CN102845030A - 通信方法 - Google Patents

Abstract

一种通信方法，其包括：在时间=t时：第一多重天线中继节点对来自源节点的第一STBC编码信号，和来自第二多重天线中继节点的第一经解码和转发的STBC信号进行解码并且转发，以及目的地DSTTD接收机对来自该源节点的该第一STBC编码信号，和来自该第二多重天线中继节点的该第一经解码和转发的STBC信号进行解码；在时间=t+1时：该第二多重天线中继节点接收来自该源节点的第二STBC编码信号，和来自该第一多重天线中继节点的第二经解码和转发的信号，以及该目的地DSTTD接收机对来自该源节点的该第二STBC编码信号，和来自该第一多重天线中继节点的该第二经解码和转发的信号进行解码。

Description

通信方法

技术领域

本发明涉及一种通信方法。

背景技术

在点对点（PtoP）通信中，由于包括许多放大器、滤波器以及数模转换器的射频（RF）链的成本和复杂性，存在对发射机的发射功率的限制。为增强在这些情况下的通信性能，已将具有低功率协作的多重发射机考虑作为用于未来通信的候选。具有中继的这种协作式通信协议的示例为物理层网络编码、模拟网络编码以及各种混合方法。然而，所提及的中继协议由于在中继节点处的发射和接收需要使用双信道而遭受频谱效率损耗。换言之，由于半双工（HD）中继无法同时接收和发射信号，因此需要额外的时间、频率和/或代码资源。

发明内容

一般而言，本发明涉及双重时空发射分集双路径中继系统。本发明还可能涉及在中继节点处的相位旋转处理、基于信噪比（SNR）的链路选择、包括训练序列的帧结构、两个中继和/或蜂巢规划策略的发射模式和接收模式。这可以具有减少中继节点之间的同信道干扰（CCI）、减少蜂巢间干扰（ICI）、减少位错误率和/或减少反馈信息量的优点。

在本发明的第一具体表达型式中提供一种通信方法，包括：

在时间=t时：

第一多重天线中继节点对来自源节点的第一STBC编码信号，和来自第二多重天线中继节点的第一经解码和转发的STBC信号进行解码和转发，并且

目的地DSTTD接收机对来自所述源节点的所述第一STBC编码信号，和来自所述第二多重天线中继节点的所述第一经解码和转发的STBC信号进行解码；

在时间=t+1时：

所述第二多重天线中继节点接收来自所述源节点的第二STBC编码信号，和来自所述第一多重天线中继节点的第二经解码和转发的信号，并且

所述目的地DSTTD接收机对来自所述源节点的所述第二STBC编码信号，和来自所述第一多重天线中继节点的所述第二经解码和转发的信号进行解码。

所述方法可以进一步包括：相位旋转预处理。

所述方法可以进一步包括：基于后处理SNR对预处理矩阵进行优化。

在所述目的地DSTTD接收机处，基于后处理SNR可以选择直接链路或者中继链路。

所述解码和转发的步骤可以包括DSTTD检测。

所述方法可以进一步包括：对于所述STBC编码信号和经解码和转发的信号中的各个信号，基于帧结构中的正交训练序列进行信道估计。

可以将蜂巢分成多个扇区，各个扇区均具有正交频带，并且在各个扇区内可以选择所述第一多重天线中继节点和所述第二多重天线中继节点。

可以由多个相邻蜂巢形成簇，其中第一蜂巢中的第一扇区和第二蜂巢中的第二扇区可以共享相同的频带，并且其中选择所述第一多重天线中继节点和所述第二多重天线中继节点的步骤可以包括：分别将最接近于所述第二扇区的所述第一扇区中的中继节点选择为所述第一多重天线中继节点或者所述第二多重天线中继节点，以及将最接近于所述第一扇区的所述第二扇区中的中继节点选择为所述第二多重天线中继节点或者所述第一多重天线中继节点。

所述STBC编码信号和经解码和转发的信号可以包括双路径中继分时双工（TDD）帧结构，其中所述帧结构可以包括用于上行链路数据传送、下行链路数据传送、相位旋转反馈和链路选择反馈的时槽。

所述方法可以进一步包括：包括上行链路和下行链路的双向通信。

一种集成电路可以根据所述方法来通信。

一种移动站可以根据所述方法来通信。

一种基地站可以根据所述方法来通信。

一种中继站可以根据所述方法来通信。

在本发明的第二具体表达型式中提供一种通信系统，包括：

多重天线源，其被配置以发射STBC编码信号；

至少两个多重天线DSTTD中继节点，其被配置以交替地对STBC编码信号进行解码和转发；以及

DSTTD接收机，其被配置以对这些STBC编码信号和这些中继信号进行解码。

本发明的发射方法的特定实施例可以具有一个以上以下优点：

-具有优于例如PtoP直接通信系统的现有技术系统的性能改善；

-与现有技术系统相比，具有更低的位错误率（BER）；

-使用最小量反馈信息以带来改善的系统性能；

-具有与用于全双工系统的频谱效率相同的频谱效率；

-减少中继器间干扰；

-减少蜂巢间干扰；以及

-与例如使用放大并转发中继法的系统的现有技术系统相比，减少或者消除在中继器处收集的并且转发至目的地的噪声。

附图说明

现将参照以下附图来描述本发明的一个以上示例性实施例，在附图中：

图1为图示根据示例性实施例的发射方法的示意图；

图2（a）为图示当使用于图1的方法中时在时槽t的源处的第t个时空区块编码帧的结构的示意图；

图2（b）为图示当使用于图1的方法中时在时槽t的中继节点处的第t个时空区块编码帧的结构的示意图；

图3为图示当使用于图1的方法中时在不同时槽上的节点的发射模式的示意图；

图4为图示使用于图1的方法中的有效单元规划的示意图；

图5为图示用于图4的单元规划的簇结构的示意图；

图6（a）为图示用于基地站的帧的常规点对点时分多路复用（TDD）/正交分频多路存取（OFDMA）通信的频谱使用的示意图；

图6（b）为图示如图6（a）中所示但是用于用户节点的常规点对点TDD/OFDMA通信的频谱使用的示意图；

图7（a）为图示在图1的方法中用于基地站的帧的TDD/OFDMA通信的频谱使用的示意图；

图7（b）为图示如图7（a）中所示但是用于用户节点的TDD/OFDMA通信的频谱使用的示意图；

图7（c）为图示如第图（a）中所示但是用于第一中继节点的TDD/OFDMA通信的频谱使用的示意图；

图7（d）为图示如图7（a）中所示但是用于第二中继节点的TDD/OFDMA通信的频谱使用的示意图；

图8（a）为随着从源至目的地的链路的所接收的SNR改变，比较基于DSTTD的双路径中继通信的直接链路与中继链路的BER性能的图表；

图8（b）为随着从源至中继器的链路的所接收的SNR改变，比较基于DSTTD的双路径中继通信的直接链路与中继链路的BER性能的图表；

图9（a）为随着从源至目的地的链路的所接收的SNR改变，比较在不同反馈条件下基于DSTTD的双路径中继通信的BER性能的图表；

图9（b）为随着从源至中继器的链路的所接收的SNR改变，比较在不同反馈条件下基于DSTTD的双路径中继通信的BER性能的图表；以及

图10为图示在不同时槽上的图1的发射方法的流程图。

具体实施方式

在本说明书中可能使用以下符号。对于向量或者矩阵而言，上标‘T’和‘*’分别表示转置和复共轭转置。对于标量w而言，记号|w|表示w的绝对值。对于矩阵W而言，记号||W||_F表示W的弗洛比尼斯范数。0_w表示w乘w零矩阵，并且I_w表示w乘w单位矩阵。记号W^-1表示矩阵W的逆矩阵。[W]_l，l表示W的第l个对角元素。E[·]表示随机变量的期望值。

图1图示出根据示例性实施例的发射方法100。该发射使用双路径双重时空发射分集（DSTTD），并且从源S 102经由中继站R1 110和R2 112至目的地D 120而发生。中继站R1 110和R2 112可以以解码并转发（DF）的方式进行中继。与使用例如放大并转发中继法的其他中继形式的系统对比，DF的使用可以具有减少或者消除转发至目的地的在中继器处收集的噪声的优点。

在本说明书中，使用术语“节点”是用于指代用作方法100中的源、中继站或者目的地的装置。发射在多个时槽上发生。举例而言，用于两个时槽t=2和t=3的节点的发射模式图示于图1中。在t=2中，S 102和R1 110用作发射机，而R2 112和D 120用作接收机。在t=3中，S 102和R2 112用作发射机，而R1110和D 120用作接收机。

图2示出了（a）在时槽t的源S 102处的第t个时空区块编码（STBC）帧202，以及（b）在时槽t的中继节点处的第t个STBC帧204的结构。图2图示为时域正交结构，但是该结构可以应用于频域上的正交频分多路复用（OFDM）系统。

第t个STBC帧202、204具有各自包括L个STBC区块210的时域正交结构。帧还可以包括一个以上训练区块230，训练区块230包含用于在中继链路和/或直接链路上可选地执行信道估计的训练序列。训练序列被布置成具有正交训练结构。当任何节点正作用为接收机时，可以执行可选的信道估计。

方法100中所使用的每个节点都具有两个天线。然而，还设想节点可以各自具有多于两个的天线。因此，待发射的数据可以由2乘2的STBC符号区块来表示，其中区块的各列分别表示每个天线的数据。因此，L个STBC区块中的信息可以表示为：

$\left[\begin{array}{ccc}\left[\begin{array}{cc}{x}_1(t,1)& -x_2^{*}(t,1)\\ x_2(t,1)& x_1^{*}(t,1)\end{array}\right]& ...& \left[\begin{array}{cc}{x}_1(t,L)& -x_2^{*}(t,L)\\ x_2(t,L)& x_1^{*}(t,L)\end{array}\right]\end{array}\right]---\left(1\right)$

其中x_n（t,l）为满足E|x_n（t,l）|²=Es的发射符号，并且n∈{1,2}表示第l个STBC区块中的符号索引，并且E_s为平均符号能量。

图10为图示出在不同时槽上的发射方法100的流程图。图3图示出在不同时槽上的节点的发射模式。接下来将借助于图10和图3来描述发射方法100。假设源S 102具有T个将发射至目的地D 120的数据帧，则方法100使用T+1个发射时槽来完全发射该数据。不失任何一般性，假设T为偶数。然而，T可以为奇数。举例而言，将L=1用于简单描述。然而，L可以为任何其他数。

在下文的描述中，使用以下记号。在所有记号中，省略表示STBC区块的索引。对于第t个帧的STBC符号的顺序接收时间索引n∈{1,2}而言，y_N，m，n（t）表示在节点N ∈{D,R1,R2}的第m个天线处所接收的信号。n_N，m，n（t）表示对应于y_N，m，n（t）的具有零均值和

方差的加性高斯白噪声（AWGN）。

为用以表示从节点N1至节点N2使得N1和N2∈{D,R1,R2,S}的MIMO信道的2乘2矩阵。

$H_{N_2{N}_1}\left(t\right)=\left[\begin{array}{cc}{h}_{N_2{N}_1,\mathrm{1,1}}\left(t\right)& h_{N_2{N}_1,\mathrm{1,2}}\left(t\right)\\ h_{N_2{N}_1,\mathrm{2,1}}\left(t\right)& h_{N_2{N}_1,\mathrm{2,2}}\left(t\right)\end{array}\right]---\left(2\right)$

x_N,n(t)表示在第N个节点处的第t个帧的第n个STBC符号。

表示x_N,n(t)的估计式。

现将在三个部分中描述方法100，即，第一STBC帧部分（t＝1）、DSTTD帧部分（2≦t≦T）和最后STBC帧部分（t＝T+1）。

A.第一STBC帧部分（t＝1）

在步骤1010中，时间为t＝1并且S 102发射至R1 110和D 120。这图示于图3的发射模式310中。假设，对于两个连续符号而言，信道为静态的，则可以将在起始时间t＝1时在D 120处所接收的信号写为：

$\left[\begin{array}{cc}{y}_{D,\mathrm{1,1}}\left(1\right)& y_{D,\mathrm{1,2}}\left(1\right)\\ y_{D,\mathrm{2,1}}\left(1\right)& y_{D,\mathrm{2,2}}\left(1\right)\end{array}\right]=\left[\begin{array}{cc}{O}_2& H_{\mathrm{DS}}\left(1\right)\end{array}\right]\left[\begin{array}{c}{O}_2\\ \left[\begin{array}{cc}{x}_1\left(1\right)& -x_2^{*}\left(1\right)\\ x_2\left(1\right)& x_1^{*}\left(1\right)\end{array}\right]\end{array}\right]+\left[\begin{array}{cc}{n}_{D,\mathrm{1,1}}\left(1\right)& n_{D,\mathrm{1,2}}\left(1\right)\\ n_{D,\mathrm{2,1}}\left(1\right)& n_{D,\mathrm{2,2}}\left(1\right)\end{array}\right]---\left(3\right)$

在将所接收的信号重公式化之后，所获得的线性模型为：

S_D,m（1）为将从S 102至D 120的第m个天线的有效STBC信道模型化的2乘2矩阵，并且n_D,m（1）∈C^2×1为将AWGN模型化的向量。

在以S^＊ _D,m（1）乘（4）并且在m上组合之后，我们得到：

$\underset{m=1}{\overset{2}{\mathrm{\Σ}}}{S}_{D,m}^{*}\left(1\right)y_{D,m}\left(1\right)={\left|\right|H_{\mathrm{DS}}\left(1\right)\left|\right|}_F^2\left[\begin{array}{c}{x}_1\left(1\right)\\ x_2\left(1\right)\end{array}\right]+n_D\left(1\right)---\left(5\right)$

其中n_D（t）=∑_m=1 ²S^* _D,m（1）n_D,m（1）为均等化之后的噪声向量。可以通过使用最大似然（ML）或者线性解码器从方程式5的组合信号中获得x_D,1(1)和x_D,2(1)的估计值。这些估计值分别表示为

和

在相同起始时间t＝1时，R1 110在其天线处接收

$\left[\begin{array}{cc}{y}_{R_1,\mathrm{1,1}}\left(1\right)& y_{R_1,\mathrm{1,2}}\left(1\right)\\ y_{R_1,\mathrm{2,1}}\left(1\right)& y_{R_1,\mathrm{2,2}}\left(1\right)\end{array}\right]=\left[\begin{array}{cc}{O}_2& H_{R_{1}S}\left(1\right)\end{array}\right]\left[\begin{array}{c}{O}_2\\ \left[\begin{array}{cc}{x}_1\left(1\right)& -x_2^{*}\left(1\right)\\ x_2\left(1\right)& x_1^{*}\left(1\right)\end{array}\right]\end{array}\right]+\left[\begin{array}{cc}{n}_{R_1,\mathrm{1,1}}\left(1\right)& n_{R_1,\mathrm{1,2}}\left(1\right)\\ n_{R_1,\mathrm{2,1}}\left(1\right)& n_{R_1,\mathrm{2,2}}\left(1\right)\end{array}\right]---\left(6\right)$

类似地，可以如在节点D 120中所执行的，通过使用最大似然法（ML）或者线性解码器来获得x_R1，1(1)和x_R1，2(1)的估计值。这些估计值分别表示为

和

然后，估计值和

可以从R1 110重发或者中继至节点D120和/或R2 112。

B.DSTTD帧部分（2≦t≦T）

在步骤1020中，时间t为2≦t≦T并且t为偶数。S 102发射至R2 112和D120，而R1 110将其之前所已接收到的重发至R2 112和D 120。这图示于图3的对于时间t=2的发射模式320中。

在步骤1030中，时间t为2≦t≦T并且t为奇数。S 102发射至R1 110和D120，而R2 112将其之前所已接收到的重发至R1 110和D 120。这图示于图3的对于时间t=3的发射模式330中。

在（2≦t≦T）中的每个时槽中，S 102节点将表示为{x₁(t）,x₂(t）}的新STBC符号发射至节点D 120和R_a，其中R_a∈{R1,R2}。在相同时槽中，由节点R1 110或者R2 112重发的STBC符号用

表示，其中R_b∈{R1,R2}，使得R_a≠R_b。

为在先前时槽中在R_b处所估计的符号。举例而言，在t=2时，R1 110将估计值

和

重发至节点D120和R2 112。

假设中继节点R1 110和R2 112的发射功率与源的发射功率相同，即，

在以下描述中，当t为奇数时，使用记号{R_a,R_b}={R1,R2}。当t为偶数时，使用记号{R_a,R_b}={R2,R1}。在两种情况下，当S发射新STBC数据符号时，R_b都执行中继。S 102和R_b可以同时发射其相应的两个独立STBC帧。因此可见，中继节点R1 110和R2 112在一个接一个的时槽中在发射模式与接收模式之间交替地切换。因此可见，频谱效率与全双工中继系统的频谱效率相同。

因此在时槽t处可以将在D节点处所接收的信号译为一个DSTTD帧，并且可以表示为：

$\left[\begin{array}{cc}{y}_{D,\mathrm{1,1}}\left(t\right)& y_{D,\mathrm{1,2}}\left(t\right)\\ y_{D,\mathrm{2,1}}\left(t\right)& y_{D,\mathrm{2,2}}\left(t\right)\end{array}\right]=\left[\begin{array}{cc}{H}_{{\mathrm{DR}}_b}\left(t\right)& H_{\mathrm{DS}}\left(t\right)\end{array}\right]P\left[\begin{array}{cc}{\hat{x}}_{R_b,1}(t-1)& -{\hat{x}}_{R_b,2}^{*}(t-1)\\ {\hat{x}}_{R_b,2}(t-1)& {\hat{x}}_{R_b,1}^{*}(t-1)\\ x_1\left(t\right)& -x_2^{*}\left(t\right)\\ x_2\left(t\right)& x_1^{*}\left(t\right)\end{array}\right]+\left[\begin{array}{cc}{n}_{D,\mathrm{1,1}}\left(t\right)& n_{D,\mathrm{1,2}}\left(t\right)\\ n_{D,\mathrm{2,1}}\left(t\right)& n_{D,\mathrm{2,2}}\left(t\right)\end{array}\right]---\left(7\right)$

其中P为4乘4预处理矩阵。

因为接收机可以为常规的DSTTD接收机，所以可以将如方程式7中所表示的所接收的信号重排序以得出线性化模型。

y_D(t)＝S_D(t)x(t)+n_D(t)        （8）

记号y_N（t）=[y_N,1,1（t）y^* _N,1,2（t）y_N,2,1（t）y^* _N,2,2（t）]^T表示在节点N处所接收的信号向量。S_D(t)为4乘4有效DSTTD信道矩阵。 $x\left(t\right)={\left[{\hat{x}}_{R_b,1}(t-1){\hat{x}}_{R_b,2}(t-1)x_1\left(t\right)x_2\left(t\right)\right]}^T$ 为所发射的符号向量。通过使用ML或者线性解码器，可以由来自方程式8的经重排序的信号获得x(t)的估计值。此估计可以在D 120处进行。所获得的估计值表示为

的元素分别为来自x(t)的对应元素的估计值。

类似地，在中继节点R_a处所接收的信号可以表示为：

$y_{R_a}\left(t\right)=S_{R_a}\left(t\right)x\left(t\right)+n_{R_a}\left(t\right)---\left(9\right)$

中继节点R_a还可以应用ML或者线性解码器以获得 $x\left(t\right)={\left[\begin{array}{cc}{x}_{R_a,1}\left(t\right)& x_{R_a,2}\left(t\right)\end{array}\right]}^T$ 的估计值。所获得的估计值表示为 $\hat{x}\left(t\right)={\left[\begin{array}{cc}{\hat{x}}_{R_a,1}\left(t\right)& {\hat{x}}_{R_a,2}\end{array},\left(t\right)\right]}^T.$

在后续时槽t+1中，应注意，在R_a=R1时，R1变为由R_b来表示。类似地，在R_a=R2时，R2变为由R_b来表示。换言之，在时槽t中进行接收的中继节点R_a在时槽t+1中以R_b的节点记号执行重发或者中继。因此，在时槽t+1中，在时槽t中在R_a中获得的估计值 $\hat{x}\left(t\right)={\left[\begin{array}{cc}{\hat{x}}_{R_a,1}\left(t\right)& {\hat{x}}_{R_a,2}\left(t\right)\end{array}\right]}^T$ 变为由 $\hat{x}\left(t\right)={\left[\begin{array}{cc}{\hat{x}}_{R_b,1}\left(t\right)& {\hat{x}}_{R_b,2}\left(t\right)\end{array}\right]}^T$ 来表示。因此，在时槽t+1中， $\hat{x}\left(t\right)={\left[\begin{array}{cc}{\hat{x}}_{R_b,1}\left(t\right)& {\hat{x}}_{R_b,2}\left(t\right)\end{array}\right]}^T$ 从节点R_b重发至节点R_a和D 120。

在步骤1040中，当t为2≦t≦T时，重复步骤1020和1030。因此，为从t=4至t＝T的每一个偶数时槽执行步骤1020。对于时槽t＝T而言，发射模式340图示节点之间的发射。因此，步骤1030为从t=5至t=T-1的每一个奇数时槽执行。

因此，在2≦t≦T的每一时槽期间的发射模式可以一般化为从S 102节点至D 120节点发射DSTTD信号，而在相同时槽中在中继节点处接收相同的信号，正如其他中继节点发射先前在之前时槽中所接收的DSTTD信号。在下一时槽中发生相同事件，除非中继节点改变角色；接收节点发射，并且反之亦然。由于D 120从S 102和R1 110（或者R2112）直接接收DSTTD信号，所以D 120可以充当PtoP DSTTD系统，并且因此可以使用DSTTD接收机。

C.最后STBC帧部分（t＝T+1）

在步骤1050中，时间为t＝T+1并且R2112将其在时槽T中所已接收的重发至D 120。换言之，R2 112将 $\hat{x}\left(T\right)={\left[\begin{array}{cc}{\hat{x}}_{R_2,1}\left(T\right)& {\hat{x}}_{R_2,2}\left(T\right)\end{array}\right]}^T$ 中继至D 120。这种情况图示于图3的发射模式350中。

在D 120处所接收的信号为：

$\left[\begin{array}{cc}{y}_{D,\mathrm{1,1}}(T+1)& y_{D,\mathrm{1,2}}(T+1)\\ y_{D,\mathrm{2,1}}(T+1)& y_{D,\mathrm{2,2}}(T+1)\end{array}\right]=\left[\begin{array}{cc}{H}_{{\mathrm{DR}}_2}(T+1)& O_2\end{array}\right]\left[\begin{array}{c}\left[\begin{array}{cc}{\hat{x}}_{R_2,1}\left(T\right)& -{\hat{x}}_{R_2,2}^{*}\left(T\right)\\ {\hat{x}}_{R_2,2}\left(T\right)& {\hat{x}}_{R_2,1}^{*}\left(T\right)\end{array}\right]\\ O_2\end{array}\right]+\left[\begin{array}{cc}{n}_{D,\mathrm{1,1}}(T+1)& n_{D,\mathrm{1,2}}(T+1)\\ n_{D,\mathrm{2,1}}(T+1)& n_{D,\mathrm{2,2}}(T+1)\end{array}\right]---\left(10\right)$

在将方程式10的接收信号重公式化之后，可以获得线性模型为：

$\left[\begin{array}{c}{y}_{D,m,1}(T+1)\\ {y^{*}}_{D,m,2}(T+1)\end{array}\right]=y_{D,m}(T+1)=\left[\begin{array}{cc}{h}_{{\mathrm{DR}}_2,m,1}(T+1)& h_{{\mathrm{DR}}_2,m,2}(T+1)\\ h_{{\mathrm{DR}}_2,m,2}^{*}(T+1)& -h_{{\mathrm{DR}}_2,m,1}^{*}(T+1)\end{array}\right]\left[\begin{array}{c}{\hat{x}}_{R_2,1}\left(T\right)\\ {\hat{x}}_{R_2,2}\left(T\right)\end{array}\right]+\left[\begin{array}{c}{n}_{D,m,1}(T+1)\\ n_{D,m,2}^{*}(T+1)\end{array}\right]$ $\left(11\right)$

$=S_{D,m}(T+1)\left[\begin{array}{c}{\hat{x}}_{R_2,1}\left(T\right)\\ {\hat{x}}_{R_2,2}\left(T\right)\end{array}\right]+n_{D,m}(T+1)$

S_D,m（T+1）为将从R2112至D 120的第m个天线的有效STBC信道模型化的2乘2矩阵，并且n_D,m（T+1）∈C^2×1为将AWGN模型化的向量。

如为获得方程式5而对方程式4所进行的处理，也可以从方程式11获得下面的方程式12。

$\underset{m=1}{\overset{2}{\mathrm{\Σ}}}{S}_{D,m}^{*}(T+1)y_{D,m}(T+1)={\left|\right|H_{{\mathrm{DR}}_2}(T+1)\left|\right|}_F^2\left[\begin{array}{c}{\hat{x}}_{R_2,1}\left(T\right)\\ {\hat{x}}_{R_2,2}\left(T\right)\end{array}\right]+n_D(T+1)---\left(12\right)$

通过使用最大似然（ML）或者线性解码器可以从方程式12的信号获得x_D,1(T)和x_D,2(T)的估计值。这些估计值分别表示为

和

III.预处理设计

比较方法100与通常的点对点（PtoP）通信系统，当根据方法100执行DSTTD协作式发射时，S和R_b∈{R1,R2}可以视为具有四个天线的单个DSTTD发射装置。预处理方法可以用于借助一些反馈信息来改善系统性能，例如，使用天线重分组和/或选择的方法。

可选地，在应用具有根据方程式13的形式P的分块对角矩阵的情况下，可以使用分布式预处理。对于方法100，此情况可以应用于例如方程式7中。

$P=\left[\begin{array}{cc}{P}_{R_b}& O_2\\ O_2& P_S\end{array}\right]---\left(13\right)$

当与常规的PtoP DSTTD系统相比时，通过预处理，在S 110与R1 110和/或R2 112节点之间可能未共享待发射的全部数据。换言之，R1 110和/或R2 112节点不具有正从S 110发射的整个当前帧。

当与诸如天线重分组和选择的预处理方法相比时，方程式13的矩阵P为S 102和中继节点的两个STBC帧独立执行预处理。除分块对角结构之外，还可以使用方程式14来修改对角相位旋转矩阵，因而在预处理矩阵设计中提供了便利，以及利用了适量的反馈信息。

$P_N=\left[\begin{array}{cc}{e}^{{\mathrm{j\θ}}_{N,1}}& 0\\ 0& e^{{\mathrm{j\θ}}_{N,2}}\end{array}\right]---\left(14\right)$

在方程式14中，θ_N，n∈[0，2π]旋转来自节点N的第n个天线的信号的相位。因此，可以将P_N用作方程式13的分布式预处理矩阵P。应注意的是，P_N为对角矩阵，并且如下所述，P_N可以被设计为在目的地处提高后处理SNR。

记号SNRN₂N₁用于表示从节点N₁至另一节点N₂的SNR，其中N₁∈{S,R_a}并且N₂∈{D,R_b}。对于DSTTD而言，后处理的SNR可以表示为：

${\mathrm{SNR}}_{N_2{N}_1}=\frac{1}{{\left[{(I_4+E_s{\mathrm{\σ}}_{N_2}^{-2}{S}_{N_2}^{*}\left(t\right)S_{N_2}\left(t\right))}^{-1}\right]}_{l,l}}-1---\left(15\right)$

以及

通过集中在D 120节点处的后处理SNR，可以界定最小SNRDN₁的界限为：

$\min \left({\mathrm{SNR}}_{{\mathrm{DN}}_1}\right)\≥E_s{\mathrm{\σ}}_D^{-2}{\mathrm{\λ}}_{\min }(S_D\left(t\right)*S_D\left(t\right))---\left(17\right)$

λ_min(A)为矩阵A的最小特征值。

可以从方程式18的最佳化问题中获得将方程式17的最小后处理SNR的下界最大化的中继预处理矩阵。

$\{P_{R_b}^o,P_S^o\}=\arg \underset{\{P_{R_b},P_S\}}{\max }{\mathrm{\λ}}_{\min }(S_D\left(t\right)*S_D\left(t\right))---\left(18\right)$

由于有效DSTTD信道矩阵S_D（t）可以表示为：

$S_D\left(t\right)=\left[\begin{array}{cccc}{h}_{D{R}_b,\mathrm{1,1}}\left(t\right)e^{{\mathrm{j\θ}}_{R_b,1}}& h_{D{R}_b,\mathrm{1,2}}\left(t\right)e^{j{\mathrm{\θ}}_{R_b,2}}& h_{\mathrm{DS},\mathrm{1,1}}\left(t\right)e^{j{\mathrm{\θ}}_{S,1}}& h_{\mathrm{DS},\mathrm{1,2}}\left(t\right)e^{j{\mathrm{\θ}}_{S,2}}\\ h_{D{R}_b,\mathrm{1,2}}^{*}\left(t\right)e^{-j{\mathrm{\θ}}_{R_b,2}}& -h_{D{R}_b,\mathrm{1,1}}^{*}\left(t\right)e^{-j{\mathrm{\θ}}_{R_b,1}}& h_{\mathrm{DS},\mathrm{1,2}}^{*}\left(t\right)e^{-j{\mathrm{\θ}}_{S,2}}& -h_{\mathrm{DS},\mathrm{1,1}}^{*}\left(t\right)e^{-j{\mathrm{\θ}}_{S,1}}\\ h_{D{R}_b,\mathrm{2,1}}\left(t\right)e^{j{\mathrm{\θ}}_{R_b,1}}& h_{D{R}_b,\mathrm{2,2}}\left(t\right)e^{j{\mathrm{\θ}}_{R_b,2}}& h_{\mathrm{DS},\mathrm{2,1}}\left(t\right)e^{j{\mathrm{\θ}}_{S,1}}& h_{\mathrm{DS},\mathrm{2,2}}\left(t\right)e^{j{\mathrm{\θ}}_{S,2}}\\ h_{D{R}_b,\mathrm{2,2}}^{*}\left(t\right)e^{-j{\mathrm{\θ}}_{R_b,2}}& -h_{D{R}_b,\mathrm{2,1}}^{*}\left(t\right)e^{-j{\mathrm{\θ}}_{R_b,1}}& h_{\mathrm{DS},\mathrm{2,2}}^{*}\left(t\right)e^{-j{\mathrm{\θ}}_{S,2}}& -h_{\mathrm{DS},\mathrm{2,1}}^{*}\left(t\right)e^{-j{\mathrm{\θ}}_{S,1}}\end{array}\right]---\left(19\right)$

所以，通过将方程式13代入方程式7，方程式18的最佳化公式可以被重公式化为：

$\{{\mathrm{\θ}}_{R_b,1}^o,{\mathrm{\θ}}_{R_b,2}^o,{\mathrm{\θ}}_{S,1}^o,{\mathrm{\θ}}_{S,2}^o\}=\arg \underset{\{{\mathrm{\θ}}_{R_b,1},{\mathrm{\θ}}_{R_b,2},{\mathrm{\θ}}_{S,1}{\mathrm{\θ}}_{S,2}\}}{\max }{\mathrm{\λ}}_{\min }(S_D\left(t\right)*S_D\left(t\right))---\left(20\right)$

另外，通过使用来自方程式19的DSTTD矩阵S_D（t）的特定结构，可以导出方程式20的最小特征值为：

${\mathrm{\λ}}_{\min }(S_D\left(t\right)*S_D\left(t\right))=\frac{c_3-\sqrt{c_3^2-4(c_1{c}_2-\mathrm{\η})}}{2}---\left(21\right)$

其中c₁＝|s_1，1|²+|s_1，2|²+|s_3，1|²+|s_3，2|²，c₂＝|s_1，3|²+|s_1，4|²+|s_3，3|²+|s_3，4|²，c₃＝c₁+c₂，以及

$\begin{array}{c}\mathrm{\η}=({\left|s_{1.1}\right|}^2+{\left|s_{1.2}\right|}^2)({\left|s_{1.3}\right|}^2+{\left|s_{1.4}\right|}^2)+({\left|s_{3.1}\right|}^2+{\left|s_{3.2}\right|}^2)({\left|s_{3.3}\right|}^2+{\left|s_{3.4}\right|}^2)+2\mathrm{Re}\{(s_{1.1}{s}_{1.3}+\\ s_{1.2}{s}_{1.4}\left)(s_{3.1}{s}_{3.3}+s_{3.2}{s}_{3.4})\right\}+2\mathrm{Re}\left\{(s_{1.1}{s}_{1.4}-s_{1.2}{s}_{1.3})(s_{3.1}{s}_{3.4}-s_{3.2}{s}_{3.3})\right\}\end{array}.$ S_i，j表示S_D（t）的第（i，j）个元素。

因此，已知c₁、c₂和c₃独立于θ_N，n，方程式20的最佳化问题可以被重写为：

$\{{\mathrm{\θ}}_{R_b,1}^o,{\mathrm{\θ}}_{R_b,2}^o,{\mathrm{\θ}}_{S,1}^o,{\mathrm{\θ}}_{S,2}^o\}=\arg \underset{\{{\mathrm{\θ}}_{R_b,1},{\mathrm{\θ}}_{R_b,2},{\mathrm{\θ}}_{S,1},{\mathrm{\θ}}_{S,2}\}}{\min }\mathrm{\η}---\left(22\right)$

应用角函数和三角函数的和以及差的恒等式，即， $\cos ({\mathrm{\θ}}_1\±{\mathrm{\θ}}_2)=\cos {\mathrm{\θ}}_1\cos {\mathrm{\θ}}_2\stackrel{\‾}{+}\sin {\mathrm{\θ}}_1\sin {\mathrm{\θ}}_2$ 和 $\mathrm{\α}\cos \mathrm{\θ}+\mathrm{\β}\sin \mathrm{\θ}=\sqrt{{\mathrm{\α}}^2+{\mathrm{\β}}^2}\cos (\mathrm{\θ}-{\tan }^{-1}\frac{\mathrm{\β}}{\mathrm{\α}}),$ 可以导出将方程式22的η最小化的最佳相位旋转的条件为：

其中

$p=(h_{{\mathrm{DR}}_b,\mathrm{1,1}}^{*}\left(t\right)h_{{\mathrm{DR}}_b,\mathrm{2,2}}^{*}\left(t\right)-h_{{\mathrm{DR}}_b,\mathrm{1,2}}^{*}\left(t\right)h_{{\mathrm{DR}}_b,\mathrm{2,1}}^{*}\left(t\right))(h_{\mathrm{DS},\mathrm{1,1}}\left(t\right)h_{\mathrm{DS},\mathrm{2,2}}\left(t\right)-h_{\mathrm{DS},\mathrm{1,2}}\left(t\right)h_{\mathrm{DS},\mathrm{2,1}}\left(t\right))$

不失一般性，方程式23可以设定为

因此，仅中继预处理可以有待考虑。D 120节点将用于方程式23中的计算。这种情况可以根据信道状态信息（CSI）来进行，并且被反馈至R_b节点以用于中继预处理。通过使用正交训练序列可以在D 120处估计CSI。为了减少反馈信息量，可以考虑使在值{0，π}上取值。因此，这种情况可以仅使用1-位来反馈信息。因此这可以提供使用最小量反馈信息的优点，但是对于改善系统性能仍可以是有效的。

IV.选择方案

对于各个帧，可以独立地执行逐帧ML检测。这可以具有克服执行最佳ML序列检测（MLSD）所需要的计算复杂度的优点。由于处理M^2T个侯选（因为存在具有包括M位的符号的T个帧）所导致的极大的计算复杂度，在T个帧上执行最佳MLSD可能实际上不可行。

因此，使用方程式8和方程式10，可见，对于（t=2,...,T+1）而言，目的地节点D 120可以为在第t个通信时间处的[x₁(t-1)x₂(t-1)]^T获得两个估计值。换言之，D 120节点分别通过第t个和第（t-1）个通信获知估计值 ${\left[\begin{array}{cc}{\hat{\hat{x}}}_{R_b,D,1}(t-1)& {\hat{\hat{x}}}_{R_b,D,2}(t-1)\end{array}\right]}^T$ 和 ${\left[\begin{array}{cc}{\hat{x}}_{D,1}(t-1)& {\hat{x}}_{D,2}(t-1)\end{array}\right]}^T.$ 前一个估计值由经由中继链路（即，源至中继器至目的地的链路）所接收到的信号导出，而后一个估计值由经由直接链路（即，源至目的地的链路）所接收到的信号导出。因此，取决于链路条件，两个估计值的检测性能可能不同。

可以使用根据示例性实施例的链路选择方法。链路选择方法基于直接链路和中继链路的后处理SNR，来选择最可靠的估计值。应注意的是，由于方法100使用DF类型的中继，所以

与

的软组合可能不适用。

在链路选择方法中，用于第（t-1）个帧的第n个STBC符号的选择标准为：

对于ML接收机而言，尽管后处理SNR使用执行线性处理的假设来导出，此选择标准仍然可以很好地适用。系统性能的主控因素为链路增益

链路增益

与方程式15中的后处理SNR紧密相关。这种情况可见于稍后将提供的数值结果中。

为了执行链路选择，在目的地节点处可以使用SNR信息。SNR_DS和SNR_DRb可以在D 120节点处估计，而SNR_RbS可以在R_b节点处获得并且从R_b节点反馈至D 120节点。因此，虽然反馈可能需要额外发信号，然而，可以获得信号性能的增强。

为进行选择，在D 120节点处可能需要至少两个帧长度的内存。然而，因为在各个后续发射时间中每个中继器重发从S 102接收到的信号，所以可能无需在每个中继器处实施选择。

V.蜂窝规划和帧结构

中继节点可能彼此相接近地设置，在这种情况下中继节点之间的强干扰可能损坏中继信号。因此，当在蜂窝式系统中部署中继器时，可能需要精心的规划。

因此，图4图示出根据示例性实施例的有效蜂窝规划400。图示了分别标示为蜂窝#1至蜂窝#4的四个蜂窝。每个蜂窝均由三个扇区组成，并且每个扇区均具有两个中继器。举例而言，蜂窝#1因此具有六个中继器430a至430f。当建议的基于DSTTD的双路径中继系统应用于蜂窝式环境时，蜂窝规划400可以具有避免出现蜂窝间干扰（ICI）的优点。可选地，通过在中继节点处使用DSTTD检测也可以去除中继器间干扰。

蜂窝规划400可使用两个策略。

策略1：使用三个扇区以便增加用于具有较少干扰的中继器部署的自由度。

策略2：对于使用相同频率但是位于不同蜂窝中的最接近的两个中继器，使用相同的通信模式（即，充当发射机或者接收机）。

根据策略1，蜂窝规划400具有三个扇区，即扇区A 410、扇区B 412以及扇区C 414，这些扇区分别使用还标示A、B和C的正交频带。在所示的蜂窝式环境中还使用双路径中继器部署方法，其中每个扇区均具有两个中继节点。以蜂窝#1的扇区420为例，该扇区420具有执行基于DSTTD的双路径通信的两个中继器R1 430a和R2 430b。

根据策略2，共享相同频率的不同蜂窝的邻近扇区还被布置以通过确保相应邻近扇区中的最接近的两个中继器被指定为相同模式来避免干扰。举例而言，蜂窝#1和蜂窝#3为相邻并且扇区B 412共享相同的频带。蜂窝#1的扇区B的中继器430e最接近于蜂窝#3的扇区B的中继器454。在相同时槽和相同频带中，中继器430e和中继器454因此被指定以类似地充当接收机（即，Rx模式中继器）。类似地，蜂窝#1的扇区C的中继器430d最接近于蜂窝#2的扇区C的中继器440b。在相同时槽和相同频带期间，中继器430d和中继器440b因此被指定以类似地充当发射机（即，Tx模式中继器）。

此配置可以给予的优点在于：每个中继器避免来自最接近的邻近中继器的强干扰，即，如所示的由虚线框450、452、454所反映的中继器对之间的干扰。

此设计方法还可以产生具有四个蜂窝（即，蜂窝#1至蜂窝#4）的簇结构。

图5图示出根据示例性实施例的蜂窝规划400的簇结构。该图示出了以可重复的方式配置簇的可能的方法。该图还示出每个簇可以包括四个蜂窝，例如，簇1包括蜂窝510至蜂窝540。

图6图示用于第p个蜂窝的扇区A 410中的第k个用户的常规点对点TDD/OFDMA通信的频谱的使用，其中图6（a）图示出用于基地站的帧的频谱的使用，而图6（b）图示出用于用户节点的频谱的使用。垂直轴反映频域，而水平轴反映时域。需要发射/接收转换间隙（TTG）以从发射模式切换至接收模式，并且需要接收/发射转换间隙（RTG）以从接收模式切换至发射模式。

图7图示出根据示例性实施例的用于第p个蜂巢的扇区A 410中的第k个用户的TDD/OFDMA通信的频谱的使用，其中图7（a）图示出用于基地站的帧的频谱的使用，图7（b）图示出用于用户节点的帧的频谱的使用，图7（c）图示出用于第一中继节点的帧的频谱使用，而图7（d）图示出用于第二中继节点的帧的频谱的使用。其中仅图示了用于上行链路通信的相位旋转和链路选择。垂直轴反映频域，而水平轴反映时域。

可以根据图7来解释用于上行链路（UL）、下行链路（DL）以及反馈通信的逻辑帧结构。UL通信被定义为从用户至基地站（BS）的数据发射，而DL通信被定义为从BS至用户的数据发射。应理解的是，对于DL通信而言，BS将为S 102，而用户将为D 120。对于UL通信而言，BS将为D 120，而用户将为S 102。在两种情况下，还应理解的是，中继器R1和R2可以为用户或者基地站。

如所能看见的，图7（b）图示出用于第p个蜂窝的扇区A中的第k个用户的UL通信。扇区A中的第k个用户可以使用在相同频带A内与其他用户正交的某一部分频带。通过追踪图7中的虚线路径，能够看见目的地和中继节点如何以及何时获得用于链路选择和/或相位旋转的信息。

另外，应注意的是，下行链路通信协议与上行链路通信协议是相互的，使得通过切换图7（a）中的BS#p和图7（b）中的用户k，我们即可以得到下行链路帧结构。因此，如图7（d）中所示，为一个中继器设计两个连续的Tx或者Rx模式，并且如图7（c）和图7（d）中所示，在两个中继器R1和R2上均设计独占式跨越Tx和Rx模式。

VI.模拟结果

在本节中描述基于DSTTD的双路径中继方法100的位错误率（BER）性能。

在性能评估中，作出以下假设。每个节点被假定为具有两个天线，S 102与中继节点R1 110和R2 112的每个发射天线都消耗平均发射功率P，并且使用四次移相键控（QPSK）调制。假设帧包括80个QPSK符号，即，20个STBC区块（L=20），并且MIMO信道矩阵H_N2N1由具有零均值和

方差的独立高斯随机变量产生。N1∈{S,R1,R2}并且N2∈{D,R1,R2}。在一个帧期间信道为固定的，但是可以在帧之间独立变化。另外，为比较起见，无中继器的PtoP系统的性能包括在曲线图中并且被标示为“PtoP STBC”。为公平比较，“PtoPSTBC”系统的每个天线的平均发射功率被设定为双路径中继系统的发射功率的两倍，即，“PtoP STBC”发射机的每个发射天线均使用平均发射功率2P。在模拟中，从N₁节点至N₂节点所接收到的SNR被定义为：

${\mathrm{RxSNR}}_{N_2{N}_1}\stackrel{\mathrm{\Δ}}{=}\frac{E_s{\mathrm{\σ}}_{N_2{N}_1}^2}{{\mathrm{\σ}}_{N_2}^2}---\left(25\right)$

图8图示出根据示例性实施例的基于DSTTD的双路径中继通信中的直接链路和中继链路的BER性能。图8（a）图示出当从S 102至D 120的链路的所接收到的SNR变化时的性能。图8（b）图示出当从S 102至中继器R1 110或者R2 112的链路的所接收到的SNR变化时的性能。在图8（a）和图8（b）中，曲线800图示出“PtoP STBC”发射机的性能。曲线802图示出使用MMSE估计的2路径直接链路的性能。曲线804图示使用MMSE估计的2-路径中继链路的性能。曲线806图示出使用ML联合链路估计的2路径的性能。曲线814和曲线816分别图示出与曲线804和曲线806相同类型的性能结果，除了曲线814和曲线816，在中继器处所进行的估计无错误。

为了与最佳MLSD系统比较，对于各个通信而言，帧的数目被设定为两个（T=2）。则获得作为10⁵个通信实现的平均值的结果。在MLSD系统中，对于第一STBC帧，中继器R1 110和R2 112使用ML检测器，并且在假设中继器正确检测第一帧并且将其重发的情况下，目的地D 120联合检测第一帧和第二帧。

如从曲线816能够看见的，如果在中继节点处不存在错误，则基于ML的方案可以达到最佳性能。否则，从曲线806能够看出，对于某些所接收的SNR值而言，基于ML的方案的性能劣于其他方案。举例而言，当中继链路min{RxSNR_RaS,RxSNR_DRa}与直接链路RxSNR_DS相比之下为较差时，即，分别在图8（a）和图8（b）的右侧（RxSNR_DS≥12dB）区域和左侧（RxSNR_DR1=RxSNR_DR2≤6dB）区域中，具有基于MMSE的线性检测器的直接链路通信（即，曲线802）比具有基于ML的检测器的联合链路通信（即，曲线806）表现得更好。

与具有线性检测器的直接链路通信（即，曲线802）相比，PtoP STBC系统（即，曲线800）的性能获得合理的性能增益。此趋势可能来自以下事实：两者间的唯一差异在于在S 102节点处的发射功率，即，因为曲线800的平均发射功率为曲线802的平均发射功率的两倍。从这种结果可见，在中继链路与直接链路之间利用链路选择可以是有利的。

图9图示出根据示例性实施例的具有链路选择的基于DSTTD的双路径中继通信的BER性能，其中不存在反馈（FB）、1位FB或者全FB。图9（a）图示出当从S 102至D 120的链路的所接收到的SNR变化时的性能。图9（b）图示出当从S 102至中继器R1 110或者R2 112的链路的所接收到的SNR变化时的性能。在图9（a）和图9（b）中，曲线900图示出“PtoP STBC”发射机的性能。曲线902、904和906分别图示出在不存在从D 120至中继器R1 110或者R2 112的FB的情况下、在存在从D 120至中继器的1位FB的情况下、以及在存在从D 120至中继器的全FB的情况下，使用MMSE估计的2路径中继链路的性能。曲线908、910和912分别图示出与曲线902、904和906相同类型的性能结果，除了这些结果用于使用ML估计的2路径中继链路。

在存在全FB的情况下，中继器得知用于相位旋转的精确值

则获得作为10⁵次发射的平均值的结果，即，T=10⁵。基于ML的系统中的中继器和源执行逐帧ML检测，而非顺序检测。

从图9中所示的结果，我们能够看出，由链路选择所提供的性能增强（比较902与908），以及来自相位旋转的进一步的性能改善（比较900与904和906，或者比较908与900和912）。在某一SNR区域中，与PtoP系统（即曲线900）相比，具有MMSE检测器的双路径系统（即，曲线902、904和906）达到较差的性能，例如，在RxSNR_DS大于9dB的情况下，曲线900比曲线902反映出更佳的性能。还能够看出，对于在模拟中所使用的所有SNR值而言，基于ML的系统（即，曲线908、910和912）比基于MMSE检测器的系统（即，曲线902、904和906）或者PtoP系统（即，曲线900）展示出更佳的性能。在PtoP系统（即，曲线900）的情况下，基于ML的系统可以达到大约8dB以上的SNR增益。另外，能够看出，具有ML检测器的使用全FB与1位FB的系统之间的性能间隙（即，介于曲线910与曲线912之间的性能间隙）小于基于MMSE的系统的同样的性能间隙（即，介于曲线904与曲线906之间的间隙）。

不应将所描述的实施例理解为限制性的。举例而言，所描述的实施例将DSTTD中继描述为方法，但是应显而易见的是，该方法可以被实现为装置，更具体地可以被实现为集成电路（IC）。在这种情况下，IC可以包括被配置来执行之前所论述的各种方法步骤的处理单元，但是在其他情况下却根据相关通信协议来操作。举例而言，所描述的实施例在诸如4G网络的蜂窝式网络中尤为有用，但是应显而易见的是，所描述的实施例还可以用于其他无线通信网络中。因此，移动站装置、基地站以及其他网络基础结构可以结合这种IC，或者另外可以经程序化或者被配置以根据所描述的方法来操作。

虽然已详细描述本发明的示例性实施例，但是本领域技术人员将清楚的是，在本发明的范畴内许多变型例是可能的。举例而言，应理解的是，虽然在该方法中源、中继器和目的地被描述为具有具体和不同的角色，然而其可以使用类似的硬件来实现。可选地，源、中继器和目的地可以以特定方式在彼此之间和/或在其他源、中继器和目的地群组之间互换其角色和功能，例如，源或者目的地可以作用为中继器，或者源和目的地交换角色。

Claims (15)

1.一种通信方法，包括：

在时间=t时：

第一多重天线中继节点对来自源节点的第一时空区块编码信号，和来自第二多重天线中继节点的第一经解码和转发的时空区块编码信号进行解码并且转发，以及

目的地双重时空发射分集接收机对来自所述源节点的所述第一时空区块编码信号，和来自所述第二多重天线中继节点的所述第一经解码和转发的时空区块编码信号进行解码；

在时间=t+1时：

所述第二多重天线中继节点接收来自所述源节点的第二时空区块编码信号，和来自所述第一多重天线中继节点的第二经解码和转发的信号，以及

所述目的地双重时空发射分集接收机对来自所述源节点的所述第二时空区块编码信号，和来自所述第一多重天线中继节点的所述第二经解码和转发的信号进行解码。

2.根据权利要求1所述的方法，进一步包括：相位旋转预处理。

3.根据权利要求1或2所述的方法，进一步包括：基于后处理信噪比对预处理矩阵进行优化。

4.根据前述权利要求中任一项所述的方法，进一步包括：在所述目的地双重时空发射分集接收机处基于后处理信噪比来选择直接链路或者中继链路。

5.根据前述权利要求中任一项所述的方法，其中所述解码和转发的步骤包括双重时空发射分集检测。

6.根据前述权利要求中任一项所述的方法，进一步包括：对于所述时空区块编码信号以及经解码和转发的信号中的每个信号，基于帧结构中的正交训练序列进行信道估计。

7.根据前述权利要求中任一项所述的方法，进一步包括：将蜂窝分成多个扇区，每个扇区均具有正交频带；并且在每个扇区内选择所述第一多重天线中继节点和所述第二多重天线中继节点。

8.根据权利要求7所述的方法，进一步包括：由多个相邻蜂窝形成簇，其中第一蜂窝中的第一扇区和第二蜂窝中的第二扇区共享相同的频带，并且其中选择所述第一多重天线中继节点和所述第二多重天线中继节点的步骤包括：分别将最接近于所述第二扇区的所述第一扇区中的中继节点选择为所述第一多重天线中继节点或者所述第二多重天线中继节点，以及将最接近于所述第一扇区的所述第二扇区中的中继节点选择为所述第二多重天线中继节点或者所述第一多重天线中继节点。

9.根据前述权利要求中任一项所述的方法，其中所述时空区块编码信号和经解码和转发的信号包括双路径中继分时双工帧结构，其中所述帧结构包括用于上行链路数据传送、下行链路数据传送、相位旋转反馈以及链路选择反馈的时槽。

10.根据前述权利要求中任一项所述的方法，进一步包括：包括上行链路和下行链路的双向通信。

11.一种集成电路，其被配置以根据如权利要求1至权利要求10中任一项所述的方法来通信。

12.一种移动站，其被配置以根据如权利要求1至权利要求10中任一项所述的方法来通信。

13.一种基地站，其被配置以根据如权利要求1至权利要求10中任一项所述的方法来通信。

14.一种中继站，其被配置以根据如权利要求1至权利要求10中任一项所述的方法来通信。

15.一种通信系统，包括：

多重天线源，其被配置以发射时空区块编码信号；

至少两个多重天线双重时空发射分集中继节点，其被配置以交替地对时空区块编码信号进行解码和转发；以及

双重时空发射分集接收机，其被配置以对所述时空区块编码信号和经中继的信号进行解码。

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