发明内容
本发明的目的是提供一种无线传感器网络中的多节点协同信号发射和接收方法,以解决上述技术问题。
为达到以上目的,本发明是采用如下技术方案予以实现:
无线传感器网络中的多节点协同信号发射和接收方法,采用一个信源节点,一个信宿节点,R个协同传输节点的系统模型,其中信源节点、R个协同传输节点和信宿节点均配置单天线;协同传输节点采用协作地方式共享彼此的天线以形成一个虚拟的多天线结构,实现空域分集;具体分为两个阶段,包括下述步骤:
第一阶段:信道估计阶段:
第一步,信源节点向协同传输节点发送训练序列,协同传输节点通过接收到的序列估计出第一跳信道fl,l=1,2,…,R;
第二步,协同传输节点向信宿节点发送训练序列,并将估计的第一跳信道fl,l=1,2,…,R以前馈的方式传递给信宿节点;信宿节点通过接收到的序列估计出第二跳信道gl,l=1,…,R。
第二阶段:信号传输阶段:
第一步,在信源节点,采用单载波块发射,发送一个N长符号块xn,n=0,1,2,…,N-1,符号功率为N为正整数且为2的整数幂;
第二步,信源节点发射的信号分别通过信道fl,l=1,2,…,R传播到各协同传输节点,记第l个协同传输节点的接收信号为则协同传输节点接收到信号为;
其中,vn,n=1,2,…,N-1是信道噪声;
第三步,各协同传输节点分别在[0,N/10]区间内按照均匀分布随机的产生一个整数,分别记为δ1,δ2,…,δR;每个协同传输节点基于产生的随机整数将接收到的符号块循环移位δi,i=1,2,…,R位;
第四步,添加循环前缀:取协同传输节点随机循环移位之后的符号块的最后G位,复制并添加到各个符号块的前端,形成一块单载波循环前缀符号;
第五步,信号放大转发:协同传输节点对接收到的信号放大,并向信宿节点转发;假设在信源节点和协同传输节点的发射功率均为ρ,记第l个协同传输节点发射信号为则协同传输节点发射信号为:
其中E(·)表示均值;
第六步,各协同传输节点转发的信号分别通过信道gl,l=1,…,R传播到信宿节点;由于各协同传输节点在空间位置的差异,信宿节点接收到的信号相互之间存在一定的时间差;这个时间差既包括信源节点到各协同传输节点的时延,也包括从各协同传输节点到信宿节点的时延;记从信源节点到协同传输节点再到信宿节点的延时分别为τl,l=1,…,R;介于这些延时是相对的,设τ1=0,且τ1≤τ2≤…≤τR,且G≥τR;因为时延的缘故,信宿节点接收到信号为:
y=λhX+λgV+un; (5)
其中,表示放大增益;
信道h=[h1 h2 … hR],g=[g1 g2 … gR],其中的hl=flgl,l=1,2,…,R,un为的信道噪声,X为信号矩阵:
V为噪声矩阵:
第七步,信宿节点接收信号后截取完整的一块长度为N的单载波符号块:y=[y0,…,yN-1];
第八步,在接收端设计频域判决反馈均衡器;利用MMSE准则计算频域最佳反馈滤波器系数k=0,1,…,N-1;
第九步,计算均衡器的最佳反馈滤波器系数l=1,2,…,L;L为反馈滤波器的长度;
第十步,接收信号yn通过前馈滤波器生成中间信号sn,用中间信号sn减去前一时刻的判决信号并通过反馈滤波器生成待判决信号zn,再使zn通过判决器生成当前时刻的判决信号
本发明进一步的改进在于:第三步中各协同传输节点对接收到的符号块进行随机的循环移位,得到发射空时码矩阵:
本发明进一步的改进在于:第五步中协同传输节点采用放大转发策略,且放大增益为其中的E表示对信道取均值;
本发明进一步的改进在于:第八步中所述的k=0,1,…,N-1是按照如下方法得到的:记Sk,Dk,Bk,Zk,Pk为sn,dn,bn,zn,pl的频域信号,通过N点的DFT来获得;根据MMSE准则,计算均衡器前馈滤波器系数:
其中k=0,1,…,N-1,ρ表示发射功率。
本发明进一步的改进在于:第九步中给出的l=1,2,…,L是按照如下方法得到的:
记po是Wiener-Hoff等式解:
Rpo=r; (14)
其中R和r分别是为:
其中[R]m,n表示矩阵R第m行n列的元素,[r]m表示向量r的第m的元素;代入(14)式得到po。
本发明进一步的改进在于:G=25,R=3或5,N=128。
无线传感器网络中的多节点协同信号发射和接收方法,采用一个信源节点,一个信宿节点,R个协同传输节点的无线传感器网络系统模型,其中信源节点、R个协同传输节点和信宿节点均配置单天线;协同传输节点采用协作的方式共享彼此的天线以形成一个虚拟的多天线结构,实现空域分集;在信道估计阶段,通过发送训练序列,在协同传输节点和信宿节点分别估计出两跳信道,并将协同传输节点估计的第一跳信道以前馈的方式传递给信宿节点;在信号传输阶段,利用放大转发中继策略进行通信;在接收端设计判决反馈均衡器,其中包括设计前馈滤波器系数和反馈滤波器系数;让接收信号通过判决反馈均衡器,得到正确判决信号。
本发明与现有的无线传感器网络发射和接收方法相比,具有以下有益效果:
1、因为在协同传输节点对源符号块进行了随机循环移位,所以不再需要考虑无线传感器网络中的信号协调问题,降低了复杂度且无需额外的能量和频谱开销。
2、可以克服无线传感器网络中由时间异步所造成的系统性能的下降,达到满分集增益。
3、接收端只需设计线性的前馈滤波器和反馈滤波器,大大降低了计算的复杂度。
具体实施方案
下面结合附图与具体实施例对本发明做进一步的详细说明。
本发明涉及系统模型如图1所示,有一个信源节点,一个信宿节点,R个协同传输节点的系统模型,其中信源节点、R个协同传输节点和信宿节点均配置单天线;协同传输节点采用协作地方式共享彼此的天线以形成一个虚拟的多天线结构,实现空域分集;在信道估计阶段,通过发送训练序列,在协同传输节点和信宿节点分别估计出两跳信道,并将协同传输节点估计的第一跳信道以前馈的方式传递给信宿节点;在信号传输阶段,利用放大转发(AF)中继策略进行通信。在信宿节点设计判决反馈均衡器,其中包括设计前馈滤波器系数k=0,1,…,N-1和反馈滤波器系数让接收信号通过均衡器,得到正确判决信号。
本发明一种无线传感器网络中的多节点协同信号发射和接收方法,分为两个阶段,包括下述步骤:
第一阶段:信道估计阶段:
第一步,信源节点向协同传输节点发送训练序列,协同传输节点通过接收到的序列估计出第一跳信道fl,l=1,2,…,R;
第二步,协同传输节点向信宿节点发送训练序列,并将估计的第一跳信道fl,l=1,2,…,R以前馈的方式传递给信宿节点;信宿节点通过接收到的序列估计出第二跳信道gl,l=1,…,R。
第二阶段:信号传输阶段:
第一步,在信源节点,采用单载波(Single Carrier)块发射,发送一个N长符号块xn,n=0,1,2,…,N-1,符号功率为N为正整数且为2的整数幂;
第二步,信源节点发射的信号分别通过信道fl,l=1,2,…,R传播到各协同传输节点,记第l个协同传输节点的接收信号为则协同传输节点接收到信号为;
其中,vn,n=1,2,…,N-1是信道噪声;
第三步,各协同传输节点分别在[0,N/10]区间内按照均匀分布随机的产生一个整数,分别记为δ1,δ2,…,δR;每个协同传输节点基于产生的随机整数将接收到的符号块循环移位δi位,i=1,2,…,R。通过循环移位,得到发射的空时编码矩阵:
第四步,添加循环前缀:取协同传输节点随机循环移位之后的符号块的最后G位,复制并添加到各个符号块的前端,形成一块单载波循环前缀符号;
第五步,信号放大转发:协同传输节点对接收到的信号放大,并向信宿节点转发;假设在信源节点和协同传输节点的发射功率均为ρ,记第l个协同传输节点发射信号为则协同传输节点发射信号为:
其中E(·)表示均值。记表示协同传输节点放大增益,有:
第六步,各协同传输节点转发的信号分别通过信道gl,l=1,…,R传播到信宿节点;由于各协同传输节点在空间位置的差异,信宿节点接收到的信号相互之间存在一定的时间差;这个时间差既包括信源节点到各协同传输节点的时延,也包括从各协同传输节点到信宿节点的时延。记从信源节点到协同传输节点再到信宿节点的延时分别为τl,l=1,…,R;介于这些延时是相对的,设τ1=0,且τ1≤τ2≤…≤τR,且G≥τR;因为时延的缘故,信宿节点接收到信号为:
y=λhX+λgV+un; (5)
其中,表示放大增益;
信道h=[h1 h2 … hR],g=[g1 g2 … gR],其中的hl=flgl,l=1,2,…,R,un为信道噪声,X为信号矩阵:
V为噪声矩阵:
第七步,请参阅图2所示,信宿节点接收信号后截取完整的一块长度为N的单载波符号块。
在去CP之后,这样的MISO信道可以等效为频率选择性信道,接收到的符号块就是信道与发送符号序列的循环卷积:
其中,un,n=1,2,…,N-1是信道噪声;
根据(1)(4)(8)式,有:
其中,hl=flgl,l=1,2,…,R。
写成矩阵形式:
y=λHx+λGV+u; (10)
其中x=[x0,x1,…,xN-1]T,y=[y0,y1,…,yN-1]T,噪声v=[v0,v1,…,vN-1]T,u=[u0,u1,…,uN-1]T,H和G是N×N的循环矩阵,主对角线上的元素分别为h1,g1,首列h=[h1,0,…,0,h2,0…,h3,0,…,hR]T,g=[g1,0,…,0,g2,0…,g3,0,…,gR]T;记F是N×N的DFT变换矩阵,k,l=1,2,…,N;在上式两边同时乘以F:
Y=λDHFx+λDGFv+U=λDHX+λDGV+U; (11)
其中Y=Fy=[Y0,Y1,…,YN-1]T,X=Fx=[X0,X1,…,XN-1]T,N=Fn=[N0,N1,…,NN-1]T,U=Fu=[U0,U1,…,UN-1]T。DH=FHFH=diag(H0,…,HN-1)是一个对角矩阵,第k个元素为k=0,1,…,N-1,DG=FGFH=diag(G0,…,GN-1)也是一个对角矩阵,第k个元素为k=0,1,…,N-1。那么接收信号Yk在频域可以表示成:
Yk=λHkXk+λGkVk+Uk,k=0,1,…,N-1; (12)
其中[F]k,l表示矩阵F第k行第l列的元素。
第八步,在接收端设计频域判决反馈均衡器(Frequency Domain Decision FeedbackEqualizer)。利用MMSE准则得到频域最佳前馈滤波器系数k=0,1,…,N-1:
记Sk,Dk,Bk,Zk,Pk表示sn,dn,bn,zn,pl的频域信号,通过N点的DFT来获得;根据MMSE准则可得:
其中k=0,1,…,N-1,ρ表示发射功率。
第九步,计算均衡器的最佳反馈滤波器系数l=1,2,…,L;L为反馈滤波器的长度:
记po是Wiener-Hoff等式解:
Rpo=r; (14)
其中R和r分别是为:
其中[R]m,n表示矩阵R第m行n列的元素,[r]m表示向量r的第m的元素;代入(14)式得到po。
第十步,根据图3所示的结构图,接收信号yn通过前馈滤波器生成中间信号sn,用中间信号sn减去前一时刻的判决信号并通过反馈滤波器生成待判决信号zn,再使zn通过判决器生成当前时刻的判决信号接收节点接收完成。
本实施例中使用的符号块长为N=128,循环前缀CP长度为G=25,协同传输节点个数为R=3,R=5,每个信道参数为独立瑞利衰落,且信道的能量归一化。每个符号块中的载波上发送的符号为独立同分布的四相位移相键控调制(QPSK)符号。信噪比定义为其中为接收信号功率,为高斯白噪声方差。仿真在低信噪比段采用较多次数实现,在高信噪比采用较少次数实现,以误码率作为性能指标。
图4给出了对本发明方法进行计算机仿真得到的仿真结果,其中N=128,以R=3,R=5两种情况作以比较。并且分别画出两种情况下的满分集的曲线作比较。在仿真中,我们假设判决完全正确,采用源发射信号作为反馈。通过图4可以看出,在高信噪比下,AF策略下的误码率曲线和满分集情况下的误码率曲线平行,因此可以充分的说明应用本发明可以获得满分集增益。