KR101159262B1

KR101159262B1 - 단일 시공간 코드에 의한 멀티 안테나 신호의 송신 방법,수신 방법, 및 관련 신호

Info

Publication number: KR101159262B1
Application number: KR1020067006398A
Authority: KR
Inventors: 니르 빈센트 르; 메릴린 헬라드
Original assignee: 프랑스 텔레콤
Priority date: 2003-10-03
Filing date: 2004-09-27
Publication date: 2012-06-22
Also published as: WO2005034386A1; FR2860666A1; KR20060090989A; JP4652333B2; EP1668794A1; MXPA06002406A; US7920638B2; CN1860699B; JP2007509515A; CN1860699A; US20060233274A1; EP1668794B1

Abstract

본 발명은 각각 송신되는 N 심볼을 포함하고, 적어도 두개의 전송기 안테나를 실행하는 연속적인 벡터에 의해 형성된 신호를 보내는 방법에 관한 것이다.

본 발명에 따르면, 별개의 서브 매트릭스는 각각의 서브 안테나와 결합하고, 상기 서브 매트릭스들은 단위 스퀘어 매트릭스의 분할에 의해 얻어지며, 상기 안테나들의 각각은 상기 서브 매트릭스들에 의해 각각 곱해진 상기 벡터들의 분할에 의해 얻어진 서브 벡터를 송신하며, 수신기에서는, 상기 단위 매트릭스와 상기 벡터들과의 곱으로 표현되는 단일 결합 신호를 형성한다.

멀티 안테나(multi antenna), 시공간 코드(space-time code)

Description

단일 시공간 코드에 의한 멀티 안테나 신호의 송신 방법, 수신 방법, 및 관련 신호{METHOD FOR THE MULTI-ANTENNAE EMISSION OF A SIGNAL BY UNITARY SPACE-TIME CODES, RECEIVING METHOD, AND CORRESPONDING SIGNAL}

본 발명은 무선 디지털 통신에 관한 것이다. 보다 상세하게는, 본 발명은 다중입력 다중출력(MIMO:Multiful Input Multiful Output) 또는 다중입력 단일출력(MISO:Multiful Input Single Output)타입의 다중안테나 시스템의 환경에서 시공간 블록 코드의 새로운 타입을 사용하여 신호를 송신하거나 수신하는 것에 관한 것이다.

본 발명은 특히 송신 및/또는 수신하는 복수의 안테나(그들 중에 적어도 둘)를 실행하는 전송 시스템에 적용될 수 있다. 본 발명은 전송기 안테나(Nt)와 수신기 안테나(Nr)를 갖는 비직교 시공간 코드 수신기에 적합하다.

본 발명은 무선 통신 분야에 적용될 수 있고, 특히 제3, 제4 및 다음 세대의 시스템에 적용될 수 있다.

이미 수개의 전송기 안테나를 포함하고, 시공간 코드를 사용하는 공지의 송 수신 시스템이 존재한다. 최초의 시스템은 모든 사용되는 직교 시공간 블록 코드를 제안하였다.

Alamouti는 논문 "A Simple Transmit Diversity Technique for Wireless Communicaions", IEEE J.Sel Area Comm., 1998,16,(8),pp. 1451-1458, 에서 두개의 전송기 안테나에 대해 레이트원(rate-one) 직교 시공간 블럭 코드를 사용하는 첫번째 시스템을 제안하였다(여기서, 레이트(rate)는 송신되는 심볼의 숫자 N과 그들이 보내지는데 걸리는 심볼 시간 또는 기간의 숫자 L 사이의 비율로 정해진다).

Tarokh는 논문 "Space-time block codes from orthogonal designs" (IEEE Trans. on Information Theory, 1999, 45, (5), pp. 1456-1467)에서 직교 시공간 블럭 코드를, 세 개 혹은 네 개의 전송기 안테나를 포함하는 시스템에 일반화시켰다. 그러나 R=N/L으로 얻어지는 상기 레이트 값은 1/2레이트 또는 3/4레이트였다.

다음 연구는 비직교 시공간 블럭 코드의 사용에 도달하게 되었다. 그래서 Jafarkhani의 논문 "A Quasi-Orthogonal Space-Time Block Code"(IEEE Trans.Comm.,2001,49,(1),pp1-4)와 Tirkonnen의 논문 "Minimal non-orthogonality rate one space-time block code for 3+ Tx antenna"(ISSSTA, 2000,pp 429-432)는 네 개의 안테나 시스템에 대한 레이트원(rate-one) 비직교 시공간 블럭 코드를 발견하였다.

그후에, Damen은 논문 "Diagonal Algebraic Space-Time Block Codes"(IEEE Trans.Inf. Theory,2002,48,(3),pp 628-626)에서 Hadamard 구조와 상기 코드 매트릭스의 크기와 동일한 숫자의 전송기 안테나를 갖는 다른 순환(rotation)에 기초한 비직교 시공간 코드의 사용을 구현하였다.

Xin은 논문 "Time Constellation -Rotating Codes Maximizing Diversity and Coding Gains"(GLOBECOM,San Antonio, 2001,pp 455-459)에서 다른 순환(rotation)에 기초한 시공간 코드를 소개하였다.

Alamuti 또는 Tarokh의 직교 시공간 코드의 문제점은 심볼이 송신되는 동안 많은 숫자의 심볼 피리어드에 상응하는 기간 L을 위한 지속적인 채널이 필요하다는 것이다.

이러한 코드들은 송수신 시스템에서 무거운 제약이 있어, 상기 채널을 다양화하여 개발하는데 이용될 수 없다.

Jafarkhani, Tirkonnen, Damen 또는 Xin에 의해 제안된 비직교 시공간 코드의 한가지 문제점은 기간 L=Nt 을 위한 지속적인 채널이 필요하다는 것이며, 여기서 Nt는 전송에 있어서 안테나의 숫자이다. 이것은 특별히 Damen과 Xin 코드에 대해서도 동일하다.

다시 말하면, 상기 논문에 제안되어 있는 모든 상기 시공간 코드의 주요한 문제점은 준정적인(quasi-static) 채널의 환경에 장착되기 위한 해결책이 필요하다는 것이다. 이것은 특히 제한적이고 채널의 다이버시티(diversity)가 이용되는 것을 허용하지 않는다.

또한, Jafarkhani와 Tirkonnen 코드는 변조의 차수와 코드 크기에 따라 그 복잡성이 지수적으로 증가하는 최대 우도(ML:maximum likelihood) 디코딩을 소개한 다.

또한, Hadamard 구조에 의존하는 Damen 대수적 시공간 코드의 또 다른 문제점은, 그들이 특별한 매트릭스 형태로 송신되어야 한다는 것이다. 그래서 상기 채널의 변화에 따라서 가변적인 인코딩의 선택을 얻는데 사용될 수 없다.

본 발명의 목적은 특히 상기 종래 기술의 문제점을 해결하는 것이다.

보다 상세하게는, 본 발명의 목적은 종래 기술의 시공간 코드와 비교하여 진보된 성과를 갖는 시공간 코드를 실행하는 신호 송신 기술을 제공하는 데 있다.

본 발명의 또 다른 목적은, 제한된 기간 또는 심볼 피리어드의 주어진 숫자에서의 채널의 불변에 관하여는 특별한 제약이 없는 상태를 제공하는 이 분야의 기술을 실행하는 것이다.

본 발명의 또 다른 목적은, 다중입력 다중출력(MIMO) 및 다중입력 단일출력(MISO) 타입의 안테나 시스템에 적용되는 이 분야의 기술을 제공하는 것이다. 더 상세하게는, 안테나의 숫자에 상관없이 하나의 지속적인 인코딩 레이트를 제시하는 이 분야의 기술을 제공하는 것이 본 발명의 목적이다.

본 발명의 또 다른 목적은, 높은 신호 대 잡음비에서 이진 에러 레이트 성과가 종래 기술의 그것보다 더 우수한 이 분야의 기술을 시행하는 것이다.

본 발명의 또 다른 목적은, 안테나의 숫자 또는 사용 코드 크기의 증가와 같은 환경설정의 다양한 형태에 쉽게 적응시키기 위한 이 분야의 기술을 제공하는 것이다.

본 발명의 또 다른 목적은, 종래 기술보다 더 우수하게 이용되는 채널 다이버시티(diversity)를 가능하게 하고 유동적인 인코딩을 가능하게 하는 이 분야의 기술을 실행하는 것이다.

이러한 목적은, 이하에 나타나는 다른 것과 마찬가지로, 각각 송신되는 심볼 N을 포함하고 적어도 두개의 송신기 안테나를 실행하는 연속적인 벡터들에 의해 형성되는 신호를 송신하는 방법에 의해 달성된다.

본 발명에 따르면, 별개의 서브 매트릭스가 상기 안테나의 각각에 결합되고, 상기 서브 매트릭스들은 단위 스퀘어(square) 매트릭스의 분할에 의해 얻어진다. 상기 각각의 안테나는, 수신기 측에서 보면, 상기 벡터들과 상기 단위 매트릭스의 적(multiplicaion)으로 표현되는 단일 결합 신호를 형성하기 위해서, 상기 서브 매트릭스들이 각각 곱해진 상기 벡터들의 분할에 의해 얻어진 서브 벡터들을 송신한다.

그래서, 본 발명은 다중 안테나 시스템에서 시공간 코드를 실행하여 신호를 송신하는 전적으로 새롭고 독창적인 접근에 의존한다. 본 발명의 기술은 채널의 어떤 환경도 강요하지 않기 때문에 특히 이점이 있다. 즉, 종래 기술과 달리, 제안된 인코딩은 상기 코드의 지속 기간을 위해서 상기 채널의 일정한 지속을 필요로 하지 않는다.

본 발명에 의해 제안된 시공간 코드의 특이한 구조는 완전히 새롭고, 각 안테나를 위한 직각 또는 단위 매트릭스 구조에 의존한다. 과연, 이러한 매트릭스들의 사용은 각 안테나에 의해 송신되는 신호의 분리를 가능하게 한다.

따라서, 본 발명에서, 상기 시스템 제약은 종래 기술에 의한 기술보다 덜 제한적이고, 채널 다이버시티(diversity)는 더 잘 활용될 수 있다. 높은 신호 대 잡음비에서 얻어지는 이진 에러 레이트 실행값은 상기 논문에 주어진 것보다 우수하다.

또한, 본 발명의 방법은 기본 단위 또는 직교 매트릭스에 의해 직접적으로 얻을 수 있기 때문에 더 많은 숫자의 안테나에 대해서 매우 쉽게 확장할 수 있다. 사용되는 안테나의 숫자가 어떻게 되든지, 상기 인코딩 레이트는 일정값을 유지한다.

바람직하게는, 안테나(Nt)를 실행하는 이와 같은 송신 방법으로, 상기 서브 매트릭스들의 각각은 (N/Nt)×N 의 크기를 갖는다.

본 발명의 방법은, 다른 환경 설정, 특히 안테나의 숫자(Nt)의 증가에 쉽게 적응될 수 있다. (N/Nt)×N의 크기를 갖는 상기 다른 매트릭스들은 다른 매트릭스 (Nt)로 나누어지는 N×N의 크기를 갖는 주 매트릭스로부터 얻어진다.

바람직하게는, N/Nt는 2보다 크거나 동일하다.

바람직하게는, 상기 단위 매트릭스는 충만(full)하다. 다른 말로 하면, 상기 매트릭스의 각각의 성분이 0이 아니다.

바람직하게는, 상기 단위 매트릭스는

실수 Hadamard 매트릭스;

복소수 Hadamard 매트릭스;

Fourier 매트릭스;

실수 순환 매트릭스;

복소수 순환 매트릭스를 포함하는 그룹에 속한다.

상기 다른 매트릭스들은 서로 어떠한 관계도 갖지 않는다. 그러나, 그들은 실수 매트릭스의 경우에 직교매트릭스 이거나, 복소수 매트릭스의 경우에 단위 매트릭스가 되는 공통적인 특징을 갖고 있다.

본 발명의 첫번째 바람직한 실시예에 따르면, 상기 방법은 두 개의 전송기 안테나를 실행하고, 상기 서브 매트릭스들은

와

과 동일하다.

본 발명의 두번째 바람직한 실시예에 따르면, 상기 방법은 두 개의 전송기 안테나를 실행하고, 상기 서브 매트릭스는

과

의 값을 갖는다.

본 발명의 이러한 바람직한 실시예에서, 여러 개의 코드들은 각각의 사용자를 위해서 사용된다. 즉, 각각의 사용자를 위해서 각 서브매트릭스는 적어도 두개의 열(rows)을 가진다.

본 발명의 세번째 바람직한 실시예에 따르면, 상기 방법은 네 개의 전송기 안테나를 실행하고, 상기 서브 매트릭스들은

,

및

의 값을 갖는다.

본 발명은 상기 단일 결합된 신호를 상기 수신기 안테나의 각각에서 수신하여, 상기 단위 매트릭스의 켤레 전치(conjugate transpose) 매트릭스에 상응하는 디코딩 매트릭스를 이용하여 상기 단일 결합 신호를 디코딩하는 적어도 하나의 수신기 안테나를 실행하여, 상기에 설명한 송신 방법에 따라 송신된 신호 수신 방법에 관한 것이다.

바람직하게는, 최대 우도(maximum likelihood) 디코딩은 상기 켤레 전치(conjugate transpose) 매트릭스의 적(multiplication)으로부터 계산되는 데이터에 적용된다.

다른 덜 복잡한 디코더를 사용하여, 예를 들면, 스페어(sphere) 디코딩 또는 QR 디코딩을 이루는 것이 또한 가능하다. 어떤 헤르미시안(hermitian) 매트릭스도 QR 형태로 분해될 수 있다는 것을 기억해야 한다. 여기서 Q는 단위 매트릭스이고 R은 상부(upper) 삼각 매트릭스이다. 이 분야에서 하나의 QR 분해는 O³의 복잡성(complexity)을 갖고, 이것은 O^L의 복잡성을 갖는 최대 우도(maximum likelihood) 디코딩보다 낮다.

본 발명은 이상에서 설명된 전송 방법에 따라 송신되는, 상기 전송기 안테나의 각각의 할당값(contributions)의 결합과 일치하는 신호에 관한 것으로서, 별개의 서브 매트릭스들은 상기 안테나들의 각각에 결합되고, 상기 서브 매트릭스들은 단위 스퀘어(square) 매트릭스의 분할에 의해 얻어진다. 상기 각각의 안테나들은 상기 서브 매트릭스들이 각각 곱해진 상기 벡터들의 분할에 의해 얻어지는 서브 벡터들을 송신한다. 수신기 쪽에서는, 이러한 신호는 상기 벡터에 상기 단위 매트릭스가 곱해져서 나타내는 단일 결합 신호를 형성한다.

이하에 첨부된 도면으로부터 간략한 설명과 개략적인 예시의 방법으로 주어진, 바람직한 실시형태의 설명에 의해, 본 발명의 다른 특성과 이점이 보다 명확하게 나타날 것이다.

도1은 본 발명에 따른 시공간 코드에 의해 인코딩된 신호에 대해 전송 및 수신이 실행되는 다양한 단계를 보여주는 흐름도이다.

도2는 본 발명에 따른 2×2 매트릭스 시공간 코드를 실행하는 2-안테나 시스템을 나타낸다.

도3은 도2와 유사하지만 4×4 매트릭스 시공간 코드를 실행하는 2-안테나 시스템을 나타낸다.

도4는 4×4 매트릭스 시공간 코드를 실행하는 4-안테나 시스템을 설명한다.

도5는 두개의 전송기 안테나와 하나의 수신기 안테나에 대해, 종래 기술과 본 발명간의 다른 레이트1 시공간 코드의 비교적인 실행값을 나타낸다.

도6은 네개의 전송기 안테나와 하나의 수신기 안테나에 대해, 종래 기술과 본 발명간의 다른 레이트1 시공간 코드의 비교적인 실행값을 나타낸다.

본 발명의 일반적인 원리는 다중 안테나 시스템에 대한 시공간 코드의 새로운 타입에 의한다. 이러한 코드들의 특유한 구조는 각각의 전송기 안테나에 대한 직교 또는 단일 매트릭스 구조에 따르고, 이러한 매트릭스들의 사용은 각각의 안테나에 의해 송신되는 신호들을 분리하는 것을 가능하게 한다.

도1은 본 발명에 따른 신호를 송신하고 수신하는 동안 실행되는 여러 단계를 나타낸다.

인코딩에서, X는 크기가 N이고 상기 N심볼을 포함하여 송신되는 벡터를 나타낸다. 시스템은 전송기 안테나의 숫자 Nt를 포함한다. 본 발명에 의해 제안된 상기 새로운 시공간 코드는 다음과 같이 표현된다.

먼저 1단계에서, 송신되는 심볼을 포함하고 있는 상기 벡터 X는 N/Nt의 크기를 갖는 서브벡터들 Nt로 분해가 된다.

다음에, 2단계에서는, N/Nt의 크기를 갖는 각각의 서브벡터는 (N/Nt)×N의 크기를 갖는 다른 매트릭스에 의해 나누어진다. 이 매트릭스들은 실수 또는 복소수 순환 매트릭스 뿐만 아니라, 실수 Hadanard 매트릭스, 복소수 Hadamard 또는 퓨리어 매트릭스에서 구해진다. 이들은 서로 관련이 없지만, 이러한 다른 매트릭스들은 공통적인 특징을 갖고 있다. 즉, 이러한 각각의 매트릭스들은 실수 매트릭스라면 직교 매트릭스이거나, 복소수 매트릭스라면 단위 매트릭스이다.

또한, 이러한 각각의 매트릭스는 충만(full)해야 된다. 즉,이러한 각각의 성분은 0이 아니어야 한다. 그래서, (N/Nt)×N의 크기를 갖는 상기 다른 매트릭스들은 N×N의 크기를 갖는 주 매트릭스에서 얻어지는데, 이것은 다른 매트릭스들 Nt로 다시 분해된다.

다음에, 3단계에서는, 상기 Nt 안테나들의 각각에 인코딩된 상기 별개의 서브벡터들이 송신된다. 각각의 심볼 피리어드에서, 상기 다른 전송과 수신 안테나들 사이에 존재하는 각각의 전송 채널은 상기 전송된 신호에 영향(7)을 준다.

상기 언급된 4단계 동안에 각각의 수신 안테나를 통해 수신된 신호는, 특정 시간에 지정된 지점에서 스스로의 채널에 의해 영향을 받는 각각의 안테나에 의해 송신되는 상기 다른 신호의 합과 일치한다.

디코딩에서, 이퀄리제이션(equalization)단계 5가 실행된다. 이 단계는 재결합된 전송 매트릭스의 역 디코딩과 결합되어 있다. 이 매트릭스는 N×N 크기를 갖는 전송 매트릭스의 켤레 전치(conjugate transpose) 매트릭스이다. 이 켤레 전치 매트릭스의 구성성분들은 상기 송신기와 수신기 안테나 사이에서 상기 코드N의 지속을 위한 상기 채널의 이퀄리제이션(equalization) 필터이다.

그 후에, 최대 우도(maximum likelihood) 디코딩 단계인 6단계가 수행된다. 상기 사용되는 디코더는 실행하기에 덜 복잡한 것이고, 예를 들어, 스페어(sphere) 디코딩 또는 QR 분해 디코딩일 것이다. 이 디코딩 단계 6는 상기 4단계 동안에 수신된 유클리디안(Euclidean) 신호와 상기 전송 안테나로부터 전송될 수 있는 모든 신호 사이의 거리를 계산함으로 수행된다. 그래서, 수신될 수 있는 수신 무잡음 가 상 신호는 경로 7동안에 상기 전송 채널을 통해 재형성되고, 잡음을 갖는 실제 수신된 신호와 직접 비교된다. 그러므로 이 디코딩은 만들어지는 인코딩에 적응하는 노력이 요구되고,사용되는 각 시공간 인코더에 따라 다를 것이다. 최대 우도 디코딩의 경우에, 변조(modulation)의 알파벳에 상응하는 M과 N이 상기 사용 매트릭스의 크기를 갖는다면, M^N 비교의 실행에 의해 보내어지는 신호에 대한 철저한 조사가 이루어질것이다. 이것은 복잡성(complexity)의 면에서 손실이 크다. 그러므로 덜 복잡한 디코딩 방법을 사용하는 것이 효율적이다.

도1의 흐름도의 다양한 단계를 이하 예시하여 설명하였다.

안테나의 숫자 Nt는 2이고, 10의 크기를 갖는 벡터X가 선택되었다.

참조된 1단계 동안에, 상기 벡터 X는 N/Nt의 크기를 갖는 서브벡터 Nt로 분해되어져서, 따라서 5의 크기를 갖는 두개의 서브벡터를 얻는다.

참조된 2단계 동안에, 5의 크기를 갖는 각각의 서브벡터들은 다른 매트릭스에 의해 곱해진다. 10×10의 크기를 갖는 기지의 매트릭스는 Fourier 매트릭스이다. 10×10의 크기를 갖는 상기의 매트릭스는 5×10의 크기를 갖는 두개의 매트릭스들로 분해된다. 그러므로 5의 크기를 갖는 각각의 서브벡터들은 두개의 5×10 매트릭스 중의 하나와 곱해진다. 이 단계가 실행된 후, 상기 두개의 안테나에 대응하는 상기 두개의 서브 벡터들은 송신을 위해 사용되는 상기 시공간 코드와 일치한다.

참조된 3단계 동안에, 상기 두개의 전송기 안테나 각각에 인코딩된 서로 다 른 서브벡터들이 송신된다.

전송채널 7을 거쳐서 수신단계 4를 거친후, 이퀄리제이션(equalization) 단계 5가 디코딩에서 수행된다. 상기 이퀄리제이션 단계 5는 상기 재결합된 전송 매트릭스의 역 디코딩과 결합되어 있다. 상기 매트릭스는 상기 10×10 전송 Fourier 매트릭스의 켤레 전치(conjugate transpose) 매트릭스이다.

참조된 6단계에서, 최대 유사(maximum resemblance) 디코딩, 또는 상기 스페어 타입(sphere type)의 덜 복잡한 디코딩, 또는 QR 분해 디코딩이 수행된다. 최대 우도 디코딩과 함께, M을 변조(modulation)의 알파벳에 해당한다고 하면, M¹⁰ 비교의 수행에 의해 송신되는 상기 신호에 대한 철저한 검색이 이루어질 것이다.

도2를 참조하면, 본 발명의 일실시 형태는 2×2 매트릭스 시공간 코드를 사용하는 두개의 안테나(10,11) 전송기 시스템의 경우를 나타낸다.

상기 도2는 각 안테나마다 길이가 2인 Hadamard 코드 씨퀀스를 갖는 본 발명의 전송기 시스템을 나타낸다. 만약 상기 레이트 R이 그들이 송신되는 동안에 상기 심볼 피리어드 숫자 L로 나누어지는 심볼의 숫자 N과 같게 여겨지면, 상기 코드는 1/2의 인코딩 레이트를 갖고 있거나, 1의 시공간 인코딩 레이트를 갖는다.

도2에서, x₁,x₂ 는 전송되는 심볼을 나타낸다. h₁, h₂, h₃, h₄ 는, 예를들어, 두개의 전송기 안테나(10,11)와 결합되어 있는 평형 레이레이(Rayleigh) 전파 채널이다. 그리고 y₁, y₂ 는 도1의 참조된 5단계 동안에 검색된 평균화된(equalized) 심 볼이다.

상기 서브 벡터와 상기 전송기 안테나(10)와 결합된 서브 매트릭스

를 곱한 후에, 상기 안테나는 상기 서브 벡터

를 송신하다. 유사하게, 상기 전송기 안테나(11)는

와 서브 매트릭스

의 곱에 의해 얻어진 상기 서브벡터

를 송신한다.

적당한 인터리빙(interleaving)과 상기 안테나들 사이의 상호관계를 고려하면, 상기 채널은 모든 심볼 피리어드에 변화한다. 수신에서, 상기 대응하는 채널에 의해 영향을 받는 상기 두번째 안테나(11)의 할당값(contributions)(contribution) 뿐만 아니라 상기 첫번째 안테나(10)의 할당값(contributions)(contribution)은 상기 수신기 안테나(12)에서 수신된다. 즉 상기 할당값(contributions)은 매트릭스 형태

로 쓰여진다. 디코딩과 이퀄리제이션 단계가 상기 전송된 단위 매트릭스의 변환 켤레(transconjugate) 매트릭스

로 변환하는 것을 구성하고, 동시에 이퀄리제이션를 수행한다. 결과적으로, 상기 송신 단계에 기여하는 상기 다른 채널들이 고려된다. ML(또는 maximum likelihood) 디코딩은 그 다음에 수행될 수 있다. 상기 디코딩은 가장 그럴듯하게 송신된 워드(word)를 찾을 것이다. 이것을 하기 위해서, 도2에 나타낸 함수

는 가장 개연성있는 코드 워드 송신을 결정하기 위해 가능한 모든 벡터

를 계산한다.

도3은 4×4매트릭스 시공간 코드를 사용하는 도2와 비슷한 두 개의 안테나 전송 시스템(10,11)을 보여준다.

도3의 시스템은 안테나마다 길이 4를 갖는 더 명확한 Hadamard 코드 씨퀀스를 나타낸다. Hadamard 매트릭스의 크기가 증가하여 두 개의 안테나에 대한 길이 L을 갖는 코드를 얻는다는 것을 고려할 수 있다.

다시, x₁, x₂, x₃, x₄ 는 전송되는 심볼이고, h₁, h₂, h₃, h₄, h₅, h₆, h₇, h₈ 는 상기 두개의 전송기 안테나(10,11)가 결합된 상기 평면 레이레이(Rayleigh) 전달 채널이다. 상기 홀수는 상기 첫번째 전송기 안테나(10)에 대해서 표시하고, 상기 짝수는 상기 두번째 안테나(11)에 대해서 표시한다. y₁, y₂, y₃, y₄ 는 도1의 5단계의 끝에서 상기 수신기 안테나에서 검색된 평균화(equalized)된 심볼이다.

상기 전송기 안테나(10)는 상기 서브벡터

와 상기 서브 매트릭스

의 곱에 의해 얻어진 서브 벡터를 전송한다. 유사하게, 상기 전송기 안테나(11)는

과 상기 서브 매트릭스

의 곱 에 의해 얻어진 서브 벡터를 전송한다.

수신에서, 상기 일치하는 채널(

)에 의해 영향을 받는 상기 두번째 안테나(11)의 할당값(contributions)뿐만 아니라, 상기 첫번째 안테나(10)의 할당값(contributions)은 상기 수신기 안테나(12)에서 수신된다. 상기 수신된 신호의 디코딩과 이퀄리제이션를 위한 단계는 이퀄리제이션를 수행하는 동시에 전송 단위 매트릭스의 변환 켤레(transconjugate) 매트릭스

를 적용하는 것으로 이루어진다.

다음에, 도3에 나타난 상기 함수

는 가장 개연성있는 코드 워드를 전송하도록 하기 위해 가능한 모든 벡터

에 대해서 계산한다.

본 발명의 시스템은 전송기 안테나의 숫자에 의하여 제한되지 아니한다. 도4에서 도시한 것처럼, 최소 매트릭스 크기 L=4인 네개의 전송기 안테 나(10,11,13,14)를 갖는 시공간 코드를 구현하는 것도 가능하다.

도4에서 x₁, x₂, x₃, x₄는 전송된 심볼이다. h₁, h₂, h₃, h₄, h₅, h₆, h₇, h₈, h₉, h₁₀, h₁₁, h₁₂ _,h₁₃, h₁₄, h₁₅, h₁₆ 은 도4에 도시된 것처럼, 상기 네개의 안테나(10,11,13,14)의 각각에 결합된 평형 레이레이(Rayleigh) 전달 채널이고, y₁, y₂, y₃, y₄ 는 상기 수신기 안테나(12)에서 수신 후에 이퀄리제이션된 심볼이다. 도4에 도시된 함수

는 가장 개연성있는 코드 워드 송신을 결정하기 위해 모든 가능한 벡터

에 대해서 계산한다.

각각의 전송기 안테나로부터 상기 서브 벡터를 보내는 원리는 상기에서 참조한 도면에서 10, 11, 13, 14로 나타낸 것과 유사하다. 간결함을 위해서 더 자세한 설명은 생략한다.

도2 내지 도4를 참조하여 이상 설명된 실시예에서, 상기 시공간 코드는 단순한 Hadamard 매트릭스를 사용하여 구현된다는 것은 주목할 만하다. 그러나, 다른 단위 매트릭스, 복잡한 Hadamard 매트릭스 또는 Fourier 매트릭스를 사용하는 것도 가능하다. 더 일반적으로는, 본 발명의 전송기 시스템에 있어서 어떤 단위 매트릭스도 사용될 수 있다.

도5 및 도6은 본 발명에 따라 ML(maximum resemblance:최대 유사) 디코더를 가지고 상기 시공간 코드의 디코딩에서 얻어진 실행값을 나타낸다.

도5는 다른 레이트, 즉, QPSK 변조(modulation)의 환경에서 두개의 전송기 안테나와 하나의 수신기 안테나에 대한 하나의 시공간 코드의 비교된 실행값을 나타낸다. 더 상세하게는, 도5는 Alamouti 코드의 실행뿐만 아니라, L=2, L=4 및 L=8 의 크기를 갖는 인코딩 매트릭스에 대한 본 발명의 시공간 코드의 실행을 나타낸다.

도5에 보인것처럼, 본 발명의 상기 코드의 상기 실행값은, 인코딩 매트릭스의 크기 L이 증가할 때 고 신호대 잡음비에 대해 양호하다. 두개의 전송기 안테나와 하나의 수신기 안테나에 대해서, 인코딩 매트릭스 L=8을 취하면, 본 발명의 상기 코드의 실행값은 비트/에너지 잡음비(Eb/N0)가 10dB 이상일때 알라무티(Alamouti) 인코딩의 참조 곡선의 실행값을 능가한다.("A simple Transmit Diversity Technique for Wireless Communications",IEEE J.Sel.Areas Comm.,1998,16,(8),pp. 1451-1458)

더 상세하게는, 상기 코드의 상기 매트릭스의 크기 증가가 클수록, 채널 다이버시티(diversity)의 높은 계수를 갖는 더 많은 신호가 감지된다. 이것은 도5의 실행곡선의 기울기에 의해서 표현된다. 도5의 AWGN 곡선으로 나타낸 것처럼 상기 기울기가 두드러질수록, 채널 다이버시티의 차수는 더 증가하며 점점 가우시안(Gaussian) 관계에 이른다.

이러한 결과는 최대 유사(maximum resemblance) 디코딩보다 덜 복잡한 디코딩 작동이 본 발명에 의해서 실행될 수 있다는 것을 보여준다. 반면에 실행값을 유지하는 것은 선행 기술에 비해 더 만족스럽다.

DFE(Digital Feedback Equalizer)에 상응하는 QR 디코딩이나, 비터비(Viterbi) 디코딩 시스템을 사용하는 것도 가능하다. 또 다른 접근은 간섭 소멸자(interference canceller)를 사용하는 것이다. 과연, 만약 M이 알파벳의 크기이고 만약 L이 상기 코드의 매트릭스의 크기라면, 최대 우도(matrix likelihood) 디코더는 특히 실행하기에 복잡한 M^L 워드와 철저하게 비교되어야 한다.

도6은 다른 레이트, 즉 QPSK 변조(modulation) 환경에서 4개의 전송기 안테나들과 하나의 수신기 안테나에 대한 하나의 시공간 코드의 비교적인 실행값을 나타낸다. 더 상세하게는, 도6은 16QAM 변조에 대한 Tarokh 코드 G4의 실행값 뿐만아니라, L=4 및 L=8 의 크기를 갖는 인코딩 매트릭스 및 QPSK 타입의 변조에 대한 본 발명의 시공간 코드의 실행을 나타낸다. 도6의 AWGN 곡선은 백색 노이즈와 결합된 가우시안(Gaussian) 관계를 나타낸다.

L=4를 갖는 본 발명에 의한 시공간 코드와 16QAM(Quadrature amplitude Modulation)변조를 사용하는 Tarokh G4 코드와의 차이는 작고, L이 증가할 때 다소 큰 이득이 기대된다는 것이다. 그래서 L=8 일때 다소 큰 이득이 보인다. 이러한 두 코드가 동일한 차수, 여기서는 4차의 다이버시티(diversity)를 얻기 때문에 상기 두 곡선은 평행하다. L=4에 대해 본 발명의 상기 코드의 경우 약간 크게 나타나는 간섭에서 차이는 생긴다. 그러나 L=8에서 본 발명의 상기 코드의 실행값은 Tarokh G4 코드의 그것보다 더 높게 된다고 말할 수 있을 것이다.

본 발명의 기술은 그것이 MIMO 또는 MISO 타입이든지 어떤 다중 안테나 시스 템에도 적용될 수 있다. OFDM 타입 변조와 MC-CDMA 시스템은 특히 본 발명에 의해 제안된 시스템에 잘 적용될 수 있다.

Claims

Nt≥2인 Nt개의 전송 안테나를 이용하여 신호를 전송하는 방법에 있어서,

각각 송신되는 N개의 심벌을 포함하는 적어도 하나의 벡터에 대하여,

상기 벡터를 Nt개의 서브 벡터로 분할하는 단계;

상기 Nt개의 서브 벡터의 각각과 (N/Nt, N)의 크기를 갖는 고유의 서브 매트릭스를 곱하는 단계 - 각각의 상기 서브 매트릭스는 상기 전송 안테나의 하나와 관련되고, 상기 서브 매트릭스는 (N, N)의 크기를 갖는 단위 스퀘어(square) 매트릭스의 분할에 의해 얻어짐 -; 및

상기 곱하는 단계로부터 얻어진 상기 Nt개의 서브 벡터를 각각의 상기 Nt개의 전송 안테나로부터 하나씩 전송하는 단계

를 포함하는,

신호 전송 방법.
삭제
제1항에 있어서,

N/Nt는 2보다 크거나 같은 것을 특징으로 하는 전송 방법.
제1항 또는 제3항에 있어서,

상기 단위 매트릭스의 각각의 성분은 0이 아닌 것을 특징으로 하는 전송 방법.
제1항 또는 제3항에 있어서,

상기 단위 매트릭스는,

실수 하다마드(Hadamard) 매트릭스;

복소수 하다마드(Hadamard) 매트릭스;

퓨리어(Fourier) 매트릭스;

실수 순환(rotation) 매트릭스;

복소수 순환(rotation) 매트릭스를 포함하는 그룹에 속하는 것을 특징으로 하는 전송 방법.
제1항에 있어서,

두 개의 전송기 안테나를 이용하고, 상기 서브 매트릭스는
및
의 값을 갖는 것을 특징으로 하는 전송 방법.
제1항 또는 제3항에 있어서,

두 개의 전송기 안테나를 이용하고, 상기 서브 매트릭스는
및
의 값을 갖는 것을 특징으로 하는 전송 방법.
제1항에 있어서,

네 개의 전송기 안테나를 이용하고, 상기 서브 매트릭스는
,
,
및
의 값을 갖는 것을 특징으로 하는 전송 방법.
제1항 또는 제3항의 전송 방법에 따라 송신된 신호를 수신하는 방법에 있어서,

적어도 하나의 수신기 안테나를 이용하고,

상기 수신기 안테나의 각각에서 상기 서브 벡터와 상기 단위 매트릭스의 곱으로 표현되는 단일 결합된 신호를 수신하고,

상기 단위 매트릭스의 켤레 전치(conjugate transpose)인 디코딩 매트릭스와 상기 단일 결합된 신호의 적(multiplication)에 의해 상기 단일 결합 신호를 디코딩하는 것을 특징으로 하는 신호 수신 방법.
제9항에 있어서,

최대 우도(maximum likelihood) 디코딩이 상기 켤레 전치 매트릭스와 상기 단일 결합 신호의 적에 의해 계산되는 데이터에 적용되는 것을 특징으로 하는 수신 방법.
삭제