CN103780351A - 解码转发协作通信系统中对抗时间异步的发射和接收方法 - Google Patents

Abstract

本发明针对现有的协作通信系统中所存在的由于多个终端处于不同的空间位置而引起的时间异步、信号协调问题，公开了一种解码转发协作通信系统中对抗时间异步的发射和接收方法。该方法通过在发射机端发送单载波符号块；在多个中继端进行解码校验，其中正确解码的节点对源符号块进行随机的循环移位、添加循环前缀并向目的节点转发；在接收端接收并截取信号，设计频域判决反馈均衡器，使得其通过接收机并得到正确的判决信号。本发明方法能够克服信号协调的问题，同时大大减小了计算量，更重要的是可以使得异步协作通信系统获得满分集。

Description

解码转发协作通信系统中对抗时间异步的发射和接收方法

技术领域

本发明涉及通信技术领域，特别涉及一种解码转发协作通信系统中的信号发射和接收方法。

背景技术

协作通信系统是一种分布式多输入多输出(MIMO)技术。它是通过多个终端相互协作，每个终端帮助其它的终端传输信息，共同发射信号。其最大的不同在于协作通信系统具有分布式的特点：协作发送的过程是位于不同空间位置上的多个节点共同完成的。

由于协作通信系统中参与节点的空间分布式特性，其面临有别于传统MIMO系统的特有问题。包括时间异步问题和信号协调问题。时间异步问题是由于多个处于不同位置的协作节点的处理延时，以及它们到接收节点的传播延时都是不同而造成的，这使得它们发射的协作信号到达目的节点时是以相互“错位”的方式叠加在一起的，即系统中存在多个不同的时偏。接收端接收到的信号是多个不同时偏信号的叠加，这会导致传统协作发射技术性能的严重恶化。另一方面，为了提高接收机的检测性能，在多个节点分布式发射过程中，各节点必然要以某种特殊设计的信号结构协同地发射信号，这样多个节点之间就必须协调好各自的发射信号保持特定的信号结构，即信号协调的问题。信号协调需要额外的信令开销和能量消耗，降低了系统的频谱效率和能量效率。

公开号为CN102098137A的发明专利申请“基于EO-STBC的多中继反馈型协作通信系统和方法”提出了一种新的协作通信系统和数据传输方法。该方法提高了多中继协作通信的性能，降低了系统功耗。但是，该方法需要进行反馈，增加了系统复杂度，而且没有考虑到时间异步以及信号协调的问题，在异步协作通信系中仍然会影响系统的性能。

公开号为CN102724027A的发明专利申请“全双工协作通信系统中异步空时码编解码系统和方法”提出了一种新的异步协作通信系统的空时码编解码方法，其虽然可以获得异步协作满分集。但是其必须应用于全双工的收发信机才能实现，而目前全双工的收发信机的工程实现仍然比较困难，同时其计算复杂度很高，而且仍然没有考虑信号协调的问题。

发明内容

本发明的目的是提供一种解码转发协作通信系统中对抗时间异步的发射和接收方法，以解决上述技术问题。

为达到以上目的，本发明是采用如下技术方案予以实现的：

解码转发协作通信系统中对抗时间异步的发射和接收方法，采用一个发射节点，一个接收节点，R个中继节点的协作通信系统模型，其中发射节点、R个中继节点和接收节点均配置单天线；中继节点采用协作地方式共享彼此的天线以形成一个虚拟的多天线结构，实现空域分集；利用解码转发中继策略进行通信；在接收端设计判决反馈均衡器，其中包括设计前馈滤波器系数和反馈滤波器系数；让接收信号通过判决反馈均衡器，得到正确判决信号；具体包括下述步骤：

第一步，在发射节点，采用单载波块发射，发送一个N长符号块x_n,n=0,1,2,…,N-1，符号功率为

N为正整数且为2的整数幂；并在每个符号块中加入循环冗余校验位；

第二步，所有中继节点对接收到的符号解码，并进行循环冗余校验，校验正确的节点成为真正的有效协作节点参与协作，没有通过校验的中继节点不再参与协作；存在L_c个有效的协作节点，这些节点均正确解码得到源符号块x_n,n=0,1,2,…,N-1；

第三步，各有效的协作节点分别在[0,N/10]区间内随机的产生一个整数，分别记为

每个协作节点基于产生的随机整数将自身获得的符号块循环移位δ_i,i=1,2,…,L_c位；

第四步，添加循环前缀：取有效协作节点随机循环移位之后的符号块的最后G位，复制并添加到各个符号块的前端，形成一块单载波循环前缀符号，然后由有效协作节点向接收节点转发；各有效协作节点转发的信号分别通过信道h_l,l=1,…,L_c传播到接收节点；由于各协作节点在空间位置的差异，接收节点接收到的信号相互之间存在一定的时间差；记从有效协作节点到接收节点的延时分别为τ_i,i=1,…,L_c；介于这些延时是相对的，设τ₁=0,且且转发的信号分别通过信道h_l,l=0,1,…,L_c，因为时延的缘故，接收节点接收到信号为：

yhX+n_n;   (2)

其中，

y=[y₀,…,y_N-1,y_N,…,y_N+G-1],n_n=[n₀,…,n_N-1,n_N,…,n_N+G-1],

n_n为信道的噪声，X为MISO信道空时编码矩阵：

第五步，接收节点接收信号后截取完整的一块单载波循环前缀符号；

第六步，在接收端设计频域判决反馈均衡器；利用MMSE准则计算频域最佳反馈滤波器系数

k=0,1,…,N-1；

第七步，计算均衡器的最佳反馈滤波器系数

l=1,2,…,L；

第八步，接收信号y_n通过前馈滤波器生成s_n，用s_n减去前一时刻的判决信号

并通过反馈滤波器生成待判决信号z_n，再使z_n通过判决器生成当前时刻的判决信号

本发明进一步的改进在于：第三步所述各有效协作节点对自身获得的符号块进行随机的循环移位，得到发射空时码矩阵：

本发明进一步的改进在于：第六步中所述的k=0,1,…,N-1是按照如下方法得到的：

根据判决反馈均衡器的结构，以下等式在频域成立：

S_k=W_k(H_kX_k+N_k)；   (8)

D_k=S_k-X_k=X_k(W_kH_k-1)+W_kN_k；   (9)

B_k=D_kG_k；   (10)

Z_k=S_k-B_k=(1-G_k)S_k+X_kG_k；   (11)

其中k=0,1,…,N-1；S_k,D_k,B_k,Z_k,G_k表示s_n,d_n,b_n,z_n,g_l的频域信号，通过N点的DFT来获得；根据MMSE准则，计算均衡器前馈滤波器系数：

$W_k^o=\frac{H_k^{*}}{{\left|H_k\right|}^2+1/\mathrm{\ρ}},k=\mathrm{0,1},\·\·\·,N-1;---\left(13\right)$

其中

表示发送信噪比。

本发明进一步的改进在于：第七步中给出的

l=1,2,…,L是按照如下方法得到的：

记

g^o是Wiener-Hoff等式解：

Rg^o=r；   (14)

其中R和r分别是为：

$\begin{array}{c}{\left[R\right]}_{m,n}=\frac{1}{N}\underset{k=0}{\overset{N-1}{\mathrm{\Σ}}}\frac{e^{-j2\mathrm{\π}(k(n-m)/N)}}{{\left|H_k\right|}^2+1/\mathrm{\ρ}},1\≤m,n\≤L,\\ {\left[r\right]}_m=\frac{1}{N}\underset{k=0}{\overset{N-1}{\mathrm{\Σ}}}\frac{e^{j2\mathrm{\π}(\mathrm{mk}/N)}}{{\left|H_k\right|}^2+1/\mathrm{\ρ}},1\≤m\≤L.\end{array};---\left(15\right)$

带入(14)式得到g^o；其中[R]_m,n表示矩阵R第m行n列的元素，[r]_m表示向量r的第m的元素。

本发明进一步的改进在于：N=128，G=6，L_c=3或4。

本发明与现有异步协作通信发射和接收方法相比，具有以下有益效果：

1、因为在中继节点对源符号块进行了随机循环移位，所以不再需要考虑信号协调的问题，降低了复杂度且无需额外的能量和频谱开销。

2、可以克服由时间异步所造成的系统性能的下降，达到满分集增益。

3、接收端只需设计线性的前馈滤波器和反馈滤波器，大大降低了计算的复杂度。

附图说明

图1是本发明方法所涉及的信号传输模型示意图。

图2是本发明加CP和截取循环移位信号的示意图。

图3是本发明方法所涉及的频域判决反馈器的结构图。

图4是本发明方法仿真结果对比图；其中：循环前缀CP长度为G=6，有效节点个数分别为L_c=3,L_c=4，符号块长度为N=128。

具体实施方案

下面结合附图与具体实施例对本发明做进一步的详细说明。

一个本发明涉及系统模型如图1所示，有一个发射节点（源），一个接收节点（目的），R个中继节点的协作通信系统模型，其中发射节点、R个中继节点和接收节点均配置单天线；中继节点采用协作地方式共享彼此的天线以形成一个虚拟的多天线结构，实现空域分集；利用解码转发(DF)中继策略进行通信。在接收节点设计判决反馈均衡器，其中包括设计前馈滤波器系数

k=0,1,…,N-1和反馈滤波器系数

l=1,2,…,L；让接收信号通过均衡器，得到正确判决信号。

本发明一种解码转发协作通信系统中对抗时间异步的发射和接收方法，包括下述步骤：

第一步，在发射节点，采用单载波(Single Carrier)块发射，发送一个N长符号块x_n,n=0,1,2,…,N-1，符号功率为

N为正整数且为2的整数幂。并在每个符号块中加入循环冗余校验位(CRC bit)。

第二步，所有中继节点对接收到的符号解码，并进行循环冗余校验(CRC)，只有校验正确的节点才能成为真正的有效协作节点参与协作，没有通过校验的中继节点不再参与协作。假设存在L_c个有效的协作节点，这些协作节点均正确解码得到源符号块x_n,n=0,1,2,…,N-1。

第三步，各有效的协作节点分别在[0,N/10]区间内随机的产生一个整数，分别记为

每个协作节点基于产生的随机整数将自身获得的符号块循环移位δ_i,i=1,2,…,L_c位。通过循环移位，得到发射的空时编码矩阵：

第四步，添加循环前缀(Cyclic Prefix)：取有效中继节点随机循环移位之后的符号块的最后G位，复制并添加到各个符号块的前端，形成一块单载波循环前缀(SC-CP)符号，然后由有效协作节点向接收节点转发。各有效协作节点转发的信号分别通过信道h_l,l=1,…,L_c传播到接收节点。由于各协作节点在空间位置的差异，接收节点接收到的信号相互之间存在一定的时间差。记从有效协作节点到接收节点的延时分别为τ_i,i=1,…,L_c。介于这些延时是相对的，因此，可以设τ₁=0,且

且

这样，接收节点接收信号为：

y=hX+n_n；   (2)

其中，

y=[y₀,…,y_N-1,y_N,…,y_N+G-1],n_n=[n₀,…,n_N-1,n_N,…,n_N+G-1],n_n为信道的噪声；X为MISO(Multiply Input Single Output)信道空时编码矩阵：

第五步，请参阅图2所示，接收节点接收信号后截取完整的一块单载波循环前缀(SC-CP)符号。

在去CP之后，这样的MISO信道可以等效为频率选择性信道，接收到的符号块就是信道与发送符号序列的循环卷积：

$y_n=\underset{l=1}{\overset{L_c}{\mathrm{\Σ}}}{h}_l{x}_{(n-{\mathrm{\τ}}_l)\mathrm{mod}N}+n_n,n=\mathrm{0,1,2},\·\·\·,N-1;---\left(4\right)$

写成矩阵形式：

y=Hx+n；   (5)

其中x=[x₀,x₁,…,x_N-1]^T,y=[y₀,y₁,…,y_N-1]^T，H是N×N的托普利兹矩阵，主对角线上的元素为h₁，首列

噪声n=[n₀,n₁,…,n_N-1]^T,记F是N×N的DFT变换矩阵， ${\left[F\right]}_{k,l}=\frac{1}{\sqrt{N}}\exp (-j2\mathrm{\π}\·(k-1)(l-1)/N),k,l=\mathrm{1,2},\·\·\·,N;$ 在上式两边同时乘以F：

Y=D_HFx+N=D_HX+N；   (6)

其中Y=Fy=[Y₀,Y₁,…,Y_N-1]^T，X和N类似。D_H=FHF^H=diag(H₀,…,H_N-1)是一个对角矩阵，第k个元素为 $H_k=\underset{l=1}{\overset{L_c}{\mathrm{\Σ}}}{h}_l\exp (-j2\mathrm{\πkl}/N),k=\mathrm{0,1},\·\·\·,N-1.$ 那么接收信号Y_k在频域可以表示成：

Y_k=H_kX_k+N_k,k=0,1,…,N-1   (7)

其中[F]_k,l表示矩阵F第k行第l列的元素。

第六步，在接收端设计频域判决反馈均衡器(Frequency Domain Decision FeedbackEqualizer)。利用MMSE准则得到频域最佳前馈滤波器系数

k=0,1,…,N-1：

根据图3所示的频域判决反馈均衡器的结构，以下等式在频域成立：

S_k=W_k(H_kX_k+N_k)；   (8)

D_k=S_k-X_k=X_k(W_kH_k-1)+W_kN_k；   (9)

B_k=D_kG_k；   (10)

Z_k=S_k-B_k=(1-G_k)S_k+X_kG_k；   (11)

其中k=0,1,…,N-1,S_k,D_k,B_k,Z_k,G_k表示s_n,d_n,b_n,z_n,g_l的频域信号，可以通过N点的DFT来获得。根据MMSE准则，以及(9)式和(11)式，有：

$\begin{array}{c}\mathrm{MSE}=E\underset{k=0}{\overset{N-1}{\mathrm{\Σ}}}{|Z_k-X_k|}^2\\ =E\underset{k=0}{\overset{N-1}{\mathrm{\Σ}}}{\left|(1-G_k)((W_k{H}_k-1)X_k+W_k{N}_k)\right|}^2\\ =\underset{k=0}{\overset{N-1}{\mathrm{\Σ}}}{|1-G_k|}^2({|W_k{H}_k-1|}^2{\mathrm{\σ}}_x^2+{\left|W_k\right|}^2{\mathrm{\σ}}_n^2)\end{array};---\left(12\right)$

为了最小化MSE，将(12)式对W_k,k=0,1,…,N-1取导并令其等于零，其项均看做常数，可得：

$W_k^o=\frac{H_k^{*}}{{\left|H_k\right|}^2+1/\mathrm{\ρ}},k=\mathrm{0,1},\·\·\·,N-1;---\left(13\right)$

其中

表示发送信噪比。

第七步，计算均衡器的最佳反馈滤波器系数

l=1,2,…,L：

记

g^o是Wiener-Hoff等式解：

Rg^o=r；   (14)

其中R和r分别是为：

$\begin{array}{c}{\left[R\right]}_{m,n}=\frac{1}{N}\underset{k=0}{\overset{N-1}{\mathrm{\Σ}}}\frac{e^{-j2\mathrm{\π}(k(n-m)/N)}}{{\left|H_k\right|}^2+1/\mathrm{\ρ}},1\≤m,n\≤L,\\ {\left[r\right]}_m=\frac{1}{N}\underset{k=0}{\overset{N-1}{\mathrm{\Σ}}}\frac{e^{j2\mathrm{\π}(\mathrm{mk}/N)}}{{\left|H_k\right|}^2+1/\mathrm{\ρ}},1\≤m\≤L.\end{array};---\left(15\right)$

带入(14)式得到g^o。其中[R]_m,n表示矩阵R第m行n列的元素，[r]_m表示向量r的第m的元素。

第八步，根据图3所示的结构图，接收信号y_n通过前馈滤波器生成s_n，用s_n减去前一时刻的判决信号

并通过反馈滤波器生成待判决信号z_n，再使z_n通过判决器生成当前时刻的判决信号

接收节点接收完成，算法结束。

本实施例中使用的符号块长为N=128，循环前缀CP长度为G=6，有效节点个数为L_c=3,L_c=4，每个信道参数为独立瑞利衰落，且信道的能量归一化。每个符号块中的载波上发送的符号为独立同分布的四相位移相键控调制(QPSK)符号。信噪比定义为

其中

为接收信号功率，

为高斯白噪声方差。仿真在低信噪比段采用较多次数实现，在高信噪比采用较少次数实现，以误码率作为性能指标。

图4给出了对本发明方法进行计算机仿真得到的仿真结果，其中N=128，以L_c=3,L_c=4两种情况作以比较。在仿真中，我们假设判决完全正确，采用源发射信号作为反馈。通过图4可以看出，应用本发明方法可以获得满分集增益。

Claims (5)

1.解码转发协作通信系统中对抗时间异步的发射和接收方法，其特征在于，采用一个发射节点，一个接收节点，R个中继节点的协作通信系统模型，其中发射节点、R个中继节点和接收节点均配置单天线；中继节点采用协作地方式共享彼此的天线以形成一个虚拟的多天线结构，实现空域分集；利用解码转发中继策略进行通信；在接收端设计判决反馈均衡器，其中包括设计前馈滤波器系数和反馈滤波器系数；让接收信号通过判决反馈均衡器，得到正确判决信号；具体包括下述步骤：

第一步，在发射节点，采用单载波块发射，发送一个N长符号块x_n,n=0,1,2,…,N-1，符号功率为

，N为正整数且为2的整数幂；并在每个符号块中加入循环冗余校验位；

第二步，所有中继节点对接收到的符号解码，并进行循环冗余校验，校验正确的节点成为真正的有效协作节点参与协作，没有通过校验的中继节点不再参与协作；存在L_c个有效的协作节点，这些节点均正确解码得到源符号块x_n,n=0,1,2,…，N-1；

第三步，各有效的协作节点分别在[0,N/10]区间内随机的产生一个整数，分别记为

每个协作节点基于产生的随机整数将自身获得的符号块循环移位δ_i,i=1,2,…，L_c位；

第四步，添加循环前缀：取有效协作节点随机循环移位之后的符号块的最后G位，复制并添加到各个符号块的前端，形成一块单载波循环前缀符号，然后由有效协作节点向接收节点转发；各有效协作节点转发的信号分别通过信道h_l,l=1,…,L_c传播到接收节点；由于各协作节点在空间位置的差异，接收节点接收到的信号相互之间存在一定的时间差；记从有效协作节点到接收节点的延时分别为τ_i,i=1,…，L_c；介于这些延时是相对的，设τ₁=0,且

且转发的信号分别通过信道h_l,l=0,1,…,L_c，因为时延的缘故，接收节点接收到信号为：

y=hX+n_n；   (2)

其中，

y=[y₀,…,y_N-1,y_N,…,y_N+G-1],n_n=[n₀,…,n_N-1,n_N,…,n_N+G-1],

n_n为信道的噪声，X为MISO信道空时编码矩阵：

第五步，接收节点接收信号后截取完整的一块单载波循环前缀符号；

第六步，在接收端设计频域判决反馈均衡器；利用MMSE准则计算频域最佳前馈滤波器系数k=0,1,…,N-1；

第七步，计算均衡器的最佳反馈滤波器系数

l=1,2,…,L；

第八步，接收信号y_n通过前馈滤波器生成s_n，用s_n减去前一时刻的判决信号

并通过反馈滤波器生成待判决信号z_n，再使z_n通过判决器生成当前时刻的判决信号

2.根据权利要求1所述的解码转发协作通信系统中对抗时间异步的发射和接收方法，其特征在于，第三步所述各有效协作节点对自身获得的符号块进行随机的循环移位，得到发射空时码矩阵：

3.根据权利要求1所述的解码转发协作通信系统中对抗时间异步的发射和接收方法，其特征在于，第六步中所述的

k=0,1,…,N-1是按照如下方法得到的：

根据判决反馈均衡器的结构，以下等式在频域成立：

S_k=W_k(H_kX_k+N_k)；   (8)

D_k=S_k-X_k=X_k(W_kH_k-1)+W_kN_k；   (9)

B_k=D_kG_k；   (10)

Z_k=S_k-B_k=(1-G_k)S_k+X_kG_k；   (11)

其中k=0,1,…,N-1；S_k,D_k,B_k,Z_k,G_k表示s_n,d_n,b_n,z_n,g_l的频域信号，通过N点的DFT来获得；根据MMSE准则，计算均衡器前馈滤波器系数：

$W_k^o=\frac{H_k^{*}}{{\left|H_k\right|}^2+1/\mathrm{\ρ}},k=\mathrm{0,1},\·\·\·,N-1;---\left(13\right)$ 其中

表示发送信噪比。

4.根据权利要求1所述的解码转发协作通信系统中对抗时间异步的发射和接收方法，其特征在于，第七步中给出的

l=1,2,…,L是按照如下方法得到的：

记g^o是Wiener-Hoff等式解：

Rg^o=r；   (14)

其中R和r分别是为：

$\begin{array}{c}{\left[R\right]}_{m,n}=\frac{1}{N}\underset{k=0}{\overset{N-1}{\mathrm{\Σ}}}\frac{e^{-j2\mathrm{\π}(k(n-m)/N)}}{{\left|H_k\right|}^2+1/\mathrm{\ρ}},1\≤m,n\≤L,\\ {\left[r\right]}_m=\frac{1}{N}\underset{k=0}{\overset{N-1}{\mathrm{\Σ}}}\frac{e^{j2\mathrm{\π}(\mathrm{mk}/N)}}{{\left|H_k\right|}^2+1/\mathrm{\ρ}},1\≤m\≤L.\end{array};---\left(15\right)$

带入(14)式得到g^o；其中[R]_m,n表示矩阵R第m行n列的元素，[r]_m表示向量r的第m的元素。

5.根据权利要求1所述的解码转发协作通信系统中对抗时间异步的发射和接收方法，其特征在于，N=128，G=6，L_c=3或4。

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