CN101908949A - 无线通信系统及其基站、中继站、用户终端和数据的发送接收方法 - Google Patents

Abstract

本发明公开了无线通信系统及其基站、中继站、用户终端和数据的发送接收方法，所述发送数据方法包括：在各协作基站或协作中继站处，把经过酉群循环编码或复数域编码后的编码数据符号再进行差分编码，然后加载到正交频分复用子载波上；在各协作基站或协作中继站的对应发射天线之间，对加载到子载波上的数据符号进行循环延迟操作；按照协作多点传输方式，将循环延迟操作后的正交频分复用数据符号发送到用户终端。所述接收数据方法包括在用户终端处对接收数据进行的判决反馈差分检测算法。该发送接收方法不受协作基站或协作中继站数目的影响，能够提供增强频率分集增益，并且具有较低的运算复杂度。

Description

无线通信系统及其基站、中继站、用户终端和数据的发送接收方法

技术领域

本发明一般涉及通信领域，尤其涉及无线通信系统，该系统中的基站、中继站、用户终端以及在所述无线通信系统中由多个协作基站或多个协作中继站采用协作多点传输方式向用户终端发送数据的方法和用户终端接收数据的方法。

背景技术

协作通信技术通过形成虚拟天线阵来获取分集，增强覆盖，并且潜在地以分布式的方式增加系统容量。之前这一领域的研究工作多集中在窄带平坦衰落情况下。而宽带无线通信系统同时存在着空间分集和频率分集的潜能。作为一种新颖的范式，分布式空频编码方案融合了传统空频编码技术和无线协作中继技术的特点，可以显著提高传输方案的误码性能。已有研究工作将正交频分复用技术(OFDM)与空时分组码(STBC)技术相结合，但是该方案仅仅获取了宽带无线通信系统中的空间分集增益。最近，时间反转空时分组码，单载波空时分组码和编码OFDM技术被拓展到了分布式协作通信系统，这些方案可以同时获取空间分集增益和频率分集增益。然而，这些方案局限于两个发送器参与协作传输的通信场景。

对于参与协作的发送端(协作基站或协作中继站)数目为任意自然数的更一般的协作通信场景来说，已有研究者提出分布式译码转发空频编码方案，利用复数域编码来获取宽带协作OFDM系统中的满分集增益。然而，放大转发协作通信技术与译码转发协作通信技术相比，由于它在高信噪比时可以获得最优分集增益，所以放大转发协作通信技术在误码性能方面性能更为优良。已有的关于分布式循环延迟分集的技术方案可以看作是一种新颖的放大转发分布式空频编码方案。在该方案中，每个中继节点处仅需对接收到的时域信号进行简单的循环移位，则该方案特别适用于宽带放大转发协作通信系统。

然而已有的分布式循环延迟分集技术方案仅仅针对相干通信系统进行了研究。实际上，由于无线中继通信系统中的协作传输方案涉及广播传输和中继传输两个阶段，这增加了对传播信道进行信道估计的开销和复杂度。因此在用户终端接收机处不需要知道精确信道状态信息的系统设计显得十分必要。由于很少有研究者关注非相干分布式空频编码设计，因此本发明提出了一种基于分布式循环延迟分集技术的放大转发差分空频编解码方案。由于协作通信系统服从块衰落信道模型，因此在时间维度上进行差分编解码比较困难。通过将分布式循环延迟操作看作是等效传输信道的一部分，我们在频域建立了等效的单输入单输出信道模型。基于对子载波间相关系数的分析，我们提出了一个新颖的编码符号到子载波的映射方案，进而设计了编码符号在一个OFDM块内的子载波间进行差分编码的传输方案。由于该等效单输入单输出信道模型具有快速的频率响应变化，继续沿用传统差分解码技术会在高信噪比处引入检测误码率的差错平台。为了消除传统检测器引入的差错平台，在本发明中我们还提出了判决反馈差分检测算法。另外，我们还实现了基于线性预测的自适应判决反馈差分检测算法。在该算法中，接收机甚至无需知道统计信道状态信息，该检测算法的这一特点在分布式协作无线网络中特别有吸引力。

发明内容

根据本发明的一个方面，提供了一种用于在无线通信系统中由多个协作基站或多个协作中继站采用协作多点传输方式向用户终端发送数据的方法以及用户终端处的接收数据方法。该发送数据方法包括：在与多个协作中继站对应的信源基站处或在各协作基站处，把经过酉群循环编码或复数域编码后的编码数据符号再进行差分编码，然后将差分编码符号加载到正交频分复用子载波上；信源基站向多个协作中继站广播要发送的正交频分复用符号；在各协作基站或协作中继站的对应发射天线之间，对加载到正交频分复用子载波上的数据符号进行分布式循环延迟操作；按照协作多点传输方式，将循环延迟操作后的正交频分复用数据符号发送到用户终端。所述接收数据方法包括在用户终端处对接收数据进行判决反馈差分检测算法。值得注意的是，基于线性预测的自适应判决反馈差分检测算法甚至无需预先知道信道的统计特性，具有较低的计算复杂度。

在根据本发明上述方面的方法中，在将所述编码符号加载到正交频分复用子载波上时，将经过酉群循环编码或复数域编码后的编码数据符号组加载到相关性弱甚至没有相关性的子载波上，同时将相邻的两组差分编码数据块加载到相关性强的两组子载波上。该方法能够在差分传输的同时获取多径信道的固有频率分集增益以及协作多点传输的空间分集增益经分布式循环延迟操作转化而成的增强频率分集增益。

在根据本发明上述方面的方法中，所述接收数据检测方法包括在用户终端处对接收数据进行基于线性预测的自适应判决反馈差分检测算法。在所述算法中，为了消除传统差分检测技术引入的误码率差错平台，基于线性预测方法，我们应用递归最小二乘RLS算法，根据连续多个差分编码数据块检测值的反馈值来提升对当前编码数据块的检测性能。在该算法中接收机无需知道信道的统计状态信息，该检测算法的这一特点在分布式无线网络中特别有吸引力。

根据本发明的又一个方面，提供了一种无线通信系统，该系统包含多个协作基站，或者包括一个信源基站和多个协作中继站。所述多个协作基站或多个协作中继站采用协作多点传输方式向用户终端发送数据。所述协作基站或信源基站包括：差分编码部件，用于把将要经由发射天线发送的数据符号在频域进行差分编码；和数据符号加载部件，用于把经过差分编码后的编码符号加载到正交频分复用子载波上。所述信源基站还包括广播部件，用于向多个协作中继站广播发送经过差分编码和数据符号加载的正交频分复用符号。所述协作中继站包括接收部件，用于接收来自信源基站的正交频分复用符号。所述协作基站或协作中继站包括循环延迟操作部件，用于在协作基站或协作中继站的发射天线上，对加载到正交频分复用子载波上的数据符号进行循环延迟操作；和发送部件，用于按照协作多点传输方式，将循环延迟操作后的数据符号经由发射天线发送到用户终端。所述用户终端包括：接收部件，用于接收来自各小区基站的数据符号；和判决反馈差分检测部件，利用基于线性预测的自适应判决反馈差分检测算法将差分编码数据符号解码。

在根据本发明上述方面的无线通信系统中，协作基站或信源基站中的数据符号加载部件在进行所述加载时，把经过酉群循环编码或复数域编码后的编码数据符号组加载到相关性弱或没有相关性的子载波组上，将相邻的两组差分编码数据块加载到相关性强的两组子载波上。

本发明的上述方法、协作通信系统、信源基站、协作基站或协作中继站以及用户终端，提供了一种新颖的差分协作多点传输方案。该方案不受实际参加协作多点传输的协作基站或协作中继站的数目的影响，并且能够利用多个协作基站或多个协作中继站通过分布式循环延迟操作引入的增强频率分集增益以及多径传输信道固有的频率分集增益。从而，本发明的差分编解码方案提高了小区边缘用户的吞吐量以及整个小区的平均吞吐量，减少了反馈量。

附图说明

图1(a)示出典型的协作中继通信系统的示意性架构图。

图1(b)示出了典型的多个协作基站联合传输系统的示意性架构图。

图2示出了采用循环延迟分集技术时单根天线上的OFDM调制过程。

图3(a)示出了根据本发明第一实施例的协作中继通信系统中的差分分布式循环延迟分集方案的系统框图。

图3(b)示出了根据本发明第二实施例的多个协作基站联合传输系统中的差分分布式循环延迟分集方案的系统框图。

图4中我们以协作基站或协作中继站数目M＝2，目标多径分集阶数Γ＝2，差分编码数据组的大小Q＝4为例，给出了按照本发明的差分编码数据发送方法将数据符号加载到OFDM子载波上的示例加载情形。

图5(a)示出了在已知等效信道和噪声的二阶统计信息的情况下，在用户终端处对接收数据进行判决反馈差分检测算法的算法流程图。

图5(b)示出了未知统计信道状态信息时，在用户终端处对接收数据进行的基于线性预测的自适应判决反馈差分检测算法的算法流程图。

图6(a)示出了根据本发明第一实施例的由多个协作中继站采用协作多点传输方式帮助信源基站向用户终端发送数据的流程图。

图6(b)示出了根据本发明第二实施例的由多个协作基站采用协作多点传输方式向用户终端发送数据的流程图。

图7是应用根据本发明实施例的数据发送接收方法的无线通信系统中相关设备的图示。

具体实施方式

下面将结合附图详细描述本发明的具体实施例。如果考虑到对某些相关现有技术的详细描述可能会混淆本发明的要点，则不会在这里提供其详细描述。在各个实施例中，相同的附图标记用于表示执行相同功能的元件或单元。

实施例一

传统的循环延迟分集技术是一种简单的、不受发射天线数目影响的单小区发射分集技术。图2示出了采用循环延迟分集技术时单根天线上的OFDM调制过程。如图2所示，输入数据符号在S-点快速傅立叶逆变换(IFFT)单元210中经历S-点IFFT后，在并/串转换器212中被转换为串行符号，随后，循环延迟单元214对串行符号进行循环移动，最后，循环前缀生成器216向循环移动后的数据符号添加循环前缀，从而形成OFDM符号。通过在单个小区的多根天线之间应用循环延迟分集技术，可以将多根天线的空间分集增益转化为等效的加强频率分集增益。图2中示出的是单个小区基站的循环延迟分集技术在时域中的实现。实际上，上述数据发送方法中的循环延迟操作既可以在时域中实现也可以在频域中实现。这是因为对时域序列的循环延迟操作等效于在频域中对该序列乘以相对应的频域相位移位因子。由于循环延迟操作在时域和频域中的实现技术是本领域技术人员公知的，因此下面大多数情况下仅对时域实现方式进行简单的说明，在不至于引起混淆的情况下，我们也使用其频域的等效表达式。

为了获取多个协作中继站带来的空间分集增益，在本实施例中将单个小区的循环延迟分集技术扩展到进行协作多点传输的多个协作中继站，以使得多个协作中继站利用分布式循环延迟分集协调一致同时向移动终端发送数据。

考虑如图1(a)所示的一个包含M个协作中继站的宽带协作通信场景，其中包括信源基站

用户终端

和M个协作中继站

i＝1，…，M我们假设每个节点处有一个半双工天线，在信源基站和用户终端

之间没有直达链路。链路和

的时域信道响应函数可以分别表示为

和

其中δ(·)为狄拉克Delta函数，变量μ_l，v_l，f_i，l和g_i，l分别为相应的第l径的多径延迟值和复幅值。L₁和L₂分别为两个多径信道的径数。我们令L_min＝min{L₁，L₂}。复幅值f_i，l和g_i，l被建模为均值为零方差分别为

和

的复高斯随机变量。在这个信道模型中，为简化问题，我们假设没有空间相关性且同一个链路的多径之间也没有相关性。另外，我们还对多径间的能量进行了归一化，即

其中

对应的链路和

的频率响应可以分别向量表示为F_i＝[F_i(0)，…，F_i(N-1)]^T和G_i＝[G_i(0)，…，G_i(N-1)]^T，其中N为一个OFDM块内的子载波的个数。

图6(a)示出了根据本实施例的由多个协作中继站采用协作多点传输方式帮助信源基站向用户终端发送数据的流程图。在步骤S101，在信源基站中，按照酉群循环编码或复数域编码将数据符号编码，然后将编码数据符号再进行差分编码；在步骤S102，在信源基站处，将差分编码符号加载到正交频分复用子载波上；在步骤S103，信源基站向多个协作中继站广播要发送的正交频分复用符号；在步骤S104，在协作中继站的发射天线处对加载到OFDM子载波上的数据符号进行循环延迟操作；在步骤S105，按照协作多点传输方式，将循环延迟操作后的数据符号发送到用户终端。在步骤S106，在用户终端处对接收数据进行基于线性预测的自适应判决反馈差分检测算法。如前所述，在本实施例的该数据发送接收方法中，通过在多个协作中继站的对应发射天线之间应用循环延迟分集技术，可以获得增强的频率分集增益，并且可以消除传统差分解码技术引入的差错平台。

图3(a)示出了根据本实施例中的协作中继通信系统中的差分分布式循环延迟分集方案的系统框图。

如图3(a)所示，从信源基站

到用户终端

的整个传输过程可以分为两个阶段。在第一个阶段，信源基站

先将信息符号映射到OFDM块的子载波上去，然后向各个协作中继站广播该OFDM符号s＝[s₁，s₂，…，s_N]^T，同时各协作中继站侦听到该OFDM块。在第二个阶段，M个协作中继站

i＝1，…，M对接收到的OFDM块进行分布式的循环延迟操作。由于在中继站

处进行的Δ_i个时域抽样的循环移位操作等价于在频域内与向量

相乘^[9]，我们可以将中继站处的收发模型统一在频域内表示，其中

T_s代表OFDM符号的持续时间。阶段1，在中继站

处的接收信号可以表示为

其中P₁为信源基站的发送功率，v_i代表第i个协作中继站处的均值为零方差为N₀I_N的复高斯噪声，运算ο代表Hadamard积。链路

的平均信噪比表示为γ₁＝P₁/N₀。阶段2，第i个中继站处的接收信号r_i被变换为

然后协作中继站发送信号t_i到用户终端

其中标量

确保了任意一个协作中继站的平均发送功率为P₂。链路的平均信噪比可以表示为γ₂＝P₂/N₀.在用户终端

处，OFDM解调后的信号可以频域表示为

其中v_d代表用户终端

处均值为零方差为N₀I_N的复高斯噪声。

下面我们对所述步骤S101中的信源基站处的编码步骤进行描述。在信源基站中，首先按照酉群循环编码或复数域编码将数据符号编码，然后将编码数据符号再进行差分编码。

I)当在信源基站处利用循环群码进行差分编码时，我们令频谱效率为rbps/Hz，用固定的正整数Γ(1≤Γ≤L_min)ⁱ代表目标多径分集阶数，其中L_min＝min{L₁，L₂}，则每rQ个信息比特被联合编码成Q个编码符号。这Q个编码符号构成了差分编码前的承载原始编码信息的码字u_p。其中

大小为K＝2^rQ的向量集合

其中Q维酉矩阵的集合

代表对酉空时码研究时引入的循环群码。循环酉矩阵

(u_q∈{0，1，…，K-1})在经典的酉空时码中得到广泛的研究。

我们可以按照文献的方法通过计算机搜索的方法得到使得分集积最大化的最佳参数u＝[u₁，…，u_Q]^T。然后在信源基站

处，我们在频率方向上对数据进行差分编码。我们用d₁＝1_Q×1代表差分编码的起始码字，相邻的码字被差分编码为d_p＝d_p-1οu_p，p≥2。

II)当我们在信源基站处利用复数域差分编码时，同样用固定的正整数Γ(1≤Γ≤L_min)代表目标多径分集阶数，其中L_min＝min{L₁，L₂}。我们令频谱效率为rbps/Hz，则调制星座大小为

当比特流经过QAM/PAM调制后，每rQ个信息比特被调制编码为Q个编码符号，这Q个编码符号构成了差分编码前承载原始编码信息的码字z_p，

然后在信源基站

处，我们在频率方向上对数据进行差分编码。我们利用复数域编码将原始编码信息的码字z_p进行调制星座旋转u_p＝Θz_p，这里Θ代表复数域编码矩阵^[14]。接下来我们用d₁＝1_Q×1代表差分编码的起始码字，然后将相邻的码字差分编码为d_p＝d_p-1◇|d_p-1|οu_p，p≥2.其中运算符号ο代表Hadamard积，运算符号◇代表向量间对应元素的除法，|·|代表对向量的各个元素分别取模值的运算。

经过所述步骤S101中的信源基站处的编码步骤后，我们将差分编码符号加载到正交频分复用子载波上。综合以上描述的两种差分编码方式，我们将进入步骤S102之前的数据向量表示为

$d={[d_1^T,d_2^T,...,d_P^T,0_{u\×1}^T]}^T---\left(1\right)$

其中长度为Q(Q＝MΓ)的码字d_p可以表示为d_p＝[d_p，1，…，d_p，Q]^T。如公式(1)所示，当N不是Q的整数倍时，需要进行补零操作。我们用

代表用于数据传输的子载波总数，而u代表空闲子载波的数目。

下面我们对所述步骤S102中的将差分编码符号加载到正交频分复用子载波上的映射方案进行描述。为了阐述所述映射方案的合理性，首先，我们对经过步骤S103(信源基站向多个协作中继站广播要发送的正交频分复用符号)和步骤S104(在协作中继站的发射天线处对加载到OFDM子载波上的数据符号进行循环延迟操作)后的所述步骤S105中的在协作中继站处对加载到OFDM子载波上的数据符号进行的分布式循环延迟操作进行描述。通过对分布式循环延迟操作引入的等效频域单输入单输出(SISO)信道模型进行分析，我们提出所述步骤S102中的将编码符号加载到正交频分复用子载波上的映射方法。

I)对所述步骤S105中的在协作中继站处对加载到OFDM子载波上的数据符号进行循环延迟操作进行描述和分析。下面我们将分布式循环延迟操作等效为信道的一部分，建立一个在频域内的等效SISO信道模型。我们定义

H_eq：＝[H_eq(0)，…，H_eq(N-1)]^T，则整个分布式循环延迟分集操作的收发模型可以表示为其中x为用户终端接收机处的接收信号的频域表达，

为频域的等效噪声，E[w]＝0以及Var[w]＝(Mα²+1)N₀I_N。下面从子载波间相关性的角度，我们在频域对这个等效的SISO信道进行分析。归一化后，我们将该等效信道的第m个和第n个子载波间的相关系数定义为：

$R_{m,n}:=E\left[H_{\mathrm{eq}}\left(m\right)H_{\mathrm{eq}}^{*}\left(n\right)\right]/M$

$=\frac{1}{M}E\left[\left(\underset{i=1}{\overset{M}{\mathrm{\Σ}}}{F}_i\left(m\right)G_i\left(m\right)e^{-j\frac{2\mathrm{\πm}{\mathrm{\Δ}}_i}{N}}\right)\left(\underset{i=1}{\overset{M}{\mathrm{\Σ}}}{F}_i^{*}\left(n\right)G_i^{*}\left(n\right)e^{j\frac{2\mathrm{\πn}{\mathrm{\Δ}}_i}{N}}\right)\right]$

$=\frac{1}{M}\underset{i=1}{\overset{M}{\mathrm{\Σ}}}E\left[F_i\left(m\right)G_i\left(m\right)G_i^{*}\left(n\right)\right]e^{j\frac{2\mathrm{\π}(n-m){\mathrm{\Δ}}_i}{N}}---\left(2\right)$

$=R_1(n-m)R_2(n-m)\left(\frac{1}{M}\underset{i=1}{\overset{M}{\mathrm{\Σ}}}{e}^{j\frac{2\mathrm{\π}(n-m){\mathrm{\Δ}}_i}{N}}\right),$

其中

和

分别对应着链路

和的频域子载波间的相关系数，这里n代表子载波的间距。根据空间独立性，即

i≠j，我们得到了上式中的第二个等式。另外在建立上式中的第三个等式时，我们利用了信道模型的对称性，即

与i无关。由于协作中继站

处的循环延迟值

可以带来最优的误比特率性能，另外该循环延迟值与信道状态信息CSI无关，我们将其作为循环延迟值的最优选择值。这里

表示小于或等于n的最大整数。我们得到

$R_{m,n}\≈\left\{\begin{array}{cc}0& (n-m)\mathrm{mod}M\≠0\\ R_1(n-m)R_2(n-m)& (n-m)\mathrm{mod}M=0\end{array}\right..---\left(3\right)$

从中我们看出该相关系数R_m，n仅仅和子载波间的间距n-m有关。根据公式(3)，一方面，在等效SISO信道的每M个相邻子载波彼此之间表现出低相关性甚至没有相关性，这显示出多个协作中继站构成的虚拟多天线信道固有的空间分集。另一方面，间距为M的子载波之间具有相关性。我们知道对于一个多径信道来说，其频域各个子载波间的相关性仅仅与子载波间隔有关，粗略地讲，子载波间隔越大相关系数越小，因此间距为M的子载波之间具有相关性暗含着固有的多径信道频率分集增益以及在频率方向上进行差分传输的可能。

II)对所述步骤S102中在信源基站处将差分编码符号加载到正交频分复用子载波上的映射方法进行描述。首先我们将进入步骤S102之前的数据块表示为

将经过步骤S102后的OFDM数据块表示为

$s={[s_1^T,s_2^T,...,s_P^T,0_{u\×1}^T]}^T.---\left(4\right)$

相应地，我们用N维向量

代表相应的子载波索引向量，Q维的列向量c_p可以表示为

其中列向量c_p，m的长度为Γ.我们用标记[·]_n代表向量的第n个元素。我们将经过差分编码后的编码符号[d]_n分配到索引为[c]_n的子载波上去。我们用矩阵X(c)代表矩阵X的子矩阵，或者用x(c)代表向量x的子向量，其中列向量c中的元素代表了子矩阵(或子向量)在原矩阵(或原列向量)中的行标识。经过步骤S102后，我们有

s(c_p)＝d_p，s(c)＝d.                      (5)

根据前述的子载波间衰落相关系数的分析，一方面，我们可以利用具有低相关性甚至不相关的子载波来获取分集增益；另一方面，我们可以利用具有强相关性的子载波来进行差分编解码。所提出的编码符号到子载波的映射方案可以用索引向量表示为：

c_p，m＝c_p，m-1+1_Γ×1，                   (6)

c_p+1＝c_p+M1_Q×1.

为了更清楚地描述所述的编码符号到子载波的映射方法，在图4中我们以M＝2，Γ＝2，Q＝4为例给出了编码符号到子载波的加载结果。如图4所示，在将所述编码符号加载到正交频分复用子载波上时，将经过酉群循环编码或复数域编码后的大小为Q＝M×Γ的编码数据符号组d₁＝[d₁₁，d₁₂，d₁₃，d₁₄]^T，d₂＝[d₂₁，d₂₂，d₂₃，d₂₄]^T，d₃＝[d₃₁，d₃₂，d₃₃，d₃₄]^T等依次加载到相关性弱的Γ组相邻的M个子载波上，其中这Γ组相邻的M个子载波间对应子载波间隔同时将相邻的两组Q维的差分编码数据组，例如d₁＝[d₁₁，d₁₂，d₁₃，d₁₄]^T和d₂＝[d₂₁，d₂₂，d₂₃，d₂₄]^T，d₂＝[d₂₁，d₂₂，d₂₃，d₂₄]^T和d₃＝[d₃₁，d₃₂，d₃₃，d₃₄]^T，加载到相关性强的两组Q维子载波上，这两组Q维子载波的对应子载波间隔为M。

通过以上对步骤101、步骤102、步骤S103(信源基站向多个协作中继站广播要发送的正交频分复用符号)、步骤S104(在协作中继站的发射天线处对加载到OFDM子载波上的数据符号进行循环延迟操作)和步骤S105(按照协作多点传输方式，将循环延迟操作后的数据符号发送到用户终端)的描述，我们对上述根据本发明实施例的数据发送方法进行了详细地说明。下面我们对步骤S106，在用户终端处对接收数据进行判决反馈差分检测算法进行描述。图5(a)示出了在已知等效信道和噪声的二阶统计信息时，在用户终端处对接收数据进行判决反馈差分检测算法的算法流程图。图5(b)示出了未知统计信道状态信息时，在用户终端处对接收数据进行的基于线性预测的自适应判决反馈差分检测算法的算法流程图。下面我们对该判决反馈差分检测算法进行说明。不失一般性，以OFDM块中的第p个差分编码组的收发机为代表，我们将传输模型描述为

其中E[w(c_p)]＝0，

接收机处的平均信噪比表示为

我们将x(c_p-1)代入x(c_p)，可以得到

其中Δ_p＝H_eq(c_p)-H_eq(c_p-1)代表与连续两个差分编码数据传输块相对应的信道差异，且

代表均值为零方差为

的噪声向量。我们推导得到

其中γ(n)：＝R₁(n)R₂(n)，如果信道差异的范数‖Δ_p‖_F足够小以至于满足条件

那么传统的差分检测算法适用。传统的差分检测算法(C-DD)可以表示为

对于任意的p，定义归一化的信道差异为

然后，我们不难发现当信噪比ρ大到一定程度，即φ＞＞1满足时，忽略掉信道差异对应的干扰向量而仅考虑噪声项的传统差分检测算法的误码率将出现一个无法避免的差错平台。为了解决传统差分检测算法的这一缺陷，在这里我们开始考虑Δ_p，并且采用与文献^[16]中提出的检测算法相类似的方法，提出一个判决反馈差分检测算法。该算法的检测准则可以表示如下：

${\hat{u}}_p^{\mathrm{DF}-\mathrm{DD}}={\arg \max }_{u_p\∈D}\mathrm{Re}\left\{\underset{q=1}{\overset{Q}{\mathrm{\Σ}}}{\left[u_p\right]}_q{\left[x\left(c_p\right)\right]}_q^{*}{\left[{\hat{x}}_{\mathrm{ref}}\left(c_{p-1}\right)\right]}_q\right\},---\left(8\right)$

其中参考信号为

这里我们将判决反馈的观察窗的大小设为J，t_ξ代表随机过程关于p，(p＝0，…，P-1)的第J-1阶线性预测系数，Re{·}代表复数的实部。这里待检测的码字u_p∈D，当差分编码时利用的是酉群循环编码时，当差分编码时利用的是复数域编码时，

如果提前预知了过程[H_eq(c)]_Qp+q和[w]_Qp+q的统计特性，那么我们可以通过求解Winner-Hopf方程^[16]而直接得到预测系数t_ξ.由于子载波间的相关系数R_m，n仅仅由子载波间距n-m决定，则[P^q]_Qp+q和[w]_Qp+q对于不同q(q＝1，…，Q)的来说具有相同的统计特性。定义如下所示的一些表达t：＝[t₁，t₂，…，t_J-1]^T和

我们得到：

以及

不失一般性，我们以q＝1为例将Winner-Hopf方程表示为

然而，在分布式系统中信道状态的统计信息也有可能事先不知道。所幸的是，统计信道状态信息可以通过自适应算法来获取。类似的，我们仍旧以q＝1为例。在这里，由于递归最小二乘RLS滤波器的快速收敛性，我们利用递归最小二乘算法。首先我们定义g(χ)：＝[x(c_χ)]₁和然后我们引入递归最小二乘RLS滤波器的代价函数

其中w(0＜w≤1)代表遗忘因子，t_ξ(k)(1≤ξ≤J-1)为自适应滤波器的预测系数。最后，我们比较容易地将RLS算法表示为：

$k_k=\frac{P_{k-1}{\hat{r}}_k}{w+{\hat{r}}_k^H{P}_{k-1}{\hat{r}}_k},e\left(k\right)=g\left(k\right)-P_{k-1}^T{\hat{r}}_k,---\left(10\right)$

$P_k=w^{-1}{P}_{k-1}-w^{-1}{k}_k{\hat{r}}_k^H{P}_{k-1},t_k=t_{k-1}+k_k^{*}e\left(k\right),$

其中使用了定义和t_k：＝[t₁[k]，t₂[k]，…，t_J-1[k]]^T.为初始化算法，我们令t₀＝[1，0，…，0]^T，P₀＝∈^-1I_J-1。这里∈为一个很小的正常数^[17].t_k的初值t₀这样取值意味着所提的判决反馈差分检测算法(DF-DD)初次迭代以传统的差分检测器开始运行，即其中上标ini代表检测器的初始化。因此基于自适应预测的判决反馈差分检测算法(DF-DD)甚至可以在没有信道状态信息的先验统计信息的情况下开始工作。随着运行次数k的增加，t_k会自适应地收敛到信道的统计信息上。为表述简洁起见，在这里我们没有详细讨论RLS算法的稳定性以及收敛速度问题，相应的技术细节可以参看文献。

实施例二

为了获取多个协作基站带来的空间分集增益，在本实施例中将单个小区的循环延迟分集技术扩展到进行协作多点传输的多个协作基站，以使得多个协作基站利用分布式循环延迟分集协调一致同时向移动终端发送数据。如图1(b)所示的宽带协作通信场景，其中包括M个协作基站

i＝1，…，M，和用户终端我们假设每个节点处有一个半双工天线，链路

的时域信道响应函数可以表示为

其中δ(·)为狄拉克Delta函数，变量τ_l和h_i，l分别为相应链路的第l径的多径延迟值和复幅值。L为多径信道的径数。复幅值h_i，l被建模为均值为零方差分别为

的复高斯随机变量。同样的在这个信道模型中，为简化问题，我们假设没有空间相关性且同一个链路的多径之间也没有相关性。另外，我们还对多径间的能量进行了归一化，即

其中h_i＝[h_i，0，…，h_i，L-1]^T。对应的链路

的频率响应可以表示为H_i＝[H_i(0)，…，H_i(N-1)]^T，其中N为一个OFDM块内的子载波的个数。

图3(b)示出了根据本实施例中的多协作基站联合传输系统中的差分分布式循环延迟分集方案的系统框图。如图3(b)所示，M个协作基站通过回程链路共享比特流后，在协作基站

处对要发送给用户终端

的数据按照酉群循环编码或复数域编码进行编码，然后将编码数据符号再进行差分编码，我们把经过差分编码后的符号表示为

接着，协作基站

将差分编码符号加载到正交频分复用子载波上去，该OFDM符号可以表示为s＝[s₁，s₂，…，s_N]^T.如第一实施例中所述，我们用N维向量

代表相应的子载波索引向量，Q维的列向量c_p可以表示为

其中列向量c_p，m的长度为Γ.同样地，我们用标记[·]_n代表向量的第n个元素。我们将经过差分编码后的编码符号[d]_n分配到索引为[c]_n的子载波上去。则经过编码符号到子载波的映射后，我们有s(c_p)＝d_p，s(c)＝d.然后经过IFFT变换后，在协作基站

处对OFDM符号进行与该协作基站对应的循环延迟操作。类似地，协作基站

处的的循环延迟值为这样的分布式循环延迟值与信道状态信息CSI无关，并且协作基站

处对IFFT变换后的数据序列进行的Δ_i个时域抽样的循环移位操作等价于在频域内与向量相乘，其中

T_s代表OFDM符号的持续时间。因此在用户终端

处，OFDM解调后的信号可以频域表示为

其中运算ο代表Hadamard积，P为协作基站的发送功率，v_d代表用户终端

处均值为零方差为N₀I_N的复高斯噪声，H_eq为分布式循环延迟操作的等效SISO信道向量，H_eq：＝[H_eq(0)，…，H_eq(N-1)]^T，其中

图6(b)示出了根据本实施例的由多个协作基站采用协作多点传输方式向用户终端发送数据的流程图。在步骤S201，在协作基站处，将要发送给用户终端的数据符号按照酉群循环编码或复数域编码进行编码，然后将编码数据符号再进行差分编码，该步骤中的操作与图6(a)中描述的步骤S101类似；在步骤S202，在协作基站处，将差分编码符号加载到正交频分复用子载波上，该步骤中的操作与图6(a)中描述的步骤S102类似；在步骤S203，在多个协作基站的发射天线处对加载到OFDM子载波上的数据符号进行该小区特定的循环延迟操作，该步骤中的操作与图6(a)中描述的步骤S104类似；在步骤S204，多个协作基站按照协作多点传输方式，将循环延迟操作后的数据符号发送到用户终端，该步骤中的操作与图6(a)中描述的步骤S105类似；在步骤S205，在用户终端处对接收数据进行判决反馈差分检测算法，该步骤中的操作与图6(a)中描述的步骤S106类似。因此，在不混淆本发明要点的情况下，在这里我们没有对本实施例中与第一实施例类似的步骤提供其技术细节的详细描述。

图7是应用根据本发明实施例的数据发送接收方法的无线通信系统中相关设备的图示。如前所述，该无线通信系统中包含多个协作基站，或者包括一个信源基站和多个协作中继站，所述多个协作基站或多个协作中继站采用协作多点传输方式向用户终端发送数据。

如图7所示，无线通信系统中的所述信源基站1000或协作基站3000包括差分编码部件1100，用于把将要经由发射天线发送的数据符号在频域进行差分编码；和数据符号加载部件1200，用于把经过差分编码后的编码符号加载到正交频分复用子载波上。所述信源基站1000还包括广播部件1300，用于向协作中继站2000广播发送经过差分编码和数据符号加载的正交频分复用符号。所述协作中继站2000包括接收部件2100，用于接收来自信源基站1000的正交频分复用符号。所述协作基站3000或协作中继站2000包括循环延迟操作部件2200，用于在协作基站3000或协作中继站2000的发射天线上，对加载到正交频分复用子载波上的数据符号进行循环延迟操作；和发送部件2300，用于按照协作多点传输方式，将循环延迟操作后的数据符号经由发射天线发送到用户终端4000。无线通信系统中的用户终端4000包括接收部件4100，用于接收来自各协作基站3000或各协作中继站2000的数据符号；和判决反馈差分检测部件4200，利用基于线性预测的自适应判决反馈差分检测算法将差分编码数据符号解码。

在根据本发明上述方面的无线通信系统中，协作基站或信源基站中的数据符号加载部件在进行所述加载时，把经过酉群循环编码或复数域编码后的编码数据符号组加载到相关性弱甚至没有相关性的子载波上，将相邻的两组差分编码数据块加载到相关性强的两组子载波上。

本申请中的上述各个实施例仅为实例性描述，它们的具体结构和操作不对本发明的范围构成限制，本领域的技术人员可以将上述各个实施例中的不同部分和操作进行重新组合，产生新的实施方式，同样符合本发明的构思。

本发明的实施例可以通过硬件、软件、固件或它们之间结合的方式来实现，其实现方式不对本发明的范围构成限制。

本发明实施例中的各个功能元件(单元)相互之间的连接关系不对本发明的范围构成限制，其中的一个或多个功能元件可以包括或连接于其它任意的功能元件。

虽然上面已经结合附图示出并描述了本发明的一些实施例，但是本领域的技术人员应当理解，在不偏离本发明的原则和精神的情况下，可以对这些实施例进行变化和修改，但它们仍然落在本发明的权利要求及其等价物的范围之内。

Claims (10)

1.一种无线通信系统，该系统包含信源基站、多个协作中继站以及用户终端，所述多个协作中继站采用协作多点传输方式向用户终端发送数据，其中

所述信源基站包括：

差分编码部件，用于把将要经由发射天线发送的数据符号在频域进行差分编码；

数据符号加载部件，用于把经过差分编码后的编码符号加载到正交频分复用子载波上；和

广播部件，用于向协作中继站广播发送经过差分编码和数据符号加载的正交频分复用符号；

所述协作中继站包括：

接收部件，用于接收来自信源基站的正交频分复用符号；

循环延迟操作部件，用于在各协作中继站的发射天线上，对加载到正交频分复用子载波上的数据符号进行循环延迟操作；和

发送部件，用于按照协作多点传输方式，将循环延迟操作后的数据符号经由发射天线发送到用户终端。

所述用户终端包括：

接收部件，用于接收来自各协作中继站的数据符号；和

差分检测部件，用于对接收数据进行判决反馈差分检测。

2.基于权利要求1所述无线通信系统的由多个协作中继站采用协作多点传输方式帮助信源基站向用户终端发送接收数据的方法，包括：

在信源基站中，把要经由发射天线发送的数据符号按照循环群码或复数域编码的编码方式差分编码后加载到正交频分复用子载波上；

信源基站向多个协作中继站广播要发送给用户终端的正交频分复用符号；

在各协作中继站的对应发射天线之间，对加载到正交频分复用子载波上的数据符号进行分布式循环延迟操作；

各协作中继站按照协作多点传输方式，将循环延迟操作后的数据符号经由发射天线发送到用户终端；

在用户终端处，对接收数据进行判决反馈差分检测算法。

3.一种无线通信系统，该系统包含多个协作基站和用户终端，所述多个协作基站采用协作多点传输方式向用户终端发送数据，其中

所述协作基站包括：

差分编码部件，用于把将要经由发射天线发送的数据符号在频域进行差分编码；

数据符号加载部件，用于把经过差分编码后的编码符号加载到正交频分复用子载波上；

循环延迟操作部件，用于在各协作基站的发射天线上，对加载到正交频分复用子载波上的数据符号进行循环延迟操作；和

发送部件，用于按照协作多点传输方式，将循环延迟操作后的数据符号经由发射天线发送到用户终端。

所述用户终端包括：

接收部件，用于接收来自各协作基站的数据符号；和

差分检测部件，用于对接收数据进行判决反馈差分检测。

4.基于权利要求3所述无线通信系统的多个协作基站采用协作多点传输方式向用户终端发送接收数据的方法，包括：

通过回程链路使得各协作基站共享将要发送给用户终端的数据符号；

在各协作基站中，把将要经由发射天线发送给用户终端的数据符号按照循环群码或复数域编码的编码方式差分编码后加载到正交频分复用子载波上；

在各协作基站的对应发射天线之间，对加载到正交频分复用子载波上的数据符号进行分布式循环延迟操作；

按照协作多点传输方式，各协作基站将循环延迟操作后的数据符号经由发射天线发送到用户终端；

在用户终端处，对接收数据进行判决反馈差分检测算法。

5.如权利要求2或4所述的方法，其特征在于：

所述将差分编码后的数据符号加载到正交频分复用子载波上进一步包括：将经过酉群循环编码或复数域编码后的编码数据符号组加载到相关性弱甚至没有相关性的子载波上，同时将相邻的两组差分编码数据组加载到相关性强的两组子载波上；

在时域中进行所述在各协作基站或各协作中继站的对应发射天线之间，对加载到正交频分复用子载波上的数据符号进行分布式循环延迟操作；

在频域中进行所述在各协作基站或各协作中继站的对应发射天线之间，对加载到正交频分复用子载波上的数据符号进行分布式循环延迟操作。

6.如权利要求5所述的方法，其特征在于：

将经过酉群循环编码或复数域编码后的编码数据符号组加载到相关性弱甚至没有相关性的子载波组上包括：将经过酉群循环编码或复数域编码后的大小为Q＝M×Γ的编码数据符号组加载到相关性弱的Γ组相邻的M个子载波上，其中这Γ组相邻的M个子载波间对应子载波之间的间隔为这里M为所述协作基站或协作中继站的个数，固定的自然数Γ代表目标多径分集阶数。

7.如权利要求5所述的方法，其特征在于：

所述时域分布式循环延迟操作包括：

对加载到各正交频分复用子载波的数据符号进行快速傅立叶逆变换；

在各协作基站或各协作中继站中，将快速傅立叶逆变换之后的数据符号按照与该协作基站或该协作中继站对应的预定循环延迟值进行循环延迟；向循环延迟后的数据符号添加循环前缀。

8.如权利要求7所述的方法，其特征在于：

所述预定循环延迟值是采用第一种方式或第二种方式；

所述第一种方式是：与第i个协作基站或第i个协作中继站对应的所述预定循环延迟值为

i＝1，2，…，M，其中M为所述协作基站或协作中继站的个数，N为所述快速傅立叶逆变换的点数，i为所述协作基站或协作中继站的标识，Δ₀为预先设定的初始值；所述预先设定的初始值Δ₀在不同的正交频分复用帧中是时变的；

所述第二种方式是：与第i个协作基站或第i个协作中继站对应的所述预定循环延迟值为

i＝1，2，…，M，其中M为所述协作基站或协作中继站的个数，N为所述快速傅立叶逆变换的点数，i为所述协作基站或协作中继站的标识。

9.如权利要求5所述的方法，其特征在于：

所述频域分布式循环延迟操作包括：

在各协作基站或各协作中继站中，将加载到各正交频分复用子载波的数据符号乘以该协作基站或该协作中继站的预定相位移位因子；

对乘以相位移位因子后的数据符号进行快速傅立叶逆变换；

向快速傅立叶逆变换后的数据符号添加循环前缀。

10.如权利要求9所述的方法，其特征在于：

所述预定相位移位因子是第一种方式或第二种方式；

所述第一种方式是：各协作基站或各协作中继站在第k个子载波上采用的预定相位移位因子为

其中循环延迟值Δ_i＝(i-1)N/M+Δ₀，i＝1，2，…，M，M为所述协作基站或协作中继站的个数，N为所述快速傅立叶逆变换的点数，i为所述协作基站或协作中继站的标识，k为正交频分复用子载波标识，Δ₀为预先设定的初始值；所述预先设定的初始值Δ₀在不同的正交频分复用帧中是时变的；

所述第二种方式是：各协作基站或各协作中继站在第k个子载波上采用的预定相位移位因子为

其中循环延迟值Δ_i＝(i-1)N/M，i＝1，2，…，M，M为所述协作基站或协作中继站的个数，N为所述快速傅立叶逆变换的点数，i为所述协作基站或协作中继站的标识。

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