CN105262573B - 全双工双向中继网络的空时自编码方法 - Google Patents
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Abstract
本发明公开一种全双工双向中继网络的空时自编码方法，解决了现有技术出现的残余环路干扰降低全双工系统性能和频谱效率低的问题。本发明的具体步骤包括：首先，采用最小均方误差估计方法，估计信道参数；其次，终端节点采用正交相移键控QPSK方法调制待发送信号；再次，中继节点通过去除自身的环路信号对终端节点的发射信号进行估计并进行异步空时编码；最后，终端节点在抵消自身回路干扰的基础上，再通过构造等效信道矩阵进行空时解码。本发明具有适用于全双工双向通信和提高全双工通信可靠性的优点，提高了协作通信系统频谱效率。
Description
技术领域
本发明属于通信技术领域，更进一步涉及无线通信的异步空时码技术领域中的一种全双工双向中继网络的空时自编码方法。本发明可用于未来无线移动通信的分布式协作通信系统中的空时编码，提高协作通信系统的可靠性和频谱利用率。
背景技术
在协作通信系统中，通过利用多个中继节点转发源节点的信号，可以获得类似于MIMO系统的空间分集增益，称之为协作分集。当中继节点处理时延不同时，可以通过异步协作空时编码来获得协作分集增益。节点的工作模式分为半双工(Half-Duplex(HD))模式和全双工(Full-Duplex(FD))模式，当节点采用半双工模式时，中继节点在接收和发送时只能限制在正交信道上，使得频谱利用效率较低，而当中继节点采用全双工模式时，中继节点仅需要一条端到端的信道进行传输，这就使FD协作协议相比HD协作协议可以得到更好的性能。然而由于中继节点输入端和输出端工作在同一时间，FD模式会带来自身环路干扰，对小型携带装置会带来很严重的问题，因此需要解决中继节点环路信道的干扰问题。
Duarte M等人在其发表的论文“Full-Duplex Wireless Communications UsingOff-The-Shelf Radios:Feasibility and First Results”(Conference Record of theForty Fourth Asilomar Conference on Signals,Systems and Computers,ASILOMAR2010,pp.1558–1562.2010)中提出了一种消除环路干扰的方法。该方法首先利用分离天线来降低环路信号功率的方法，接着使用通过恢复环路信号来消除环路干扰的模拟域消除技术，最后通过在频域抑制环路信号的数字域环路干扰消除技术来消除环路信号。该方法存在的不足之处是：全双工协作系统进行环路消除之后的残余环路干扰仍然会降低全双工系统的性能。
西安电子科技大学在其申请的专利“全双工协作通信系统中异步空时码编解码系统和方法”(专利号：ZL201210199103.6公开号：CN 102724027 B)中提出了一种全双工协作通信系统中异步空时码编解码方法。该方法的实施步骤为：第一，估计各个节点之间的信道参数、传输时延以及源发信号；第二，中继节点通过空时编码方式对自身环路信号进行环路抵消，经过可变增益的放大之后发送给目的节点；第三，目的节点恢复出源节点到目的节点之间的等效信道并对接收信号进行译码。该方法的不足之处在于：该方法只适用于单向全双工系统，如果将其用于双向全双工系统，其最优的中继放大系数将不再适用，并且频谱效率将大大降低。
发明内容
本发明的目的在于克服上述已有技术的不足，针对全双工双向通信提出一种异步空时编解码方法，可获得异步协作满分集，降低系统的误码率，提高协作通信系统的可靠性和频谱利用率。
实现本发明目的的具体思路是，通过对中继节点的待发射信号进行编码，终端节点接收时可将中继链路和直达链路的合并信号看成是另一个终端节点经过异步空时编码后发射的信号，即可通过异步空时解码得到终端节点发射的信号。
实现本发明目的的具体步骤如下：
(1)估计信道参数：
采用最小均方误差估计方法，估计信道参数；
(2)终端节点调制待发送信号：
(2a)采用正交相移键控QPSK方法，终端节点T1对待发送信号进行调制，并将调制后的信号分别发射给中继节点和终端节点T2；
(2b)在终端节点T1对待发送信号进行调制并发射的同时，采用正交相移键控QPSK方法，终端节点T2对待发送信号进行调制，并将调制后的信号分别发射给中继节点和终端节点T1；
(3)中继节点估计终端节点的发射信号：
(3a)中继节点通过接收天线接收包含终端节点T1、终端节点T2、中继节点发射的信号；
(3b)按照下式，中继节点从接收的信号中估计终端节点发射的信号：
其中，表示中继节点从接收的信号中估计出的终端节点第i时隙发射的信号，i表示时隙，R表示中继节点，rR(i)表示中继节点第i时隙通过接收天线接收的信号，表示所估计的中继节点环路信道参数，tR(i)表示中继节点第i时隙通过发射天线发射的信号；
(4)中继节点进行异步空时编码：
(4a)中继节点计算可变增益的放大因子；
(4b)中继节点进行接收信号的自身环路干扰抵消；
(4c)按照下式，计算中继节点进行功率控制之后的发射信号：
其中，tR(i)表示中继节点第i时隙经过功率控制后发射的信号，i表示时隙，R表示中继节点，β表示可变增益的放大因子，b表示终端节点发射信号连续编码的符号个数，表示中继节点第i时隙经过干扰抵消后的信号；
(5)终端节点抵消自身回路干扰：
(5a)终端节点T2通过接收天线接收包含终端节点T1、终端节点T2、中继节点发射的信号；
(5b)在终端节点T2接收信号的同时，终端节点T1通过接收天线接收包含终端节点T1、终端节点T2、中继节点发射的信号；
(5c)终端节点T2进行接收信号的自身环路抵消；
(5d)在终端节点T2进行接收信号的自身环路抵消的同时，终端节点T1进行接收信号的自身环路抵消；
(6)终端节点构造信号编码卷积矩阵：
(6a)终端节点T1、T2分别构造中继链路发射信号等效卷积向量；
(6b)终端节点T1、T2分别构造无延迟中继节点信号编码卷积矩阵；
(6c)按照下式，终端节点T1、T2分别计算终端节点T1和终端节点T2之间的最大相对时延：
τ＝τ12-τ1R-τR2
其中，τ表示终端节点T1和终端节点T2链路的最大相对时延，τ12表示所估计的终端节点T1和终端节点T2链路的时延，τ1R表示所估计的终端节点T1与中继节点链路的时延，τR2表示所估计的中继节点与终端节点T2链路的时延；
(6d)终端节点T1、T2分别构造中继节点考虑延迟的信号编码卷积矩阵；
(7)终端节点构造等效信道矩阵：
(7a)终端节点T2构造终端节点T1到终端节点T2的等效信道矩阵；
(7b)在终端节点T2构造终端节点T1到终端节点T2的等效信道矩阵的同时，终端节点T1构造终端节点T2到终端节点T1的等效信道矩阵；
(8)终端节点进行空时解码：
(8a)终端节点T2采用最小均方误差公式，实现对接收信号的空时解码；
(8b)在终端节点T2对接收信号进行空时解码的同时，终端节点T1采用最小均方误差公式，实现对接收信号的空时解码；
(8c)终端节点T2对空时解码后的信号进行解调，恢复终端节点T1的发射信号；
(8d)在终端节点T2对空时解码后的信号进行解调的同时，终端节点T1对空时解码后的信号进行解调，得到终端节点T2的发射信号。
本发明与现有技术相比具有以下优点：
第一，由于本发明中继节点利用环路信道的干扰信号进行异步空时编码，克服了现有技术通过全双工协作系统进行环路消除之后，残余环路干扰仍然会降低全双工系统性能的不足，使得本发明提高了全双工系统的可靠性，并且改善了全双工系统的中断概率性能。
第二，由于本发明中继节点和终端节点使用的是全双工双向工作模式，克服了现有技术采用全双工单向工作模式导致频谱效率低的不足，使得本发明提高了全双工通信系统的通信容量和整体性能。
附图说明
图1为本发明的全双工双向通信场景示意图；
图2为本发明的流程图；
图3为本发明的误比特率仿真图。
具体实施方式
下面结合附图对本发明做进一步的描述。
参照图1，本发明的方法是在图1的场景下实现的。在图1中，T1表示终端节点，R表示中继节点，T2表示终端节点。h11表示终端节点T1的环路信道参数，h1R表示终端节点T1到中继节点的信道参数，h12表示终端节点T1到终端节点T2的信道参数，hRR表示中继节点的环路信道参数，hR1表示中继节点到终端节点T1的信道参数，hR2表示终端节点T2到中继节点的信道参数，h22表示终端节点T2的环路信道参数，h2R表示终端节点T2到中继节点的信道参数，h21表示终端节点T2到终端节点T1的信道参数。图1中的虚线表示环路信道，点划线表示终端节点T1的接收信号经过的信道，划线表示终端节点T2的接收信号经过的信道。终端节点和中继节点都采用全双工工作模式，终端节点和中继节点都有两根天线，一根用来发射信号，一根用来接收信号。终端节点T1在每个时隙通过发射天线向中继节点和终端节点T2发射信号，中继节点对接收信号进行放大转发，终端节点T2接收来自直达链路的信号和来自中继链路转发的信号。在终端节点T1发射信号的同时，端节点T2在每个时隙通过发射天线向中继节点和终端节点T1发射信号，中继节点对接收信号进行放大转发，终端节点T1接收来自直达链路的信号和来自中继链路转发的信号。
参照图2，本发明完成全双工双向通信的过程如图2所示，其实现步骤如下：
步骤1，估计信道参数。
采用最小均方误差估计方法，估计信道参数。信道参数包括，终端节点T1与中继节点链路的信道参数、终端节点T2与中继节点链路的信道参数、中继节点与终端节点T1链路的信道参数、中继节点与终端节点T2链路的信道参数、终端节点T1与中继节点T2链路的信道参数、终端节点T2与中继节点T1链路的信道参数、终端节点T1的环路信道参数、终端节点T2的环路信道参数和中继节点的环路信道参数，终端节点T1与中继节点链路的时延、终端节点T2与中继节点链路的时延、中继节点与终端节点T1链路的时延、中继节点与终端节点T2链路的时延、终端节点T1与终端节点T2链路的时延。
步骤2，终端节点调制待发送信号。
采用正交相移键控QPSK方法，终端节点T1对待发送信号进行调制，并将调制后的信号分别发射给中继节点和终端节点T2。
在终端节点T1对待发送信号进行调制并发射的同时，采用正交相移键控QPSK方法，终端节点T2对待发送信号进行调制，并将调制后的信号分别发射给中继节点和终端节点T1。
步骤3，中继节点估计终端节点的发射信号。
中继节点通过接收天线接收包含终端节点T1、终端节点T2、中继节点发射的信号，则中继节点第i时隙接收信号的表达式如下：
rR(i)＝h1Rx(i-τ1R)+h2R y(i-τ2R)+hRRtR(i)+wR(i)
其中，rR(i)表示中继节点第i时隙的接收信号，i表示时隙，R表示中继节点，h1R表示终端节点T1到中继节点的信道参数，x(i-τ1R)表示终端节点T1在第i时隙的发射信号，τ1R表示终端节点T1到中继节点的时延，h2R表示终端节点T2到中继节点的信道参数，y(i-τ2R)表示终端节点T2在第i的发射信号，τ2R表示终端节点T2到中继节点的时延，hRR表示中继节点的环路信道参数，tR(i)表示中继节点在第i时隙的发射信号，wR(i)表示中继节点第i时隙的高斯噪声，wR(i)服从均值为0，方差为σR 2的复高斯分布，σR 2表示中继节点的噪声功率。
中继节点的接收信号包括终端节点T1的发射信号、终端节点T2的发射信号和自身的环路信号三部分，通过去除自身的环路信号对终端节点的发射信号进行估计。按照下式，中继节点从接收的信号中估计终端节点发射的信号：
其中，表示中继节点从接收的信号中估计出的终端节点第i时隙发射的信号，i表示时隙，R表示中继节点，rR(i)表示中继节点第i时隙通过接收天线接收的信号，表示估计的中继节点的环路信道参数，tR(i)表示中继节点第i时隙通过发射天线发射的信号。
步骤4，中继节点进行异步空时编码。
按照下式，中继节点计算可变增益的放大因子：
其中，β表示可变增益的放大因子，表示中继节点的环路信号功率，R表示中继节点，|·|表示取绝对值操作，表示估计的终端节点T2到中继节点的信道参数，表示估计的终端节点T1到中继节点的信道参数，表示中继节点的噪声功率，σ2表示终端节点的噪声功率，ξ2表示终端节点的环路信号功率，表示估计的中继节点环路信道参数。
按照以下步骤，中继节点进行接收信号的自身环路干扰抵消。
第一步：按照下式，中继节点对待发射信号的连续b个符号进行编码，得到中继节点第i时隙的发射信号为：
其中，tR(i)表示中继节点第i时隙的发射信号，i表示时隙，R表示中继节点，b表示终端节点发射信号连续编码的符号个数，β表示可变增益的放大因子，hRR表示中继节点的环路信道参数，h1R表示终端节点T1到中继节点的信道参数，x(i-j-τ1R)表示终端节点T1第i-j时隙的发射信号，j表示时隙，τ1R表示终端节点T1到中继节点的时延，h2R表示终端节点T2到中继节点的信道参数，y(i-j-τ2R)表示终端节点T2第i-j时隙的发射信号，τ2R表示终端节点T2到中继节点的时延，wR(i-j)表示中继节点第i-j时隙的高斯噪声，wR(i-j)服从均值为0，方差为σR 2的复高斯分布，表示中继节点的噪声功率。
第二步：由于中继节点第i时隙的发射信号是由第i-1时隙的接收信号经过放大而得，第i-1时隙的接收信号可写成：
其中，rR(i-1)表示中继节点第i-1时隙通过接收天线接收的信号，i表示时隙，R表示中继节点，h1R表示终端节点T1到中继节点的信道参数，x(i-τ1R-1)表示终端节点T1第i-1时隙的发射信号，τ1R表示终端节点T1到中继节点的时延，h2R表示终端节点T2到中继节点的信道参数，y(i-τ2R-1)表示终端节点T2第i-1时隙的发射信号，τ2R表示终端节点T2到中继节点的时延，hRR表示中继节点环路的信道参数，tR(i-1)表示中继节点第i-1时隙的发射信号，wR(i-1)表示中继节点第i-1时隙的高斯噪声，wR(i-1)服从均值为0，方差为σR 2的复高斯分布，β表示可变增益的放大因子，b表示终端节点发射信号连续编码的符号个数，x(i-j-τ1R)表示终端节点T1第i-j时隙的发射信号，j表示时隙，y(i-j-τ2R)表示终端节点T2第i-j时隙的发射信号，x(i-τ1R-b-1)表示终端节点T1第i-b-1时隙的发射信号，y(i-τ2R-b-1)表示终端节点T2第i-b-1时隙的发射信号，wR(i-b-1)表示中继节点第i-b-1时隙的高斯噪声，wR(i-b-1)服从均值为0，方差为σR 2的复高斯分布，表示中继节点的噪声功率，wR(i-j)表示中继节点第i-j时隙的高斯噪声，wR(i-j)服从均值为0，方差为σR 2的复高斯分布，表示中继节点的噪声功率，表示中继节点接收信号中的有用信号，|hRRβ|b[h1Rx(i-τ1R-b-1)+h2Ry(i-τ2R-b-1)+wR(i-b-1)]表示中继节点接收信号中的环路干扰信号，表示中继节点接收信号中的噪声信号。
第三步：按照下式，中继节点进行接收信号的自身环路抵消：
其中，表示中继节点第i时隙经过干扰抵消后的信号，i表示时隙，R表示中继节点，rR(i-1)表示中继节点第i-1时隙通过接收天线接收的信号，表示所估计的中继节点环路信道参数，β表示可变增益的放大因子，b表示终端节点发射信号连续编码的符号个数，表示中继节点从接收的信号中估计出的第i-b-1时隙终端节点发射的信号。
中继节点进行功率控制。
按照下式，计算中继节点进行功率控制之后的发射信号：
其中，tR(i)表示中继节点第i时隙经过功率控制后发射的信号，i表示时隙，R表示中继节点，β表示可变增益的放大因子，b表示终端节点发射信号连续编码的符号个数，表示中继节点第i时隙经过干扰抵消后的信号。
步骤5，终端节点抵消自身回路干扰。
终端节点T2通过接收天线接收包含终端节点T1、终端节点T2、中继节点发射的信号，终端节点T2接收信号的表达式如下所示：
其中，r2(i)表示终端节点T2第i时隙的接收信号，i表示时隙，h12表示终端节点T1到终端节点T2的信道参数，x(i-τ12)表示终端节点T1第i时隙的发射信号，τ12表示终端节点T1到终端节点T2的时延，hR2表示中继节点到终端节点T2的信道参数，tR(i-τR2)表示中继节点第i时隙的发射信号，τR2表示中继节点到终端节点T2的时延，h22表示终端节点T2的环路信道参数，y(i)表示终端节点T2第i时隙的发射信号，w2(i)表示终端节点T2第i时隙的高斯噪声，w2(i)服从均值为0，方差为σ2 2的复高斯分布，表示终端节点T2的噪声功率，h1R表示终端节点T1到中继节点的信道参数，β表示可变增益的放大因子，b表示终端节点发射信号连续编码的符号个数，hRR表示中继节点的环路信道参数，x(i-j-τ1R-τR2)表示终端节点T1第i-j时隙的发射信号，τ1R表示终端节点T1到中继节点的时延，h2R表示终端节点T2到中继节点的信道参数，y(i-j-τ2R-τR2)表示终端节点T2第i-j时隙的发射信号，τ2R表示终端节点T2到中继节点的时延，wR(i-j-τR2)表示中继节点第i-j时隙的高斯噪声，wR(i-j-τR2)服从均值为0，方差为σR 2的复高斯分布，表示中继节点的噪声功率，表示终端节点T2接收信号中的有用信号，表示终端节点T2发射信号经中继节点后的反馈信号，h22y(i)表示终端节点T2的环路干扰信号，表示终端节点T2接收信号中的噪声信号。
在终端节点T2接收信号的同时，终端节点T1通过接收天线接收包含终端节点T1、终端节点T2、中继节点发射的信号，则终端节点T2接收信号的表达式如下所示：
其中，r1(i)表示终端节点T1第i时隙的接收信号，i表示时隙，h21表示终端节点T2到终端节点T1的信道参数，y(i-τ21)表示终端节点T2第i时隙的发射信号，τ21表示终端节点T2到终端节点T1的时延，hR1表示中继节点到终端节点T1的信道参数，tR(i-τR1)表示中继节点第i时隙的发射信号，τR1表示中继节点到终端节点T1的时延，h11表示终端节点T1的环路信道参数，x(i)表示终端节点T1第i时隙的发射信号，w1(i)表示终端节点T第i时隙的高斯噪声，w1(i)服从均值为0，方差为σ1 2的复高斯分布，表示终端节点T1的噪声功率，h2R表示终端节点T2到中继节点的信道参数，β表示可变增益的放大因子，b表示终端节点发射信号连续编码的符号个数，y(i-j-τ2R-τR1)表示终端节点T2第i-j时隙的发射信号，τ2R表示终端节点T2到中继节点的时延，x(i-j-τ1R-τR1)表示终端节点T1第i-j时隙的发射信号，τ1R表示终端节点T1到中继节点的时延，wR(i-j-τR1)表示中继节点第i-j时隙的高斯噪声，wR(i-j-τR2)服从均值为0，方差为σR 2的复高斯分布，表示中继节点的噪声功率，表示终端节点T1接收信号中的有用信号，表示终端节点T1发射信号经中继节点后的反馈信号，h11x(i)表示终端节点T1的环路干扰信号，表示终端节点T1接收信号中的噪声信号。
按照下式，终端节点T2进行接收信号的自身环路抵消：
其中，表示终端节点T2第i时隙经过自身环路抵消后的信号，i表示时隙，r2(i)表示终端节点T2第i时隙通过接收天线接收的信号，表示估计的终端节点T2的环路信道参数，y(i)表示终端节点T2第i时隙通过发射天线发射的信号，表示估计的中继节点到终端节点T2的信道参数，表示估计的终端节点T2到中继节点的信道参数，b表示终端节点发射信号连续编码的符号个数，β表示可变增益的放大因子，表示所估计的中继节点环路信道参数，y(i-j-τ2R-τR2)表示终端节点T2第i-j时隙通过发射天线发射的信号，τ2R表示终端节点T2到中继节点的时延，τR2表示中继节点到终端节点T2的时延。
在终端节点T2进行接收信号的自身环路抵消的同时，按照下式，终端节点T1进行接收信号的自身环路抵消：
其中，表示终端节点T1第i时隙经过自身环路抵消后的信号，i表示时隙，r1(i)表示终端节点T1第i时隙通过接收天线接收的信号，表示估计的终端节点T1的环路信道参数，x(i)表示终端节点T1第i时隙通过发射天线发射的信号，表示估计的中继节点到终端节点T1的信道参数，表示估计的终端节点T1到中继节点的信道参数，b表示终端节点发射信号连续编码的符号个数，β表示可变增益的放大因子，表示估计的中继节点环路信道参数，x(i-j-τ2R-τR2)表示终端节点T1第i-j时隙通过发射天线发射的信号，τ1R表示终端节点T1到中继节点的时延，τR1表示中继节点到终端节点T1的时延。
步骤6，终端节点构造信号编码卷积矩阵。
上述中继链路有用信号项是终端节点T1发射信号和卷积项q(i)＝β|hRRβ|j-1进行卷积运算得到，则利用卷积项q(i)构造中继链路发射信号等效卷积因子。
按照下式，终端节点T1、T2分别构造中继链路发射信号等效卷积向量：
其中，M1×b表示中继链路发射信号等效卷积向量，b表示终端节点发射信号连续编码的符号个数，β表示可变增益的放大因子，表示所估计的中继节点环路信道参数，R表示中继节点，[·]1×b表示将括号内的元素组成一个行向量。
利用上述中继链路发射信号等效卷积因子M1×b和信息编码的序列长度N，应用Toeplize矩阵构造方法，得到无延迟中继节点信息编码卷积矩阵。
按照下式，终端节点T1、T2分别构造无延迟中继节点信号编码卷积矩阵：
其中，Tij表示无延迟中继节点信息编码卷积矩阵，i表示时隙，i的取值范围为0＜i＜b+N，b表示终端节点发射信号连续编码的符号个数，N表示终端节点发射信号的信息序列长度，j表示时隙，j的取值范围为0＜j＜N+1，M1×(i-j+1)表示中继链路发射信号的等效卷积向量中第(i-j+1)个元素。
按照下式，终端节点T1、T2分别计算终端节点T1和终端节点T2之间的最大相对时延：
τ＝τ12-τ1R-τR2
其中，τ表示终端节点T1和终端节点T2链路的最大相对时延，τ12表示所估计的终端节点T1和终端节点T2链路的时延，τ1R表示所估计的终端节点T1与中继节点链路的时延，τR2表示所估计的中继节点与终端节点T2链路的时延。
由于中继链路相对于直达链路存在时延，对上述无延迟中继链路信号编码的卷积矩阵Tij使用零填充的方法，通过添加保护间隔来保护符号序列。
按照下式，终端节点T1、T2分别构造中继节点考虑延迟的信号编码卷积矩阵：
其中，TΔ表示中继链路考虑延迟的信号编码卷积矩阵，0t×(b+N-1)表示t×(b+N-1)维的全零矩阵，b表示终端节点发射信号连续编码的符号个数，N表示终端节点发射信号的信息序列长度，t表示时延，t的取值范围为0≤t≤τ，τ表示终端节点T1和终端节点T2之间的最大相对时延，I(b+N-1)表示(b+N-1)×(b+N-1)维的单位矩阵，0(τ-t)×(b+N-1)表示(τ-t)×(b+N-1)维的全零矩阵，Tij表示无延迟中继节点信息编码卷积矩阵。
步骤7，终端节点构造等效信道矩阵。
终端节点T1的发射信号分别经过直达链路和中继链路转发给终端节点T2，其中经过中继链路转发的信号等效为发射信号和上述中继链路考虑延迟的信号编码卷积矩阵TΔ进行相乘，考虑到中继链路相对于直达链路存在时延，直达链路使用零填充的方法，通过添加保护间隔使目的节点接收的来自直达链路和中继链路的编码符号序列顺序一致，其中保护间隔等于中继节点最大相对时延τ。则终端节点T2的接收信号可表示为：
R2＝h1RhR2TΔX+h12IΔX+W
其中，R2表示终端节点T2的接收信号，h1R表示终端节点T1到中继节点的信道参数，hR2表示中继节点到终端节点T2的信道参数，TΔ表示中继链路考虑延迟的信号编码卷积矩阵，X表示终端节点T1发射的N×1维的信息矩阵，h12表示终端节点T1到终端节点T2的信道参数，IΔ表示直达链路保护间隔修正后的单位矩阵，当保护间隔取τ时，IΔ为在N×N维的单位矩阵后面直接添加(τ+b-1)×N维的全零向量，其中τ为中继节点的最大相对时延，N终端节点发射信号的信息序列长度，W表示(τ+b+N-1)×N维的高斯噪声矩阵，其中矩阵中每一元素都服从均值为0，方差为σ2的复高斯分布，σ2表示终端节点的噪声功率，h1RhR2TΔX+h12IΔX表示终端节点T2接收信号的有用信号项。
根据上述终端节点T2接收信号的有用信号项，构造终端节点T1到终端节点T2的等效信道矩阵。
按照下式，终端节点T2构造终端节点T1到终端节点T2的等效信道矩阵：
其中，H12表示终端节点T1到终端节点T2的等效信道矩阵，表示所估计的终端节点T1到中继节点的信道参数，表示所估计的中继节点到终端节点T2的信道参数，表示所估计的终端节点T1到终端节点T2的信道参数，TΔ表示中继链路考虑延迟的信号编码卷积矩阵，IΔ表示直达链路保护间隔修正后的单位矩阵，IΔ表示在N×N维的单位矩阵后面直接添加(τ+b-1)×N维的全零向量，N表示终端节点发射信号的信息序列长度，τ表示终端节点T1和终端节点T2之间的最大相对时延，b表示终端节点发射信号连续编码的符号个数。
在终端节点T2构造终端节点T1到终端节点T2的等效信道矩阵的同时，按照下式，终端节点T1构造终端节点T2到终端节点T1的等效信道矩阵：
其中，H21表示终端节点T2到终端节点T1的等效信道矩阵，表示所估计的终端节点T2到中继节点的信道参数，表示所估计的中继节点到终端节点T1的信道参数，表示所估计的终端节点T2到终端节点T1的信道参数，TΔ表示中继链路考虑延迟的信号编码卷积矩阵，IΔ表示直达链路保护间隔修正后的单位矩阵，IΔ表示在N×N维的单位矩阵后面直接添加(τ+b-1)×N维的全零向量，N表示终端节点发射信号的信息序列长度，τ表示终端节点T1和终端节点T2之间的最大相对时延，b表示终端节点发射信号连续编码的符号个数。
步骤8，终端节点进行空时解码。
终端节点T2采用最小均方误差方法，按照下式，实现对接收信号的空时解码：
其中，表示终端节点T2空时解码后的信号，H12 H表示对终端节点T1到终端节点T2的等效信道矩阵取共轭转置，I表示N×N的单位矩阵，N表示终端节点发射信号的信息序列长度，γ表示终端节点接收信号的信噪比，H12表示终端节点T1到终端节点T2的等效信道矩阵，(·)-1表示取逆操作，表示终端节点T2第i时隙经过自身环路抵消后的信号。
在终端节点T2对接收信号进行空时解码的同时，按照下式，终端节点T1采用最小均方误差方法，实现对接收信号的空时解码：
其中，表示终端节点T1空时解码后的信号，H21 H表示对终端节点T2到终端节点T1的等效信道矩阵取共轭转置，I表示N×N的单位矩阵，N表示终端节点发射信号的信息序列长度，γ表示终端节点接收信号的信噪比，H21表示终端节点T2到终端节点T1的等效信道矩阵，(·)-1表示取逆操作，表示终端节点T1第i时隙经过自身环路抵消后的信号。
终端节点T2对空时解码后的信号进行解调，恢复终端节点T1的发射信号。
在终端节点T2对空时解码后的信号进行解调的同时，终端节点T1对空时解码后的信号进行解调，恢复终端节点T2的发射信号。
下面结合附图3对本发明的效果做进一步的描述。
1、仿真条件：
本发明的仿真实验是在MATLAB 7.11软件下进行的。在本发明的仿真实验中，调制方法都采用正交相移键控QPSK方法，各节点之间的信道都为准静态瑞利平坦衰落信道，终端节点发射信号的信息序列长度为20，中继节点到终端节点T1的时延和终端节点T1到中继节点的时延相等，中继节点到终端节点T2的时延和终端节点T2到中继节点的时延相等，中继节点到终端节点的时延在[0,3]内服从均匀分布，终端节点T1到终端节点T2的时延和终端节点T2到终端节点T1的时延相等，终端节点T1到终端节点T2的时延在[0,6]内服从均匀分布，零填充的长度为3，终端节点发射信号连续编码的符号个数为3，中继节点的信噪比为30dB，终端节点的信噪比为30dB。
2、仿真内容及结果分析：
分别采用延时分集码、线性卷积空时码和本发明采用的异步空时码方法对协作通信系统平均误比特率相对于中继节点剩余环路干扰进行仿真，仿真结果如图3所示。图3中的横轴表示中继节点剩余环路干扰的信噪比，纵轴表示误比特率。图3中以圆圈标示的实线表示采用延时分集码进行传输获得的误比特率曲线，以三角形标示的实线表示采用线性卷积空时码进行传输获得的误比特率曲线，以矩形标示的实线表示采用本发明的异步空时码进行传输获得的误比特率曲线。从图3中可以看出，当中继节点剩余环路干扰产生的信噪比小于20dB时，本发明采用的异步空时码的误比特率低于延时分集码、线性卷积空时码的误比特率。仿真结果说明当中继节点环路干扰的信噪比较低时，本发明采用的异步空时码具有比延时分集码、线性卷积空时码更好的性能，能够提高协作通信系统的可靠性。
需要说明的是，上述实施例不以任何形式限制本发明，凡采用等同替换或等效变换的方式所获得的技术方案，均落在本发明的保护范围内。
Claims (9)
1.一种全双工双向中继网络的空时自编码方法，包括如下步骤：
(1)估计信道参数：
采用最小均方误差估计方法，估计信道参数；
(2)终端节点调制待发送信号：
(2a)采用正交相移键控QPSK方法，终端节点T1对待发送信号进行调制，并将调制后的信号分别发射给中继节点和终端节点T2；
(2b)在终端节点T1对待发送信号进行调制并发射的同时，采用正交相移键控QPSK方法，终端节点T2对待发送信号进行调制，并将调制后的信号分别发射给中继节点和终端节点T1；
(3)中继节点估计终端节点的发射信号：
(3a)中继节点通过接收天线接收包含终端节点T1、终端节点T2、中继节点发射的信号；
(3b)按照下式，中继节点从接收的信号中估计终端节点发射的信号：
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</mrow>
其中，表示中继节点从接收的信号中估计出的终端节点第i时隙发射的信号，i表示时隙，R表示中继节点，rR(i)表示中继节点第i时隙通过接收天线接收的信号，表示所估计的中继节点环路信道参数，tR(i)表示中继节点第i时隙通过发射天线发射的信号；
(4)中继节点进行异步空时编码：
(4a)中继节点计算可变增益的放大因子；
所述的中继节点计算可变增益的放大因子是按照下式完成的：
<mrow>
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其中，β表示可变增益的放大因子，表示中继节点的环路信号功率，R表示中继节点，|·|表示取绝对值操作，表示估计的终端节点T2到中继节点的信道参数，表示估计的终端节点T1到中继节点的信道参数，表示中继节点的噪声功率，σ2表示终端节点的噪声功率，ξ2表示终端节点的环路信号功率，表示估计的中继节点环路信道参数；
(4b)中继节点进行接收信号的自身环路干扰抵消；
(4c)按照下式，计算中继节点进行功率控制之后的发射信号：
<mrow>
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其中，tR(i)表示中继节点第i时隙经过功率控制后发射的信号，i表示时隙，R表示中继节点，β表示可变增益的放大因子，表示中继节点第i时隙经过干扰抵消后的信号；
(5)终端节点抵消自身回路干扰：
(5a)终端节点T2通过接收天线接收包含终端节点T1、终端节点T2、中继节点发射的信号；
(5b)在终端节点T2接收信号的同时，终端节点T1通过接收天线接收包含终端节点T1、终端节点T2、中继节点发射的信号；
(5c)终端节点T2进行接收信号的自身环路抵消；
(5d)在终端节点T2进行接收信号的自身环路抵消的同时，终端节点T1进行接收信号的自身环路抵消；
(6)终端节点构造信号编码卷积矩阵：
(6a)终端节点T1、T2分别构造中继链路发射信号等效卷积向量；
(6b)终端节点T1、T2分别构造无延迟中继节点信号编码卷积矩阵；
(6c)按照下式，终端节点T1、T2分别计算终端节点T1和终端节点T2之间的最大相对时延：
τ＝τ12-τ1R-τR2
其中，τ表示终端节点T1和终端节点T2链路的最大相对时延，τ12表示所估计的终端节点T1和终端节点T2链路的时延，τ1R表示所估计的终端节点T1与中继节点链路的时延，τR2表示所估计的中继节点与终端节点T2链路的时延；
(6d)终端节点T1、T2分别构造中继节点考虑延迟的信号编码卷积矩阵；
(7)终端节点构造等效信道矩阵：
(7a)终端节点T2构造终端节点T1到终端节点T2的等效信道矩阵；
(7b)在终端节点T2构造终端节点T1到终端节点T2的等效信道矩阵的同时，终端节点T1构造终端节点T2到终端节点T1的等效信道矩阵；
(8)终端节点进行空时解码：
(8a)终端节点T2采用最小均方误差公式，实现对接收信号的空时解码；
(8b)在终端节点T2对接收信号进行空时解码的同时，终端节点T1采用最小均方误差公式，实现对接收信号的空时解码；
(8c)终端节点T2对空时解码后的信号进行解调，恢复终端节点T1的发射信号；
(8d)在终端节点T2对空时解码后的信号进行解调的同时，终端节点T1对空时解码后的信号进行解调，得到终端节点T2的发射信号。
2.根据权利要求1所述的全双工双向中继网络的空时自编码方法，其特征在于，步骤(1)中所述的信道参数包括，终端节点T1与中继节点链路的信道参数、终端节点T2与中继节点链路的信道参数、中继节点与终端节点T1链路的信道参数、中继节点与终端节点T2链路的信道参数、终端节点T1与终端节点T2链路的信道参数、终端节点T2与终端节点T1链路的信道参数、终端节点T1的环路信道参数、终端节点T2的环路信道参数和中继节点的环路信道参数，终端节点T1与中继节点链路的时延、终端节点T2与中继节点链路的时延、中继节点与终端节点T1链路的时延、中继节点与终端节点T2链路的时延、终端节点T1与终端节点T2链路的时延。
3.根据权利要求1所述的全双工双向中继网络的空时自编码方法，其特征在于，步骤(4b)中所述的中继节点进行接收信号的自身环路干扰抵消是按照下式完成的：
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其中，表示中继节点第i时隙经过干扰抵消后的信号，i表示时隙，R表示中继节点，rR(i-1)表示中继节点第i-1时隙通过接收天线接收的信号，表示所估计的中继节点环路信道参数，β表示可变增益的放大因子，b表示终端节点发射信号连续编码的符号个数，表示中继节点从接收的信号中估计出的第i-b-1时隙终端节点发射的信号。
4.根据权利要求1所述的全双工双向中继网络的空时自编码方法，其特征在于，步骤(5c)、步骤(5d)中所述的接收信号的自身环路抵消是按照下式完成的：
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其中，表示终端节点第i时隙经过自身环路抵消后的信号，K表示终端节点的编号，K的取值等于1或者2，i表示时隙，rK(i)表示终端节点第i时隙通过接收天线接收的信号，表示估计的终端节点环路信道参数，y(i)表示终端节点第i时隙通过发射天线发射的信号，表示估计的中继节点与终端节点链路的信道参数，R表示中继节点，表示估计的终端节点与中继节点链路的信道参数，b表示终端节点发射信号连续编码的符号个数，β表示可变增益的放大因子，表示估计的中继节点环路信道参数，y(i-j-τKR-τRK)表示终端节点第i-j时隙通过发射天线发射的信号，j表示时隙，τKR表示终端节点到中继节点的时延，τRK表示中继节点到终端节点的时延。
5.根据权利要求1所述的全双工双向中继网络的空时自编码方法，其特征在于，步骤(6a)中所述构造中继链路发射信号的等效卷积向量是按照下式完成的：
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其中，M1×b表示中继链路发射信号的等效卷积向量，b表示终端节点发射信号连续编码的符号个数，β表示可变增益的放大因子，表示估计的中继节点环路信道参数，R表示中继节点，[·]1×b表示将括号内的元素组成一个行向量。
6.根据权利要求1所述的全双工双向中继网络的空时自编码方法，其特征在于，步骤(6b)中所述的构造无延迟中继节点信号编码卷积矩阵是按照下式完成的：
其中，Tij表示无延迟中继节点信息编码卷积矩阵，i表示时隙，i的取值范围为0＜i＜b+N，b表示终端节点发射信号连续编码的符号个数，N表示终端节点发射信号的信息序列长度，j表示时隙，j的取值范围为0＜j＜N+1，M1×(i-j+1)表示中继链路发射信号的等效卷积向量中第(i-j+1)个元素。
7.根据权利要求1所述的全双工双向中继网络的空时自编码方法，其特征在于，步骤(6d)中所述的构造中继节点考虑延迟的信号编码卷积矩阵是按照下式完成的：
<mrow>
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</mrow>
其中，TΔ表示中继链路考虑延迟的信号编码卷积矩阵，0t×(b+N-1)表示t×(b+N-1)维的全零矩阵，b表示终端节点发射信号连续编码的符号个数，N表示终端节点发射信号的信息序列长度，t表示时延，t的取值范围为0≤t≤τ，τ表示终端节点T1和终端节点T2之间的最大相对时延，I(b+N-1)表示(b+N-1)×(b+N-1)维的单位矩阵，0(τ-t)×(b+N-1)表示(τ-t)×(b+N-1)维的全零矩阵，Tij表示无延迟中继节点信息编码卷积矩阵。
8.根据权利要求1所述的全双工双向中继网络的空时自编码方法，其特征在于，步骤(7a)、步骤(7b)中所述构造一个终端节点到另一个终端节点的等效信道矩阵是按照下式完成的：
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</msub>
</mrow>
其中，HKL表示一个终端节点到另一个终端节点的等效信道矩阵，K表示终端节点的编号，K的取值等于1或者2，L表示不同于K的另一个终端节点的编号，L的取值等于1或者2，表示估计的终端节点与中继节点链路的信道参数，R表示中继节点，表示估计的中继节点与另一个终端节点链路的信道参数，表示估计的一个终端节点与另一个终端节点链路的信道参数，TΔ表示中继链路考虑延迟的信号编码卷积矩阵，IΔ表示直达链路保护间隔修正后的单位矩阵，IΔ表示在N×N维的单位矩阵后面直接添加(τ+b-1)×N维的全零向量，N表示终端节点发射信号的信息序列长度，τ表示终端节点T1和终端节点T2之间的最大相对时延，b表示终端节点发射信号连续编码的符号个数。
9.根据权利要求1所述的全双工双向中继网络的空时自编码方法，其特征在于，步骤(8a)、步骤(8b)中所述的最小均方误差公式如下：
<mrow>
<msub>
<mover>
<mi>X</mi>
<mo>^</mo>
</mover>
<mi>L</mi>
</msub>
<mo>=</mo>
<msup>
<msub>
<mi>H</mi>
<mrow>
<mi>K</mi>
<mi>L</mi>
</mrow>
</msub>
<mi>H</mi>
</msup>
<mo>&CenterDot;</mo>
<msup>
<mrow>
<mo>(</mo>
<mfrac>
<mi>I</mi>
<mi>&gamma;</mi>
</mfrac>
<mo>+</mo>
<msub>
<mi>H</mi>
<mrow>
<mi>K</mi>
<mi>L</mi>
</mrow>
</msub>
<mo>&CenterDot;</mo>
<msup>
<msub>
<mi>H</mi>
<mrow>
<mi>K</mi>
<mi>L</mi>
</mrow>
</msub>
<mi>H</mi>
</msup>
<mo>)</mo>
</mrow>
<mrow>
<mo>-</mo>
<mn>1</mn>
</mrow>
</msup>
<mo>&CenterDot;</mo>
<msub>
<mover>
<mi>r</mi>
<mo>^</mo>
</mover>
<mi>L</mi>
</msub>
</mrow>
其中，表示终端节点空时解码后的信号，L表示终端节点的编号，L的取值等于1或者2，HKL H表示对一个终端节点到另一个终端节点的等效信道矩阵取共轭转置操作，I表示N×N的单位矩阵，N表示终端节点发射信号的信息序列长度，γ表示终端节点接收信号的信噪比，HKL表示一个终端节点到另一个终端节点的等效信道矩阵，K表示不同于L的另一个终端节点的编号，K的取值等于1或者2，(·)-1表示取逆操作，表示终端节点第i时隙经过自身环路抵消后的信号。
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