制御をなすことを特徴とする請求項１記載のサンプリング制御装置。
3. 前記位相シフト制御手段は、前記周波数誤差情報により受信側の周波数の高低を検出して、高い場合には、前記サンプリングクロックを遅れる方に所定位相シフト制御し、低い場合には、前記サンプリングクロックを進む方に所定位相シフト制御することを特徴とする請求項２記載のサンプリング制御装置。
4. 前記位相シフト制御手段は、前記サンプリングタイミングがアイパターン内を移動する周期で、前記位相シフト制御をなすことを特徴とする請求項３記載のサンプリング制御装置。
5. 前記周波数誤差情報は、前記送信局からの変調信号を復調する復調部において、送信局との同期用チャンネルの再生結果に基づいて得られる情報であることを特徴とする請求項１〜４いずれか記載のサンプリング制御装置。
6. 送信局からの変調信号を受信してサンプリングクロックによりサンプリングをなすようにしたサンプリング制御方法であって、
   送信局との周波数ずれを示す周波数誤差情報に基づいて前記受信信号の誤り発生周期を算出するステップと、
   前記受信信号の実際の誤り検出の平均周期を算出するステップと、
   前記誤り発生周期と前記平均周期との相関性を判定し、この判定結果に応じて、前記サンプリングクロックの位相シフト制御を行う位相シフト制御ステップと、
   を含むことを特徴とするサンプリング制御方法。
7. 前記位相シフト制御ステップは、前記判定結果が相関性ありの場合に、前記位相シフト制御をなすことを特徴とする請求項６記載のサンプリング制御方法。
8. 前記位相シフト制御ステップは、前記周波数誤差情報により受信側の周波数の高低を検出するステップと、高い場合には、前記サンプリングクロックを遅れる方に所定位相シフト制御し、低い場合には、前記サンプリングクロックを進む方に所定位相シフト制御するステップとを有することを特徴とする請求項７記載のサンプリング制御方法。
9. 前記位相シフト制御ステップは、前記サンプリングタイミングがアイパターン内を移動する周期で、前記位相シフト制御をなすことを特徴とする請求項８記載のサンプリング制御方法。
10. 前記周波数誤差情報は、前記送信局からの変調信号を復調する復調部において、送信局との同期用チャンネルの再生結果に基づいて得られる情報であることを特徴とする請求項６〜１０いずれか記載のサンプリング制御方法。
11. 請求項１〜５いずれか記載のサンプリング制御装置を含むことを特徴とする受信装置。
12. 移動通信システムにおける移動局の受信部に適用したことを特徴とする請求項１１記載の受信装置。
13. 送信局からの変調信号を受信してサンプリングクロックによりサンプリングをなすようにしたサンプリング制御方法をコンピュータにより実行させるためのプログラムであって、
    送信局との周波数ずれを示す周波数誤差情報に基づいて前記受信信号の誤り発生周期を算出する処理と、
    前記受信信号の実際の誤り検出の平均周期を算出する処理と、
    前記誤り発生周期と前記平均周期との相関性を判定し、この判定結果に応じて、前記サンプリングクロックの位相シフト制御を行う処理と、
    を含むことを特徴とするプログラム。

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