JPH11266223A - マルチキャリア送受信方法並びにそれに用いる送信装置及び受信装置 - Google Patents
マルチキャリア送受信方法並びにそれに用いる送信装置及び受信装置Info
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- JPH11266223A JPH11266223A JP10067101A JP6710198A JPH11266223A JP H11266223 A JPH11266223 A JP H11266223A JP 10067101 A JP10067101 A JP 10067101A JP 6710198 A JP6710198 A JP 6710198A JP H11266223 A JPH11266223 A JP H11266223A
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Abstract
タル信号を送受信する従来方法では、伝送帯域に制限が
ある伝送路に適用するときには、所定量のディジタル信
号しか伝送できない。多値QAMの手法を用いた場合は
送信電力を増大させると、他の無線装置に大きな干渉を
与えてしまう。 【解決手段】 マルチキャリア送信装置10は、QAM
変調された情報信号を複数のキャリアからなるマルチキ
ャリア信号として送信する。この送信マルチキャリア信
号は共通のシンボル期間を有しており、OFDM信号と
して復号動作を行うマルチキャリア受信装置20内の周
波数変換部22により、一つの周波数インターリーブさ
れた多重信号に変換された後、FFT演算回路25及び
復号器26で復号される。これにより、送信電波のエネ
ルギー集中を無くし、所定の伝送帯域内での電力エネル
ギーを小さく設定できる。
Description
信方法並びにそれに用いる送信装置及び受信装置に係
り、特に各々直交振幅変調(QAM)あるいは、直交位
相変調(QPSK)された、互いに周波数の異なる複数
のキャリアからなる信号を送受信するマルチキャリア送
受信方法並びにそれに用いる送信装置及び受信装置に関
する。
波周波数)を用い、異なる情報を送受信する方法は種々
知られており、アナログ信号の分野では例えばCATV
等の放送分野で実施されている。この放送分野では、各
々異なる番組情報で異なるチャンネル用のキャリア周波
数をそれぞれ変調した後、これらを多重して送受信する
ものである。
キャリアによりそれぞれの情報が伝送されるため、受信
機は復調すべきキャリア周波数の信号のみを選択受信し
て復調する。一方、ディジタル信号の分野では例えば単
一のキャリアを用いるQAMディジタル変調方式、ある
いはQPSK変調方式により、比較的大きな情報量のデ
ィジタル信号を伝送できる。
ログ信号情報で複数のキャリア周波数を変調した後多重
して送受信する方法では、信号の正確な分割、合成が難
しく、大きな情報量を伝送することは困難である。ま
た、単一キャリアによるQAM変調方式やQPSK変調
方式でディジタル信号を送受信する従来方法では、周波
数帯域を増加させることで大きな情報量を伝送できる
が、伝送帯域に制限がある伝送路に適用するときには、
所定量のディジタル信号しか伝送できない。
定帯域幅における伝送レートを高速化できるが、その場
合は送信電力を増大させる必要がある。しかし、送信電
力を増大させると、他の無線装置に大きな干渉を与えて
しまう。
周波数帯域と送信電力が制限されている環境下におい
て、複数のキャリア周波数を用いて比較的高い伝送レー
トでディジタル信号を送受信し得るマルチキャリア送受
信方法並びにそれに用いる送信装置及び受信装置を提供
することを目的とする。
いて希望する伝送レートでディジタル信号を送受信し得
るマルチキャリア送受信方法並びにそれに用いる送信装
置及び受信装置を提供することにある。
る複数のキャリア周波数を簡単な構成で送受信し得るマ
ルチキャリア送受信方法並びにそれに用いる送信装置及
び受信装置を提供することにある。
め、本発明のマルチキャリア送受信方法は、送信側で
は、所定の基本周波数に対して異なる整数の倍数である
互いに異なる周波数の多数のキャリアのうち、隣接する
4つのキャリアの周波数間隔以上の周波数間隔にある複
数のキャリアを、送信すべき一のチャンネルのディジタ
ル情報信号で分散して変調した後多重して得たマルチキ
ャリア信号を送信し、受信側では受信した上記のマルチ
キャリア信号から複数のキャリアの変調波を別々に周波
数選択した後、別々に周波数変換して互いに異なる周波
数の中間周波信号とし、これら複数の中間周波信号を加
算合成して一のチャンネルの多重化信号を生成し、この
多重化信号を離散フーリエ変換演算した後復号器で復号
する。
マルチキャリア送信装置は、伝送すべきディジタル情報
信号の入力端子と、入力端子を介して入力されたディジ
タル情報信号をシンボル期間毎に取り込むインターフェ
ース手段と、所定の基本周波数に対して異なる整数の倍
数である互いに異なる多数の周波数の発振信号をキャリ
アとして出力する多周波数発振手段と、多数の発振信号
のうち、所定の周波数間隔の複数の発振信号のそれぞれ
について、インターフェース手段から取り出されたディ
ジタル情報信号の値に基づき、別々に位相及び振幅を共
通なシンボル間隔に同期させてディジタル変調して多周
波数発振手段から出力させる制御手段と、多周波数発振
手段から変調されて出力された複数の発振信号を加算合
成して一の多重信号であるマルチキャリア信号を生成し
て出力する加算手段と、加算手段の出力マルチキャリア
信号を送信周波数帯に周波数変換して送信する送信手段
とを有する構成としたものである。
ネルの伝送すべきディジタル情報信号を、同期された複
数のキャリアを分散して変調するようにしているため
(すなわち、例えば16QAM変調の場合は、4ビット
で表わされるIQ平面上の16点の情報を、16のキャ
リアで表現するようにしているため)、単位帯域当たり
の送受信電力を小さく保ちつつ、必要な大きな伝送レー
トでディジタル情報信号を送信できる。
のマルチキャリア送信装置は、伝送すべきディジタル情
報信号の入力端子と、入力端子を介して入力されたディ
ジタル情報信号をシンボル期間毎に取り込むインターフ
ェース手段と、シンボル期間で必要とされる発振信号の
データが予め記憶されている、複数の記憶型発振器と、
複数の記憶型発振器のそれぞれに対して、インターフェ
ース手段から取り出されたディジタル情報信号の値に基
づき、別々に発振開始位相を共通なシンボル間隔に同期
させて制御する制御回路と、複数の記憶型発振器から並
列に出力された、シンボル期間において複数サイクル分
の発振信号を加算合成して一のディジタル位相変調信号
であるマルチキャリア信号を生成して出力する加算器
と、加算器の出力マルチキャリア信号をDA変換するD
A変換器と、DA変換器より出力されたアナログ信号を
送信周波数帯に周波数変換して送信する送信手段とを有
する構成としたものである。
な多段のバタフライ演算をするために、データ入力時点
から信号出力時点までに時間のかかるOFDM信号生成
手段を用いることなく、ディスクリートのハードウェア
回路である複数の記憶型発振器からシンボル期間におい
て複数サイクル分の発振信号を並列出力させて、それら
を加算合成してOFDM信号と等価な信号を生成でき
る。
のマルチキャリア受信装置は、所定の基本周波数に対し
て異なる整数の倍数である互いに異なる周波数の複数の
キャリアのうち、隣接するN本(Nは4以上の自然数)
おきのキャリアを、送信すべき一のチャンネルのディジ
タル情報信号の値に基づき、別々に位相及び振幅を共通
なシンボル間隔に同期させてディジタル変調した後多重
して得たマルチキャリア信号を受信する受信手段と、受
信手段からのマルチキャリア信号を、伝送周波数帯域を
連続又は非連続のM個(ただし、Mは4以上N以下の自
然数)に分割したときの各分割周波数帯域毎に周波数選
択するM個の周波数選択手段と、M個の周波数選択手段
からそれぞれ取り出されたM個の周波数成分信号のそれ
ぞれについて局部発振周波数を用いて周波数変換を行う
と共に、一の周波数変換後の周波数成分の変調されたキ
ャリアが存在しない空いている周波数範囲に他の(M−
1)の周波数変換後の周波数成分が位置するように局部
発振周波数を設定して周波数変換する周波数変換手段
と、周波数変換手段から並列に出力されたM個の出力信
号を加算合成して一の多重信号を生成する加算合成手段
と、加算合成手段の出力信号から同期信号を作成する同
期信号生成手段と、加算合成手段の出力信号をディジタ
ル信号に変換後、同期信号に基づいて離散フーリエ変換
する演算手段と、演算手段の出力信号を復号して伝送す
べきディジタル情報信号を得る復号手段とを有する構成
としたものである。
ディジタル変調されたマルチキャリア信号を、M個の分
割周波数帯域(サブ帯域)毎に周波数選択し、その周波
数選択した信号について周波数変換する際に、それらの
周波数変換後のM個の周波数信号が互いの空いている周
波数位置に配置(挿入)されるように局部発振周波数を
設定し、その周波数変換後の信号を多重するようにして
いるため、周波数インターリーブ関係にある一の多重信
号に対して離散フーリエ変換と復号ができる。
されたM個の出力信号のそれぞれに対して、有効変調周
波数帯域のみを通過させ不要周波数成分を除去して加算
合成手段へ出力する櫛歯型フィルタ特性のM個の櫛歯フ
ィルタを有することが、信号対雑音比向上にとって望ま
しい。
無線局から受信される入力信号帯域が不連続帯域内に位
置するように、伝送周波数帯域を非連続のM個(ただ
し、Mは4以上N以下の自然数)に分割して各分割周波
数帯域毎に周波数選択することが、他の無線局からの干
渉を軽減できる点で望ましい。
て図面と共に説明する。図1は本発明になるマルチキャ
リア送受信方法並びにそれに用いる送信装置及び受信装
置の一実施の形態のブロック図を示す。同図において、
マルチキャリア送受信システムは、マルチキャリア送信
装置10とマルチキャリア受信装置20とから構成され
ている。マルチキャリア送信装置10は、第1の実施の
形態では表1に示す仕様でマルチキャリア信号を送信す
る。
送信するマルチキャリア信号は、100kHzの周波数
帯域幅のQAM変調されたキャリアが、700kHz間
隔で128波並べられている(周波数分割多重されてい
る)。QAM変調波は100kHzの周波数帯域で20
0kbpsを伝送できるため、この実施の形態のように
QAM変調波を128波用いた場合は、25.6Mbp
sの信号を伝送できる。ただし、実際には同期用等に用
いる信号が必要であるので、これらの信号を除いて2
4.5Mbps(エラー訂正用信号を含む)のディジタ
ル信号を伝送することとする。
号の並びを示す。同図(A)はマルチキャリア送信装置
10が発生可能である信号の周波数分布、同図(B)
は、実際に送信される信号の周波数分布を示す。すなわ
ち、マルチキャリア送信装置10は、図2(A)に示す
ように、100kHz間隔の複数のキャリアがQAM変
調された、直交周波数分割多重(OFDM)波を発生で
きるが、実際には図2(A)の点線のキャリアはあらか
じめゼロとされ、図2(A)及び(B)に実線で示すよ
うに、7本おきに間引かれたキャリアが発生され、QA
M変調されて伝送される。
き、キャリアを700kHz間隔とする理由は、微弱通
信での電波法で定められた1MHzの周波数範囲で測定
したときの送信電力の制限条件を満足するためである
(間引かないと、この制限条件以上の送信電力値となっ
てしまう)。
変調信号は、共通のシンボル期間を有しており、OFD
M信号として復号動作を行うマルチキャリア受信装置2
0内のFFT演算回路25はそのシンボル周波数を用い
て復号動作を行う。前述したように、この実施の形態で
は、キャリアは7本おきにしか存在しないため、FFT
復号した後の復調出力も、それに対応した復調出力端子
にしか復号信号は出力されない。このようにして伝送さ
れる信号の受信は、通常のOFDM信号波を受信する技
術を用いて行うことができる。
チキャリア受信装置20の構成及び動作について説明す
る。図1に示すように、マルチキャリア送信装置10
は、インタフェース回路11、多周波数発振器12、制
御回路13、加算器14、DA変換器15及び送信アン
テナ17に接続された周波数変換器16から構成されて
いる。また、マルチキャリア受信装置20は、受信アン
テナ21に接続された周波数変換部22、同期回路2
3、AD変換器24、FFT(高速フーリエ変換)演算
回路25、復号器26及びインタフェース回路27から
構成されている。
ェース回路11に供給され、ここでシンボル期間毎に伝
送できる量のデータが取り込まれて伝送すべきキャリア
の割り付けが行われ、それぞれのデータが割り付けられ
たキャリアを発振出力する多周波数発振器12の入力と
して与えられる。
対応したディジタル変調波信号を出力する。制御回路1
3は多周波数発振器12のうちどの発振出力を生じさせ
るかを、入力される信号内容に応じて制御する。ここ
で、上記のディジタル変調波信号が16QAM信号であ
る場合、IQ平面上の16点の情報を伝送する。IQ平
面上の16点は、それに対応する振幅と位相値による1
6種類の発振信号を表現することができる。
それらに対応する16種類のキャリア(発振周波数信
号)により伝送することができる。すなわち、16QA
M変調波を、16個のキャリアに分散して伝送する。ま
た、各QAMの信号は、同一のシンボル期間は同一のデ
ータで変調され、各キャリアの周波数間隔はシンボル周
波数の整数倍となるように設定されている。
それぞれ送信されるキャリア数に対して、その多値化の
状態で必要とする発振信号の種類の信号情報を有してお
り、キャリアの数だけの発振信号を同時に発生する。加
算器14は多周波数発振器12からの複数の発振信号を
加算して一つの信号とし、これをDA変換器15に供給
する。DA変換器15によりディジタル・アナログ変換
して得られたアナログ信号は周波数変換器16に供給さ
れて、送信周波数帯に周波数変換された後、図示しない
増幅回路で所定の電力値に増幅されて送信アンテナ17
より空中に放射される。
て説明する。受信アンテナ21で受信された信号は、必
要に応じて図示しない増幅回路により高周波増幅された
後周波数変換部22に供給されて、中間周波数に変換さ
れる。この周波数変換部22から出力された中間周波信
号は、AD変換器24に供給される一方、同期回路23
に供給され、AD変換器24及びFFT演算回路25を
駆動する同期信号を作成する。
同期信号に基づきアナログ・ディジタル変換されて得ら
れたディジタル中間周波信号は、FFT演算回路25に
供給され、ここで同期回路23からの同期信号に基づ
き、複素フーリエ変換されて実数−虚数複素平面内の信
号として取り出される。ここで、受信信号がQAM信号
である場合、各QAMの信号は、同一のシンボル期間は
同一のデータで変調され、各キャリア(発振周波数信
号)の周波数間隔はシンボル周波数の整数倍となるよう
に設定されているため、上記のFFT演算回路25によ
り、直交周波数分割多重信号(OFDM信号)と同様に
して復号できる。
26に供給されてその信号の振幅と位相値よりディジタ
ル信号が求められる。この復号器26により復号された
ディジタル信号は、インタフェース回路27を介してイ
ンタフェース回路11に入力されたのと同じ順序で出力
される。
ついて更に詳細に説明する。図3は周波数変換部22の
第1の実施の形態のブロック図を示す。同図中、図1と
同一構成部分には同一符号を付してある。この実施の形
態では、設定される225MHzから315MHzまで
の信号伝送帯域を、図4に示すように、第1サブ帯域4
1、第2サブ帯域42、第3サブ帯域43及び第4サブ
帯域44の4つに分割して受信動作を行う。
明する。図3において、受信アンテナ21で受信された
信号は、高周波増幅回路28(図1では図示省略)によ
り高周波増幅された後、帯域増幅器311、312、31
3及び314にそれぞれ供給され、ここで、第1サブ帯域
41、第2サブ帯域42、第3サブ帯域43及び第4サ
ブ帯域44の各周波数成分が周波数選択される。
図5(A)に示す如く、前記第1サブ帯域41〜第4サ
ブ帯域44を帯域増幅する特性である。この高周波増幅
器28より出力された受信マルチキャリア信号は、帯域
増幅器311により図5(B)に示す如き第1サブ帯域
41の周波数成分信号aが周波数選択及び増幅され、帯
域増幅器313により図5(C)に示す如き第3サブ帯
域43の周波数成分信号bが周波数選択及び増幅され
る。また、帯域増幅器312、314は、受信信号から第
2サブ帯域42、第4サブ帯域44の周波数成分信号を
周波数選択及び増幅する。
うに、第1サブ帯域41の周波数成分信号aと局部発振
器33aよりの第1の局部発振周波数fLとの周波数変
換を行い、両信号の差の周波数成分信号を出力する。ま
た、これと同時に、周波数変換器323は図5(E)に
示すように、第3サブ帯域43の周波数成分信号bと局
部発振器33bよりの第1の局部発振周波数fLとの周
波数変換を行い、両信号の差の周波数成分信号を出力す
る。第1の局部発振周波数fLは、図5(D)及び
(E)に示すように、第1サブ帯域41と第3サブ帯域
43の中間の周波数に設定されている。
ィルタ特性を有する櫛歯フィルタ341に供給されて不
要周波数成分が除去されて図5(F)に示す信号cとさ
れる。また、周波数変換器323の出力信号は、櫛歯フ
ィルタ特性を有する櫛歯フィルタ343に供給されて不
要周波数成分が除去されて図5(G)に示す信号dとさ
れる。ここで、信号cの中心周波数は、第1サブ帯域の
周波数成分信号aの中心周波数をf1とすると、(fL
−f1)であり、信号dの中心周波数は、第3サブ帯域
の周波数成分信号bの中心周波数をf3とすると、(f
3−fL)であり、これらの周波数は異なる値に、か
つ、互いに一部の帯域が共用するように設定される。
zの周波数帯域の信号で変調された複数の変調波が70
0kHz間隔で配置された構成であるから、上記の信号
c及びdも同様の周波数分布構成である。すなわち、信
号c及びdは、それぞれ700kHzの周波数範囲のう
ち、情報信号が伝送されるのは100kHzの周波数範
囲であり、残りの600kHzの周波数範囲は、空きの
状態となっている。そこで、信号cの上記の空きの状態
となっている600kHzの周波数範囲に、信号dの周
波数帯域100kHzの変調波が配置されるように、第
1の局部発振周波数fLが設定されている。
た信号の周波数スペクトラムは、図5(H)に示すよう
に、実線で示す信号cを構成する100kHz帯域幅の
変調波と、点線で示す信号dを構成する100kHz帯
域幅の変調波とが周波数インターリーブ関係にある。
り、帯域増幅器312、314よりの第2サブ帯域42の
周波数成分信号と第4サブ帯域44の周波数成分信号と
局部発振器33bよりの第2の局部発振周波数との差の
周波数変換が行われ、櫛歯フィルタ342、344により
不要周波数成分が除去されることにより、櫛歯フィルタ
342から第2サブ帯域42の周波数成分信号と第2の
局部発振周波数の差の周波数成分信号が取り出され、櫛
歯フィルタ344から第4サブ帯域44の周波数成分信
号と第2の局部発振周波数の差の周波数成分信号が取り
出される。このとき、第2の局部発振周波数は、櫛歯フ
ィルタ342及び344の各出力信号周波数が互いに異な
り、かつ、櫛歯フィルタ341及び343の出力信号c及
びdとも異なる周波数になるように設定されている。
各出力信号は、それぞれ同じ700kHzの周波数範囲
において、他の3つの信号の空きの状態となっている6
00kHzの周波数範囲に、周波数帯域100kHzの
変調波が配置される。これにより、櫛歯フィルタ341
〜344の各出力信号が、加算合成回路35で加算合成
されることにより、4つの出力信号が周波数インターリ
ーブされた(帯域共用多重化された)1つの多重信号と
される。この帯域共用多重信号は、AD変換器24に供
給されてディジタル多重信号に変換されて、図1のFF
T演算回路25に供給された後、前述したようにして復
号される。
AM変調された情報信号が複数のキャリアで送信され、
この送信マルチキャリア信号が受信され、一つの周波数
インターリーブされた多重信号に変換した後復号するよ
うにしているため、送信電波のエネルギー集中を無く
し、所定の伝送帯域内での電力エネルギーを小さく設定
できるため、微弱電波(例えば、1MHz帯域幅で測定
した時に0.047μW以下)で大きな情報量の信号を
伝送できる。
終了がシンボル区間(基本間隔)で同期された7本おき
のキャリア(700kHz間隔のキャリア)に間引いて
伝送するので、7本のキャリアのうちのどの1本を伝送
するかにより7つの状態がある。すなわち、この実施の
形態では、7つのチャンネルが設定可能であり、また、
各チャンネルあたりの電力を小さく保ちつつ、必要とす
る大きな伝送レートのディジタル信号を伝送することが
できる。
一のシンボル期間は同一のデータで変調され、各キャリ
アの周波数間隔もシンボル周波数の整数倍となるように
設定されているため、これらのQAM信号はFFT演算
回路25を用いてOFDM信号と同様の手法により復号
することができる。すなわち、伝送に使用するキャリア
数は多いが、ハードウェアとしては比較的小さな回路規
模で復号できる。
し外れると、その受信信号レベルは雑音レベルとなり、
従って、少し離れた場所で共通の周波数を用いて運用で
きる。一例として、東京都内の面積を2000km2と
すると、100m離れてノイズレベルとなるこの実施の
形態のシステムでは、200m間隔で送信機を設置する
ことが可能であるから、最大35万チャンネル(すなわ
ち、各7チャンネルの送信機を5万台)を用意できる。
1チャンネル当たりの同期信号等を除いた情報信号の伝
送に寄与するQAMキャリアは120本からなっている
ものとし、またキャリア1本はISDNの伝送容量(1
44kbps)と同じ容量が可能であるので、計算上で
は都内に最大4200万のISDN無線チャンネルが設
置可能ということになる。
zおきに有効キャリアを立てるように説明したが、60
0kHzおき、あるいは800kHzおきに有効キャリ
アを立ててもよく、またそれらを混在させてもよい。ま
た、サブ帯域は4分割、6分割、8分割というように、
任意に分割して、周波数変換後に加算合成をするように
してもよい。
施の形態について説明する。図6は図1のマルチキャリ
ア受信装置20内の周波数変換部22の第2の実施の形
態のブロック図を示す。同図中、図3と同一構成部分に
は同一符号を付してある。前記したマルチキャリア送信
機10から送信されたマルチキャリア信号は、図6の受
信アンテナ21で受信され、高周波増幅器28により所
定の伝送周波数帯域225MHz〜315MHzの周波
数成分信号が帯域増幅された後、全部でr個の帯域フィ
ルタ(BPF)510〜51r-1に並列に供給される。な
お、BPF510〜51r-1は帯域増幅器でもよい。
て、実線及び点線でそれぞれ示した100kHz間隔の
キャリアを、周波数の低い方から順にf0、f1、f
2、...、fpとすると、実線で示したf0及びpが
7の倍数である700kHz間隔の周波数f0、f7、
f14、...が有効キャリアとして情報信号の伝送に
用いられ、その他のキャリア周波数はレベルの無い信号
とされる。
数帯域225MHz〜315MHzを、図7に示すよう
に、第0サブ帯域610〜第r−1サブ帯域61r-1まで
r分割する互いに異なる通過周波数帯域を有している。
すなわち、例えば、BPF510は、第0サブ帯域610
の通過周波数帯域を、また、BPF51r-1は、第r−
1サブ帯域61r-1の通過周波数帯域に設定されてい
る。
ブ帯域61r-1のうち、それぞれのサブ帯域で伝送する
有効キャリア数をq個とすると、任意の第kサブ帯域
(k=0,1,2,...,r−1)で扱われる、その
サブ帯域内でs番目(s=0,1,2,...q−1)
の有効キャリアの周波数番号は、{(k×q+s)×
7}で与えられる。従って、第0サブ帯域610には周
波数番号の0から{(q−1)×7}の有効キャリア
が、同様に第r−1サブ帯域61r-1には周波数番号の
{(r−1)×q×7}から{(r×q−1)×7}の
有効キャリアが伝送される。
0〜51r-1から取り出された、第0サブ帯域610〜第
r−1サブ帯域61r-1の各信号は、周波数変換器520
〜52r-1に供給され、それぞれ図示しない局部発振器
からの第0〜第r−1の局部発振周波数と周波数変換さ
れた後、低域フィルタ(LPF)530〜53r-1に供給
されて不要周波数成分が除去されて、中間周波信号とさ
れる。
信号の中間周波信号は、7おきの周波数番号0から
{(q−1)×7}の有効キャリアを周波数変換した有
効周波数成分からなり、それらの有効周波数成分と次の
有効周波数成分との間に、100kHz間隔で6つの周
波数番号の空き周波数が存在するので、その空き周波数
に他のサブ帯域611〜61r-1(ただし、この場合r−
1=6)の中間周波信号の有効周波数を挿入する。
信号の有効周波数を第0サブ帯域610の中間周波信号
の第1の空き周波数位置(7おきの周波数番号1から
{(q−1)×7+1}の有効キャリア)に配置し、第
2サブ帯域612の中間周波信号の有効周波数を第0サ
ブ帯域610の中間周波信号の第2の空き周波数位置
(7おきの周波数番号2から{(q−1)×7+2}の
有効キャリア)に配置するというように、順次空き周波
数位置に他のサブ帯域611〜61r-1(ただし、この場
合r−1=6)の中間周波信号の有効周波数を挿入す
る。これにより、7つ(r−1=6)のサブ帯域610
〜616で伝送される信号はあたかも空きの無い一つの
帯域共用多重化信号としてその後の処理を行うことがで
きる。
波信号に変換するためには、周波数変換器520〜52
r-1でサブ帯域の信号と中間周波数の差の局部発振周波
数を発生させ、混合して中間周波信号の出力を得る。こ
の実施の形態では、各サブ帯域の中間周波信号毎に差の
周波数関係を異ならしめておく。すなわち、LPF53
1の第1サブ帯域611の出力中間周波信号は、LPF5
30の第0サブ帯域610の出力信号に対して、全体を1
00kHz高くさせた出力信号を得るため、100kH
z差の高い局部発振周波数を用いて周波数変換を行う。
同様にして、第r−1サブ帯域61r-1の出力中間周波
信号は、LPF530の第0サブ帯域610の出力信号に
対して、全体を(r−1)×100kHz高くさせた出
力信号を得るため、(r−1)×100kHz差の高い
局部発振周波数を用いて周波数変換を行う。
〜61r-1(ここでは、r−1=6)の各出力中間周波
信号は、それぞれ対応して設けられた図6のAD変換器
540〜54r-1によりディジタル信号に変換され、更に
櫛歯フィルタ特性を有するフィルタ550〜55r-1で必
要周波数成分のみが通過された後、共通の加算合成回路
56に供給されて加算合成されることにより、100k
Hzおきに情報信号でQAM変調された有効キャリアの
みが配置された信号とされる。
に供給されて作成された同期信号と共に共通のFFT演
算回路25に供給されて複素フーリエ変換され、実数−
複素平面内の信号とされて復号器26により、その信号
の振幅と位相差によりディジタル信号が復号される。
部22を有する第1の実施の形態のマルチキャリア受信
装置20と同様の効果を有する。なお、サブ帯域は連続
的に分割する必要はなく、互いのサブ帯域幅は必ずしも
同一とする必要はない。その場合は、合成された中間周
波数の有効スペクトラムが断続となるが、それを踏まえ
た復号をすればよい。更に、伝送帯域中に、他の無線局
から受信される微弱電波よりも強い入力信号があるとき
には、それを外したサブ帯域分割とすることにより、他
の無線局からの干渉を軽減することができる。この場
合、同周波数近傍では微弱電波の送信も行わないように
する。
一実施の形態の詳細構成について説明する。マルチキャ
リア送信装置10は、図1に示した構成であり、また、
以上の実施の形態では複数のキャリアをQAM変調した
構成のマルチキャリア信号を送信するように説明した
が、この実施の形態では例えば4相のQPSK変調され
たマルチキャリア信号を表2の仕様で送信する。
kbpsを伝送できるため、128波を用いて12.8
Mbpsの信号を伝送できる。実際には、同期用等に用
いる信号を除いて、12Mbps(エラー訂正用信号を
含む)のディジタル信号を伝送する。
ィジタル変調方式が4相のQPSKである場合、多周波
数発振器12は位相が90°ずつ異なる4つの発振信号
を出力する。制御回路13は入力される信号内容によ
り、どの位相の発振信号を生じさせるかの位相制御を司
る。また、制御回路13は、キャリア間隔を700kH
z間隔とした場合、そのキャリアの周波数値の指定も行
う。このようにして、多周波数発振器12は、それぞれ
の送信されるキャリア数に対して、その多値化の状態で
必要とする発振信号の種類の信号情報を有しており、キ
ャリアの数だけの信号を同時に発生する。
回路13の詳細ブロック図を示す。同図中、図1と同一
構成部分には同一符号を付してある。図8において、n
個のリード・オンリ・メモリ(ROM)型発振器711
〜71nが多周波数発振器12を構成しており、読み出
し制御器721〜72nと基準位相発生器73とが制御
回路13を構成している。
容により、ROM型発振器711〜71nに対して、入
力信号に対応する発振信号を出力させる。例えば、ディ
ジタルデータと発振周波数の位相関係は、2進数で示さ
れるデータが”00”のときは0°、”01”のときは
90°、”10”のときは180°、”11”のときは
270°というように指定する。
であるが、1つのQPSKキャリアの周波数帯域幅は1
00kHzであり、これをOFDM発振器で図2(A)
に示したようなキャリアのOFDM信号を発生する時
は、100kHzのシンボル周波数で行う。すなわち、
シンボル期間は10μsである。100kHz間隔の変
調波は225MHz〜315MHzの90MHz幅の伝
送周波数帯域に900波並べられるが、OFDMの手法
により得る場合は、10μsの間に1サイクルから90
0サイクル存在する信号が発生される。
型発振器711〜71nは、上記の10μs期間に必要と
される発振信号のデータを持つ。この実施の形態では、
1サイクルから900サイクルまでの発振出力信号デー
タが必要である。900サイクルのデータを表現するに
は、その2倍の1800点以上のサンプリング点が必要
であるが、ROM型発振器711〜71nは1800以上
で2のべき乗に当たる2048のサンプリング点による
データを予め記憶しているものとする。
する。図8において、インタフェース回路11を通して
入力された送信すべきディジタルデータは、読み出し制
御器721〜72nにそれぞれ供給される。また、基準
位相発生器73から出力された基準位相信号は、読み出
し制御器721〜72nにそれぞれ供給される。読み出し
制御器721〜72nは上記の基準位相信号に同期し
て、予め定められたサイクルの順番で、1対1に対応し
て設けられているROM型発振器711〜71nから入
力2ビットデータに応じたサンプル点からのタイミング
で正弦波データを読み出す。
クルを2048に分割した1サンプル毎の全サンプルの
データを持つことになる。同様にして、第nサイクル目
までの正弦波の振幅データを2048のサンプル点に関
して持たせる。ここで、入力されるデータとROM型発
振器711〜71nの読み出され方は、2進数で示される
データが”00”のときは0番目のサンプル点から、”
01”のときは第512番目の、”10”のときは10
24番目の、”11”のときは1536番目のサンプル
点からと指定される。そのときに読み出されるデータ値
は位相で0°、90°、180°、270°というよう
に変調を受けるため、出力信号はQPSK変調波とな
る。この動作は第1サイクルから第nサイクルまで行わ
れる。
は、ROM型発振器711〜71nから加算器14に供
給され、ここで加算合成される。これにより、加算器1
4の出力ディジタル信号は、90MHz幅の伝送周波数
帯域にn個のQPSK変調されている有効キャリアが周
波数分割された多重信号であり、IFFT演算により発
生されたOFDM信号と等価である。
入手困難な状況にあるため、数μsでIFFT演算によ
り上記のOFDM信号を発生することは極めて困難であ
る。これに対し、この実施の形態では、予め計算された
多数のディジタル正弦波信号データをROM型発振器7
11〜71nから、必要な位相変調を行いながら信号を
読み出す構成であるため、現存する素子で容易に数μs
でn個のQPSK変調されている有効キャリアが周波数
分割された多重信号を発生することができる。
出力された信号は、DA変換器15によりアナログ信号
に変換された後、図1の周波数変換器16により伝送す
べき周波数帯に周波数変換された後、所定の電力値に増
幅され、送信アンテナ17より空中に放射される。
情報をROM型発振器711〜71nに記録しておき読
み出すように説明したが、第1024サンプル点以降の
信号データは第0点以降の信号データの位相を反転した
ものであるので、ディジタル位相反転処理機能(サイン
ビットを反転させる)を持たせることにより、ROM型
発振器711〜71nの全体の容量を半分にすることが
できる。
ディジタル振幅データは、第241点から第0点までの
逆方向に読んだデータと同一であり、ROM型発振器7
11〜71nの読み出し方向を操作することにより、更
にROM型発振器711〜71nの容量を半分とするこ
とができる。これらのROM型発振器711〜71n の
容量大きさと、読み出し、信号処理の複雑さは相反する
関係にあり、実際のハードウェアの構成は両者を勘案し
たものとなる。
いて説明したが、図8の構成を前述の16QAMに適用
することも可能である。16QAMは、IQ平面上の1
6点の情報を伝送する。IQ平面上の16点は、それに
対応する振幅と位相値による16種類の発振信号で表現
することができ、4ビットのディジタルデータはそれら
に対応する16種類の発振信号により伝送することがで
きるため、これも同様にして1個のROM型発振器と、
読み出し開始位置の制御による位相変調、所定の減衰量
を与えるディジタル乗算器により構成できる。ディジタ
ル乗算器を簡単な演算手法(ビットシフト、加算回路)
で実現する方法もあるが既存の技術であるのでここでは
触れない。
9は本発明になるマルチキャリア受信装置の要部である
周波数変換部22の第3の実施の形態のブロック図を示
す。基本的な受信動作は第1及び第2の実施の形態と同
様である。図9において、受信アンテナ21で受信され
た信号は、高周波増幅回路28(図1では図示省略)に
より高周波増幅された後、帯域増幅器811〜81nにそ
れぞれ供給され、ここで、各有効キャリアが周波数選択
及び増幅された後、周波数変換器831〜83nに供給さ
れ、局部発振器よりの局部発振周波数と周波数変換され
て差の周波数に変換される。
櫛歯フィルタ特性を有する櫛歯フィルタ841〜84nに
供給されて不要周波数成分が除去された後、加算合成回
路85に供給され、加算された後、図1のAD変換器2
4及び同期回路23に出力される。以後、図1と共に説
明したと同様の受信動作が行われる。
一のチャンネルの伝送すべきディジタル情報信号を、同
期された複数のキャリアを分散して変調することで、単
位帯域当たりの送受信電力を小さく保ちつつ、必要な大
きな伝送レートでディジタル情報信号を送信するように
したため、微弱無線電波の制限された規定を順守しつ
つ、希望する大きな伝送レートでディジタル情報信号を
所定の距離伝送できると共に、他の無線装置に与える干
渉を小さくできる。
換のような多段のバタフライ演算をするために、データ
入力時点から信号出力時点までに時間のかかるOFDM
信号生成手段を用いることなく、ディスクリートのハー
ドウェア回路である複数の記憶型発振器からシンボル期
間において複数サイクル分の発振信号を並列出力させ
て、それらを加算合成してOFDM信号と等価な信号を
生成するようにしたため、比較的簡単な既存の半導体素
子を用いて同期された高速伝送レートのマルチキャリア
信号を送信できる。
分散してディジタル変調されたマルチキャリア信号を、
M個の分割周波数帯域(サブ帯域)毎に周波数選択し、
その周波数選択した信号について周波数変換する際に、
それらの周波数変換後のM個の周波数信号が互いの空い
ている周波数位置に配置(挿入)されるように局部発振
周波数を設定し、その周波数変換後の信号を多重するこ
とにより、周波数インターリーブ関係にある一の多重信
号に対して離散フーリエ変換と復号するようにしたた
め、伝送に使用するキャリア数が多くても、ハードウェ
アとしては比較的小さな回路規模で、効率的にディジタ
ル情報信号の復号ができる。
発生はディジタル的に構成する複数の発振回路を用いる
が、その出力発振信号を加算して得たマルチキャリア信
号は1つのアナログ信号として扱うことができ、複数の
帯域のキャリアを共通のハードウェアで復調することも
でき、この面でも、工業的な利点が大きい。
それに用いる送信装置及び受信装置の一実施の形態のブ
ロック図である。
る。
形態のブロック図である。
る。
図である。
形態のブロック図である。
る。
ク図である。
図である。
Claims (5)
- 【請求項1】 送信側では、所定の基本周波数に対して
異なる整数の倍数である互いに異なる周波数の多数のキ
ャリアのうち、隣接する4つのキャリアの周波数間隔以
上の周波数間隔にある複数のキャリアを、送信すべき一
のチャンネルのディジタル情報信号で分散して変調した
後多重して得たマルチキャリア信号を送信し、受信側で
は受信した上記のマルチキャリア信号から前記複数のキ
ャリアの変調波を別々に周波数選択した後、別々に周波
数変換して互いに異なる周波数の中間周波信号とし、こ
れら複数の中間周波信号を加算合成して前記一のチャン
ネルの多重化信号を生成し、この多重化信号を離散フー
リエ変換演算した後復号器で復号することを特徴とする
マルチキャリア送受信方法。 - 【請求項2】 伝送すべきディジタル情報信号の入力端
子と、 前記入力端子を介して入力された前記ディジタル情報信
号をシンボル期間毎に取り込むインターフェース手段
と、 所定の基本周波数に対して異なる整数の倍数である互い
に異なる多数の周波数の発振信号をキャリアとして出力
する多周波数発振手段と、 前記多数の発振信号のうち、所定の周波数間隔の複数の
発振信号のそれぞれについて、前記インターフェース手
段から取り出された前記ディジタル情報信号の値に基づ
き、別々に位相及び振幅を共通なシンボル間隔に同期さ
せてディジタル変調して前記多周波数発振手段から出力
させる制御手段と、 前記多周波数発振手段から変調されて出力された前記複
数の発振信号を加算合成して一の多重信号であるマルチ
キャリア信号を生成して出力する加算手段と、 前記加算手段の出力マルチキャリア信号を送信周波数帯
に周波数変換して送信する送信手段とを有することを特
徴とするマルチキャリア送信装置。 - 【請求項3】 伝送すべきディジタル情報信号の入力端
子と、 前記入力端子を介して入力された前記ディジタル情報信
号をシンボル期間毎に取り込むインターフェース手段
と、 前記シンボル期間で必要とされる発振信号のデータが予
め記憶されている、複数の記憶型発振器と、 前記複数の記憶型発振器のそれぞれに対して、前記イン
ターフェース手段から取り出された前記ディジタル情報
信号の値に基づき、別々に発振開始位相を共通なシンボ
ル間隔に同期させて制御する制御回路と、 前記複数の記憶型発振器から並列に出力された、前記シ
ンボル期間において複数サイクル分の発振信号を加算合
成して一のディジタル位相変調信号であるマルチキャリ
ア信号を生成して出力する加算器と、 前記加算器の出力マルチキャリア信号をDA変換するD
A変換器と、 前記DA変換器より出力されたアナログ信号を送信周波
数帯に周波数変換して送信する送信手段とを有すること
を特徴とするマルチキャリア送信装置。 - 【請求項4】 所定の基本周波数に対して異なる整数の
倍数である互いに異なる周波数の複数のキャリアのう
ち、隣接するN本(Nは4以上の自然数)おきのキャリ
アを、送信すべき一のチャンネルのディジタル情報信号
の値に基づき、別々に位相及び振幅を共通なシンボル間
隔に同期させてディジタル変調した後多重して得たマル
チキャリア信号を受信する受信手段と、 前記受信手段からのマルチキャリア信号を、伝送周波数
帯域を連続又は非連続のM個(ただし、Mは4以上N以
下の自然数)に分割したときの各分割周波数帯域毎に周
波数選択するM個の周波数選択手段と、 前記M個の周波数選択手段からそれぞれ取り出されたM
個の周波数成分信号のそれぞれについて局部発振周波数
を用いて周波数変換を行うと共に、一の周波数変換後の
周波数成分の前記変調されたキャリアが存在しない空い
ている周波数範囲に他の(M−1)の周波数変換後の周
波数成分が位置するように前記局部発振周波数を設定し
て周波数変換する周波数変換手段と、 前記周波数変換手段から並列に出力されたM個の出力信
号を加算合成して一の多重信号を生成する加算合成手段
と、 前記加算合成手段の出力信号から同期信号を作成する同
期信号生成手段と、 前記加算合成手段の出力信号をディジタル信号に変換
後、前記同期信号に基づいて離散フーリエ変換する演算
手段と、 前記演算手段の出力信号を復号して前記伝送すべきディ
ジタル情報信号を得る復号手段とを有することを特徴と
するマルチキャリア受信装置。 - 【請求項5】 前記Mは偶数であり、前記周波数選択手
段は、前記M個の周波数選択手段からそれぞれ取り出さ
れたM個の周波数成分信号のうち、低い方から順に奇数
番目同士の隣接する2つの周波数成分信号を、それらの
中間の周波数の第1の局部発振周波数でそれぞれ周波数
変換し、かつ、偶数番目同士の隣接する2つの周波数成
分信号を、それらの中間の周波数の第2の局部発振周波
数でそれぞれ周波数変換することを特徴とする請求項4
記載のマルチキャリア受信装置。
Priority Applications (1)
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---|---|---|---|
JP06710198A JP3799808B2 (ja) | 1998-03-17 | 1998-03-17 | マルチキャリア送受信方法及び受信装置 |
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Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
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JPH11266223A true JPH11266223A (ja) | 1999-09-28 |
JP3799808B2 JP3799808B2 (ja) | 2006-07-19 |
Family
ID=13335172
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Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
---|---|---|---|
JP06710198A Expired - Lifetime JP3799808B2 (ja) | 1998-03-17 | 1998-03-17 | マルチキャリア送受信方法及び受信装置 |
Country Status (1)
Country | Link |
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Cited By (5)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
JP2008501933A (ja) * | 2004-06-07 | 2008-01-24 | 株式会社アドバンテスト | 広帯域信号解析装置、広帯域周期ジッタ解析装置、広帯域スキュー解析装置、広帯域信号解析方法、及び試験装置システム |
JP2009516420A (ja) * | 2005-11-14 | 2009-04-16 | テレフオンアクチーボラゲット エル エム エリクソン(パブル) | 帯域幅可変受信機 |
RU2469488C1 (ru) * | 2011-06-08 | 2012-12-10 | Открытое акционерное общество "Научно-производственное объединение "Импульс" | Способ демодуляции радиосигналов с фазоразностной модуляцией |
JP2014157027A (ja) * | 2013-02-14 | 2014-08-28 | Mitsubishi Electric Corp | アンテナ測定装置およびアンテナ測定方法 |
JP2015053698A (ja) * | 2002-10-29 | 2015-03-19 | クゥアルコム・インコーポレイテッドQualcomm Incorporated | 無線通信システムにおけるアップリンクパイロット及びシグナリング伝送 |
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---|---|---|---|---|
CN104836609A (zh) * | 2015-03-31 | 2015-08-12 | 西安交通大学 | 一种抵抗窃听的双差分双向中继传输方法 |
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1998
- 1998-03-17 JP JP06710198A patent/JP3799808B2/ja not_active Expired - Lifetime
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