CN104780025A - 针对全双工协作通信系统的空时交织卷积码编码方法 - Google Patents

Abstract

本发明公开了一种针对全双工协作通信系统的空时交织卷积码编码方法，在全双工MIMO中继协作通信网络中，中继节点采用全双工模式接收和发送信号，源节点和目的节点都设有一根天线，中继节点设有多根发送天线和多根接收天线，源节点对发射信号进行调制后向中继节点发送信号，中继节点采用放大转发AF方法对接收到的信号进行放大转发，目的节点接收通过中继链路转发的信号，利用最小均方误差准则进行解码，然后解调恢复源节点的信息。本发明的有益之处在于：由于中继节点使用的是全双工协作模式且采用的是空时交织卷积编码方案，所以本发明的方法不仅具有更高的频谱效率，而且可以获得异步协作满分集增益，提高协作通信系统的可靠性。

Description

针对全双工协作通信系统的空时交织卷积码编码方法

技术领域

本发明涉及一种空时码的编码方法，具体涉及一种针对全双工协作通信系统的空时交织卷积码的编码方法，可用于未来无线移动通信的全双工协作传输系统，属于通信技术领域。

背景技术

在多用户系统中，协作通信可以通过利用多个中继节点转发源节点的信号来获得分集增益，不同信道质量的用户允许互相协作和转发信息到目的节点。主要的中继协议分为放大转发(AF)和解码转发(DF)协议。中继节点的工作模式分为半双工(HD)模式和全双工(FD)模式，当中继节点采用HD模式时，中继节点在接收和发送时只能限制在正交(时间或频率)信道上，其频谱利用率较低，而当中继节点采用FD模式时，中继节点可以实现在一条端到端的信道上进行同时间同频率的接收和发送，这使得FD模式可以实现比HD模式更高的容量性能。然而，FD模式由于信号泄露使得在中继的输出端和输入端之间会产生环路自干扰，这种干扰对小型便携式设备是很严重的问题，因此很多协作通信网络的都采用HD模式。

T.Riihonen等人在文章“Spatial loop interference suppression infull-duplex mimo relays”中，提出了通过设计中继节点处的线性接收机和发射滤波器可以提高有用信号的质量同时减小环路干扰的影响。上述方法的不足之处是：在全双工协作系统中直接将环路信号作为干扰信号尽量消除，而并没有对环路信号进行有效利用。

Yi.Liu等人在文章“Distributed space-time coding for full-duplexasynchronous cooperative communication”和文章“Distributed LinearConvolutional Space-Time Coding for Two-Relay Full-DuplexAsynchronous Cooperative Networks”中，分别提出了新的方法来解决单中继节点的环路自干扰信号问题以及多中继节点的环路互干扰问题，该方法并不是将所有的环路干扰信号进行消除，而是将其中一部分利用起来作为空时码来达到空间分集增益。上述方法的不足之处是：协作通信系统中的中继节点都是单输入天线单输出天线(SISO)的，并未考虑多天线中继的情况。

发明内容

为解决现有技术的不足，本发明的目的在于提供一种针对全双工协作通信系统的空时交织卷积码编码方法，该编码方法可以获得异步协作满分集，降低系统的误码率，提高协作通信系统的可靠性和频谱利用率。

为了实现上述目标，本发明采用如下的技术方案：

一种针对全双工协作通信系统的空时交织卷积码编码方法，其特征在于，包括以下步骤：

Step1、系统初始化：

采用最小均方误差信道估计方法，估计源节点到中继节点第k根天线的信道参数中继节点第k根天线到第j根天线的环路信道参数h_kj、中继节点第k根天线到目的节点的信道参数

Step2、源节点发送信号与中继节点接收信号：

2a、源节点对发送信号进行调制，将调制后的信号发射给中继节点，中继节点接收天线接收源节点的发射信号并通过发射天线向目的节点转发源节点的发射信号，同时中继节点接收天线接收自身转发的源节点发射信号，中继节点接收信号的表达式如下：

$r^k\left(i\right)=h_{\mathrm{SR}}^{\left(k\right)}x\left(i\right)+\underset{j=1}{\overset{r}{\mathrm{\Σ}}}{h}_{\mathrm{kj}}{t}^{\left(j\right)}\left(i\right)+{\mathrm{\ω}}_R^{\left(k\right)}\left(i\right),$

其中，r^k(i)为中继节点的第k根天线在i时隙的接收信号，x(i)为源节点i时隙的发射信号，h_kj为中继节点第k根天线到第j根天线的环路信道参数，t^j(i)为中继节点的第j根天线在i时隙的发射信号，r为中继节点接收天线数目，为中继节点的第k根天线在i时隙的高斯噪声；

2b、用矩阵形式表示所述中继节点的接收信号，表达式如下：

R(i)＝h_SRx(i)+H_LIt(i)+w_R(i),

其中，h_SR为源节点到中继节点的信道参数矩阵，H_LI为环路干扰信道参数矩阵，t(i)为中继节点的发射信号，w_R(i)为中继节点在i时隙的高斯噪声；

Step3、中继节点估计源节点的发射信号：

中继节点通过去除其自身环路信号对源节点的发射信号进行估计，按照下列公式进行估计：

$\hat{x}\left(i\right)=R\left(i\right)-H_{\mathrm{LI}}t\left(i\right)=h_{\mathrm{SR}}x\left(i\right)+w_R\left(i\right),$

其中，为第i时隙源节点的估计信号向量，R(i)为第i时隙中继节点接收端的接收信号矩阵，t(i)为第i时隙中继节点发送端的发射信号向量，H_LI为中继节点环路信道参数矩阵，h_SR为源节点到中继节点的信道参数矩阵，x(i)为第i时隙源节点的发射信号，w_R(i)为中继节点接收端在i时隙的高斯噪声；

Step4、中继节点发送信号：

中继节点根据接收信号放大转发过程和对干扰信号的部分消除过程得到发送信号，发送信号表达式如下：

$t\left(i\right)=B\underset{j=1}{\overset{b}{\mathrm{\Σ}}}{\left(H_{\mathrm{LI}}B\right)}^{j-1}{h}_{\mathrm{SR}}x(i-j)+B\underset{j=1}{\overset{b}{\mathrm{\Σ}}}{\left(H_{\mathrm{LI}}B\right)}^{j-1}{w}_R(i-j),$

其中，h_SR为源节点到中继节点的信道参数矩阵，H_LI为中继节点环路信道参数矩阵，B为中继处可变增益的放大因子矩阵，x(i)为第i时隙源节点的发射信号，w_R(i)为中继节点接收端在i时隙的高斯噪声，b为源节点发射信号连续编码的符号个数，为中继链路有用信号项，为中继节点接收端噪声项；

Step5、目的节点接收信号：

中继节点的发射天线发送空时交织卷积编码信号到达目的节点，得到目的节点的接收信号为：

y＝h_RDC+W

其中，C为中继节点发送的空时交织卷积编码矩阵，h_RD为中继节点到目的节点的信道信息向量，W为中继节点到目的节点的噪声向量；

Step6、目的节点译码并解调：

6a、目的节点应用最小均方误差方法，实现对接收信号的空时解码；

6b、目的节点对目的节点空时解码后的信号解调，恢复源节点的发射信号。

前述的空时交织卷积码编码方法，其特征在于，在步骤Step4中，对干扰信号的部分消除过程按如下步骤进行：

4a、中继节点根据接收信号放大转发过程得到需发送给目的节点的信号，所述发送信号表达式如下：

$\begin{array}{c}t\left(b\right)=\mathrm{BR}(b-1)\\ =B\underset{j=1}{\overset{b}{\mathrm{\Σ}}}{\left(H_{\mathrm{LI}}B\right)}^{j-1}[h_{\mathrm{SR}}x(b-j)+w_R(b-j)]\end{array}$

其中，R(b-1)为第b-1时隙中继节点接收端的接收信号，h_SR为源节点到中继节点的信道参数矩阵，H_LI为中继节点环路信道参数矩阵，B为中继处可变增益的放大因子矩阵，x(i)为第i时隙源节点的发射信号，w_R(i)为中继节点接收端在i时隙的高斯噪声，b为源节点发射信号连续编码的符号个数；

4b、利用步骤4a中的中继节点发送信号得到中继节点的接收信号，所述接收信号为：

$\begin{array}{c}R\left(b\right){=h}_{\mathrm{SR}}x\left(b\right)+w_R\left(b\right)+H_{\mathrm{LI}}t\left(b\right)\\ =\underset{j=1}{\overset{b}{\mathrm{\Σ}}}{\left(H_{\mathrm{LI}}B\right)}^{j-1}{h}_{\mathrm{SR}}x(b-j+1)+\underset{j=1}{\overset{b}{\mathrm{\Σ}}}{\left(H_{\mathrm{LI}}B\right)}^{j-1}{w}_R(b-j+1)\\ +{\left(H_{\mathrm{LI}}B\right)}^b[h_{\mathrm{SR}}x\left(0\right)+w_R\left(0\right)]\end{array}$

其中，h_SR为源节点到中继节点的信道参数矩阵，H_LI为中继节点环路信道参数矩阵，B为中继处可变增益的放大因子矩阵，x(b-i-j)为第b-i-j时隙源节点的发射信号，w_R(b-i-j)为中继节点接收端在b-i-j时隙的高斯噪声，b为源节点发射信号连续编码的符号个数，第一项为中继节点接收信号的有用信号，第二项为中继节点接收信号的噪声信号，第三项(H_LIB)^b[h_SRx(0)+w_R(0)]为中继节点接收信号的干扰信号；

4c、根据Step3中中继节点对源节点发送信号的估计，消除步骤4b中接收信号中的第三项，得到中继节点在b+1时隙的发送信号：

$\begin{array}{c}t(b+1)=B[R\left(b\right)-{\left(H_{\mathrm{LI}}B\right)}^b[h_{\mathrm{SR}}x\left(0\right)+w_R\left(0\right)\left]\right]\\ =B[R\left(b\right)-{\left(H_{\mathrm{LI}}B\right)}^b\hat{x}\left(0\right)]\\ =B\underset{j=1}{\overset{b}{\mathrm{\Σ}}}{\left(H_{\mathrm{LI}}B\right)}^{j-1}{h}_{\mathrm{SR}}x(b-j+1)+B\underset{j=1}{\overset{b}{\mathrm{\Σ}}}{\left(H_{\mathrm{LI}}B\right)}^{j-1}{w}_R(b-j+1)\end{array}$

其中，R(b)为第b时隙中继节点接收端的接收信号，h_SR为源节点到中继节点的信道参数矩阵，H_LI为中继节点环路信道参数矩阵，B为中继处可变增益的放大因子矩阵，x(b-j+1)为第b-j+1时隙源节点的发射信号，w_R(b-j+1)为中继节点接收端在b-j+1时隙的高斯噪声，为0时隙中继节点对源节点发送信号的估计向量，且当时隙i≤-1时，b为源节点发射信号连续编码的符号个数；

4d、中继节点将步骤4c中的消除过程循环k次，得到中继节点b+k时隙的发送信号：

$\begin{array}{c}t(b+k)=B[R(b+k-1)-{\left(H_{\mathrm{LI}}B\right)}^b\hat{x}(k-1)]\\ =B\underset{j=1}{\overset{b}{\mathrm{\Σ}}}{\left(H_{\mathrm{LI}}B\right)}^{j-1}{h}_{\mathrm{SR}}x(b+k-j)+B\underset{j=1}{\overset{b}{\mathrm{\Σ}}}{\left(H_{\mathrm{LI}}B\right)}^{j-1}{w}_R(b+k-j)\end{array}$

其中，R(b+k-1)为第b+k-1时隙中继节点接收端的接收信号，h_SR为源节点到中继节点的信道参数矩阵，H_LI为中继节点环路信道参数矩阵，B为中继处可变增益的放大因子矩阵，x(b+k-j)为第b+k-j时隙源节点的发射信号，w_R(b+k-j)为中继节点接收端在b+k-j时隙的高斯噪声，为k-1时隙中继节点对源节点发送信号的估计向量，且当时隙k-1≤-1时，b为源节点发射信号连续编码的符号个数；

4e、将干扰项消除后，中继节点得到的最终发送信号为：

$\begin{array}{c}t\left(i\right)=B[R(i-1)-{\left(H_{\mathrm{LI}}B\right)}^b\hat{x}(i-b-1)]\\ =B\underset{j=1}{\overset{b}{\mathrm{\Σ}}}{\left(H_{\mathrm{LI}}B\right)}^{j-1}{h}_{\mathrm{SR}}x(i-j)+B\underset{j=1}{\overset{b}{\mathrm{\Σ}}}{\left(H_{\mathrm{LI}}B\right)}^{j-1}{w}_R(i-j)\end{array}$

其中，R(i-1)为第i-1时隙中继节点接收端的接收信号，h_SR为源节点到中继节点的信道参数矩阵，H_LI为中继节点环路信道参数矩阵，B为中继处可变增益的放大因子矩阵，x(i-j)为第i-j时隙源节点的发射信号，w_R(i-j)为中继节点接收端在i-j时隙的高斯噪声，为i-b-1时隙中继节点对源节点发送信号的估计向量，b为源节点发射信号连续编码的符号个数。

本发明的有益之处在于：

(1)由于中继节点采用的是空时交织卷积编码方案，所以本发明的方法不仅可以将来自环路信道的干扰信号有效加以利用，而且可以获得异步协作满分集增益，提高协作通信系统的可靠性；

(2)由于中继节点使用的是全双工协作模式，相比中继节点使用半双工协作模式而言频谱效率更高，因此，全双工模式可以达到更高的容量，提高协作系统的整体性能；

(3)由于中继节点采用的是放大转发模式，所以只需控制功率放大系数，大大降低了复杂度。

附图说明

图1是本发明的方法适用的全双工协作通信网络示意图；

图2是中继节点的干扰消除框图；

图3是本发明的编码方法的流程图；

图4是中继节点接收端信噪比为30dB时，2×2MIMO中继系统和4×4MIMO中继系统的目的节点接收端误码率性能仿真图；

图5是目的节点接收端信噪比为30dB时，2×2MIMO中继系统和4×4MIMO中继系统的中继节点接收端误码率性能仿真图；

图6是中继节点和目的节点信噪比相等时全双工MIMO中继协作通信系统AF、FD、SITCC传输方法的误码率仿真图。

具体实施方式

以下结合附图和具体实施例对本发明作具体的介绍。

参照图1，在全双工MIMO中继协作通信网络中，中继节点采用全双工模式接收和发送信号，源节点和目的节点都设有一根天线，中继节点设有多根发送天线和多根接收天线。源节点对发射信号进行调制后向中继节点发送信号，中继节点采用放大转发AF方法对接收到的信号进行放大转发，目的节点接收通过中继链路转发的信号，利用最小均方误差准则进行解码，然后解调恢复源节点的信息。

参照图2和图3，本发明的空时交织卷积码编码方法，其实现步骤如下：

Step1、系统初始化

采用最小均方误差信道估计方法，估计源节点到中继节点第k根天线的信道参数中继节点第k根天线到第j根天线的环路信道参数h_kj、中继节点第k根天线到目的节点的信道参数

Step2、源节点发送信号与中继节点接收信号

该过程具体包括以下两个步骤：

2a、源节点信号调制与发射

(1)源节点对发送信号进行调制，调制方式可采用QPSK、BPSK、QAM，本实施列中采用QPSK进行调制，调制后得到调制信号，源节点同时将调制后的信号发射给中继节点。

(2)中继节点接收天线接收源节点的发射信号，并通过发射天线向目的节点转发源节点的发射信号，同时中继节点接收天线接收自身转发的源节点发射信号，中继节点接收信号的表达式如下：

$r^k\left(i\right)=h_{\mathrm{SR}}^{\left(k\right)}x\left(i\right)+\underset{j=1}{\overset{r}{\mathrm{\Σ}}}{h}_{\mathrm{kj}}{t}^{\left(j\right)}\left(i\right)+{\mathrm{\ω}}_R^{\left(k\right)}\left(i\right),$

其中，r^k(i)为中继节点的第k根天线在i时隙的接收信号，x(i)为源节点i时隙的发射信号，x(i)满足x(i)＝0,i≤-1，h_kj为中继节点第k根天线到第j根天线的环路信道参数，t^j(i)为中继节点的第j根天线在i时隙的发射信号，r为中继节点接收天线数目，为中继节点的第k根天线在i时隙的高斯噪声，服从均值为0、方差为σ_R ²的复高斯分布，同时满足 ${\mathrm{\ω}}_R^{\left(k\right)}\left(i\right)=0,i\≤-1.$

2b、多天线信号的等效处理

用矩阵形式表示所述中继节点的接收信号，表达式如下：

R(i)＝h_SRx(i)+H_LIt(i)+w_R(i),

其中，h_SR为源节点到中继节点的信道参数矩阵，H_LI为环路干扰信道参数矩阵，t(i)为中继节点的发射信号，w_R(i)为中继节点在i时隙的高斯噪声。

Step3、中继节点估计源节点的发射信号

中继节点的接收信号包括源节点的发射信号和自身环路的发射信号两部分，中继节点通过去除其自身环路信号对源节点的发射信号进行估计，即按照下列公式进行估计：

$\hat{x}\left(i\right)=R\left(i\right)-H_{\mathrm{LI}}t\left(i\right)=h_{\mathrm{SR}}x\left(i\right)+w_R\left(i\right),$

其中，为第i时隙源节点的估计信号向量，R(i)为第i时隙中继节点接收端的接收信号矩阵，t(i)为第i时隙中继节点发送端的发射信号向量，H_LI为中继节点环路信道参数矩阵，h_SR为源节点到中继节点的信道参数矩阵，x(i)为第i时隙源节点的发射信号，w_R(i)为中继节点接收端在i时隙的高斯噪声.

Step4、中继节点发送信号

中继节点根据接收信号放大转发过程和对干扰信号的部分消除过程得到发送信号，发送信号表达式如下：

$t\left(i\right)=B\underset{j=1}{\overset{b}{\mathrm{\Σ}}}{\left(H_{\mathrm{LI}}B\right)}^{j-1}{h}_{\mathrm{SR}}x(i-j)+B\underset{j=1}{\overset{b}{\mathrm{\Σ}}}{\left(H_{\mathrm{LI}}B\right)}^{j-1}{w}_R(i-j),$

其中，h_SR为源节点到中继节点的信道参数矩阵，H_LI为中继节点环路信道参数矩阵，B为中继处可变增益的放大因子矩阵，x(i)为第i时隙源节点的发射信号，w_R(i)为中继节点接收端在i时隙的高斯噪声，b为源节点发射信号连续编码的符号个数，为中继链路有用信号项，为中继节点接收端噪声项。

对干扰信号的部分消除过程按如下步骤进行：

4a、中继节点根据接收信号放大转发过程得到需发送给目的节点的，该发送信号的表达式如下：

$\begin{array}{c}t\left(b\right)=\mathrm{BR}(b-1)\\ =B\underset{j=1}{\overset{b}{\mathrm{\Σ}}}{\left(H_{\mathrm{LI}}B\right)}^{j-1}[h_{\mathrm{SR}}x(b-j)+w_R(b-j)]\end{array}$

其中，R(b-1)为第b-1时隙中继节点接收端的接收信号，h_SR为源节点到中继节点的信道参数矩阵，H_LI为中继节点环路信道参数矩阵，B为中继处可变增益的放大因子矩阵，x(i)为第i时隙源节点的发射信号，w_R(i)为中继节点接收端在i时隙的高斯噪声，b为源节点发射信号连续编码的符号个数。

4b、利用步骤4a中的中继节点发送信号，得到中继节点的接收信号：

$\begin{array}{c}R\left(b\right){=h}_{\mathrm{SR}}x\left(b\right)+w_R\left(b\right)+H_{\mathrm{LI}}t\left(b\right)\\ =\underset{j=1}{\overset{b}{\mathrm{\Σ}}}{\left(H_{\mathrm{LI}}B\right)}^{j-1}{h}_{\mathrm{SR}}x(b-j+1)+\underset{j=1}{\overset{b}{\mathrm{\Σ}}}{\left(H_{\mathrm{LI}}B\right)}^{j-1}{w}_R(b-j+1)\\ +{\left(H_{\mathrm{LI}}B\right)}^b[h_{\mathrm{SR}}x\left(0\right)+w_R\left(0\right)]\end{array}$

其中，h_SR为源节点到中继节点的信道参数矩阵，H_LI为中继节点环路信道参数矩阵，B为中继处可变增益的放大因子矩阵，x(b-i-j)为第b-i-j时隙源节点的发射信号，w_R(b-i-j)为中继节点接收端在b-i-j时隙的高斯噪声，b为源节点发射信号连续编码的符号个数，第一项为中继节点接收信号的有用信号，第二项为中继节点接收信号的噪声信号，第三项(H_LIB)^b[h_SRx(0)+w_R(0)]为中继节点接收信号的干扰信号。

4c、根据Step 3中中继节点对源节点发送信号的估计，可以消除步骤4b中接收信号中的第三项，得到中继节点在b+1时隙的发送信号：

$\begin{array}{c}t(b+1)=B[R\left(b\right)-{\left(H_{\mathrm{LI}}B\right)}^b[h_{\mathrm{SR}}x\left(0\right)+w_R\left(0\right)\left]\right]\\ =B[R\left(b\right)-{\left(H_{\mathrm{LI}}B\right)}^b\hat{x}\left(0\right)]\\ =B\underset{j=1}{\overset{b}{\mathrm{\Σ}}}{\left(H_{\mathrm{LI}}B\right)}^{j-1}{h}_{\mathrm{SR}}x(b-j+1)+B\underset{j=1}{\overset{b}{\mathrm{\Σ}}}{\left(H_{\mathrm{LI}}B\right)}^{j-1}{w}_R(b-j+1)\end{array}$

其中，R(b)为第b时隙中继节点接收端的接收信号，h_SR为源节点到中继节点的信道参数矩阵，H_LI为中继节点环路信道参数矩阵，B为中继处可变增益的放大因子矩阵，x(b-j+1)为第b-j+1时隙源节点的发射信号，w_R(b-j+1)为中继节点接收端在b-j+1时隙的高斯噪声，为0时隙中继节点对源节点发送信号的估计向量，且当时隙i≤-1时，b为源节点发射信号连续编码的符号个数。

4d、中继节点将步骤4c中的消除过程循环k次，可以得到中继节点b+k时隙的发送信号：

$\begin{array}{c}t(b+k)=B[R(b+k-1)-{\left(H_{\mathrm{LI}}B\right)}^b\hat{x}(k-1)]\\ =B\underset{j=1}{\overset{b}{\mathrm{\Σ}}}{\left(H_{\mathrm{LI}}B\right)}^{j-1}{h}_{\mathrm{SR}}x(b+k-j)+B\underset{j=1}{\overset{b}{\mathrm{\Σ}}}{\left(H_{\mathrm{LI}}B\right)}^{j-1}{w}_R(b+k-j)\end{array}$

其中，R(b+k-1)为第b+k-1时隙中继节点接收端的接收信号，h_SR为源节点到中继节点的信道参数矩阵，H_LI为中继节点环路信道参数矩阵，B为中继处可变增益的放大因子矩阵，x(b+k-j)为第b+k-j时隙源节点的发射信号，w_R(b+k-j)为中继节点接收端在b+k-j时隙的高斯噪声，为k-1时隙中继节点对源节点发送信号的估计向量，且当时隙k-1≤-1时，b为源节点发射信号连续编码的符号个数。

4e、将干扰项消除后，中继节点得到的最终发送信号为：

$\begin{array}{c}t\left(i\right)=B[R(i-1)-{\left(H_{\mathrm{LI}}B\right)}^b\hat{x}(i-b-1)]\\ =B\underset{j=1}{\overset{b}{\mathrm{\Σ}}}{\left(H_{\mathrm{LI}}B\right)}^{j-1}{h}_{\mathrm{SR}}x(i-j)+B\underset{j=1}{\overset{b}{\mathrm{\Σ}}}{\left(H_{\mathrm{LI}}B\right)}^{j-1}{w}_R(i-j)\end{array}$

其中，R(i-1)为第i-1时隙中继节点接收端的接收信号，h_SR为源节点到中继节点的信道参数矩阵，H_LI为中继节点环路信道参数矩阵，B为中继处可变增益的放大因子矩阵，x(i-j)为第_i-j时隙源节点的发射信号，w_R(i-j)为中继节点接收端在_i-j时隙的高斯噪声，为i-b-1时隙中继节点对源节点发送信号的估计向量，b为源节点发射信号连续编码的符号个数。

Step4所构造的信号等效于由环路信息卷积矢量q(i)构造的卷积空时码，具体推导过程如下：

5a、利用Step4中中继节点发送信号的有用信号项构造环路信息卷积矢量：

q(i)＝[q₁(i),q₂(i),...q_r,(i)]^T＝B(H_LIB)^i-1h_SR

其中，1≤i≤b，b为源节点发射信号连续编码的符号个数，B为中继处可变增益的放大因子矩阵，H_LI为中继节点环路信道参数矩阵，h_SR为源节点到中继节点的信道参数矩阵，发送信号功率应满足 $\underset{i=1}{\overset{b}{\mathrm{\Σ}}}{\left|q_k\left(i\right)\right|}^2\≤1.$

5b、利用步骤5a中环路信道卷积矢量因子构造环路信息卷积矩阵 $Q^l=\left(q_{m,n}^l\right):$

其中，1≤l≤r，r为中继节点的发射天线和接收天线数，Q^l为b×b维的矩阵,q_l(i)为i时隙的环路信息卷积矢量因子，b为信息序列长度，m和n分别表示环路信息卷积矩阵Q^l的行数和列数。

5c、根据步骤5b中中继环路信息卷积矩阵Q^l和源节点发送的信息矢量x＝[x(0),x(1),x(2),...,x(b)]，按照下列公式得到中继节点发送的空时交织卷积编码矢量：

c_l＝xQ^l

其中，Q^l为b×b维的中继环路信息卷积矩阵，1≤l≤r，x为源节点发送的信息矢量。

5d、根据步骤5d中编码矢量构造空时交织卷积编码矩阵：

C＝[c₁ ^T c₂ ^T…c_r ^T]^T

其中，c_l为空时交织卷积编码矢量，1≤l≤r，C为r×b维矩阵，r为中继节点的发射天线和接收天线数，b为信息序列长度。当b大于中继天线个数时，可以获得协作满分集。

Step5、目的节点接收信号

中继节点的发射天线发送空时交织卷积编码信号到达目的节点，得到目的节点的接收信号为：

y＝h_RDC+W

其中，C为中继节点发送的空时交织卷积编码矩阵，h_RD为中继节点到目的节点的信道信息向量，W为中继节点到目的节点的噪声向量。

Step6、目的节点译码并解调

6a、目的节点应用最小均方误差方法，实现对接收信号的空时解码。

6b、目的节点对目的节点空时解码后的信号解调，恢复源节点的发射信号。

本发明的编码方法所获得的效果可通过仿真进一步说明：

(1)仿真条件

源节点到中继节点的信道、中继节点到目的节点的信道、中继节点环路信道都为服从均值为0、方差为1的准静态瑞利平坦衰落信道，调制方式都采用QPSK，信息符号帧的长度为20。

(2)仿真的内容

分别采用传统的放大转发AF、解码转发DF方法和本发明采用的空时交织卷积编码方法SITCC对协作系统平均误码率相对于平均信噪比进行仿真，并对这三种方法的系统分集增益性能进行仿真。

(3)仿真的结果

图4为中继节点接收端信噪比为30dB时，2×2MIMO中继系统和4×4MIMO中继系统的目的节点接收端误码率性能仿真曲线。

从图4中可以看出：本发明采用SITCC方法的误码率曲线明显低于采用AF方法的误码率曲线，在2×2MIMO中继系统中本发明的SITCC方法的误码率性能不如DF方法，但是本发明的SITCC方法在天线数增加的情况下比DF和AF方法的误码率性能会提升很多。

图5为目的节点接收端信噪比为30dB时，2×2MIMO中继系统和4×4MIMO中继系统的中继节点接收端误码率性能仿真曲线。

从图5中可以看出：当信噪比很低时，DF方法比本发明的SITCC方法的误码率性能好，而当信噪比较高时，本发明的SITCC方法比DF的误码率性能好。

结合图4和图5可以看出：本发明的SITCC方法的误码率性能主要由中继节点接收端的信噪比决定，DF方法的误码率性能主要由目的节点的信噪比决定。在信噪比相同的情况下，异步空时码的误码率最低，并且可以达到满分集，提高协作通信系统的可靠性以及改善系统的中断概率性能。

图6为中继节点和目的节点信噪比相等时全双工MIMO中继协作通信系统AF、FD、SITCC传输方法的分集性能比较。

从图6中可以看出，当中继节点和目的节点的接收端信噪比相同时，本发明的SITCC方法在MMSE接收机下可达到满分集，而AF和DF方法则不能。

综上所述，本发明的空时交织卷积码编码方法可以获得异步协作满分集，降低系统的误码率，提高协作通信系统的可靠性和频谱利用率，可用于未来无线移动通信的全双工协作传输系统。

需要说明的是，上述实施例不以任何形式限制本发明，凡采用等同替换或等效变换的方式所获得的技术方案，均落在本发明的保护范围内。

Claims (2)

1.针对全双工协作通信系统的空时交织卷积码编码方法，其特征在于，包括以下步骤：

Step1、系统初始化：

采用最小均方误差信道估计方法，估计源节点到中继节点第k根天线的信道参数中继节点第k根天线到第j根天线的环路信道参数h_kj、中继节点第k根天线到目的节点的信道参数

Step2、源节点发送信号与中继节点接收信号：

2a、源节点对发送信号进行调制，将调制后的信号发射给中继节点，中继节点接收天线接收源节点的发射信号并通过发射天线向目的节点转发源节点的发射信号，同时中继节点接收天线接收自身转发的源节点发射信号，中继节点接收信号的表达式如下：

$r^k\left(i\right)=h_{\mathrm{SR}}^{\left(k\right)}x\left(i\right)+\underset{j=1}{\overset{r}{\mathrm{\Σ}}}{h}_{\mathrm{kj}}{t}^{\left(j\right)}\left(i\right)+{\mathrm{\ω}}_R^{\left(k\right)}\left(i\right),$

其中，r^k(i)为中继节点的第k根天线在i时隙的接收信号，x(i)为源节点i时隙的发射信号，h_kj为中继节点第k根天线到第j根天线的环路信道参数，t^j(i)为中继节点的第j根天线在i时隙的发射信号，r为中继节点接收天线数目，为中继节点的第k根天线在i时隙的高斯噪声；

2b、用矩阵形式表示所述中继节点的接收信号，表达式如下：

R(i)＝h_SRx(i)+H_LIt(i)+w_R(i),

其中，h_SR为源节点到中继节点的信道参数矩阵，H_LI为环路干扰信道参数矩阵，t(i)为中继节点的发射信号，w_R(i)为中继节点在i时隙的高斯噪声；

Step3、中继节点估计源节点的发射信号：

中继节点通过去除其自身环路信号对源节点的发射信号进行估计，按照下列公式进行估计：

$\hat{x}\left(i\right)=R\left(i\right)-H_{\mathrm{LI}}t\left(i\right)=h_{\mathrm{SR}}x\left(i\right)+w_R\left(i\right),$

其中，为第i时隙源节点的估计信号向量，R(i)为第i时隙中继节点接收端的接收信号矩阵，t(i)为第i时隙中继节点发送端的发射信号向量，H_LI为中继节点环路信道参数矩阵，h_SR为源节点到中继节点的信道参数矩阵，x(i)为第i时隙源节点的发射信号，w_R(i)为中继节点接收端在i时隙的高斯噪声；

Step4、中继节点发送信号：

中继节点根据接收信号放大转发过程和对干扰信号的部分消除过程得到发送信号，发送信号表达式如下：

$t\left(i\right)=B\underset{j=1}{\overset{b}{\mathrm{\Σ}}}{\left(H_{\mathrm{LI}}B\right)}^{j-1}{h}_{\mathrm{SR}}x(i-j)+B\underset{j=1}{\overset{b}{\mathrm{\Σ}}}{\left(G_{\mathrm{LI}}B\right)}^{j-1}{w}_R(i-j),$

其中，h_SR为源节点到中继节点的信道参数矩阵，H_LI为中继节点环路信道参数矩阵，B为中继处可变增益的放大因子矩阵，x(i)为第i时隙源节点的发射信号，w_R(i)为中继节点接收端在i时隙的高斯噪声，b为源节点发射信号连续编码的符号个数，为中继链路有用信号项，为中继节点接收端噪声项；

Step5、目的节点接收信号：

中继节点的发射天线发送空时交织卷积编码信号到达目的节点，得到目的节点的接收信号为：

y＝h_RDC+W

其中，C为中继节点发送的空时交织卷积编码矩阵，h_RD为中继节点到目的节点的信道信息向量，W为中继节点到目的节点的噪声向量；

Step6、目的节点译码并解调：

6a、目的节点应用最小均方误差方法，实现对接收信号的空时解码；

6b、目的节点对目的节点空时解码后的信号解调，恢复源节点的发射信号。

2.根据权利要求1所述的空时交织卷积码编码方法，其特征在于，在步骤Step4中，对干扰信号的部分消除过程按如下步骤进行：

4a、中继节点根据接收信号放大转发过程得到需发送给目的节点的信号，所述发送信号表达式如下：

$\begin{array}{c}t\left(b\right)=\mathrm{BR}(b-1)\\ =B\underset{j=1}{\overset{b}{\mathrm{\Σ}}}{\left(H_{\mathrm{LI}}B\right)}^{j-1}[h_{\mathrm{SR}}x(b-j)+w_R(b-j)]\end{array}$

其中，R(b-1)为第b-1时隙中继节点接收端的接收信号，h_SR为源节点到中继节点的信道参数矩阵，H_LI为中继节点环路信道参数矩阵，B为中继处可变增益的放大因子矩阵，x(i)为第i时隙源节点的发射信号，w_R(i)为中继节点接收端在i时隙的高斯噪声，b为源节点发射信号连续编码的符号个数；

4b、利用步骤4a中的中继节点发送信号得到中继节点的接收信号，所述接收信号为：

$\begin{array}{c}R\left(b\right)=h_{\mathrm{SR}}x\left(b\right)+w_R\left(b\right)+H_{\mathrm{LI}}t\left(b\right)\\ =\underset{j=1}{\overset{b}{\mathrm{\Σ}}}{\left(H_{\mathrm{LI}}B\right)}^{j-1}{h}_{\mathrm{SR}}x(b-j+1)+\underset{j=1}{\overset{b}{\mathrm{\Σ}}}{\left(H_{\mathrm{LI}}B\right)}^{j-1}{w}_R(b-j+1)\\ +{\left(H_{\mathrm{LI}}B\right)}^b[h_{\mathrm{SR}}x\left(0\right)+w_R\left(0\right)]\end{array}$

其中，h_SR为源节点到中继节点的信道参数矩阵，H_LI为中继节点环路信道参数矩阵，B为中继处可变增益的放大因子矩阵，x(b-i-j)为第b-i-j时隙源节点的发射信号，w_R(b-i-j)为中继节点接收端在b-i-j时隙的高斯噪声，b为源节点发射信号连续编码的符号个数，第一项为中继节点接收信号的有用信号，第二项为中继节点接收信号的噪声信号，第三项(H_LIB)^b[h_SRx(0)+w_R(0)]为中继节点接收信号的干扰信号；

4c、根据Step3中中继节点对源节点发送信号的估计，消除步骤4b中接收信号中的第三项，得到中继节点在b+1时隙的发送信号：

$\begin{array}{c}t(b+1)=B[R\left(b\right)-{\left(H_{\mathrm{LI}}B\right)}^b[h_{\mathrm{SR}}x\left(0\right)+w_R\left(0\right)\left]\right]\\ =B[R\left(b\right)-{\left(H_{\mathrm{LI}}B\right)}^b\hat{x}\left(0\right)]\\ =B\underset{j=1}{\overset{b}{\mathrm{\Σ}}}{\left(H_{\mathrm{LI}}B\right)}^{j-1}{h}_{\mathrm{SR}}x(b-j+1)+B\underset{j=1}{\overset{b}{\mathrm{\Σ}}}{\left(H_{\mathrm{LI}}B\right)}^{j-1}{w}_R(b-j+1)\end{array}$

其中，R(b)为第b时隙中继节点接收端的接收信号，h_SR为源节点到中继节点的信道参数矩阵，H_LI为中继节点环路信道参数矩阵，B为中继处可变增益的放大因子矩阵，x(b-j+1)为第b-j+1时隙源节点的发射信号，w_R(b-j+1)为中继节点接收端在b-j+1时隙的高斯噪声，为0时隙中继节点对源节点发送信号的估计向量，且当时隙i≤-1时，b为源节点发射信号连续编码的符号个数；

4d、中继节点将步骤4c中的消除过程循环k次，得到中继节点b+k时隙的发送信号：

$\begin{array}{c}t(b+k)=B[R(b+k-1)-{\left(H_{\mathrm{LI}}B\right)}^b\hat{x}(k-1)]\\ =B\underset{j=1}{\overset{b}{\mathrm{\Σ}}}{\left(H_{\mathrm{LI}}\right)}^{j-1}{h}_{\mathrm{SR}}x(b+k-j)+B\underset{j=1}{\overset{b}{\mathrm{\Σ}}}{\left(H_{\mathrm{LI}}B\right)}^{j-1}{w}_R(n+k-j)\end{array}$

其中，R(b+k-1)为第b+k-1时隙中继节点接收端的接收信号，h_SR为源节点到中继节点的信道参数矩阵，H_LI为中继节点环路信道参数矩阵，B为中继处可变增益的放大因子矩阵，x(b+k-j)为第b+k-j时隙源节点的发射信号，w_R(b+k-j)为中继节点接收端在b+k-j时隙的高斯噪声，为k-1时隙中继节点对源节点发送信号的估计向量，且当时隙k-1≤-1时，b为源节点发射信号连续编码的符号个数；

4e、将干扰项消除后，中继节点得到的最终发送信号为：

$\begin{array}{c}t\left(i\right)=B[R(i-1)-{\left(H_{\mathrm{LI}}B\right)}^b\hat{x}(i-b-1)]\\ =B\underset{j=1}{\overset{b}{\mathrm{\Σ}}}{\left(H_{\mathrm{LI}}B\right)}^{j-1}{h}_{\mathrm{SR}}x(i-j)+B\underset{j=1}{\overset{b}{\mathrm{\Σ}}}{\left(H_{\mathrm{LI}}B\right)}^{j-1}{w}_R(i-j)\end{array}$

其中，R(i-1)为第i-1时隙中继节点接收端的接收信号，h_SR为源节点到中继节点的信道参数矩阵，H_LI为中继节点环路信道参数矩阵，B为中继处可变增益的放大因子矩阵，x(i-j)为第i-j时隙源节点的发射信号，w_R(i-j)为中继节点接收端在i-j时隙的高斯噪声，为i-b-1时隙中继节点对源节点发送信号的估计向量，b为源节点发射信号连续编码的符号个数。