CN104836609A - 一种抵抗窃听的双差分双向中继传输方法 - Google Patents

Abstract

本发明公开了一种抵抗窃听的双差分双向中继传输方法，首先中继节点广播已知符号序列，源节点和窃听节点分别估计出自己与中继之间的信道能量；然后两个源节点分别进行双差分调制，并同时向中继发送，中继将接收到的混合信号进行共轭操作后再放大转发；最后源节点利用估计的本地信道能量及本方法所设计的结构，对接收到的信号进行自干扰消除并解码彼此的信息，而窃听节点无法对接收到的信号进行正确解码，从而达到防止窃听的目的。与已有的放大转发差分双向中继传输方法相比，本方法不仅能获得传输的安全性，还能保证源节点在系统中存在未知载波频偏的情况下成功解码。

Description

一种抵抗窃听的双差分双向中继传输方法

技术领域

本发明属于无线双向中继系统的差分传输及物理层安全技术领域，具体涉及一种抵抗未授权节点窃听的双差分传输方法。

背景技术

无线中继技术是一种利用地理上分散的无线节点实现空间分集的新技术。为了解决无线终端体积和功率的限制，无线中继技术利用无线信道的广播特性以及网络中闲置的节点协作，形成一种虚拟的多天线系统获得空间分集增益。相比于单向的无线中继系统，双向中继系统中的两个源节点能利用中继同时向对方发送信息，因而具有更高的传输效率。具体来说，一个双向中继传输包括两个阶段：阶段1，两个源节点同时广播信号；阶段2，中继将接收到的混合信号进行放大转发。

由于无线传输的广播特性，无线传输面临着被未授权的窃听节点窃听的危险。作为上层加密算法的补充，近几年很多研究者对物理层安全通信进行了深入的研究。关于物理层安全的研究，国内正刚刚起步，已有研究例如，浙江大学的余官定等从信息论的角度,研究了宽带通信系统以多载波方式传输时可以实现的保密通信容量问题；北京大学的宋令阳等针对存在窃听问题的无线中继系统，基于人工干扰的思想提出一种增强保密信道容量的方法。现有针对无线中继系统中物理层安全的研究大多是基于协作节点已知全局信道状态信息的假设，然而在实际中，协作节点可能不知道是否有窃听节点存在，当信道时变时，协作节点甚至不知道协作链路的信道状态信息。

当信道状态信息未知时，已有文献提出了差分双向中继方案。这些差分方案是基于信道在相邻两次传输间隔里保持不变的假设。然而，节点的运动会使载波发生多普勒频偏，导致信道发生快变，使得差分方案的基本假设不能成立。对于存在未知载波频偏的系统而言，双差分调制是一种有效的传输方法。双差分调制在单向中继系统中的应用已经得到研究，然而，不同于单向中继传输，双向中继传输中两个源节点利用了相同的频谱资源，每个节点最终接收到的信号不仅包括目标节点的信号，而且包括自己的信号，这种现象叫做自干扰。有必要设计一种双差分双向中继传输方法来避免自干扰及未知载波频偏对合法节点的影响，同时保证窃听节点不能正确解码。

发明内容

本发明针对存在未知载波频偏的双向中继系统，提出一种抵抗窃听的双差分传输方法，该方法针对自干扰信号的特点设计一种双差分传输方案，利用协作节点和窃听节点已知信道信息的不对称性，在保证目的节点成功解码的同时使得窃听节点不能正确译码，从而达到防止窃听的目的。

为达到以上目的，本发明的技术方案为：

包括以下步骤：

1)、在双向中继传输之前，中继向源节点发送已知符号序列，源节点根据接收到的已知符号序列，估计出中继与源节点之间的信道能量；

2)、双向中继传输过程中，源节点对待发送信息行双差分调制，得到调制信号，并将调制信号发送给中继；

中继接收多个源节点所发送的调制信号，并将接收到的所有调制信号进行共轭操作并放大，得到混合信号，将混合信号转发到源节点；

3)、每个源节点利用多普勒频移对接收到的混合信号做自干扰消除，并利用双差分的结构对目标节点译码，获取目标节点信息。

步骤1)中所述估计出中继与源节点之间的信道能量具体包括如下步骤：

1.1)、设中继T3发送的已知符号序列为[x_T[1],…,x_T[L]]，发送符号满足|x_T[l]|²＝1，第一源节点T1接收到的信号为：

$r_{1T}\left[l\right]=\sqrt{P_T}{h}_{31}{e}^{j{\mathrm{\ω}}_{31}(l-1)}{x}_T\left[l\right]+n_T\left[l\right]$

其中，P_T是发送序列的功率，h₃₁是中继T3到第一源节点T1的信道系数，ω₃₁＝2πf₃₁是中继T3到第一源节点T1的未知载波频偏，n_T[k]是加性复高斯白噪声，均值为0，方差为σ²。；

1.2)、由于信道互易性，各链路信道系数满足h₃₁＝h₁₃,h₃₂＝h₂₃；第一源节点T1得到估计值第二源节点T2得到估计值和，其中r_2T[l],l＝1,2,…,L是源节点T2接收到的信号。

所述步骤2)中双向中继传输过程具体为：

设信道相干时间的间隔里有K次双向传输，每次双向中继传输分为两个阶段：

2.1)在第k次传输的阶段1，第一源节点T1和第二源节点T2首先对待发送信息进行双差分调制，得到调制信号：

a)令c_k,s_k分别表示第一源节点T1和第二源节点T2在第k次传输时待发送的符号，且都来自单位能量的M-PSK星座Α；经过如下的双差分调制，得到第一源节点T1和第二源节点T2在第k次传输中发送出去的符号u_k,v_k，分别为：

g_k＝g_k-1c_k,u_k＝u_k-1g_k

m_k＝m_k-1s_k,v_k＝v_k-1m_k,k＝2,3,…

其中u₀＝u₁＝g₁＝1,v₀＝v₁＝m₁＝1，且|u_k|＝|g_k|＝1,|v_k|＝|m_k|＝1；

b)中继接收到的网络编码信号为：

$y\left[k\right]=\sqrt{P_1}{h}_{13}{e}^{j{\mathrm{\ω}}_{13}(2k-2)}{u}_k+\sqrt{P_2}{h}_{23}{e}^{j{\mathrm{\ω}}_{23}(2k-2)}{v}_k+n_3\left[k\right],k=\mathrm{1,2,3},...$

其中ω_i3＝2πf_i3是源节点Ti，i＝1,2到中继节点T3的未知载波频偏，n₃[k]是加性复高斯白噪声，均值为0，方差为σ²；

2.2)在第k次传输的阶段2，节点的移动速度小于波的传播速度c，得到多普勒频偏满足如下关系：f_i3＝f_3i,i＝1,2，中继利用以上关系，向第一源节点T1和第二源节点T2转发的信号为βy^*[k]，其中(·）^*表示共轭操作；两个源节点都将收到中继转发的信号，其中，第一源节点T1接收信号为：

$r_1\left[k\right]=\sqrt{P_3}\mathrm{\β}{y}^{*}\left[k\right]h_{31}{e}^{j{\mathrm{\ω}}_{31}(2k-2)}+n_1\left[k\right]$

其中，ω₃₁＝2πf₃₁是中继节点T3到第一源节点T1的未知载波频偏，n₁[k]是加性复高斯白噪声，均值为0，方差为σ²；

第二源节点T2接收信号为：

$r_2\left[k\right]=\sqrt{P_3}\mathrm{\β}{y}^{*}\left[k\right]h_{32}{e}^{j{\mathrm{\ω}}_{32}(2k-2)}+n_2\left[k\right]$

其中，ω₃₂＝2πf₃₂是中继节点T3到第二源节点T2的未知载波频偏，n₂[k]是加性复高斯白噪声，均值为0，方差为σ²。

所述步骤3)具体包括：

3.1)设各节点已知发射功率和信道统计信息，则利用h₃₁＝h₁₃,ω₃₁＝ω₁₃，自干扰项对于第一源节点T1为已知，则将自干扰项消除，得到：

$r_1\left[k\right]=\sqrt{P_2{P}_3}{\mathrm{\βh}}_{13}{h}_{23}^{*}{e}^{\mathrm{j\Δ\ω}(2k-2)}{v}_k^{*}+{\tilde{n}}_1\left[k\right]$

其中， ${\tilde{n}}_1\left[k\right]={n^{\′}}_1\left[k\right]+n_e\left[k\right],$ 而 $n_e\left[k\right]=\sqrt{P_1{P}_3}\mathrm{\β}({\left|h_{13}\right|}^2-{\left|{\hat{h}}_{13}\right|}^2)u_k^{*};$

3.2)第k次传输之后，源节点的解码方法如下：

第一源节点T1解码第二源节点T2的信息为：

${\hat{s}}_k=\arg \underset{s_k\∈A}{\min }{\left|{r_1}^{*}\right[k\left]r_1\right[k-1]-s_k{r_1}^{*}[k-1\left]r_1\right[k-2\left]\right|}^2$

第二源节点T2根据上式解码第一源节点T1的信息。

与现有技术比较，本发明的有益效果为：

本发明提供了一种抵抗窃听的双差分双向中继传输方法，通过双向中继传输，使得中继能够获得多个源节点的信息，并对所获得的信息进行共轭操作并放大，得到混合信号后进行广播，使得接收源节点能够获得其他源节点的信息，由于所获得的信息中包含有自己信息，所以能够顺利译码出其他源节点的信息，源节点利用所提双差分双向中继方法能顺利实现信息交换，而窃听节点不能对源节点信息进行正确解码，从而能够有效的抵抗窃听者，保护信息的安全。

附图说明

图1为双向中继系统模型示意图；

图2为本发明的性能分析及与已有方法的比较；

图3为发明的最优功率分配带来的性能提升及窃听节点的性能；

图4为发明的流程框图。

具体实施方式

下面结合附图对本发明做详细描述。

如图1、4所示，本发明提供了一种抵抗窃听的双差分双向中继传输方法，包括以下步骤：

1)、在双向中继传输之前，中继向源节点发送已知符号序列，源节点根据接收到的已知符号序列，估计出中继与源节点之间的信道能量；

设系统中具有2个源节点第一源节点T1、第二源节点T2、中继节点T3及1个窃听节点E的无线双向中继网络，每个节点有1个天线，且不能同时进行收发。假设每对节点之间的链路是瑞利块衰落信道，各个节点处于运动中，且运动速度随时间变化。假设各个链路由于多普勒频偏产生的随机相位在<-π,π>随机分布并彼此独立。这些随机频偏在至少三次双向传输间隔里是保持不变的。

1.1)设中继T3发送的已知符号序列为[x_T[1],…,x_T[L]]，发送符号满足|x_T[l]|²＝1。以源节点T1为例，其接收到的信号为

$r_{1T}\left[l\right]=\sqrt{P_T}{h}_{31}{e}^{j{\mathrm{\&omega;}}_{31}(l-1)}{x}_T\left[l\right]+n_T\left[l\right]---\left(1\right)$

其中，P_T是发送序列的功率，h₃₁是中继T3到第一源节点T1的信道系数，ω₃₁＝2πf₃₁是中继T3到第一源节点T1的未知载波频偏，n_T[k]是加性复高斯白噪声，均值为0，方差为σ²；

1.2)由于信道的互易性，各链路的信道系数满足h₃₁＝h₁₃,h₃₂＝h₂₃。T1通过如下运算将得到估计值T2和窃听节点通过类似运算可分别得到估计值和 其中r_2T[l],l＝1,2,…,L是源节点T2接收到的信号，r_eT[l],l＝1,2,…,L是窃听节点E接收到的信号。

2)、双向中继传输过程中，源节点对待发送信息行双差分调制，得到调制信号，并将调制信号发送给中继；

中继接收多个源节点所发送的调制信号，并将接收到的所有调制信号进行共轭操作并放大，得到混合信号，将混合信号转发到源节点；

具体的：

双向中继传输开始后，假设信道相干时间的间隔里有K次双向传输，每次双向中继传输分为两个阶段：

2.1)在第k次传输的阶段1，源节点首先进行双差分调制，得到调制信号：

a)令c_k,s_k分别表示第一源节点T1和第二源节点T2在第k次传输时待发送的符号，它们都来自单位能量的M-PSK星座Α。经过如下的双差分调制，得到T1和T2在第k次传输中发送出去的符号u_k,v_k，分别为

g_k＝g_k-1c_k,u_k＝u_k-1g_k

m_k＝m_k-1s_k,v_k＝v_k-1m_k,k＝2,3,…   (2)

其中u₀＝u₁＝g₁＝1,v₀＝v₁＝m₁＝1，且|u_k|＝|g_k|＝1,|v_k|＝|m_k|＝1；

b)中继接收到的网络编码信号为：

$y\left[k\right]=\sqrt{P_1}{h}_{13}{e}^{j{\mathrm{\&omega;}}_{13}(2k-2)}{u}_k+\sqrt{P_2}{h}_{23}{e}^{j{\mathrm{\&omega;}}_{23}(2k-2)}{v}_k+n_3\left[k\right],k=\mathrm{1,2,3},...---\left(3\right)$

其中ω_i3＝2πf_i3是源节点Ti(i＝1,2)到中继节点T3的未知载波频偏，n₃[k]是加性复高斯白噪声，均值为0，方差为σ²。

此时，窃听节点接收到的信息为

${r_1}^e\left[k\right]=\sqrt{P_1}{h}_{1e}{e}^{j{\mathrm{\&omega;}}_{1e}(2k-2)}{u}_k+\sqrt{P_2}{h}_{2e}{e}^{j{\mathrm{\&omega;}}_{2e}(2k-2)}{v}_k+n_{e1}\left[k\right],k=\mathrm{1,2,3},...---\left(4\right)$

其中h_ie是源节点Ti(i＝1,2)到窃听节点E的信道系数，ω_ie＝2πf_ie是源节点Ti(i＝1,2)到窃听节点E的未知载波频偏，n_e[k]是加性复高斯白噪声，均值为0，方差为σ²。

2.2)在第k次传输的阶段2，由于节点的移动速度远小于波的传播速度c，因此可以得到多普勒频偏满足如下关系：f_i3＝f_3i,i＝1,2。中继利用以上关系，向源节点T1和T2转发的信号为βy^*[k]，其中(·）^*表示共轭操作。两个源节点都将收到中继转发的信号，以第一源节点T1为例，其接收信号为：

$r_1\left[k\right]=\sqrt{P_3}\mathrm{\&beta;}{y}^{*}\left[k\right]h_{31}{e}^{j{\mathrm{\&omega;}}_{31}(2k-2)}+n_1\left[k\right]---\left(5\right)$

其中，ω₃₁＝2πf₃₁是中继节点T3到第一源节点T1的未知载波频偏，n₁[k]是加性复高斯白噪声，均值为0，方差为σ²；

第二源节点T2接收信号为：

$r_2\left[k\right]=\sqrt{P_3}\mathrm{\&beta;}{y}^{*}\left[k\right]h_{32}{e}^{j{\mathrm{\&omega;}}_{32}(2k-2)}+n_2\left[k\right]$

其中，ω₃₂＝2πf₃₂是中继节点T3到第二源节点T2的未知载波频偏，n₂[k]是加性复高斯白噪声，均值为0，方差为σ²；

3)、每个源节点利用多普勒频移对接收到的混合信号做自干扰消除，并利用双差分的结构对目标节点译码，获取目标节点信息。

利用h₃₁＝h₁₃,ω₃₁＝ω₁₃，将(3)式代入(5)式，可得

$r_1\left[k\right]=\sqrt{P_1{P}_3}\mathrm{\&beta;}{\left|h_{13}\right|}^2{u}_k^{*}+\sqrt{P_2{P}_3}\mathrm{\&beta;}{h}_{13}{h}_{23}^{*}{e}^{\mathrm{j\&Delta;\&omega;}(2k-2)}{v}_k^{*}+n_1^{\&prime;}\left[k\right]---\left(6\right)$

其中，Δω＝ω₃₁-ω₃₂，等效噪声 ${n^{\&prime;}}_1\left[k\right]=\sqrt{P_3}\mathrm{\&beta;}{h}_{31}{e}^{j{\mathrm{\&omega;}}_{31}(2k-2)}{n}_3^{*}\left[k\right]+$ $n_1\left[k\right].$ 假设各节点已知发射功率和信道统计信息，那么 $\mathrm{\&beta;}=\sqrt{1/(P_1{\mathrm{\&sigma;}}_{13}^2+P_2{\mathrm{\&sigma;}}_{23}^2+{\mathrm{\&sigma;}}_n^2)}.$ 由于自干扰项对于T1而言是已知的，因此可以将其消除，则(6)变成

$r_1\left[k\right]=\sqrt{P_2{P}_3}\mathrm{\&beta;}{h}_{31}{h}_{23}^{*}{e}^{\mathrm{j\&Delta;\&omega;}(2k-2)}{v}_k^{*}+{\tilde{n}}_1\left[k\right]---\left(7\right)$

其中， ${\tilde{n}}_1\left[k\right]={n^{\&prime;}}_1\left[k\right]+n_e\left[k\right],$ 而 $n_e\left[k\right]=\sqrt{P_1{P}_3}\mathrm{\&beta;}({\left|h_{13}\right|}^2-{\left|{\hat{h}}_{13}\right|}^2)u_k^{*}.$ 在源节点T2处也进行类似的操作，因此下面只考虑T1处的操作。

利用(2)式，可以得到如下的关系：

$r_1\left[k\right]=r_1[k-1]m_k^{*}{e}^{2\mathrm{j\&Delta;\&omega;}}+{\mathrm{\&eta;}}_1\left[k\right]$

${r_1}^{*}\left[k\right]r_1[k-1]=s_k{r_1}^{*}[k-1]r_1[k-2]+{\widetilde{\mathrm{\&eta;}}}_1\left[k\right]---\left(8\right)$

其中等效噪声为

${\mathrm{\&eta;}}_1\left[k\right]=-{\tilde{n}}_1[k-1]m_k^{*}{e}^{2\mathrm{j\&Delta;\&omega;}}+{\tilde{n}}_1\left[k\right]$

${\widetilde{\mathrm{\&eta;}}}_1\left[k\right]={\mathrm{\&eta;}}_1^{*}\left[k\right]r_1[k-2]m_{k-1}^{*}{e}^{2\mathrm{j\&Delta;\&omega;}}+{\mathrm{\&eta;}}_1[k-1]{r_1}^{*}[k-1]m_k^{*}{e}^{-2\mathrm{j\&Delta;\&omega;}}+{\mathrm{\&eta;}}_1^{*}\left[k\right]{\mathrm{\&eta;}}_1[k-1]---\left(9\right)$

此时，窃听节点接收到的信息为

$r_2^e\left[k\right]=\sqrt{P_3}\mathrm{\&beta;}{y}^{*}\left[k\right]h_{3e}{e}^{j{\mathrm{\&omega;}}_{3e}(2k-2)}+n_{e2}\left[k\right]---\left(10\right)$

其中，h_3e是中继节点T3到窃听节点E的信道系数，ω_3e＝2πf_3e是中继节点T3到窃听节点的未知载波频偏，n_e2[k]是加性复高斯白噪声，均值为0，方差为σ²。将(10)式展开，得到

$\begin{array}{c}{r}_2^e\left[k\right]=\sqrt{P_3{P}_1}\mathrm{\&beta;}{h}_{3e}{h}_{13}^{*}{e}^{j({\mathrm{\&omega;}}_{3e}-{\mathrm{\&omega;}}_{13})(2k-2)}{u}_k^{*}+\sqrt{P_3{P}_2}\mathrm{\&beta;}{h}_{3e}{h}_{23}^{*}{e}^{j({\mathrm{\&omega;}}_{3e}-{\mathrm{\&omega;}}_{23})(2k-2)}{v}_k^{*}\\ +\sqrt{P_3}\mathrm{\&beta;}{h}_{3e}{n}_3^{*}\left[k\right]e^{j{\mathrm{\&omega;}}_{3e}(2k-2)}+n_{e2}\left[k\right]\end{array}---\left(11\right)$

2.3)第k次传输之后，源节点的解码方法如下：

基于(8)和(9)，源节点T1解码源节点T2的信息为

${\hat{s}}_k=\arg \underset{s_k\&Element;A}{\min }{\left|{r_1}^{*}\right[k\left]r_1\right[k-1]-s_k{r_1}^{*}[k-1\left]r_1\right[k-2\left]\right|}^2---\left(12\right)$

当窃听节点欲解码T1的信息时，只能将源节点T2的信息作为干扰，可以得到如下的译码器：

${\hat{s}}_1=\arg \underset{s_1\&Element;A}{\min }{\left|{r_1}^{e*}\right[k\left]{r_1}^e\right[k-1]-s_1{r_1}^{e*}[k-1\left]{r_1}^e\right[k-2\left]\right|}^2---\left(13\right)$

窃听节点解码T2的信息时可进行类似操作。

2.4)当自干扰项被消除后，所提方案采用BPSK调制的平均BER为

$\begin{array}{c}{P}_b={\&Integral;}_0^{\&infin;}\frac{1}{2}{e}^{-x}{f}_{\mathrm{SNR}}\left(x\right)\mathrm{dx}\\ =a^{-\frac{1}{2}}{\mathrm{cb}}^{-1}\frac{{\stackrel{\&OverBar;}{\mathrm{\&gamma;}}}_s+1}{{\stackrel{\&OverBar;}{\mathrm{\&gamma;}}}_{13}{\stackrel{\&OverBar;}{\mathrm{\&gamma;}}}_{23}}{W}_{-\frac{1}{2},0}\left(\frac{b^2}{4a}\right)+a^{-1}{\mathrm{cb}}^{-1}\frac{1}{{\stackrel{\&OverBar;}{\mathrm{\&gamma;}}}_{23}}\sqrt{\frac{({\stackrel{\&OverBar;}{\mathrm{\&gamma;}}}_s+1)}{{\stackrel{\&OverBar;}{\mathrm{\&gamma;}}}_{13}{\stackrel{\&OverBar;}{\mathrm{\&gamma;}}}_{23}}}{W}_{-1,\frac{1}{2}}\left(\frac{b^2}{4a}\right)\end{array}---\left(4\right)$

其中 ${\stackrel{\&OverBar;}{\mathrm{\&gamma;}}}_{13}=P_3{\mathrm{\&sigma;}}_{13}^2/{\mathrm{\&sigma;}}^2,$

${\stackrel{\&OverBar;}{\mathrm{\&gamma;}}}_{23}=P_2{\mathrm{\&sigma;}}_{23}^2/{\mathrm{\&sigma;}}^2,$

$,{\stackrel{\&OverBar;}{\mathrm{\&gamma;}}}_s=(P_1{\mathrm{\&sigma;}}_{13}^2+P_2{\mathrm{\&sigma;}}_{23}^2)/{\mathrm{\&sigma;}}^2,$

$b=2\sqrt{\frac{{\stackrel{\&OverBar;}{\mathrm{\&gamma;}}}_s+1}{{\stackrel{\&OverBar;}{\mathrm{\&gamma;}}}_{13}{\stackrel{\&OverBar;}{\mathrm{\&gamma;}}}_{23}}},a=\frac{1}{4}+\frac{1}{{\stackrel{\&OverBar;}{\mathrm{\&gamma;}}}_{23}},c=e^{\frac{b^2}{8a}-\frac{3}{8}},$ W_λ,μ(·)是Whittaker函数。根据平均误比特率表达式，得到源节点和中继节点在不同功率限制下的最优功率分配。

3)为了验证本发明提出的抗窃听双差分双向中继传输方法的性能，我们进行了如下仿真，仿真中假设由多普勒频偏带来的随机相位在<-π，π>均匀分布，各链路信道方差为1，源节点采用BPSK调制。由于随机载波频偏及信道信息的未知，窃听节点无法对接收到的信号进行解码。

情况1：图2首先将所提的放大转发双差分双向中继传输方法与已有放大转发双向中继传输的差分网络编码方案的性能比较。已有方法为双向中继系统提出了放大转发差分网络编码方案，记为AF差分双向传输方法。由仿真曲线可见，由于载波频偏的存在，AF差分双向传输方法不能工作。图2也考察了不同的中继发送序列长度L和发送信噪比P_T/σ²对本方法的性能影响。图中给出源节点进行完全自干扰消除时的系统性能作为参照。由仿真结果可见，当发送序列L＝10,P_T/σ²＝35dB时，通过信道能量估计的系统性能几乎与完全自干扰消除的系统性能一致。当序列长度减少为5或者发射信噪比降低为30dB时系统性能稍微有所下降。当序列长度或者发射信噪比进一步减少时，系统性能出现相应的恶化。

情况2：图3给出了窃听节点的性能，并将所提方案的理论BER性能曲线与仿真曲线进行了比较。由图中可见，窃听节点的BER始终接近0.5，这就意味着窃听节点无法正确解码源节点的信息。当信噪比较高时，理论曲线与仿真曲线是吻合的。假设系统的总功率限制为源节点的发射功率相同P₁＝P₂＝λP，中继功率则为P₃＝(1-2λ)P。根据平均误比特率表达式(34)，可以得到在不同功率限制下，源节点和中继节点的最优功率分配，最优参数λ的取值如下表所示。图3中带星号的曲线表示总功率时，各节点采用相同发射功率时的性能曲线，与等功率分配的性能相比，相同功率限制下的最优功率分配方案约有2dB的性能增益。

表1最优功率分配参数

Pt/σ2(dB)	5	10	15	20	25	30	35	40	45
										最优λ	0.25	0.24	0.22	0.20	0.18	0.16	0.15	0.14	0.13

因此综上可知，本发明提出的双差分中继传输方法能保证源节点在系统中存在未知载波频偏的情况下成功解码，而窃听节点则无法正确解码。

以上内容是结合具体的优选实施方式对本发明所作的进一步详细说明，不能认定本发明的具体实施方式仅限于此，对于本发明所属技术领域的普通技术人员来说，在不脱离本发明构思的前提下，还可以做出若干简单的推演或替换，都应当视为属于本发明由所提交的权利要求书确定专利保护范围。

Claims (4)

1.一种抵抗窃听的双差分双向中继传输方法，其特征在于：包括以下步骤：

1)、在双向中继传输之前，中继向源节点发送已知符号序列，源节点根据接收到的已知符号序列，估计出中继与源节点之间的信道能量；

2)、双向中继传输过程中，源节点对待发送信息行双差分调制，得到调制信号，并将调制信号发送给中继；

中继接收多个源节点所发送的调制信号，并将接收到的所有调制信号进行共轭操作并放大，得到混合信号，将混合信号转发到源节点；

3)、每个源节点利用多普勒频移对接收到的混合信号做自干扰消除，并利用双差分的结构对目标节点译码，获取目标节点信息。

2.如权利要求1所述的抵抗窃听的双差分双向中继传输方法，其特征在于：步骤1)中所述估计出中继与源节点之间的信道能量具体包括如下步骤：

1.1)、设中继T3发送的已知符号序列为[x_T[1],…,x_T[L]]，发送符号满足|x_T[l]|²＝1，第一源节点T1接收到的信号为：

$r_{1T}\left[1\right]=\sqrt{P_T}{h}_{31}{e}^{{\mathrm{j\&omega;}}_{31}(1-1)}{x}_T\left[1\right]+n_T\left[1\right]$

其中，P_T是发送序列的功率，h₃₁是中继T3到第一源节点T1的信道系数，ω₃₁＝2πf₃₁是中继T3到第一源节点T1的未知载波频偏，n_T[k]是加性复高斯白噪声，均值为0，方差为σ²；

1.2)、由于信道互易性，各链路信道系数满足h₃₁＝h₁₃,h₃₂＝h₂₃；第一源节点T1得到估计值第二源节点T2得到估计值和，其中r_2T[l],l＝1,2,…,L是源节点T2接收到的信号。

3.如权利要求1所述的抵抗窃听的双差分双向中继传输方法，其特征在于：所述步骤2)中双向中继传输过程具体为：

设信道相干时间的间隔里有K次双向传输，每次双向中继传输分为两个阶段：

2.1)在第k次传输的阶段1，第一源节点T1和第二源节点T2首先对待发送信息进行双差分调制，得到调制信号：

a)令c_k,s_k分别表示第一源节点T1和第二源节点T2在第k次传输时待发送的符号，且都来自单位能量的M-PSK星座Α；经过如下的双差分调制，得到第一源节点T1和第二源节点T2在第k次传输中发送出去的符号u_k,v_k，分别为：

g_k＝g_k-1c_k,u_k＝u_k-1g_k

m_k＝m_k-1s_k,v_k＝v_k-1m_k,k＝2,3,…

其中u₀＝u₁＝g₁＝1,v₀＝v₁＝m₁＝1，且|u_k|＝|g_k|＝1,|v_k|＝|m_k|＝1；

b)中继接收到的网络编码信号为：

$y\left[k\right]=\sqrt{P_1}{h}_{13}{e}^{{\mathrm{j\&omega;}}_{13}(2k-2)}{u}_k+\sqrt{P_2}{h}_{23}{e}^{{\mathrm{j\&omega;}}_{23}(2k-2)}{v}_k+n_3\left[k\right],k=\mathrm{1,2,3},...$

其中ω_i3＝2πf_i3是源节点Ti，i＝1,2到中继节点T3的未知载波频偏，n₃[k]是加性复高斯白噪声，均值为0，方差为σ²；

2.2)在第k次传输的阶段2，节点的移动速度小于波的传播速度c，得到多普勒频偏满足如下关系：f_i3＝f_3i,i＝1,2，中继利用以上关系，向第一源节点T1和第二源节点T2转发的信号为βy^*[k]，其中(·)^*表示共轭操作；两个源节点都将收到中继转发的信号，其中，第一源节点T1接收信号为：

$r_1\left[k\right]=\sqrt{P_3}\mathrm{\&beta;y}*\left[k\right]h_{31}{e}^{{\mathrm{j\&omega;}}_{31}(2k-2)}+n_1\left[k\right]$

其中，ω₃₁＝2πf₃₁是中继节点T3到第一源节点T1的未知载波频偏，n₁[k]是加性复高斯白噪声，均值为0，方差为σ²；

第二源节点T1接收信号为：

$r_2\left[k\right]=\sqrt{P_3}\mathrm{\&beta;y}*\left[k\right]h_{32}{e}^{{\mathrm{j\&omega;}}_{32}(2k-2)}+n_2\left[k\right]$

其中，ω₃₂＝2πf₃₂是中继节点T3到第二源节点T2的未知载波频偏，n₂[k]是加性复高斯白噪声，均值为0，方差为σ²。

4.如权利要求3所述的抵抗窃听的双差分双向中继传输方法，其特征在于：所述步骤3)具体包括：

3.1)设各节点已知发射功率和信道统计信息，则利用h₃₁＝h₁₃,ω₃₁＝ω₁₃，自干扰项对于第一源节点T1为已知，则将自干扰项消除，得到：

$r_1\left[k\right]=\sqrt{P_2{P}_3}{\mathrm{\&beta;h}}_{13}{h}_{23}^{*}{e}^{\mathrm{j\&Delta;\&omega;}(2k-2)}{v}_k^{*}+{\tilde{n}}_1\left[k\right]$

其中， ${\tilde{n}}_1\left[k\right]={n^{\&prime;}}_1\left[k\right]+n_e\left[k\right],$ 而 $n_e\left[k\right]=\sqrt{P_1{P}_2}\mathrm{\&beta;}({\left|h_{13}\right|}^2-{\left|{\hat{h}}_{13}\right|}^2)u_k^{*};$

3.2)第k次传输之后，源节点的解码方法如下：

第一源节点T1解码第二源节点T2的信息为：

${\hat{s}}_k=\arg \underset{s_k\&Element;A}{\min }{\left|r_1^{*}\right[k\left]r_1\right[k-1]-s_k{r}_1^{*}[k-1\left]r_1\right[k-2\left]\right|}^2$

第二源节点T2根据上式解码第一源节点T1的信息。