CN101102295A - 空间分集复用的方法以及多输入输出通信系统 - Google Patents

Abstract

本发明涉及无线通信系统中的MIM-OFDM通信系统以及空间分集复用的方法。本发明的MIMO-OFDM通信系统的发射端包括调制模块、复用模块、空间复用模块、空间分集模块、导频插入模块以及OFDM处理模块，接收端包括OFDM逆处理模块、信道估计模块、MIMO译码模块、解调模块以及解复用模块。空间分集复用的方法通过在发射端设置空间复用、空间分集模块，在接收端对信号、信道进行改造，在MIMO译码模块中进行空间复用和空间分集的联合译码，从而实现了空间分集和空间复用两种技术的有机结合。本发明利用空间分集复用方法使得MIMO-OFDM系统能较高的数据传输速率下得到较好的误码率性能。

Description

空间分集复用的方法以及多输入输出通信系统

技术领域

本发明涉及一种无线通信系统，具体涉及一种MIMO-OFDM通信系统及其空间分集复用的方法。

背景技术

正交频分复用(OFDM，Orthogonal Fre-quency Division Multiplexing)技术是一种多载波传输技术，其核心是将信道分成若干个正交子信道，在每个子信道上进行窄带调制和传输，以减少子信道之间的相互干扰。每个子信道上的信号带宽小于信道的相关带宽，因此每个子信道上的频率选择性衰落是平坦的，从而大大消除了符号间干扰。另外，由于在OFDM系统中各个子信道的载波相互正交，它们的频谱是相互重叠的，这样不但减小了子载波间的相互干扰，同时又提高了频谱利用率。

OFDM系统中各个子信道中的正交调制和解调通常采用快速傅立叶反变换(IFFT，Inverse Fast Fourier Transfer)和快速傅立叶变换(FFT，Fast FourierTransform)方法来实现。由于OFDM系统中通常采用多进制调制方式，在接收端需要进行相干解调。无线信道的传输特性是随时间变化的，因此相干解调就要用到信道的瞬时状态信息，所以在系统接收端需要进行信道估计。目前多数OFDM系统采用基于导频符号辅助的信道估计算法。导频辅助信道估计方法是在数据流中插入一定数量的导频，利用接收到的信号和导频信号估计出导频位置的信道响应，然后通过内插、滤波等方法得到全部信道的响应。

多输入输出(MIMO，Mutiple-Input Mutiple-Output)技术，是指无线网络信号通过多重天线进行同步收发，MIMO系统在发射端和接收端采用多天线(或阵列天线)和多通道，由于各发射天线同时发送的信号占用同一个频谱，所以并未增加带宽，因而能够成倍提高系统的容量和频谱利用率。

目前，MIMO系统的发射方案主要分为空间复用和空间分集两类。其中，空间分集系统包括空时编码(STC，Space-Time Coding)系统、空频编码(SFC，Space-Frequency Block Coding)及空时频编码(STFC，Space-Time-FrequencyCoding)系统。空间分集是指在发射端对数据流进行联合编码以减小由于信道衰落和噪声所导致的符号错误率。空间分集技术通过在发射端的联合编码增加信号的冗余度，从而使信号在接受端获得分集增益，但并不能提高数据率。空间复用是将数据源分为多个数据子流，每个子流分别进行独立的编码调制，各发射天线同时发射不同的数据子流，接收端使用干扰删除等技术恢复各发送信号。典型的空间复用技术是贝尔实验室空时分层结构(BLAST，Bell Labs Layered Space-Time)，包括垂直-贝尔实验室分层空时结构(V-BLAST，Vertical-Bell Laboratory Layered Space-Time)，水平-贝尔实验室分层空时结构(H-BLAST，Horizontal-Bell Laboratory LayeredSpace-Time)，以及对角-贝尔实验室分层空时结构(D-BLAST，Diagonal-BellLaboratory Layered Space-Time)三种。其中最基本的形式是针对平衰落信道的V-BLAST结构，它没有得到空间分集，而是纯粹的MIMO多路传输，可获得最大速率，或流量增益。空间复用技术能最大化MIMO系统的平均发射速率，但只能获得有限的分集增益。而空间分集技术对发射信号进行空时编码可以获得额外的分集增益和编码增益，但不能提高数据率。

MIMO与OFDM技术相结合可以克服无线信道频率选择性衰落，增加系统容量，提高频谱利用率，因此MIMO-OFDM通信系统成为第四代移动通信系统核心技术的解决方案。图1所示为一种MIMO-OFDM系统结构图。在图1所示的系统中，发射端包括调制模块、复用模块、空间复用模块、导频插入模块以及OFDM处理模块，接收端包括OFDM逆处理模块、信道估计模块、MIMO译码模块、解调模块以及解复用模块。其中，空间复用模块可以采用BLASH技术实现空间复用编码，MIMO译码模块则实现空间复用译码功能。该MIMO-OFDM系统实现了空间复用功能，能获得相应的流量增益，但因为没有采用空间分集技术，因此不能得到分集增益和编码增益。

发明内容

有鉴于此，本发明的目的在于提出一种空间分集复用的MIMO-OFDM通信系统以及空间分集复用的方法，充分利用分集增益、复用增益以及编码增益，从而使得该系统在较高的传输速率下具有较好的误码率性能。

本发明一种空间分集复用的方法，包括以下步骤：

步骤A，在发射端，对发送信号进行空间复用编码；

步骤B，对空间复用编码后的信号再进行空间分集编码并插入导频符号，使之成为N_T×1维的信号向量s，通过N_T根天线进行发射；

步骤C，在接收端，从N_R根天线上接收到的N_R×1维的信号r中提取导频符号并通过信号估计算法估算得到N_R×N_T维的系统信道响应矩阵H_NR×NT；

步骤D，将r改造成2N_R×1维的向量r′，同时将H_NR×NT改造成2N_R×N_T维的H′，将s改造成N_T×1维的s′，使之满足r ′＝H′×s′；利用迭代译码检测算法对上述改造后的信号及信道参数进行迭代译码和量化检测，得到发射端的发送信号。

本发明一种空间分集复用的方法，在步骤D中进一步将发射信号在传输过程中引入的噪声向量n改造成2N_R×1的n′，使之满足r′＝H′×s′+n′。

本发明一种空间分集复用的方法，在步骤B中所述的插入导频符号后，进一步对发送信号s进行OFDM处理，再通过N_T根天线进行发射；在步骤C中从N_R根天线上接收到信号后，进一步对接收到的信号进行OFDM逆处理后得到N_R×1维的信号向量r。

本发明一种空间分集复用的方法，在步骤A中，所述的空间复用编码采用的是V-BLAST，或者H-BLAST，或者D-BLAST。

本发明一种空间分集复用的方法，在步骤B中，所述的空间分集编码采用的是STBC，或者SFBC。

本发明一种空间分集复用的方法，在步骤B中，所述的导频符号结构是在由系统所有子载波组成列，发送天线组成行的矩形结构中按如下规则构造导频结构：每列最多插入一个导频符号，并且在该导频符号所在列上不发送数据信号，在其它的没有插入导频符号的列上发送数据信号。

本发明一种空间分集复用的方法，所述的导频符号结构是在第m行的第m+b×N_f列上插入导频符号，其中m为1到发送端所有发送天线个数之间的任意值，b＝0，1，2，3…，N_f为子载波上两个相邻导频之间的距离，且m+b×N_f小于系统子载波数；在导频符号所在列上不发送数据信号；在其它没有插入导频符号的列上发送数据信号。

本发明一种空间分集复用的方法，所述的OFDM处理过程是对信号进行IFFT调制并插入循环前缀码；所述的OFDM逆处理过程是对信号去除循环前缀码并进行FFT解调。

本发明一种空间分集复用的方法，在步骤C中进一步包括：从N_R根天线上接收到的N_R×1维的信号r中提取导频符号；通过LS准则或LMMSE准则得到导频处的信道响应；对导频处的信道响应通过线性的一阶，或者二阶多项式插值，或者非线性的DFT，或者变换域插值方法得到系统的信道响应。

本发明一种空间分集复用的方法，在步骤D中，所述的改造是将r的每个元素r_k(i)改造成 $\left[\begin{array}{c}{r}_k\left(i\right)\\ {n^{*}}_k(i+1)\end{array}\right],$ ，从而将r改造成2N_R×1维的向量r′；按照 $H^{\′}={\left(H_{\mathrm{ij}}\right)}_{N_R\×N_T/2}$ ，其中 $H_{\mathrm{ij}}=\left[\begin{array}{cc}H(i,2j-1)& -H(i,2j)\\ H{(i,2j)}^{*}& H{(i,2j-1)}^{*}\end{array}\right]$ 改造得到H′；按照 $s^{\′}={\left[\begin{array}{cccc}{s}_1& s_2& \·\·\·& s_{N_T/2}\end{array}\right]}^T$ ，其中，s′的元素s_j为 $s_j=\left[\begin{array}{c}{s}_j\left(i\right)\\ s_j(i+1)\end{array}\right],$ j＝1，2，…，N_T/2改造得到s′；将n的每个元素n_k改造成 $n_k=\left[\begin{array}{c}{n}_k\left(i\right)\\ n_k(i+1)\end{array}\right],$ 从而将n改造成n′。

本发明一种空间分集复用的方法，在步骤D中，所述的迭代译码算法是ZF-IC，或者是MMSE-IC。

本发明一种MIMO通信系统，发射端包括调制模块、复用模块、空间复用模块、导频插入模块，接收端包括信道估计模块、MIMO译码模块、解调模块以及解复用模块，本发明所述的MIMO通信系统，在空间复用模块和导频插入模块之间增加空间分集模块，其中，空间分集模块接收空间复用模块的输出信号，进行空间分集编码；空间分集编码后的信号经导频插入模块插入导频后通过发送天线进行发射；MIMO译码模块接收信道估计模块、解调模块的输出信号，对接收天线接收到的信号进行空间复用和空间分集联合译码，并输出译码后的信号。

本发明一种MIMO通信系统，在发射端的导频插入模块后增加OFDM处理模块，对插入导频后的信号进行OFDM处理；在接收端的信道估计模块前增加OFDM逆处理模块，对接收天线接收到的信号进行OFDM逆处理后，将信号输出到MIMO译码模块，同时信道估计模块从OFDM逆处理输出信号中提取导频符号进行信道估计。

本发明一种MIMO通信系统，所述的OFDM处理模块包括IFFT模块和加循环前缀模块，OFDM逆处理模块包括去循环前缀模块和FFT模块。

本发明一种MIMO通信系统，接收端的接收天线个数是发送端的发送天线个数的一半。

从以上所述可以看出，本发明MIMO-OFDM通信系统在发射端增加空间分集模块，在接收端的MIMO译码模块中进行空间复用和空间分集的联合译码，有机结合了空间分集和空间复用两种技术，充分利用上述技术所带来的分集增益、复用增益以及编码增益，使得该系统在较高的传输速率下具有较好的误码率性能。本发明空间分集复用的方法，通过对信号、信道的改造，在接收端实现高效高性能的译码；本发明MIMO-OFDM通信系统中设计了一种新的导频结构，提高了信道估计的准确性。

附图说明

图1为一种现有MIMO-OFDM系统结构图；

图2为本发明MIMO-OFDM系统的结构示意图；

图3为可用于本发明的一种导频结构示意图；

图4为迭代检测译码流程示意图。

具体实施方式

本发明提出一种MIMO-OFDM系统的新架构，在MIMO-OFDM系统中有机结合了空间分集和空间复用两种技术，充分利用分集增益、复用增益和编码增益，从而使得MIMO-OFDM系统在较高的传输速率下能有较好的误码性能。

图2为本发明MIMO-OFDM系统的结构示意图。如图所示，该MIMO-OFDM系统的发射端包括调制模块、复用模块、空间复用模块、空间分集模块、导频插入模块以及OFDM处理模块，接收端包括OFDM逆处理模块、信道估计模块、MIMO译码模块、解调模块以及解复用模块，发射端和接收端之间通过多径信道交换信息，通常这种多径信道为多径频率选择性衰落信道。图2中，OFDM处理模块包括IFFT调制模块和加循环前缀(CP，Cyclic Prefix)模块，OFDM逆处理模块包括去循环前缀模块和FFT解调模块。

在发射端，调制模块对数据进行调制，具体的调制技术可以采用多相相移键控(MPSK，Multiple Phase Shift Keying)、正交幅度调制(QAM，QuadratureAmplitude Modulation)等各种现有的调制技术；复用模块完成对调制模块输出数据的串并变换；空间复用模块采用空间复用技术，对复用模块输出的并行信号进行空间复用编码；空间分集模块采用空时编码(STC，Space TimeCode)技术或者空频编码(SFC，Space Frequency Code)技术对上一级输出的信号进行空间分集编码；导频插入模块根据导频模型对空间分集模块的输出信号插入导频，随后该信号输出至OFDM处理模块；OFDM处理模块将其输入的频域信号进行IFFT变换成OFDM符号流，并在每个OFDM符号前加上一个循环前缀码以减弱信道延迟扩展的影响；最后数据信号被发送到多径频率选择性衰落信道。

在接收端，OFDM逆处理模块去除接收到的OFDM符号流中的循环前缀码，并通过FFT变换解调剩下的OFDM符号，随后将解调后的信号输出至MIMO译码模块；信道估计模块从解调后的频域信号中提取导频符号，并采用最小二乘(LS，Least Square)或者线性最小均方误差(LMMSE，LinearMinimum Mean-Square Error)方法估计得到导频符号处的信道响应，再通过线性的一阶，或者线性的二阶，或者非线性的离散傅立叶变换(DFT，DiscreteFourier Transform)，或者变换域插值等插值算法得到系统信道响应；在MIMO译码模块，利用解调模块的输出以及信道估计模块得到的系统信道响应，通过迭代译码算法对其输入数据信号进行迭代译码，完成对空间复用和空间分集的联合译码，并输出译码后的数据信号；解调模块接收译码后的数据信号，并针对发射端的调制技术采用相应的解调技术对其输入信号进行解调，并将解调后的信号输出至解复用模块，同时将解调后的信号输出至MIMO译码模块；解复用模块接收解调后的信号，完成信号的并串变换后将数据恢复成发射端的发送数据后输出。

本发明在MIMO-OFDM系统中有机结合了空间分集和空间复用两种技术，充分利用分集增益、复用增益和编码增益，改善了系统性能。为了在本发明MIMO-OFDM系统中同时采用空间复用和空间分集技术，本发明提出一种空间分集复用的方法，在发射端对空间复用编码后的信号进一步进行空间分集编码；在接收端对系统的信道、信号进行了相应的改造，以实现空间分集和空间复用的联合译码。下面详细说明本发明MIMO-OFDM系统空间分集复用的方法：

为了在本发明中同时采用空间复用和空间分集技术，本发明在接收端对MIMO-OFDM系统的信道、信号进行了相应的改造。以下结合附图及实施例对本发明MIMO-OFDM系统以及空间分集复用的方法进行详细说明。

首先，对本发明MIMO-OFDM系统的输入输出关系进行说明：

在MIMO-OFDM系统中，假设N_C为OFDM系统子载波的总个数，对某个子载波来说，其频域的发射信号(IFFT调制前)、接收信号(FFT解调后)发射信号经过的信道的传递函数可以表示为：

发射信号向量 $s={\left[\begin{array}{cccc}{s}_1& s_2& \·\·\·& s_{N_T}\end{array}\right]}^T$ ，它是经过了空间复用以及空间分集编码后的结果；

接收信号向量 $r={\left[\begin{array}{cccc}{r}_1& r_2& \·\·\·& r_{N_R}\end{array}\right]}^T;$ 信道传递函数(CTF，Channel Transfer Function)为H，H是大小为(N_R× N_T)的MIMO信道响应矩阵，其元素为H_μv，其中μ＝1，2，…，N_R，v＝1，2，…，N_T分别代表接收天线和发送天线序号，而 $H_{\mathrm{\μv}}=\underset{l=0}{\overset{L-1}{\mathrm{\Σ}}}{\mathrm{\α}}_l^{(\mathrm{\μ},v)}{e}^{-j2{\mathrm{\π\τ}}_l^{(\mathrm{\μ},v)}k/T_c{N}_c}$ ，其中L是信道多径数，α_l是第l径的信道增益，k是子载波序号。

所以，空间分集复用的OFDM通信系统的输入输出关系可以表示为：

r＝H×s+n    (1)

其中n表示发射信号在传输过程中引入的噪声向量。

然后，结合具体实施例说明本发明空间分集复用的方法，详细说明该方法在发射端空间分集、空间复用的编码方式，以及在接收端如何对接收信号进行空间复用及空间分集联合译码。本发明采用空间复用和空间分集两种技术，如图2所示，在发射端的空间复用模块中对其输入信号进行空间复用编码，可以采用的复用技术有贝尔实验室空时分层结构(BLAST)，包括V-BLAST，H-BLAST和D-BALST，随后在空间分集模块中进一步对上一级的输出信号进行空间分集编码，可以采用的编码技术有空时编码，具体包括空时格码(STTC，Space-Time Trellis Code)、空时分组码(STBC，Space-TimeBlock Code)两种，以及空频编码技术，如空频分组码(SFBC，Space-FrequencyBlock Code)。数据信号经空间分集编码后，按照导频结构模型被插入导频信号，然后经过OFDM处理模块处理后通过多径信道发送到接收端。在接收端，经OFDM逆处理模块处理后的数据信号输入到MIMO译码模块，同时信道估计模块利用该数据信号中的导频信号进行信道估计。MIMO译码模块利用信道估计结果和解调模块的输出对其输入信号进行空间复用分集联合译码。

下面分别对信道估计和空间复用分集联合译码进行说明。

本发明设计了一种导频结构，在发射端按照该导频结构模型插入导频信号，在接收端利用LS或者LMMSE方法估计得到导频处的信道响应，然后对导频处的信道响应通过插值算法进行插值处理以得到系统信道响应。

由于在MIMO系统中进行信道估计时，天线之间存在着干扰，为了保证接收端所接收到的导频信号在空间上频域上不发生混叠，提高信道估计的准确性，本发明按照公式2构造一种新的导频结构：

$s_k^{\left(v\right)}=\left\{\begin{array}{cc}\mathrm{pilot},& k\∈{\mathrm{\Ω}}^{\left(v\right)}\\ \mathrm{zero},& \mathrm{overlap}\\ \mathrm{data},& \mathrm{otherwise}\end{array}\right.---\left(2\right)$

其中，S_k ^(v)表示一帧中所有的导频信号、数据信号以及空闲处信号。

公式(2)表示在导频子载波集Ω^(v)≡{v，v+N_f，…，v+(M_f-1)N_f}的那些子载波上安插导频信号pilot(其中，v是第v根发送天线，M_f＝N/N_f是每根发送天线上插入导频符号的个数，N_f是相邻两个导频的间隔，N_c是系统子载波总数，N是系统实际使用子载波总数，这里认为N＝N_c)；在有可能在接收端发生混叠(overlap)的那些子载波上不发送任何数据或导频(即zero)；在其他的子载波上发送有用数据(data)。

下面结合图3对上述导频结构做进一步说明：如图3所示，图中横向每一行表示OFDM符号中的每个子载波上的数据，纵向的列代表各发射天线，N表示系统实际使用子载波总数，N_T表示发送天线数，N_f表示相邻两个导频的间隔。图中黑色的实心圆圈表示插入导频信号的子载波，空心圆圈表示不发送任何数据和导频信号的子载波，网格的圆圈表示发送有用数据的子载波。图3中，N_T＝3，在发送天线1上的子载波1处插入导频信号，在发送天线2上的子载波2处插入导频信号，在发送天线3上的子载波3处插入导频信号。为了保证接收端导频信号在空间上频域上不发生混叠，在第1至第3列剩余的子载波上都不发送任何数据或导频信号，所以数据信号从第4列开始发送。图3中N_f＝4，所以在第1行中的第5列开始再次插入导频信号，以此类推，即可构造导频结构图。

图3所示仅为可用于本发明的一种导频结构图，按照上述导频结构的构造方法，还可以构造其它很多种导频结构。并且，可用于本发明的导频并不限于通过上述方法所构造的导频。

在接收端，信道估计模块从OFDM逆处理模块的输出信号中提取导频信号进行信号估计，利用最小二乘(LS)准则，将接收的导频信号除以相应的发送导频信号就可以得到有噪信道估计值，即：

${\tilde{H}}_{\mathrm{LS}}^{\left(v\right)}={\left(s^{\left(v\right)}\right)}^{-1}r={[\frac{Y_v}{X_v^{\left(v\right)}},\frac{Y_{v+N_f}}{X_{v+N_f}^{\left(v\right)}},\·\·\·,\frac{Y_{v+(M_f-1)N_f}}{X_{v+(M_f-1)N_f}^{\left(v\right)}}]}^T$

其中，

表示通过LS准则得到的导频处的信道响应向量，s^(v)表示发送的导频信号向量，r表示接收到的导频信号向量，Y表示各个导频插入处的所接收到的导频信号，X表示各个导频插入处的所发送的导频信号。

再利用线性最小均方误差(LMMSE)准则，对上面得到的LS信道估计值进行处理，尽量去除噪声的影响，得到LMMSE信道估计值。

LMMSE信道估计如下式：

${\tilde{H}}_{\mathrm{LMMSE}}^{\left(v\right)}=R_{H^{\left(v\right)}{H}^{\left(v\right)}}{(R_{H^{\left(v\right)}{H}^{\left(v\right)}}+\frac{\mathrm{\β}}{\mathrm{SNR}}I)}^{-1}{\tilde{H}}_{\mathrm{LS}}^{\left(v\right)}---\left(4\right)$

其中，

表示通过LMMSS准则得到的导频处的信道响应向量，R_H(v)H(v)为信道传递函数的自相关矩阵，β是由星座图确定的常数，SNR是平均信噪比，I是单位方阵。

通过上述算法，得到的只是各个导频子载波的信道特性，两个导频中间子载波的信道传递函数需要通过插值得到。这里可以采用线性的一阶、二阶多项式插值和非线性的DFT、变换域插值等方法。下面以线性插值法为例进行插值：线性插值法利用前后两个相邻的导频子信道的信息来确定位于它们之间的数据子信道的信道响应。对于第k个子信道，mM_f＜k＜(m+1)M_f，应用一阶线性插值法得出的信道频率响应为：

$H_k^{\left(v\right)}=H_{m{M}_f+k^{\′}}^{\left(v\right)}=(1-\frac{k^{\′}}{M_f})H_{{\mathrm{mM}}_f}^{\left(v\right)}+\frac{k^{\′}}{M_f}{H}_{(m+1)M_f}^{\left(v\right)}0\≤k^{\′}\≤M_f---\left(5\right)$

或者，应用二阶线性插值法得出的信道频率响应为：

$H_k^{\left(v\right)}=H_{{\mathrm{mM}}_f+k^{\′}}^{\left(v\right)}=c_1{H}_{(m-1)M_f}^{\left(v\right)}+c_0{H}_{{\mathrm{mM}}_f}^{\left(v\right)}+c_{-1}{H}_{(m+1)M_f}^{\left(v\right)}0\≤k^{\′}\≤M_f---\left(6\right)$

式中 $C_1=\frac{\mathrm{\α}(\mathrm{\α}+1)}{2},$ C₀＝-(α+1)(α-1)， $C_{-1}=\frac{\mathrm{\α}(\mathrm{\α}-1)}{2},$ $\mathrm{\α}=\frac{k^{\′}}{M_f}$

通过以上计算，可以得到所有子信道的信道响应，即信道估计值H，利用上述信道估计值以及解调模块的输出信号，在MIMO译码模块中进行空间分集和空间复用的联合译码。通常，在接收端进行空间复用译码处理，需要接收天线数大于或等于发送天线数，由于本发明增加了空间分集模块后，接收天线数等于发送天线数的一半。有鉴于此，在进行联合译码时，必须对发送信号、接收信号以及信道做相应的改造。

空间分集有空时编码(STC)和空频编码(SFC)两种，如果发射信号是由各子载波承载的，则可以用SFC进行编码；如果发射信号是基于时间序列的，则用STC进行编码，两种编码方式的结构是完全一样的。下面以STC中的STBC为例来说明如何进行改造，SFC可以同理进行：

对于2×1天线配置的STBC，在发射端，经过STBC编码后的OFDM符号如表1所示，其中i和i+1表示前后两个OFDM符号的时间序号；k为载波序号，s_k ^*(i)表示s_k(i)的共轭信号。

时间	天线1	天线2
			i	sk(i)	sk(i+1)
i+1	-sk *(i+1)	sk *(i)

表1

对于2×1天线配置的STBC编码，在发送端，s_k(i)和s_k(i+1)这两个OFDM符号是通过两根天线在两个时间间隔进行发送，而在接收端，是一根天线在两个时间间隔接收。在本发明MIMO-OFDM通信系统中接收端做空间复用检测时，其实是把两个OFDM符号引入，进行跨时间间隔的空时检测。

根据STBC结构，要得到一个行大于或等于列，即虚拟接收天线数大于或等于发射天线数的信道矩阵，在接收端，必须对接收信号、发送信号以及信道进行改造。其中，对接收信号的改造，是使其从N_R×1维向量变为2N_R×1维向量，改造方式如下：

$r^{\′}={\left[\begin{array}{cccc}{r}_1& r_2& \·\·\·& r_{N_R}\end{array}\right]}^T$ ，由 $r={\left[\begin{array}{cccc}{r}_1& r_2& \·\·\·& r_{N_R}\end{array}\right]}^T$ 改造而来，其中，r′的元素r_k为：

$r_k=\left[\begin{array}{c}{r}_k\left(i\right)\\ {r_k}^{*}(i+1)\end{array}\right],k=\mathrm{1,2},\·\·\·,N_R---\left(7\right)$

发送信号也要相应做改变：

$s^{\′}={\left[\begin{array}{cccc}{s}_1& s_2& \·\·\·& s_{N_T/2}\end{array}\right]}^T$ ，由 $s={\left[\begin{array}{cccc}{s}_1& s_2& \·\·\·& s_{N_T}\end{array}\right]}^T$ 改造而来，其中，s′的元素s_j为：

$s_j=\left[\begin{array}{c}{s}_j\left(i\right)\\ s_j(i+1)\end{array}\right],j=\mathrm{1,2},\·\·\·,N_T/2---\left(8\right)$

上述发送信号的改造是在成对发送天线进行的，而接收信号的改造是在单天线上进行。

同时，需要对信道以及噪声进行改造，信道改造方式如下：

$H^{\′}={\left(H_{\mathrm{ij}}\right)}_{N_R\×N_T/2}$ ，由MIMO信道响应矩阵H_NR×NT改造而来，其中，H_ij为：

$H_{\mathrm{ij}}=\left[\begin{array}{cc}H(i,2j-1)& -H(i,2j)\\ H{(i,2j)}^{*}& H{(i,2j-1)}^{*}\end{array}\right]---\left(9\right)$

其中，i＝1，2，...，N_R，j＝1，2，...，N_T/2。

噪声改造方式如下：

$n^{\′}={\left[\begin{array}{cccc}{n}_1& n_2& \·\·\·& n_{N_R}\end{array}\right]}^T$ ，由 $n={\left[\begin{array}{cccc}{n}_1& n_2& \·\·\·& n_{N_R}\end{array}\right]}^T$ 改造而来，其中，n_k为：

$n_k=\left[\begin{array}{c}{n}_k\left(i\right)\\ n_k(i+1)\end{array}\right],k=\mathrm{1,2},\·\·\·,N_R$

经过上述改造后发送接收关系可以表示为：

r′＝H′×s′+n′    (10)

公式10中，r′为2N_R×1维向量，H′为2N_R×N_T维向量，s′为N_T×1维向量。

由于噪声是一个随机过程，在实际译码中，公式10可以表示为r′＝H′×s′。在接收端的MIMO译码模块，将由信道估计模块得到的信道估计值H按公式9改造成H′，将由OFDM逆处理模块中FFT模块输出的解调后的接收信号r按公式7改造成r′，利用上述改造后的信道、信号参数以及解调模块的输出，通过迭代检测译码进行空间分集和空间复用的联合译码。

图4为迭代检测译码流程示意图，迭代检测译码是由MIMO译码模块和解调模块相互配合完成：在MIMO译码模块中，根据上述改造后的信道和信号参数以及解调模块的输出进行迭代译码，并在解调模块中对译码后信号进行解调及量化检测，量化检测所得到的信号输出到解复用模块，同时输出到MIMO译码模块用于迭代译码。迭代译码算法可以采用迫零干扰删除(ZF-IC，Zero Forcing-Interference Cancellation)或者最小均方误差干扰删除(MMSE-IC，Minimum Mean Square Error-Interference Cancellation)。下面介绍迭代译码算法，迭代检测译码包括初始化和迭代译码两部分：

1.译码的初始化：首先根据信道估计值得到信道的伪逆，然后选出信号最强(对应信道伪逆范数最大的那一行，也就是信噪比最大的子载波)的那个子载波作为译码的第一序位，即：

采用ZF-IC译码时：

n←1

G′₁＝G′_ZF＝(H′^HH′)^-1H′^H

$k_1=\arg \underset{i}{\min }\{1-{\left({G^{\′}}_{\mathrm{ZF}}\right)}_i{\left[H^{\′}\right]}_i\};$

或者，采用MMSE-IC译码时：

n←1

${G^{\′}}_1={G^{\′}}_{\mathrm{MMSE}}={(H^{\′H}{H}^{\′}+{\mathrm{\σ}}^2{I}_{N_T})}^{-1}{H}^{\′H}$

$k_1=\arg \underset{i}{\min }\{1-{\left({G^{\′}}_{\mathrm{MMSE}}\right)}_i{\left[H^{\′}\right]}_i\}$

以上各式中，G′表示改造后信道H′的伪逆，H′^H表示H′的共轭转置，G′₁表示第一次迭代需要用到的G′，G′_ZF表示用ZF译码方式得到的G′，G′_MMSE表示用MMSE译码方式得到的G′，σ²表示噪声功率，I表示行列均为N_T的单位方阵，k₁表示第一次迭代时的译码子载波的顺序号(行号)。

由上述步骤可以得到某个子载波的发射信号的估值_k1：

$w_{k_1}={\left({G^{\′}}_1\right)}_{k_1}$

$y_{k_1}=w_{k_1}{r^{\′}}_n$

${\hat{s}}_{k_1}=Q\left(y_{k_1}\right)$

其中，w_k1表示第1次迭代时译码滤波器的权重向量；(G′₁)_k1表示第1次迭代时G′₁的第k₁行；y_k1表示译码得到的第k₁个信号； ${\hat{s}}_{k_1}=Q\left(y_{k_1}\right)$ 表示对y_k1进行判决量化。

2.进行反复的迭代译码：用信道传递函数将上述发射信号变为接收信号后，从总的接收信号中减去；然后再次选出余下子载波中信号最强的信号作为第二序位进行译码，如此类推，反复迭代下去，从而得到所有的发射信号的估计值

$w_{k_n}={\left({G^{\′}}_n\right)}_{k_n}$

$y_{k_n}=w_{k_n}{r^{\′}}_n$

${\hat{s}}_{k_n}=Q\left(y_{k_n}\right)$

${r^{\′}}_{n+1}={r^{\′}}_n-{\hat{s}}_{k_n}{\left[H^{\′}\right]}_{k_n}$

${G^{\′}}_{n+1}={H^{\′}}_{{\stackrel{\‾}{k}}_n}^{+}$ $k_{n+1}=\arg \underset{i\∉\{k_1,k_2,...,k_n\}}{\min }\{1-{\left({G^{\′}}_{n+1}\right)}_i{\left[H^{\′}\right]}_i\}$

n←n+1

以上各式中，w_kn表示第n次迭代时译码滤波器的权重向量；(G′_n)_kn表示第n次迭代时G′_n的第k_n行；y_kn表示译码得到的第k_n个信号；

表示第k_n个输入信号的估值，它由y_kn量化检测后得到；r′_n表示用作第n次迭代的接收信号向量y_k1；r′_n+1表示用作第n+1次迭代的接收信号向量；[H′]_kn表示H′的第k_n列；G′_n+1表示用作第n+1次迭代的G′，它等于将H′第k_n列置零后再取伪逆，即

k_n+1表示第n+1次迭代时的译码子载波的顺序号(行号)；

表示当使Z最小的x值，(G′_n+1)_i表示G′_n+1的第i行，[H′]_i指H′的第i列。

迭代检测译码输出的信号最后经过解复用模块完成并串变换后即恢复成发射端的发送信号。

以上说明了本发明空间分集复用的方法以及本发明MIMO-OFDM系统结构以及工作流程，从上述说明可以看出，本发明有机结合了空间分集和空间复用两种技术，同时在接收端通过对接收信号、发送信号以及信道进行改造，通过迭代检测译码实现了对空间分集和空间复用的联合译码。由于在空间复用OFDM系统中引入空间分集(包括STC、SFC)技术，并将空间复用与空间分集有机地结合起来，本发明可以同时得到复用增益、分集增益、编码增益，从而使得系统在较高的数据速率下仍能有较好的误码性能。

Claims (15)

1.一种空间分集复用的方法，其特征在于，包括以下步骤：

步骤A，在发射端，对发送信号进行空间复用编码；

步骤B，对空间复用编码后的信号再进行空间分集编码并插入导频符号，使之成为N_T×1维的信号向量s，通过N_T根天线进行发射；

步骤C，在接收端，从N_R根天线上接收到的N_R×1维的信号r中提取导频符号并通过信号估计算法估算得到N_R×N_T维的系统信道响应矩阵H_NR×NT；

步骤D，将r改造成2N_R×1维的向量r′，同时将H_NR×NT改造成2N_R×N_T维的H′，将s改造成N_T×1维的s′，使之满足r′＝H′×s′；利用迭代译码检测算法对上述改造后的信号及信道参数进行迭代译码和量化检测，得到发射端的发送信号。

2.根据权利要求1所述的方法，其特征在于，在步骤D中进一步将发射信号在传输过程中引入的噪声向量n改造成2N_R×1的n′，使之满足r′＝H′×s′+n′。

3.根据权利要求1或2所述的方法，其特征在于，在步骤B中所述的插入导频符号后，进一步对发送信号s进行OFDM处理，再通过N_T根天线进行发射；在步骤C中从N_R根天线上接收到信号后，进一步对接收到的信号进行OFDM逆处理后得到N_R×1维的信号向量r。

4.根据权利要求1或3所述的方法，其特征在于，在步骤A中，所述的空间复用编码采用的是V-BLAST，或者H-BLAST，或者D-BLAST。

5.根据权利要求1或3所述的方法，其特征在于，在步骤B中，所述的空间分集编码采用的是STBC，或者SFBC。

6.根据权利要求1或3所述的方法，其特征在于，在步骤B中，所述的导频符号结构是在由系统所有子载波组成列，发送天线组成行的矩形结构中按如下规则构造导频结构：每列最多插入一个导频符号，并且在该导频符号所在列上不发送数据信号，在其它的没有插入导频符号的列上发送数据信号。

7.根据根据权利要求6所述的方法，其特征在于，所述的导频符号结构是在第m行的第m+b×N_f列上插入导频符号，其中m为1到发送端所有发送天线个数之间的任意值，b＝0，1，2，3…，N_f为子载波上两个相邻导频之间的距离，且m+b×N_f小于系统子载波数；在导频符号所在列上不发送数据信号；在其它没有插入导频符号的列上发送数据信号。

8.根据权利要求3所述的方法，其特征在于，所述的OFDM处理过程是对信号进行IFFT调制并插入循环前缀码；所述的OFDM逆处理过程是对信号去除循环前缀码并进行FFT解调。

9.根据权利要求1或3所述的方法，其特征在于，在步骤C中进一步包括：从N_R根天线上接收到的N_R×1维的信号r中提取导频符号；通过LS准则或LMMSE准则得到导频处的信道响应；对导频处的信道响应通过线性的一阶，或者二阶多项式插值，或者非线性的DFT，或者变换域插值方法得到系统的信道响应。

10.根据权利要求1或3所述的方法，其特征在于，在步骤D中，所述的改造是将r的每个元素r_k(i)改造成 $\left[\begin{array}{c}{r}_k\left(i\right)\\ {r^{*}}_k(i+1)\end{array}\right]$ ，从而将r改造成2N_R×1维的向量r′；按照 $H^{\′}={\left(H_{\mathrm{ij}}\right)}_{N_R\×N_T/2}$ ，其中 $H_{\mathrm{ij}}=\left[\begin{array}{cc}H(i,2j-1)& -H(i,2j)\\ {H(i,2j)}^{*}& {H(i,2j-1)}^{*}\end{array}\right]$ 改造得到H′；按照 $s^{\′}={[s_1{s}_2\·\·\·s_{N_T/2}]}^T$ ，其中，s′的元素s_j为 $s_j=\left[\begin{array}{c}{s}_j\left(i\right)\\ s_j(i+1)\end{array}\right],$ j＝1，2，…，N_T/2改造得到s′；将n的每个元素n_k改造成 $n_k=\left[\begin{array}{c}{n}_k\left(i\right)\\ n_k(i+1)\end{array}\right]$ ，从而将n改造成n′。

11.根据权利要求1或3所述的方法，其特征在于，在步骤D中，所述的迭代译码算法是ZF-IC，或者是MMSE-IC。

12.一种MIMO通信系统，发射端包括调制模块、复用模块、空间复用模块、导频插入模块，接收端包括信道估计模块、MIMO译码模块、解调模块以及解复用模块，其特征在于，在空间复用模块和导频插入模块之间增加空间分集模块，其中，空间分集模块接收空间复用模块的输出信号，进行空间分集编码；空间分集编码后的信号经导频插入模块插入导频后通过发送天线进行发射；MIMO译码模块接收信道估计模块、解调模块的输出信号，对接收天线接收到的信号进行空间复用和空间分集联合译码，并输出译码后的信号。

13.根据权利要求12所述的MIMO通信系统，其特征在于，在发射端的导频插入模块后增加OFDM处理模块，对插入导频后的信号进行OFDM处理；在接收端的信道估计模块前增加OFDM逆处理模块，对接收天线接收到的信号进行OFDM逆处理后，将信号输出到MIMO译码模块，同时信道估计模块从OFDM逆处理输出信号中提取导频符号进行信道估计。

14.根据权利要求13所述的MIMO通信系统，其特征在于，所述的OFDM处理模块包括IFFT模块和加循环前缀模块，OFDM逆处理模块包括去循环前缀模块和FFT模块。

15.根据权利要求11或12或13所述的MIMO通信系统，其特征在于，接收端的接收天线个数是发送端的发送天线个数的一半。

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