JP3923571B2

JP3923571B2 - 移動局の内部タイミングエラーを補償する方法及び回路

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Publication number: JP3923571B2
Application number: JP27496296A
Authority: JP
Inventors: クーシネンテロ
Original assignee: Nokia Oyj
Current assignee: Nokia Oyj
Priority date: 1995-10-23
Filing date: 1996-10-17
Publication date: 2007-06-06
Anticipated expiration: 2016-10-17
Also published as: US5917868A; FI955045A0; EP0771128A2; JPH09139710A; DE69635011D1; EP0771128A3; FI111582B; EP0771128B1; FI955045A; DE69635011T2

Description

【０００１】
【発明の属する技術分野】
本発明は、移動局、特にデジタル移動局のタイミングエラーを補償するための、請求項１の前提部に記載されている方法に関する。
【０００２】
本発明はまた、移動局、特にデジタル移動局のタイミングエラーを補償するための、請求項７の前提部に記載されている回路にも関する。
【０００３】
【従来の技術】
従来技術において、移動局に適する常時高精度で動作するクロックシステムが知られている。このシステムの１つの欠点は該クロックシステムがかなりの量のエネルギーを消耗するということであって、このシステムは特に移動電話のような小型で軽量の移動局には不向きである。移動局のバッテリーを節約して使うために、スリープクロックシステムと呼ばれる新しいクロックシステムが開発された。
【０００４】
従来技術において公知のスリープクロックシステムの１つが、本出願人により先に出願されたフィンランド特許出願第９２３９７６号に開示されている。このスリープクロックシステムは２つのクロック装置からなっており、そのうちの第１のクロック装置は高周波数で動作するようになっており、第２のクロック装置は低周波数で動作するようになっている。第１のクロック装置即ち通常のクロックはメガヘルツ帯域で動作し、第２のクロック装置即ちスリープクロックはキロヘルツ帯域で動作する。移動局が休止状態の時には第１のクロック装置はオフにされ、低精度の第２のクロック装置が代わりに使用される。この様な構成により電力消費を相当少なくすることができる。
【０００５】
上記のスリープクロックシステムは、例えば時分割多元接続（ＴＤＭＡ）方式のＧＳＭ（Global System for Mobile Communications （移動通信用広域システム）) システムの移動局に使用される。移動局のスリープクロックシステムの通常クロック装置がオフにされているときには、移動局の受信装置は基地局からの或る所定のタイムスタンプ内の無線信号のみを受信するようになっている。２つのページ（page) の間の移動局の休眠時間（sleep time) は１〜２秒間の範囲内の割合に長い時間である。このページというのは、移動局が結局何時かは入ってくる入り呼を識別し得る状態になっているときのことである。このタイムスロットを正確に測定することができなければならない。
【０００６】
スリープクロック装置を使用している現在の移動局の１つの問題は、一般に第２のクロック装置の心臓としてそれを同期化するための水晶が使われていることである。水晶には常に周波数ジッターが伴うが、それはこのような用途では通常は０．５μｓの範囲である。ＧＳＭ移動局では、これはビット周期の約１／８に相当する。
【０００７】
もう１つの問題は、水晶の振動数が温度変化に従って変化することである。正常な振動数は一般には２５℃の温度で得られる。例えば２５℃という正常な温度からの温度差が大きいほど振動数のずれが大きいと言うことができる。移動局は、−１０℃から＋５５℃に及ぶ温度範囲で確実に動作できなければならない。振動数の最大変化速度に基づいて、またＧＳＭシステムでの２つのページの間の休眠時間は最大で２．１２秒であることを考慮に入れると、２ページの各スタート間のタイミングエラーは最悪の場合には約６．２μｓ／℃となると見積もることができる。更に、現在の軽量の移動局は例えば１℃／分の割合で暖まったり冷えたりすることがあると見積もるとすれば、その結果として１分間に生じるタイミングエラーは約６．２μｓとなる。これをページング周波数で割ると、２ページ間に生じるタイミングエラーは最悪の場合には０．２μｓとなる。２ページ間のこのようなタイミングエラーは大きくはないけれども、これは累積してゆく性質のものである。このような周波数のずれ、即ち累積してゆくタイミングエラーを何らかの手段で補償しなければ、移動局と基地局との間の通信システムが直ぐに働かなくなる。
【０００８】
上記した水晶の他に、スリープクロック装置にはもう一つの問題がある。即ち、スリープクロックシステムのクロック周波数が変化すると、周波数ジッターと同じ種類のタイミングエラーが生じる。スリープクロックシステムの第２のクロック即ちスリープクロックはキロヘルツ帯域で動作するのに対して、通常のクロックはメガヘルツ帯域で動作する。高周波数で動作する第１のクロックは、クロック周波数が第２のクロックから第１のクロックへ切り替えられる前にオンになっていなければならない。クロック周波数の切換は非同期プロセスである。各々の切換と関係して、通常のクロックの安定化には或る程度の時間がかかる。このような切換に関連するタイミングエラーはその場合には通常のクロックのクロックサイクルの半分即ち約０．５μｓである。ページング機能の開始も非同期プロセスである。移動局の信号受信装置にとっては、受信したページング信号が現実にその通常クロックの信号の端からスタートするとは限らない。従って、これも通常クロックのクロックサイクルの半分即ち約０．５μｓのタイミングエラーをもたらす。
【０００９】
上に述べたことに基づいて、最悪の場合には２ページ間のタイミングエラーは合計で下記の通りになると見積もることができる：

そこで、２ページ間の合計のタイミングエラーは１．７μｓとなり、これはＧＳＭネットワークのビット周期の約半分である。
【００１０】
チャネルの状態は、無線周波数（ＲＦ）受信装置が基地局から送られたＲＦ信号をどのくらい良く受信できるかに著しい影響を及ぼす。移動局がページの間に通常クロック周波数で動作するときには、チャネル状態の変動と変化をかなり良く推定することができるので、移動局の受信装置は基地局から送信されたＲＦ信号を受信することができる。移動局内のクロックシステムのタイミングエラーも該移動局で推定されねばならないときには、事情は変わる。移動局のＲＦ信号受信装置にとっては、基地局から送信されたページが該受信装置自身のタイミング装置が指示する瞬間にスタートするとは限らない。スリープクロックシステムの最終的周波数エラーは、悪いチャネル状態から生じるエラーのようにも見える。
【００１１】
チャネル状態が悪いとき、即ち、受信されるＲＦ信号に（例えば小山が多い地勢やドップラー効果から生じる）深いフェージングと大量の反射とがあるときには、移動局のクロックシステムは簡単に同期を失う。移動局のいろいろな素子は、タイミングエラーがチャネル状態の悪さから生じているのか、それともクロックシステムに起因して生じているのか、判断できない。移動局のいろいろな素子は、移動局のタイミング信号と、その基地局クロックとの同期を維持しようとする。これに基づいて、長時間タイミングエラー即ち周波数エラーを補正するために補正信号を見積もろうという試みがなされる。悪いチャネル状態は、移動局の内部タイミングの周波数エラーとして表現し得るものである。これにより、移動局は基地局との関係で信号フレーム構造との同期を直ぐに失うことになる。最尤シーケンス推定構成（the Maximum Likelihood Sequence Estimator (MLSE)) のような最適化された受信装置構成を使ったとしても、悪いチャネル状態でスリープクロックシステムが安定していないことに気付く必要がある。
【００１２】
【発明が解決しようとする課題】
本発明の目的は、移動局、特にデジタル移動局のタイミングエラーを補償するための新しい方法及び回路を提供することである。本発明の目的は、特に、移動局により受信されたＲＦ信号に基づいて、クロックシステムのタイミングエラーを補償することを可能にする補正信号を特定する新しい方法及び回路を提供することである。
【００１３】
【課題を解決するための手段】
本発明の方法は、請求項１の前提部に述べられている事項に対して特徴事項をそなえる。本発明の、移動局、特にデジタル移動局の内部タイミングエラーを補償する方法においては、
当該技術分野で知られている方法で推定されたチャネルインパルス応答から、最大量のエネルギーを含む信号サンプルと、それらの最大信号サンプルの位置信号とを決定し、
連続する位置信号により、該移動局のタイミングエラーの大きさ及び方向を示す補正信号を決定するとともに、それによって該移動局のタイミング、特にそのクロックシステムのタイミングを調べて、もし必要ならば同期化させる。
【００１４】
本発明の回路は、請求項７の前提部に述べられている事項に対して特徴事項をそなえる。本発明の、移動局、特にデジタル移動局の内部タイミングエラーを補償するための回路は、
当該技術分野で知られている方法で推定されたチャネルインパルス応答から、最大量のエネルギーを含む信号サンプルと、それらの最大信号サンプルの位置信号とを決定するための相関回路と、
連続する位置信号により、該移動局のタイミングエラーの大きさ及び方向を示す補正信号を決定するとともに、それによって該移動局のタイミング及び特にそのクロックシステムのタイミングを調べて、もし必要ならば同期化させるタイミングユニットとから成る。
【００１５】
本発明の利点は、デジタル移動局の内部タイミングエラー（或いはそれと解されるエラー）を検出して補償する簡単で効率的な方法にある。内部タイミングエラーは、クロックシステムの内部クロック水晶及び／又は接続並びにそれに関連する振動数変化などの、移動局の構造及び動作に起因するものである。
【００１６】
本発明の別の利点は、移動局に使われているクロックシステムとは無関係に、重要な部分として移動局に統合され得るということである。本発明の方法及び回路により、補正信号が作られ、これにより移動局のタイミングエラー及び特にそのクロックシステムのタイミングエラーを検出し補正することができる。
【００１７】
本発明の特別の利点は、信頼することのできるスリープクロックシステムの実現を本発明が容易にするということにある。
【００１８】
次に、添付図面を参照して本発明及びその利点について説明をする。
【００１９】
【発明の実施の形態】
ＧＳＭネットワークで動作するようになっている移動局の受信端の、本発明に関連する部分が図１に示されている。移動局により受信されたＲＦ信号はＲＦ受信装置１に供給され、そこから低周波数信号がＡ／Ｄ変換器２へ送られる。ＴＤＭＡバーストなどの各信号サンプルは検出・復調ユニット３へ送られる。このユニットからその信号は解読ユニット（decryption unit ）４へ送られる。制御ユニット７により移動局の動作が制御され監視される。
【００２０】
検出・復調ユニット３は、受信ユニット５とタイミングユニット６からなる。受信ユニット５により信号が検出され、復調される。受信ユニット５は、好ましくは、最適化された受信構成として実現されるものであり、この実施例では最尤シーケンス推定構成（Maximum Likelihood Sequence Estimator)ＭＬＳＥである。このＭＬＳＥ受信装置５の機能は、推定を容易にするために送信された信号に含まれている信号構造により無線通信チャネルを評価することである。タイミングユニット６により、受信された信号から補正信号が決定される。この補正信号は、ページのスタートポイントを示すものであって、制御ユニット７へ送られて更に処理される。タイミングユニット６のこの出力信号即ち補正信号により、補正ユニット７に含まれているクロックシステムのタイミングを調べて、必要ならば補正することができる。
【００２１】
周知されているとおり、伝送チャネルには絶えず変化が起こり、その変化は多重通路フェージング及びドップラー分散を引き起こすことにより無線信号に影響を及ぼす。従って、受信される信号は、元の信号に加えて、元の信号と同じ種類の信号のコピーであるけれども元の信号とは異なる時点で受信される信号も含んでいる。また、受信される信号のステージも時折変化することがある。このような理由から、無線チャネルにより引き起こされる信号のエラーを補正するためにチャネルの推定ないし評価が必要である。この目的のために、推定を容易にするための構造が信号に付加される。１つの実行可能な選択枝として、所定のビットパターンを無線信号中のページの所定の箇所に付加する方法がある。受信装置はこのビットパターンを見つけて、それに基づいてチャネルの推定を行う。この原理がＭＬＳＥ受信装置５に利用されている。
【００２２】
検出・復調ユニット３は図２においてブロック図として示されている。ＭＬＳＥ受信装置５は、相関回路（correlator) ８とイコライザ９とから成る。相関回路８により、受信された信号の、ＴＤＭＡバーストのような一定のタイムスロット内で伝送チャネルのインパルス応答が計算される。このタイムスロットは、受信された信号の一部分であって、該タイムスロットはデータビットと同期化に関連する既知のビットパターンとから成っている。該チャネルのインパルス応答の計算は、相関回路８に記憶されている既知のビットパターンと、受信されたタイムスロット内で表されている対応するビットパターンとの間の相関に基づいて行われる。そこで、その既知のビットパターンは相関回路８のメモリユニット１０に記憶されていて、相関を数えるときに該メモリユニットから相関回路の処理ユニット１１に読み込まれる。この処理ユニットは、例えばマイクロプロセッサ又はそれに相当するデータ処理・計算手段から成る。
【００２３】
相関回路８の入力信号は、Ｉ信号及びＱ信号（ＧＳＭ移動通信システム／ＧＭＳＫ（Gaussian Minimum Shift Keying ）変調）からなる複合信号ａ(t) である。相関回路８において、Ｉ信号及びＱ信号の双方について各インパルス応答が計算される。計算された各インパルス応答は、受信された信号のそれぞれのタイムスロットにおけるチャネル状態の推定値である。
【００２４】
入力信号 a(t) に対して、タイミングユニット６のための所望の出力信号ｍａｘｐｏｓを受け取るために相関回路の処理ユニット１１で下記のような計算が実行される。推定されたインパルス応答の大きさを下記の式（１）により計算することができる：
【数１】

ここでｎ＝１，２，３，・・・ｋであり、ｋ＝計算された相関の数である。
【００２５】
各インパルス応答タブのグループが処理ユニット１１で計算されるけれども、普通はそれらの全てがイコライザ９に送られるのではない。そこで、計算された各インパルス応答タブは選別され、最善のチャネルインパルス応答を与えるタブが選択される。計算された全てのインパルス応答タブの中から、最大量のエネルギーを含むものが選択されることとなるように、処理ユニット１１内で該選択が実施される。更に、該選択されたタブは常にグループを形成する、即ち処理ユニット１１は１つのタブをここから、もう１つのタブをあちらから、というようにばらばらに選択することはできないということに注意しなければならない。このことに関して図３（Ａ）及び３（Ｂ）を参照する。図３（Ａ）は、９個のインパルス応答タブの大きさがどのように計算されているかを示し、図３（Ｂ）は、それらから選択された５個のタブのグループを示す。５個のインパルス応答タブについての選択アルゴリズムは次の通りである。即ち、このグループのインパルスタブの大きさｍ（ｉ）は式（２）：
【数２】

で計算される。ここで i =４−Ｓ，３−Ｓ，２−Ｓ，... ，４＋Ｓ，であり、Ｓはインパルス応答のウィンドウ幅である。計算されたインパルス応答タブのグループｍ（ｉ）から、最大量のエネルギーを含むタブのサブグループを捜し出す（図３（Ｂ））。
【００２６】
このサブグループから、該サブグループの中の他のタブと比べて最大の量のエネルギーを含むインパルス応答タブを選択し、その位置を式（３）に従って位置信号ｍａｘｐｏｓとして表す：
【数３】

ここで、i = ４−Ｓ，３−Ｓ，２−Ｓ，... ，４＋Ｓである。
【００２７】
最終のインパルス応答は式（４）により計算される：
【数４】

ここでｉ＝０，１，２，３，４である。
【００２８】
相関回路８のＩ_D出力及びＱ_D出力は組み合わされてイコライザ９に供給される。受信された信号ａ（ｔ）もイコライザ９に供給される。イコライザ９の目的は、チャネルのインパルス応答推定値を用いて受信された信号ａ（ｔ）を等化することである。その方法自体は広く知られている。その方法は、整合フィルターと、信号処理のための修正ビタビ・アルゴリズム（modified Viterbi algorithm) とを使用する。インパルス応答タブ推定値はその整合フィルターに送られて処理される。イコライザ９の出力は、解読ユニット４のための等化された信号ｂ（ｔ）である（図１と比較）。
【００２９】
相関回路８で計算された位置信号ｍａｘｐｏｓは、受信されたＴＤＭＡ（ＧＳＭのような）バーストの中の最大エネルギーの位置（即ち、そのエネルギー量が最大のインパルス応答の位置）を表す。１つの受信されたバーストについて１つの位置信号が受信される。
【００３０】
位置信号ｍａｘｐｏｓはタイミングユニット６に供給される。このタイミングユニット６は、相互に直列に接続された２つのフィルタユニット１４，１５からなる。相関回路８の位置信号出力は第１のフィルタユニットの入力１２に接続されている。第２のフィルタユニットの出力でもあるタイミングユニット６の出力１３は更に制御ユニット７に接続されている。
【００３１】
第１のフィルタユニット１４は、第１フィルタ１６と、それに続くセパレータ１８とから成る。セパレータ１８により、第１フィルタ１６の所望の出力信号のみが第２のフィルタユニット１５へ通過することを許される。
【００３２】
第２のフィルタユニット１５は第２フィルタ１７とスケーラ（計数装置（scaler))１９とから成る。スケーラ１９により、タイミングユニット６の出力信号ｃｏｒｒは、タイミングエラーを補償する目的で適当な計数用ウィンドウ（scaling window) にセットされる。
【００３３】
第１フィルタ１６は、ｎ段フローティングレジスタ（n state floating register)２０（図４）から成っており、これは好ましくは先入れ先出し（ＦＩＦＯ）レジスタ（即ち、１信号サンプルが入ると他の１信号サンプルが出てゆくようになっているフローティングレジスタ）である。相関回路８から受信された位置信号ｍａｘｐｏｓは第１フィルタ１６に、即ちこの場合にはＦＩＦＯレジスタ２０の入力１２に供給される。位置信号のｍａｘｐｏｓ値はインパルス応答の最大エネルギーの位置を表し、上記したように相関回路８でのインパルス応答の計算との関係でその値を計算することができる。
【００３４】
計算された位置信号ｍａｘｐｏｓは第１フィルタ１６のＦＩＦＯレジスタ２０へ順に送られ、各信号の入力の後にレジスタ２０の中の信号サンプルの合計が総和回路（summer) ２１により計算され、その後にその総和ｓｕｍが更に判定ユニット２２に送られ、ここで該ｓｕｍは判定パラメータと比較され、その比較に基づいて中間出力信号が更にセパレータ１８に与えられる。セパレータ１８の出力、したがって第１のフィルタ１４の出力は、第２のフィルタユニット１５に送られるべき第１のフィルタユニットの出力信号となる。
【００３５】
次に、第１のフィルタユニット１４との関係で実施される処理を詳しく説明する。ＦＩＦＯレジスタ２０の中の各位置信号の総和ｓｕｍは、式（５）に従って総和回路２１で計算される：
【数５】

ここでｄ（ｉ）はｉ番目のフローティングレジスタ２０の記憶素子２０¹，２０²，２０³，・・・２０ⁿの内容であり、ｎは素子の数である。
【００３６】
或る時点でレジスタ２０の中にある位置信号の総和ｓｕｍは判定ユニット２２内で判定パラメータと比較される。判定パラメータを決定するためには、位置信号のノミナルステージ（nominal stage)の情報が必要である。それは原則として如何なる信号値であってもよいので、それをｎｏｍ（これは整数である）とする。ｎ個の位置信号の公称値での総和はａｖｅ＝ｎ×ｎｏｍである。この値ａｖｅは、総和回路２１から受信される位置信号の実際の総和ｓｕｍと比較される。実際の位置信号の総和ｓｕｍが総和ａｖｅより大きければ、それは位置信号が推定されたノミナルステージとは大きく異なることを意味し、従って、実行されるべきタイミング補正の値即ち補正信号の値が大きくなければならないことを意味する。「もし−ならば」条件文（if-so statements) を使うことにより、選択されるべき中間信号ｏｔの値Ｎ_n，Ｎ_n-1，・・・，Ｎ₂，Ｎ₁，Ｎ_p，Ｐ₁，Ｐ₂，・・・，Ｐ_n-1，Ｐ_n，を（６）表の形式で表すことができる：
【表１】

【００３７】
判定パラメータはａｖｅ−ａ_n，ａｖｅ−ｂ_nであり、ここでｎ＝１，２，３，・・・（整数）である。第１の判定パラメータは位置信号の公称値の総和から形成される。他の判定パラメータａ_n，ｂ_nは、用途により適宜選択される整数である。このことが、下記の（７）表に従って、判定ユニット２２に含まれる判定テーブル２２ａにより図４に示されている：
【表２】

【００３８】
図４の例では、ＦＩＦＯレジスタ２０は８個の記憶素子２０¹，２０²，・・・，２０⁸（Ｐｏｓ１，Ｐｏｓ２，Ｐｏｓ３，・・・，Ｐｏｓ８）から成っており、これに８個の連続する位置信号が記憶される。この実施例ではｎ＝８であり、位置信号の公称値ｎｏｍ＝４であり、これによってａｖｅ＝８×４＝３２となる。他の判定パラメータａ_n，ｂ_nの値は１１，７，３であり、中間信号ｏｔの対応する値は、−３，−２，−１，０，１，２，３である。判定ユニット２２の判定テーブル２２ａから中間信号ｏｔを導出することができ、その値は前記整数「−３，−２，−１，０，１，２，３」のうちの１つである。
【００３９】
この実施例では、判定ユニット２２は、判定テーブル２２ａの他に、総和回路２２ｂも有する。判定ユニットの判定テーブル２２ａから得られた第１の中間信号は、総和回路２２ｂにおいて、前の段階（phase)で先に計算されていた対応する中間信号と合計され、これにより式（８）に従って累算中間信号が得られる。
（８）ｏｐ＝ｏｐ＋ｏｔ
累算中間信号ｏｐは、判定ユニット２２の出力信号となる。
【００４０】
累算中間信号ｏｐを第１のフィルタユニット１４の出力信号として使うことができるけれども、殆どの場合に、それを先ずセパレータ１８に送ることにより出力信号を平滑化するのが好ましい。セパレータ１８は、Ｄ番目毎の信号を通過させる。このＤは、「１，２，３，・・・」のグループの中の整数である。一連の累算中間信号ｏｐ０，ｏｐ１，ｏｐ２，ｏｐ３，ｏｐ４，ｏｐ５，ｏｐ６，・・・がセパレータ１８に入力され、Ｄ＝２であるとすると、セパレータ１８の出力信号、即ち第１のフィルタユニットの出力信号のｏｐ；Ｄ（Ｄ＝２）の列はｏｐ０，ｏｐ２，ｏｐ４，ｏｐ６，・・・となる（図４と比較）。従って、この実施例では、補正信号ｃｏｒｒは、ｍａｘｐｏｓ信号が入力される機会の１回おきに得られる。セパレータ１８によりタイミングの補正が弱められ平滑化されるので、それより後のユニット（特に制御ユニット７及びＭＬＳＥ受信装置５の各ユニット）に関して補正があまりに速く且つ急に起こることはない。
【００４１】
図５を参照すると、第２のフィルタユニット１５はｍ段フローティングレジスタ（m state floating register)２３を含んでいる。このフローティングレジスタは好ましくはＦＩＦＯレジスタであって、その構造は第１フィルタのＦＩＦＯレジスタ２０に対応する。第１のフィルタユニット１４の出力信号ｏｐ；Ｄがレジスタ２３の入力に供給される。出力信号の連続するｏｐ；Ｄ値はフローティングレジスタ２３の記憶素子２３¹, ２３²，２３³，・・・２３^m（Ｐｏｓ１，Ｐｏｓ２，Ｐｏｓ３，・・・，Ｐｏｓｍ）に記憶される。レジスタ２３の内容の平均値が計算される。即ち、レジスタ２３に含まれている第１のフィルタユニットの出力信号のｏｐ；Ｄ値から平均値が計算される。該信号の総和ｓｕｍ１が総和回路２４で計算され、その結果が平均ユニット２５においてレジスタ２４の各素子２３¹，２３²，２３³，・・・２３^mの数すなわちｍで割られる。レジスタ２３の全ての素子に含まれている信号の平均値はａｖｅ１＝ｓｕｍ１／ｍである。信号ａｖｅ１は第２のフィルタユニット１５の出力信号である。
【００４２】
しかし、該第２のフィルタユニット１５にスケーラ１９を付加し、これに第２のフィルタユニットの中間信号ａｖｅ１を供給するのが好ましい。その場合、第２のフィルタユニット１５の出力信号及び、同時にタイミングユニット６の出力信号即ちタイミング補正信号を形成するのはスケーラ１９の出力信号ｃｏｒｒである。このようにして、システムを不安定状態に陥れるのを防止するために、タイミングエラー補正はゆっくりと行われる。
【００４３】
第２のフィルタユニット１５のスケーラ１９の機能は、第２のフィルタユニットの出力信号を、ＭＬＳＥ受信装置がその範囲内でならばその出力信号を処理することができる補正限界即ち変動限界に適合させることである。もしタイミングエラー補正が速すぎると、受信装置全体が不安定状態に陥って発振し始める。もしタイミングエラー補正が遅すぎると、ＭＬＳＥ受信装置は、制御ユニット７を通して移動局のクロックシステムから受信される補正を実行し得るほど充分に速くはない。従って、スケーラ１９は、該スケーラに供給された中間信号ａｖｅｌに対して下記の式（９）のような処理を実施する。
（９）ｃｏｒｒ＝ａｖｅ１／ｓｃａ
ここでｓｃａ＝実数（通常は０．２５〜４の範囲内）である。
【００４４】
図５に描かれている第２のフィルタユニットでは、レジスタ２３に集められる第１のフィルタユニットの出力信号のｏｐ；Ｄ値の数はｍ＝８であり、スケーラ１９のパラメータはｓｃａ＝２である。従って、この実施例では、補正信号ｃｏｒｒは位置信号ｍａｘｐｏｓが入力される機会の１回おきにタイミングユニット６から得られる。そしてこの補正信号ｃｏｒｒの範囲は中間信号ａｖｅ１の範囲の半分に制限されている。
【００４５】
タイミングユニット６の出力信号即ち補正信号ｃｏｒｒは移動局の制御ユニット７に送られる。補正信号ｃｏｒｒは、原則として、タイミングが合っている（ＯＫである）か否かという情報を含んでおり、そして、もし合っていなければエラーの大きさとその方向とを表す情報を含んでいる。この様な構成により、例えば、スリープクロックシステム（sleep clock system) の高速の通常クロックを２ページ間ではスリープクロックと置き換えることができ、そしてなお移動局の正しいタイミングを維持することができる。スリープクロックは２ページ間以外の時にも（例えば移動局が通信用に使われるとき）作動することができることに注意しなければならない。
【００４６】
タイミングユニット６の補正信号ｃｏｒｒは、制御ユニットにおいて例えば次のようにして処理される。制御ユニット７は微分ユニット２６（図２）を有し、ここに補正信号ｃｏｒｒが入力される。ここで補正信号ｃｏｒｒは微分され、これにより、クロックシステムのタイミングを変化させねばならない時、及びその変化の方向を見いだすことができる。ページの開始時点がクロック信号と同期するようにタイミングを補正するために、微分ユニット２６の出力信号は例えばスリープクロックシステム２７のようなクロックユニットに送られる。
【００４７】
移動局の内部タイミングは上記の実施例では次のようにして補正される（図６のフローチャートと比較されたい）。上記したように、位置信号ｍａｘｐｏｓの値が相関回路８で計算される（段階３０）。上記実施例では、その値は整数であって、その範囲は相関回路８の相関窓の幅による。位置信号ｍａｘｐｏｓの値は例えば−４，−３，・・・，３，４又は０，１，２，３，４の範囲にわたる。これらの位置信号の値からタイミングユニット６で補正信号ｃｏｒｒが計算される（段階３１）。補正信号ｃｏｒｒの値は、一般に、移動局のクロックのタイミングエラーの大きさを示す整数である。このＧＳＭネットワークの実施例では、タイミングエラーは１／４ビット周期（＝９２３ｎｓ）の精度で与えられる。
【００４８】
最初はタイミングユニット６の補正信号はｃｏｒｒ＝０である。これは制御ユニット７で試験され（段階３２）、タイミングが合っている（ＯＫである）こと、即ちそれにエラーが無いことが分かり、タイミングを補正する必要がないことが認められる（段階３３）。ページングが移動局で開始され、時間が経過してゆくとき、或る時点でタイミングユニット６により位置信号ｍａｘｐｏｓから計算された補正信号がｃｏｒｒ＝０となる。このことが補正信号の試験段階で認められる（段階３２）。このように、タイミングユニット６の補正信号ｃｏｒｒは、移動局のクロックの周波数が変化したこと並びにクロックシステムのタイミングを補正しなければならないことを示す。
【００４９】
その後にタイミングユニット６から得られた補正信号がｃｏｒｒ≠１であるとしよう。補正信号のこの変化は試験段階で認められ、そのとき始めにｃｏｒｒ≠０であることが認められ（段階３２）、補正信号ｃｏｒｒの値が変化したことが認められ（段階３４）、そして特に値Δ＝＋１だけ増えたことが認められる（段階３５）。タイミングは、補正信号ｃｏｒｒの変化Δに応じて変更される（段階３６）。制御ユニット７により、クロック水晶のようなクロックシステムの周波数の変化のために移動局のスリープクロックシステム２７に含まれている通常クロックを次回にはこの観測時点よりΔ×１／４ビット周期（＝Δ×９２３ｎｓ）だけ早く起動させなければならないことが移動局の他の部分に知らされる。ここでΔ＝＋１である。このようにして、クロックシステムの周波数変化により引き起こされるタイミングエラーが補正される。
【００５０】
更に、タイミングユニット６の補正信号がｃｏｒｒ＝１であるとしよう。次回には補正信号ｃｏｒｒはｃｏｒｒ＝２という値になる。この情報がタイミングユニット６によって制御ユニット７に与えられて、これにより補正信号ｃｏｒｒの正の変化即ち増加Δ＝＋１が検出され（段階３２，３４，３５）、上記したようにタイミングが再び制御ユニット７により変更される。更に、次回には補正信号ｃｏｒｒがｃｏｒｒ＝１という値に変化したとしよう。このとき制御ユニット７は再びその変化に対して反応し、今回は補正信号ｃｏｒｒの値は減少する。補正信号ｃｏｒｒの変化Δ＝−１は試験段階で検出されるが、そのとき最初の観測結果はｃｏｒｒ≠０ということであり（段階３２）、次には補正信号ｃｏｒｒの値が変化したこと（段階３４）、そして特にそれが減少したこと（段階３５）である。タイミングは、補正信号ｃｏｒｒの負の変化即ち差Δ＝−１に応じて変更される（段階３７）。制御ユニット７により、移動局は次回には前回よりΔ×１／４ビット周期（＝Δ×９２３ｎｓ）だけ遅く起動されることとなるように調節される。ここでΔ＝−１である。
【００５１】
更に、タイミングユニット６の補正信号がｃｏｒｒ＝１であるとしよう。補正信号ｃｏｒｒのこの値は次の試験期間の間一定のままである。このことが制御ユニット７で認められ（段階３２及び３４）、タイミング補正は一定に保たれる（段階３９）、即ち前に決定されたタイミング補正値による。
【００５２】
制御ユニット７との関係で、通常の高速クロックがオフにされていてスリープクロック及びその水晶が使用される或る一定時間を持ったスリープクロックシステムがある。この一定時間は、タイミングユニット６の出力信号が変化するときにそれぞれ１段階Δ＝１（Δ×１／４ビット周期）だけ短く／長くされる。しかし、出力信号の１単位変化がタイミング信号の１単位変化を生じさせるに過ぎないことが好ましいということに留意しなければならない。
【００５３】
上記した処理においては（図６）、制御ユニット７がタイミングユニット６から受け取った信号ｃｏｒｒは微分され、スリープクロックシステムのタイミングはｃｏｒｒ信号の微分係数により変更される。
【００５４】
タイミングユニット６から得られる出力信号ｃｏｒｒは制御ユニット１７におけるタイミングエラー補正に関連する１つの指針であり、また、タイミングエラー補正に関連する他の情報を利用してタイミングを制御し同期をとることもできるということに注意しなければならない。
【００５５】
上記では本発明を好ましい実施例のみを参照して説明したが、特許請求の範囲の欄で定義される発明の範囲内で本発明を多様に適用し得ることは明らかである。
【図面の簡単な説明】
【図１】移動局の受信端の一部分と、それに適合する本発明の回路とを示すブロック図である。
【図２】移動局の検出・復調ユニットを示すブロック図である。
【図３】（Ａ）はインパルス応答タブを、また（Ｂ）はそれから選ばれたサブグループをそれぞれ示す図である。
【図４】タイミングユニットの第１のフィルタユニットを示すブロック図である。
【図５】タイミングユニットの第２のフィルタユニットを示すブロック図である。
【図６】移動局のタイミングを調べて補正するための本発明による１つの方法を示すフローチャートである。
【符号の説明】
６…タイミングユニット
８…相関回路
１４，１５…フィルタユニット
２０，２３…フローティングレジスタ（ＦＩＦＯレジスタ）
２１，２４…総和回路
２２…判定ユニット
２５…平均ユニット

Claims

移動局の内部タイミングエラーを補償する方法であって、所定の方法で推定されたチャネルインパルス応答から、最大量のエネルギーを含む信号サンプルと、それらの最大信号サンプルの位置信号（ｍａｘｐｏｓ）とを決定し、
連続する位置信号（ｍａｘｐｏｓ）により、該移動局のタイミングエラーの大きさ及び方向を示す補正信号（ｃｏｒｒ）を決定するとともに、それによって該移動局のタイミング、特にそのクロックシステムのタイミングを調べて、もし必要ならば同期化させる方法であって、
該補正信号を決定するための第１処理段階において、
１グループの連続する位置信号（ｍａｘｐｏｓ）を合計（ｓｕｍ）し、
該位置信号の合計値（ｓｕｍ）を所定の判定パラメータ（ａｖｅ−ａ_ｎ，ａｖｅ−ｂ_ｎ）と比較して、その比較に基づいて中間信号（ｏｔ）を選択し、
ここに該第１処理段階での比較のために「もし−ならば」判定テーブルを作成し、その場合、第１の判定パラメータを位置信号グループ（ｎ項目のｍａｘｐｏｓ）の公称値の総和（ａｖｅ＝ｎ×ｎｏｍ）から作成し、適宜選択された整数（ａ_ｎ，ｂ_ｎ）から第２の判定パラメータを作成し、
前記の第１及び第２の判定パラメータの差（ａｖｅ−ａ_ｎ，ａｖｅ−ｂ_ｎ）、ここでｎ＝１，２，３，・・・（整数）、から複数の判定パラメータを作成し、その複数の判定パラメータを該位置信号の合計値（ｓｕｍ）と比較して、その比較に基づいて前記判定テーブルの中から所定の中間信号（ｏｔ）の値を選択し、
第２処理段階において、
該中間信号（ｏｔ）から形成される或るグループ（ｍ項目）の平均値（ａｖｅ１）を計算して、タイミングエラーを補償するときにタイミング信号の公称値として用いることを特徴とする方法。
先に計算された中間信号を加算する（ｏｐ＝ｏｐ＋ｏｔ）ことにより、中間信号（ｏｐ）を累算的に作成し、前記中間信号（ｏｔ）に代えて、前記の累算的に作成された中間信号（ｏｐ）を用いて前記第２処理段階を実行するようにした、請求項１に記載の方法。
前記中間信号（ｏｔ，ｏｐ）の連続するグループの中からＤ番目の中間信号（Ｄ＝２，３，４，・・・）を分離して該第２処理段階で処理するようにした、請求項１又は２に記載の方法。
前記第２処理段階で計算された平均値（ａｖｅ１）を適当な数（ｓｃａ）で割ることにより該平均値を計数し、その結果として得られた補正された平均値を、タイミングエラーを補償するための補正信号（ｃｏｒｒ）として使うようにした、請求項１〜３のいずれか一項に記載の方法。
移動局の内部タイミングエラーを補償するための回路であって、
所定の方法で推定されたチャネルインパルス応答から、最大量のエネルギーを含む信号サンプルと、それらの最大信号サンプルの位置信号（ｍａｘｐｏｓ）とを決定するための相関回路（８）と、
連続する位置信号（ｍａｘｐｏｓ）により、該移動局のタイミングエラーの大きさ及び方向を示す補正信号（ｃｏｒｒ）を決定するとともに、それによって該移動局のタイミング、特にそのクロックシステムのタイミングを調べて、もし必要ならば同期化させるタイミングユニット（６）とから成り、
該タイミングユニット（６）は２つのフィルタユニット（１４，１５）から成り、該補正信号を決定するための第１処理段階を実行するための第１のフィルタユニット（１４）はｎ段フローティングレジスタ（２０）と、総和回路（２１）と、判定ユニット（２２）とを含んでおり、また第２処理段階を実行するための第２のフィルタユニット（１５）はｍ段フローティングレジスタ（２３）と平均ユニット（２４，２５）とを含み、
ここに該判定ユニット（２２）において該第１処理段階での比較のための「もし−ならば」判定テーブル（２２ａ）が作成され、この「もし−ならば」判定テーブルの中の第１の判定パラメータは位置信号グループ（ｎ項目のｍａｘｐｏｓ）の公称値の総和（ａｖｅ＝ｎ×ｎｏｍ）から作成され、第２の判定パラメータは適宜選択された整数（ａ_ｎ，ｂ_ｎ）から作成され、
前記の第１及び第２の判定パラメータの差（ａｖｅ−ａ_ｎ，ａｖｅ−ｂ_ｎ）、ここでｎ＝１，２，３，・・・（整数）、から複数の判定パラメータが作成され、その複数の判定パラメータが該位置信号の合計値（ｓｕｍ）と比較され、その比較に基づいて前記判定テーブルの中から所定の中間信号（ｏｔ）の値が選択され、
該第２処理段階において、
該中間信号（ｏｔ）から形成される或るグループ（ｍ項目）の平均値（ａｖｅ１）が計算されて、タイミングエラーを補償するときにタイミング信号の公称値として用いられることを特徴とする回路。
前記判定ユニット（２２）は、先に計算された中間信号を加算することによって中間信号（ｏｐ）を累算的に作成する（ｏｐ＝ｏｐ＋ｏｔ）総和回路（２２ｂ）を含み、前記中間信号（ｏｔ）に代えて、前記の累算的に作成された中間信号（ｏｐ）を用いて前記第２処理段階を実行するようにした、請求項５に記載の回路。
前記第１のフィルタユニット（１４）は、連続する補正値のグループから、該第２処理段階で処理されるべきものとして順次Ｄ（Ｄ＝２，３，４，・・・）番目の中間信号（ｏｔ，ｏｐ）を分離するためのセパレータ（１８）を含む、請求項５又は６に記載の回路。
前記第２のフィルタユニット（１５）は、該平均ユニット（２４，２５）から受け取った平均値（ａｖｅ１）を適当な数（ｓｃａ）で割ることにより該平均値を計数するスケーラ（１９）を包含しており、その結果として得られた補正された平均値をタイミングエラーを補償するための補正信号（ｃｏｒｒ）として使うようにした、請求項５〜７のいずれか一項に記載の回路。